TEMA 12:

FUENTES ESTABILIZADAS 12.1 Objeto de la Regulación La regulación después de la rectificación y filtrado tiene el fin de mejorar las características de tensión y corriente cuando hay carga. Si el capacitor del filtro tuviese una elevada resistencia interna Rin, se tendría una corriente continua, pero como siempre hay una resistencia de pérdidas, Rp, el capacitor se carga y descarga en cada semiciclo generando un pequeño ripple. Si se coloca una resistencia de carga,

LR 0 que está en paralelo con Rp, como p LR >R , el ripple depende

de la carga. Lo que se pretende es disminuir o suprimir el ripple.

Fig. 12.1: Rectificación de media onda con filtrado

12.2 Efectos del Ripple a) En audio, para alta amplificación aparece como un zumbido. b) En circuitos digitales, si el ripple es alto (2 V), puede modificar el estado lógico. c) Si se producen transitorios en la línea de 220 V o 380 V, esto se refleja en el secundario y aparece

como un ripple aumentado.

Fig. 12.2: Tensión de riple.

d) Por otro lado, mirando desde la carga LR , el valor medio de la tensión continua fluctúa con las

variaciones de la carga. Hay aplicaciones donde estas fluctuaciones no son admisibles, y un parámetro que da la idea de éstas es la resistencia de salida de la fuente. Lo ideal es que ésta sea lo más baja posible, ya que al circular

LI no habría caída en esta resistencia, denominada Ro y la

tensión de salida sería constante.

Fig. 12.3: Resistencia interna de una fuente.

12.3 Conclusiones Una fuente se regula para: a) Disminuir el ripple. b) Rechazar transitorios de la línea. c) Mejorar la Ro de la fuente, o sea mejorar la regulación. Para lograr la regulación se precisa un

elemento que actúe de tal manera que al subir la tensión en el rectificador, este elemento la baje a la salida y viceversa.

12.4 Desarrollos más Simples Mediante la ayuda de diodos zéner se puede obtener una tensión estabilizada tanto para variaciones de tensión como para variaciones de la carga.

Fig. 12.4:Regulador de tensión con diodo zéner.

Si aumenta la tensión

FV aumenta la caída en la resistencia iR ya que aumenta la corriente

Fi , pero el

incremento de carga lo absorbe el zéner, de tal forma que la SV sobre LR permanece constante. Lo que

hay que procurar es que iR sea mucho más grande que la

Zr 0(resistencia dinámica del zéner) que es

bastante baja, de modo que la relación i

Z

Rr

sea alta, lógicamente en la medida que Zr sea pequeña.

Además, si

Zr es pequeña, también lo será la tensión de ripple presente en el diodo zéner, con lo cual se

ha introducido una mejora. Si, ahora

FV permanece constante, y disminuye LR aumentará la

Li y como la fuente no puede proveerla,

pues es constante, lo hará el diodo zéner, es decir que la Zi disminuirá.

Hay que aclarar que estas condiciones de trabajo dependen de si el diodo zéner está operando más allá del codo de la curva donde la tensión se mantiene constante, y el margen de regulación dependerá de Ri.

Fig. 12.5: Curva característica de un zéner.

Un problema que hay que cuidar en los diodos zéner, es la limitación de potencia y corriente con la temperatura. Una característica es que el coeficiente de temperatura es función de la tensión del zéner. Cuando VZ > 6 V, el coeficiente de temperatura CT es positivo y cuando VZ< 6 V, CT es negativo.

Fig. 12.6: Coeficiente de temperatura de diodos zéner.

a 5 V 30 mA 1mV/ºC ∆T=50 ºC, Vz=5.05 V a 5 V 0.01 mA -2mV/ºC ∆T=50 ºC, Vz=4.9 V a 9 V Todas las corrientes 6 mV/ºC ∆T=50 ºC, Vz=9.3 V Conviene trabajar con zéner de baja tensión tratando de que para una

Zv y una Zi determinadas,

TC 0º

VC

= , es decir, que es conveniente tener zéners en serie para una buena referencia.

Fig. 12.7: Conexión de diodos zéner en serie.

