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7/23/2019 ejemplocaf (1)

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UN EJEMPLO DE DISEÑO - DIVISOR “BRANCH-LINE” DE BANDA ENSANCHADA

Para forma parte de una red de alimentación de un array, diseñado para una frecuencia

de 2 GHz y con impedancia de referencia 50 S, se necesita un acoplador direccional de tipo

“branch line” de 3 dB y banda ensanchada. La literatura proporciona la posibilidad de usar una

estructura de tres ramas como la de la figura.

Es posible demostrar que las condiciones de diseño para este tipo de divisores son

donde es el valor numérico del acoplo. Puesto que hay tres parámetros libres (Z01 Z02 Z03) y

sólo dos condiciones a cumplir, es posible realizar diversos tipos de diseños, que se diferencian

en su forma de respuesta en frecuencia. De entre ellos se elige la llamada solución periódica,

en la que Z02= Z0=50 SSSS

obteniendose entonces, para y con ayuda de una hoja de cálculo que resuelve el sistema

de ecuaciones en Z01 Z02 Z01=120.7 SSSS, Z03=70.7 SSSS

El primer paso del diseño consistirá en confirmar que los valores elegidos son los

correctos y estimar la respuesta de la estructura. Para ello usamos RFSim99 dibujando la

topología



y calculamos la respuesta, que resulta ser:

- En reflexión y aislamiento

- En la salida acoplada

Puede apreciarse que la banda en reflexión, definida a -20 dB, es del orden del 24% y que

en dicha banda la variación del acoplo es de 0.23 dB. Estas características son las esperables para

este diseño, sea cual sea la tecnología en que se implemente, siempre que corresponda a la propagación de un modo TEM (modelo de lineas de transmisión).



Pasemos ahora a la realización en microstrip. Se tomará un sustrato con espesor 0.508

mm y permitividad relativa gr =3.4. Se puede implementar una hoja de cálculo con las formulas

existentes en la literatura (p.e. en E.M. Pozar “Microwave Engineering” pp 185-186) o usar la

ayuda del calculador de RFSim99 para preparar la tabla siguiente

Z0 (SSSS) w (mm) ggggeff 8888 /4 (mm) a 2 GHz

50 1.16 2.66 22.99

70.7 0.60 2.52 23.62

120.7 0.13 2.34 24.50

Con estas dimensiones es posible dibujar una máscara que serviría de base a la realización

de un prototipo. Es en este punto donde finalizaría la actividad correspondiente a la asignatura

de Circuitos de Alta Frecuencia, quedando la implementación y medida del dispositivo en el

ámbito de la asignatura del Laboratoriod e Circuitos de Alta Frecuencia.

Naturalmente la realización práctica del circuito definitivo con garantías de éxito hace

aconsejable una predicción mas detallada de su comportamiento. Es por ello que conviene

utilizar herramientas mas avanzadas, siguiendo un proceso como el que se describe a

continuación.

El cálculo de la respuesta de la estructura en microstrip ha de hacerse con un código mas

completo, bien de implementación propia, bien de disposición comercial. Elegiremos el

simulador circuital ADS de Agilent y dibujaremos un esquemático con lineas microstrip de las

dimensiones calculadas



del que obtenemos por simulación

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-35

-30

-25

-20

-15

-40

-10

freq, GHz

d B ( S ( 1 , 1

) )

d B ( S ( 1 , 4

) )

m1freq=dB(S(1,3))=-3.45

1.990GHzm1freq=dB(S(1,3))=-3.45

1.990GHz

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-3.4

-3.2

-3.0

-3.6

-2.8

freq, GHz

d B ( S ( 1 , 3

) )

m1

Puede apreciarse que la respuesta está razonablemente centrada en 2 GHz pero la potencia

que sale por la puerta acoplada es menor de la debida (0.48 en lugar de 0.5, con error del 9%).



Podemos re-diseñar el acoplador de forma que aumente la potencia en la puerta acoplada,

aumentando dicha potencia en el diseño original en el mismo %, lo que corresponde a un

acoplador de 2. 6 dB para el que Z01=112.7 S (w=0.17 mm, R=24.37 mm) y Z03=67.5 S.