Se puede lograr: a) Tener más disipación. b) Se puede regular corriente para un rango de CT próximo a cero. c) Se puede trabajar en la zona mínima del zéner. 12.5 Aumento de la Capacidad de Corriente Se logra mediante la conexión de un transistor en configuración seguidor de emisor, tal como se muestra en la figura 12.8. Tiene la ventaja de que el diodo zéner no es cargado en toda la corriente de salida sino tan sólo con la corriente de base del transistor T1. Son posibles mayores factores de estabilidad con valores más grandes de R. Una desventaja de esta fuente es que tiene mucho zumbido, estando éste aplicada al zéner y a la R alimentadora.

Fig. 12.8: Estabilización con transistor de paso.

La figura 12.9 muestra la rama Resistencia - Diodo Zéner.

Fig. 12.9: Tensión de riple .

En este caso:

f f

Z

Tensión de riple

v v

R+r R+r

f

ZZZ

v

VV r

r

=

= =

La última ecuación indica que la atenuación de ripple es mayor cuanto mayor es R . Pero esto ocasiona una menor 1I y se debe cubrir la b1I . El problema se soluciona mejor agregando un filtro en paralelo con

el zéner, como se observa en la figura 12.10.

Fig. 12.10: Filtrado de la tensión de riple.

Al conectar C, actúa como un cortocircuito para la tensión de ripple, lográndose atenuarla bastante a la salida. La función de C1 es disminuir la respuesta o ganancia del Darlington a las altas frecuencias. La resistencia interna del circuito está determinada por la expresión:

S

in

S

dVr

dI=

vista desde la salida. Prácticamente se determina por:

1

int

1 1

BE Zr rr

β β= +

El último término de esta expresión, es despreciable debido a que

Zr es pequeña y 1β es grande

generalmente. La tensión de salida estará expresada como:

S Z BEV V V= −

Además

1 1Z BI I I= +

e

1

1

E

B

II

β=

si

1 1I BI>> implica que 1I ZI cte= = puede calcularse

1

F ZV VR

I

−=

La resistencia del zéner rz varía de 2 o 3 Ω a 10 o 110 Ω dependiendo de la Vz y la Iz.

1

1

100010

10

BE

i

rR

β= = Ω

Fig.12.11: Resistencia dinámica de un zéner.

Anteriormente se dijo que con C se filtra el ripple y puede calcularse. Para Iz= 5 mA y Vz = 4,7 V con una frecuencia de ripple de 100 Hz, por lo tanto

Fig. 12.12: Frecuencia para el cálculo del capacitor de filtro

0.01 10.ZT seg r C C= = =

por lo que

0.011000

10

segC Fµ= =

Ω

donde rz es la resistencia dinámica del zéner. Si se agrega R1 la Rt (resistencia total ) será Rt=R1+rz y como T = 0,01 seg se podrá disminuir el valor de C. 12.6 Principio de Disposición con Amplificador Regulable En los circuitos vistos se calcula la Rint por medio del seguidor de emisor. Esta Rint se puede disminuir a voluntad cuando se emplea un amplificador regulable y se realimenta negativamente toda la disposición. Estos circuitos son llamados fuentes de tensión constante. Ellos tienen la ventaja de que la tensión de salida se puede establecer con precisión mediante una red de resistencias. Los circuitos de estabilización con amplificadores regulables no se diferencian, en principio, de las fuentes de tensión con operacionales, pero el inconveniente de usar sólo el operacional es que no se entrega suficiente corriente para poder obtener potencia. De allí que sea necesario acoplar un amplificador de potencia, el cual está incluido en la realimentación negativa. Este amplificador se reduce a un transistor de potencia o a un Darlington.

Fig. 12.13: Esquema de una fuente regulada.

Fig. 12.14: Esquema de control

¨ Re

2

1 2

Re

( )( . )

. .

S f S

S f S

V V V A EP

donde

R

R R

y

V V A EP V A EP

β

β

β

= −

=+

= −

Operando:

1

Re 2

. . 11

1 . .

S

f

V RA EP A EP

V A EP A EP Rβ β β= = = +

+

Existen dos posibilidades de regular la tensión de salida:

• Estabilización shunt. • Estabilización serie.

La más usada es la estabilización serie, en la cual el elemento regulador esta en serie con la carga y modifica su resistencia de manera tal que el usuario obtiene la tensión deseada. 12.7 Fuentes con Amplificador Regulable Simple La forma más simple de alimentar un amplificador regulable consiste en el empleo de un transistor en configuración seguidor de emisor.

Fig. 12.15: Fuente regulada simple.

La tensión de referencia se compone de la tensión del zéner ( Vz1 ) y de la tensión base emisor del transistor 2 ( VBE2 ).

Re 1 2f Z BEV V V= +

Si la tensión Vs disminuye, disminuye la tensión VB2 y por lo tanto aumenta VC2, lo que provoca el aumento de Vs. Por medio de la realimentación negativa, se estabiliza la tensión de salida.

2

1 2 2

1 12 1 2

2 2

(1 ) (1 )( )

S B

S B Z BE

V V

R R R

R RV V V V

R R

=+

= + = + +

Debido al amplificador regulador conformado por T2, el circuito posee una Rin (resistencia de entrada ), menor que las vistas anteriormente. La resistencia de entrada que se ve desde la salida se considerará viendo al circuito de la siguiente manera.

Fig. 12.16:Cálculo de la ganancia.

2 3

1

( ) //CE Zr r R

β

+

Debido a la realimentación esta expresión quedará:

2 3

1 1

2

( ) //

siendo 11 .

CE Zr r R

R

AV R

ββ

β

+

= ++

Y

3 1// ie L

V

Z

R h RA

r

β+=

Si se coloca un transistor Darlington, el valor de

ie 1 Lh +β R hace muy grande por lo cual en el paralelo

predomina R3 . Por otro lado de la expresión a) se deduce que, para provocar una disminución de la resistencia interna de la fuente o lo que es lo mismo mejorarla, se deberá tener un gran valor de Av, de allí la importancia de que R3 sea bastante elevada. ================================================================================ Nota: La resistencia R3, es la resistencia de colector del transistor T2 y a través de ella fluyen IC2 e IB1. Se debe elegir R3 de valor bajo de manera que, aún con la máxima corriente de colector ( ICMÁX ) del transistor T2, la corriente máxima del colector de T2 ( ICMÁX ) no caiga por debajo del valor de corriente de mantenimiento del zéner ( IZMÍN ). Resulta entonces la condición para el caso mas desfavorable: ================================================================================ O sea que:

3 1

1

3

por lo tanto

R

R F S BE

F S BE

V V V V

V V V

I

= − −

− −=

La condición indispensable para que la fuente funcione normalmente es que:

min 1

3

1max min

F S BE

B Z

V V VR

I I

− −≤

+

Se observa que si aumenta VR3 por cualquier circunstancia disminuye Vs. Si aumenta VF a su valor máximo, la corriente por R3 aumenta y por ello la corriente por el zéner también lo hace; sufriendo variaciones. Las variaciones de corriente por el zéner son del orden del 20%, en el rango que va desde IZMÁX a IZMÍN . De allí se deduce que el comportamiento de la fuente frente a la estabilidad es muy parecido al de un regulador simple con zéner. El transistor T2, debe a su ves poseer elevada ganancia para acusar bien las variaciones de Vs y para ello R3 debe ser bastante grande, lo que implica aumentar VR3 haciéndolo contraproducente para la obtención de Vs.

Fig. 12.17: Amplificación

Una mejora significativa se logra cuando a R3 se la reemplaza por una fuente de corriente.

Fig.12.18:Fuente regulada con fuente de corriente.

En la cual T3 entrega una corriente de colector que es independiente de VF, de allí que las ondulaciones influyen en menor grado. Los factores de estabilización que se pueden llegar a obtener son del orden de:

1

10000.001

F

S

V vS

V v

∆= = =

∆

Simultáneamente se reduce la resistencia interna de la fuente, dado que T2 posee un factor de amplificación mayor, al ser su resistencia de colector una fuente de corriente. La fuente de corriente conformada por el transistor T3 tiene la ventaja de permitir que la tensión Vs varíe sin que se modifique substancialmente la corriente de colector IC2. La tensión Vs máxima se alcanza cuando VC3 =0V. En dicho caso y por lo tanto VZ2 debe elegirse suficientemente pequeño. A su vez:

2 1

1 2 2

1 12 1 1 2

2 2

(1 )( ) (1 )( )