(w=0.66 mm,R=23.5 mm).

La nueva respuesta es

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-40

-30

-20

-50

-10

freq, GHz

d B ( S ( 1 , 1 )

)

d B ( S ( 1 , 4 )

)

m1freq=dB(S(1,3))=-3.051

1.990GHzm1freq=dB(S(1,3))=-3.051

1.990GHz

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-3.0

-2.9

-2.8

-2.7

-2.6

-3.1

-2.5

freq, GHz

d B ( S ( 1 , 3

) )

m1

prácticamente idéntica a la ideal.



Analicemos el efecto de las discontinuidades. Para ello las incorporamos al esquemáticos,

que toma el aspecto

siendo la nueva respuesta

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-40

-30

-20

-50

-10

freq, GHz

d B ( S ( 1 , 1 ) )

d B ( S ( 1 , 4 ) )

m1freq=dB(S(1,3))=-3.057

2.000GHzm1freq=dB(S(1,3))=-3.057

2.000GHz

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-3.0

-2.9

-2.8

-2.7

-2.6

-3.1

-2.5

freq, GHz

d B ( S ( 1 , 3

) )

m1

pudiendo apreciarse que el efecto de las discontinuidades es, en este diseño, despreciable.



Vamos ahora a realizar la máscara. Una cuestión a tener en cuenta es que la longitud de

la rama central es distinta a la de las laterales. Si el dibujo se hace en AutoCad esta circunstancia

no da problemas, si bien las discontinuidades no son ya las utilizadas en el análisis con ADS, que

presupone un ángulo de 90º entre la líneas. Afortunadamente el efecto de las discontinuidades

es, como hemos visto, muy pequeño y la respuesta no diferirá sensiblemente de la simulada.

Pero suponganos que utilizamos el generador de máscaras del propio ADS. El resultado

es

y la rama central no esta conectada, por lo que es necesario corregir las longitudes de rama para

que todas tengan el mismo valor.

Puede usarse, por ejemplo, el valor medio (23.935 mm). Pero esta corrección altera el

comportamiento del circuito, por lo que conviene comprobar si su efecto es admisible.

Simulando de nuevo a nivel circuital es fácil ver que el efecto obtenido es poco relevante, por

lo que admitimos la máscara generada en estas condiciones



Hasta el momento todas las simulaciones se han hecho mediante teoría de circuitos y

modelos adecuados. Pasemos finalmente a la simulación electromagnética, ayudandonos de la

herramienta de cálculo Momentum de Agilent. Se obtiene entonces

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-40

-30

-20

-50

-10

Frequency

M a g

. [ d B ]

S11-S14

m1freq=dB(S(1,3))=-3.103

2.000GHzm1freq=dB(S(1,3))=-3.103

2.000GHz

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-3.1

-3.0

-2.9

-2.8

-2.7

-2.6

-3.2

-2.5

Frequency

M a g .

[ d B ]

m1

S13

donde se aprecia una desviación en frecuencia en la reflexión y el aislamiento.



Si se es muy exigente puede desearse corregir dicha desviación de frecuencia, que está,

para la reflexión y el aislamiento, un 3.4% por debajo de la de diseño. Bastaría en principio

disminuir todas las longitudes en esta cuantía para centrar la respuesta. Es fácil comprobar que

esta corrección ajusta la reflexión pero desplaza el acoplo. Pero si se acortan en tal porcentaje tan

solo las lineas principales se obtiene un resultado excelente, con el que admitiremos finalizado

el diseño, para el que la respuesta simulada es

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-40

-30

-20

-50

-10

Frequency

M a g . [ d

B ]

S11-S14

1.6 1.8 2.0 2.2 2.41.4 2.6

-3.0

-2.9

-2.8

-2.7

-2.6

-3.1

-2.5

Frequency

M a g .

[ d B ]

S13



La máscara tiene el aspecto

y su realización física

Midiendo las características del dispositivo se obtienen las gráficas siguientes

REFLEXIÓN Y AISLAMIENTO



ACOPLO

DIFERENCIA DE FASE ENTRE LAS SALIDAS

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