S B Z

S B Z Z BE

V V V

R R R

R RV V V V V

R R

+=

+

= + + = + +

12.8 Cálculo del Circuito. Supóngase que Vs=15V y una capacidad de corriente Is=1A. Para que IB1 << IC2 , T1 deberá poseer una amplificación del orden de 1000, para lo cual se precisa un transistor Darlington. La máxima IB1 es 1mA y se adopta como IC3, una corriente de 5mA. Si la tensión de zéner VZ2 es de 2V y teniendo en cuenta que VBE3 es de 0,6V resultará:

3

2 0.6280

.005

v vR

−= = Ω

En la elección de la tensión VZ1 se tiene amplia libertad, pues todo depende del valor deseado de la tensión Vsmin. Se adopta para R1 valores bajos, del orden de 1KΩ a 10 KΩ, con el objeto de drenar las corrientes de pérdida o bloqueo de T1 y que la corriente de base de T2 no provoque una caída de tensión que tienda a disminuir su potencial de base a un valor tal que lo lleve al corte. Para que la fuente de corriente conformada por T3 no se sature, el valor de VF será igual a la suma de:

1 3 2S BE CB Z FV V V V V+ + + =

es decir,

15 0.6 0.4 2 18 Fv v v v v V+ + + = =

El valor de VF dependerá del condensador de carga y de la resistencia interna ( Rint ) del transformador de alimentación.

12.9 Métodos para la Limitación de Corriente. 12.9.1 Por Colector. El diodo D conduce cuando la corriente de colector de T1 se hace tan grande que la caída de tensión sobre R5 supera el valor de VZ2 .

Fig. 12.19: Protección por colector.

Éste es el caso en que la corriente de salida máxima es:

2Z

sMax

S

VI

R=

Cuando el diodo D está en conducción drena la corriente de emisor de T3, ocasionando la disminución de IC3 y llevando al corte a T1. Para limitar la corriente es necesario medirla, para ello se coloca la resistencia R5 en la cual se produce una caída de tensión ( + → - ) proporcional a la misma. En condiciones normales D no conduce, entonces:

3 2 3 2 0.7R Z BE ZV V V V v= − = −

Y además:

3 3 RS R D D RS RV V V V V V= + ∴ = −

Pero cuando el diodo D conduce VD = 0,7V y la caída en R5 es:

3 0.7Rs RV V v= +

Y como:

3 2 0.7R ZV V v= −

reemplazando:

2 20.7 0.7Rs Z ZV V v v V= − + =

Se debe asegurar que para cortocircuito no se superen las características de máxima disipación de potencia del transistor de paso.

Fig. 12.20:Tensión de salida

12.9.2 Por Emisor. Otra posibilidad de limitar la corriente de salida consiste en medir la corriente de emisor de T1.

Fig. 12.21: Protección por emisor

Si VR5 alcanza el valor de VBE4 = 0,6V, el transistor T4 conduce y disminuye el valor de la corriente de base Ib1 , debido a que el transistor T4 va a la saturación y la tensión de base VBE1 se iguala con la de colector-emisor VCE4 en 0,2V ( VBE1 = VCE4 = 0,2V ), provocando el corte de T1 y disminuyendo como consecuencia la corriente IC1 . La resistencia R6 se emplea para proteger la base del transistor T4 de altos cortes transitorios, llegando en la práctica a obtenerse valores desde los 100Ω a 1kΩ. En caso de cortocircuito el transistor T1 es sobrecargado, soportando casi toda la tensión VF entre sus bornes. Sin embargo se tiene la posibilidad de reducir fácilmente el valor de Ismax en el transistor T1, para casos de corto circuito. Con este fin se conecta R7, cuyo valor es de aproximadamente de 10R6 . Con esta disposición se protege a la fuente en caso de un corto circuito prolongado. Bajo operación normal se tiene una caída de tensión despreciable en la resistencia R5 dada por VR5 y un potencial negativo en la base del transistor T4 definida por las resistencias R6 y R7 siendo la misma:

6 6 6

6

6 6 7 6 7 7

R S S S

R

V V V R V RV

R R R R R R= ∴ = ≅

+ +

El transistor T4 conducirá cuando:

6 4RS R BEV V V− =

Es decir:

6

4

7

RS BE S

RV V V

R= +

Y la corriente máxima estará dada por:

64

max

7

RS SBE

S

S S S

V V RVI

R R R R= = +

La que para una Vs determinada y de alto valor dará una Imax mayor y viceversa.

Fig. 12.22: Característica de corte plegado.

Si se cortocircuita la salida, Vs = 0V y prácticamente no cae tensión en la resistencia R6 , entonces la corriente de corto circuito será:

4BE

SCC

S

VI

R=

Se observa en la gráfica ( Vs - Is ), como varía la corriente y la tensión de salida. La tensión de salida permanece constante hasta alcanzar el valor de Ismax. Una posterior disminución de la resistencia de carga implica una disminución de Vs y como consecuencia debería haber aumentado la corriente Ismax , pero no sucede así porque el cortocircuito actúa de manera tal que al disminuir la resistencia de carga, disminuye la salida y como consecuencia disminuye la Imax de forma tal que para Vs = 0V se alcance la corriente Iscc. El circuito actúa, cuando se sobrepasa la Ismax, como si fuera una resistencia negativa de valor

S 7

6

R(- )

R

Robteniéndose de esta manera la característica de plegado observada en la figura.

Con el propósito de no exigir al transformador que alimenta al circuito, con un valor de corriente igual al de Ismax, la cual no toleraría, se puede hacer la combinación de la característica de corte neto con la característica de plegado. Esto se logra conectando un nuevo transistor en la siguiente configuración.

Fig.12.23: Circuito para corte neto y plegado.

Fig.12.24: Característica de una protección con corte neto y plegado.

El diodo D se conecta al sólo efecto de aumentar la tensión de umbral de conducción del transistor T5 al valor de 1,4V. 12.10 Fuentes de tensión con Amplificadores Operacionales. Los efectos de la temperatura son muy influyentes en los transistores de las fuentes de alimentación, es por ello que para lograr bajos corrimientos por temperatura, de la tensión VBE se usan los amplificadores diferenciales en lugar de un transistor aislado como amplificador regulador.

Fig. 12.25: Fuente regulada con Amp. Diferencial.

Se ha reemplazado al transistor T2 por el par T2-T3, el que compara la tensión de zéner VZ1 con una porción de la tensión de salida Vs (acusando cualquier variación). El zéner Z1 obtiene su corriente estabilizada de la tensión Vs, por lo tanto la Vs no ha de variar mucho, en general se tiene:

1

1

2

(1 )S Z

RV V

R= +

En los casos en los cuales se debe mantener pequeña la diferencia entre VF y Vs (Vsmax = VF - VZ2), para fuentes de corte con transistor bipolar), se tiene una menor pérdida de tensión cuando se reemplaza en la fuente de corriente el transistor bipolar por un transistor F.E.T.

Fig. 12.26: Fuente regulada con Amp. Diferencial y fte. de corriente con FET.

El F.E.T entrega la corriente constante GS

3

V

Ral transistor T2. Mediante la correcta elección de R3 se logra

alimentar al F.E.T. y manejar las corrientes IC2 e IC3 a voluntad, sin influir en la Ib1max que se desea para T1. Debido a la alta impedancia que presenta la fuente con FETs, es que entre B y A se tendrá una corriente constante y por lo tanto la tensión de R3 también. Por lo tanto cualquier variación de la tensión que se produzca en A, se verá reflejada en B ( es como si B tirara de A, efecto bootstrap ). Cuando T2 va al corte, la corriente de colector IC2 se anula y por ende la tensión VGS será nula, razón por la cual el FET se vuelve totalmente conductor ( la resistencia RD-S es del orden de los cientos de Ω). Cuando la corriente de base máxima del transistor T1 está en el rango del mA, aparecerá en la RD-S una caída de tensión del orden de los mV, que sumada a los 600 mV de la tensión VBE1 dará la tensión que le faltará a la Vsmax para llegar a la VF. Por esta razón el circuito funcionará normalmente si la tensión VCE1 es de 1V, ya que Vsmax= VF - 1V = VF - VBE1 - VDS. Sin embargo con fuente de corriente con transistor bipolar la Vsmax que se podrá obtener está dada por: Vsmax = VF - VBE1 - VCB3 - VZ2 , la que es notablemente menor. En las fuentes vistas hasta ahora se puede variar Vs en un estrecho margen, desventaja que se soluciona con el siguiente circuito.

Fig. 12.27: Fuente regulada hasta 0 volt.

Es una fuente de tensión con salida regulable hasta 0V, cuya tensión de salida Vs es:

El zéner Z1 provee la VREF y simultáneamente tensión negativa de alimentación para el amplificador diferencial T2-T3. Dado que el potencial de emisor está a -0,6V, es posible regular la tensión de salida hasta 0V. 12.11 Fuentes con Amplificador Operacional. Cuando se necesita variar la tensión de salida en pequeños rangos, se usa el siguiente circuito seguidor de tensión (Figura 12.27 ). Tiene la ventaja que, salvo la VF, no se requiere de ninguna tensión adicional (no obstante ésta es adecuada sólo para A.O. que no requieran una conexión a masa propia). Debido a que la tensión de servicio negativa se puso a masa y la tensión positiva, a +VF, resulta ser:

1

2b b FV V V+ −= =

El potencial de reposo de salida, vale entonces 1

2FV

Fig. 12.27: Fuente regulada con Amp. Op.

Cuando se requiera bajar a cero la tensión de salida se deberá usar la configuración inversora y además alimentar al operacional con

bV± .

La tensión de salida sólo se puede variar en un pequeño rango, por la forma de conexión del zéner, dado que si se aumentara notablemente la tensión de salida, aumentaría la corriente por el zéner. Los diodos D1 y D2 protegen al A.O. de transitorios de conexión y desconexión. 12.12 Fuente de Tensión con rango de 0V a VMÁX. Configuración Seguidor de Emisor. Cuando se conecta el seguidor de emisor conformado por el transistor T1, a la salida del amplificador operacional, provoca que la tensión de salida quede limitada al rango dinámico de salida del A.O. el cual no es suficiente. Por lo tanto, se requiere un circuito adicional que provoque una amplificación de tensión, con éste objetivo se conectan los transistores T2 y T3.

Por estar en configuración base común, el transistor T2 amplifica la tensión de salida del A.O. El transistor T3 actúa como fuente de corriente de colector para el transistor T2 y la de base para T1. Los diodos D1 y D2 conjuntamente con la resistencia R3, protegen la entrada al A.O. y la resistencia R4, equilibra la caída de tensión que se origina en la resistencia R3 surgida como consecuencia, de la circulación de la corriente de reposo. Para limitar la corriente de entrada es necesario adoptar R3 = R4.

Fig. 12.28:Fuente de tensión en emisor común

Fig.12.29: Circuito equivalente.

La estabilidad de la tensión de salida depende del corrimiento de la tensión de OffSet (Voffset ) del A.O. y de la estabilidad de la tensión de referencia. Las resistencias R1 y R2 deben ser de precisión para evitar que se afecte la estabilidad por corrimientos en sus valores. 12.13 Fuente de Precisión con Salida por Colector. En este tipo de fuente no se precisa de un transistor adicional para hacer mayor la tensión de salida como en el circuito anterior, debido a la capacidad de manejo del A.O. Al transistor T1 se lo hace trabajar en configuración emisor común, en la cual también se amplifica tensión. Para tener un aprovechamiento total del manejo del transistor T1, se requiere que en la salida del A.O. se disponga de tensiones por debajo de 1V. La realimentación es para el terminal positivo del A.O. debido a que el transistor T1 actúa como un amplificador inversor por estar en configuración emisor común y por lo tanto se obtiene realimentación negativa.

Fig 12.29: Fuente de tensión con salida por colector. Por otro lado, a mayor realimentación mayor ganancia de lazo y menor impedancia de salida. Una desventaja de este circuito es que la fuente de tensión de alimentación VF no está provista del potencial de tierra, es decir no es posible generar las tensiones necesarias con ayuda del mismo puente rectificador. 12.14 Fuente de Precisión con limitación de Corriente Graduable. A veces se requieren fuentes en las cuales el límite de corriente debe graduarse en forma continua con alta precisión. El circuito para la estabilización de tensión es idéntico que el del caso anterior. Para la medición de corriente del consumidor, existe en el circuito de corriente de salida la resistencia Rs donde la corriente Is, que es igual a la corriente de carga ( Is = ICARGA ), provoca en ella la caída de tensión Vs = Is x Rs. El segundo A.O. compara la tensión

RSV con '

1RV , que en funcionamiento normal '

1RS RV V< , por lo tanto la

tensión VA es negativa, es decir, la tensión '

NV es negativa.

De este modo el amplificador A.O.2 irá hacia al límite positivo de su tensión de salida y el diodo D3 queda bloqueado sin influenciar en nada la regulación de tensión.

Fig. 12.30:Fuente de tensión con limitación graduable de corriente.

Fig. 12.31:Circuito simplificado.

Fig. 12.32: Determinación de potenciales.

Si se aumenta la corriente de salida hasta el valor:

''1

max Re'

2

S f

S

RI V

R R=

la que surge de considerar:

'

'1

Re'

2

'

' 1Re '

2

C S RS f

C f

S

RI R V V

R

RI V

R R

= =

=

La tensión VRS aumenta hasta llegar al punto en que '

NV =0 , y posteriormente se hace positiva o sea '

NV >0 , con lo cual la Vs del A.O.2 disminuye haciendo conducir al diodo D3. la corriente de base de T1

disminuye tanto que la corriente de salida permanece constante ( se establece un equilibrio ) y la tensión de salida Vs, disminuye. Por ello el A.O.1 se maneja hasta el límite positivo de salida de tensión y a partir de allí el A.O.2 toma a su cargo la regulación. Si aumenta la corriente de salida, aumenta la tensión VRS y con ello '

NV se hace positiva. La tensión de

salida del A.O.2 continúa disminuyendo y por lo tanto decreciendo la tensión VBE del transistor T1; esto actúa en contra del aumento de corriente debido a la alta amplificación del A.O.2 y el circuito se torna una fuente de corriente constante con una Is = Imax. Cuando el diodo D3 conduce, R5 actúa aumentando la impedancia de salida del A.O.1 que será mayor que la del A.O.2 quedando el primero fuera de servicio. La misión de R5 es entonces, la de ayudar a sacar de servicio al A.O.1. 12.14.1 Examen Analítico de la Fuente. Las ecuaciones que rigen la protección son:

'

Re' ' '

1 1 1' '

1 2

' '

1

Re'

' '

1 2

' ''Re 1' 2

' ' ' '

1 2 1 2

( )

( )

RS f

R C

N RS R

RS f

N RS

fRS

N

V VV I R R

R R

V V V

V VV V

R R

V RV RV

R R R R

+= =

+

= − ∴

+= − ∴

+

= −+ +

Suponiendo que Vs es pequeño ( Ic pequeña ), la VRS también lo será y '

RS 2

' '

1 2

V R

R +R <

' '

Re 1

' '

1 2

fV R

R R+; luego '

NV es

negativa, el A.O.2 está en su salida máxima positiva y el diodo D3 bloquea.

Cuando '

RS 2

' '

1 2

V R

R +R >

' '

Re 1

' '

1 2

fV R

R R+, implica que '

NV es positiva, el A.O.2 está en su salida negativa y el diodo D3

conduce. Variando '

1R se puede variar la corriente Ic sobre la carga, transformando la fuente de tensión constante

en fuente de corriente constante.

Dependiendo de la carga la fuente tendrá limitación de corriente o de tensión. La figura 12.33 muestra la relación entre la tensión y corriente de salida.

Fig. 12.33: Característica de salida de la fuente.

================================================================================ Nota: En la zona 2 actúa como fuente de corriente constante, donde '

1R se fija y se regula R1 para lograr

la variación de tensión. En la zona 1 actúa como fuente de tensión constante, donde R1 se encuentra fija y se modifica '

1R para

tener variaciones de corriente. ================================================================================ La resistencia '

1R se encarga de elevar la corriente, pero lo que se desea es que superado un

determinado valor de corriente regulado mediante '

1R , la tensión de salida disminuya, lo que implica una

limitación de corriente. Se tiene entonces un circuito para limitar o fijar la corriente y otro para regular la tensión. Normalmente la tensión del A.O.2 es tal que el diodo D3 se encuentra abierto lo que significa que la regulación es de tensión pasado un cierto valor comienza a funcionar el A.O.2, lo cual implica limitar al transistor T1, ya que la salida del A.O.2 es de menor impedancia que la del A.O.1 ( debido a la resistencia R5 ). Cuando el diodo D3 conduzca habilitado por el A.O.2 ( debido a un aumento de la Ic ), la corriente de t1 disminuye estableciéndose un equilibrio de la corriente de salida. Mientras no se exceda el valor de Ic, establecido por '

1R , el A.O.1 operará como regulador de tensión ante fluctuaciones de la tensión de salida en la carga.