INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL
Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica 1
INSTITUTO POLITECNICO NACIONAL
ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA
“UNIDAD ZACATENCO”
TESIS
“SISTEMA DE MEDICIÓN RMS VERDADERO CON INTERFAZ USB ”
Que para obtener el título de:
“INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA”
PRESENTA
REYES MORÁN DANIEL
México, D. F. AGOSTO 2012
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INDICE Glosario de Términos .................................................................................................................................................. 10
INTRODUCCION GENERAL ........................................................................................................................................... 11
RESUMEN ................................................................................................................................................................... 15
OBJETIVO .................................................................................................................................................................... 16
JUSTIFICACION ............................................................................................................................................................ 16
Agradecimientos ......................................................................................................................................................... 17
CAPITULO 1 ................................................................................................................................................................ 18
FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LAS SEÑAL ELÉCTRICA ............................................................................................................... 18
1.1 DEFINICION DEL VALOR EFICAZ VERDADERO DE UNA SEÑAL ............................................................ 19
CAPITULO 2 ................................................................................................................................................................ 25
DISEÑO DEL SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS ................................................................................................................... 25
2.1 REQUISITOS DE DISEÑO .......................................................................................................................... 26
2.2 IMPORTANCIA DEL PROTOCOLO USB .................................................................................................... 28
2.3 CARACTERISTICAS DEL PROTOCOLO USB ............................................................................................ 29
2.3.1 TIPOS DE PAQUETES ............................................................................................................................... 31
2.3.2 SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS Y PROCESAMIENTO DE SEÑAL EN FORMA ANALÓGICATIPOS DE PAQUETES ...................................................................................................................................................... 34
2.4 CÁLCULOS Y SIMULACIÓN DEL SISTEMA USANDO SPICE .................................................................... 35
2.5 SISTEMA DE INTERCONEXION ANALÓGICO DIGITAL ............................................................................. 59
CAPITULO 3 ................................................................................................................................................................ 68
CARACTERIZACIÓN DEL SISTEMA ......................................................................................................................................... 68
3.1 MEDIOS NECESARIOS PAA EL DISEÑO DE UN CIRCUITO IMPRESO .................................................... 69
3.2 ELABORACIÓN DEL CIRCUITO IMPRESO ................................................................................................ 70
3.3 VALIDACIÓN DEL SISTEMA DE MEDICIÓN............................................................................................... 79
CAPITULO 4 ................................................................................................................................................................ 84
RESULTADOS .................................................................................................................................................................. 84
4.1 MEDICIÓN DE LA RESPUESTA EN FRECUENCIA .................................................................................... 85
4.2 ANÁLISIS DE COMPARACIÓN ................................................................................................................... 96
4.3 ESTUDIO ECONÓMICO ............................................................................................................................. 98
CAPITULO 5 ................................................................................................................................................................ 99
CONCLUSIONES ............................................................................................................................................................... 99
5.1 CONCLUSIONES ...................................................................................................................................... 100
5.2 TRABAJO A FUTURO ............................................................................................................................... 101
5.3 MEJORAS ................................................................................................................................................. 101
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LILILILISTA DE FIGURASSTA DE FIGURASSTA DE FIGURASSTA DE FIGURAS
Introducción
Figura 1. Diagrama a bloques del SISTEMA DE MEDICION RMS
VERDADERO CON INTERFAZ USB 14
CAPITULO I. FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LAS SEÑALES E LECTRICAS
Figura 1.1 Señal Determinística (Onda Senoidal) 19
Figura 1.2 Señal Aleatoria 19
Figura 1.3 Circuitos para determinar el valor RMS 20
Figura 1.4. Parámetros importantes de una señal triangular 22
CAPITULO II. DISEÑO DEL SISTEMA DE MEDICIÓN
Figura 2.2 Circuito para obtener el Valor Absoluto 35
Figura 2.3 Circuito rectificador de media onda 35
Figura 2.4 Circuito rectificador de media onda en el semiciclo positivo 36
Figura 2.5 Circuito rectificador de media onda en el semiciclo negativo 36
Figura 2.6 Señal Senoidal a la entrada del circuito de 1 Vp 40
Figura 2.7 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo senoidal, obtenido mediante
simulación 40
Figura 2.8 Señal Senoidal a la entrada del circuito de 5 Vp 41
Figura 2.9 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo senoidal, obtenido mediante
simulación 41
Figura 2.10 Señal Triangular a la entrada del circuito 42
Figura 2.11 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo triangular, obtenido mediante
simulación 42
Figura 2.12 Señal Triangular a la entrada del circuito de 5 Vp 43
Figura 2.13 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo triangular, obtenido mediante
simulación 43
Figura 2.14 Valor Absoluto de la señal de entrada de DC de valor negativo de -1 V 44
Figura 2.15 Valor Absoluto de la señal de entrada de DC de valor negativo de -5 V 44
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Figura 2.16 Diagrama electrónico correspondiente al circuito que obtiene el
valor absoluto de la señal y el que eleva al cuadrado la misma 45
Figura 2.17 Circuito para obtener el Logaritmo de la señal de entrada 46
Figura 2.18 Circuito para elevar al cuadrado el valor de entrada 46
Figura 2.19 Amplificador diferencial 47
Figura 2.20 Diagrama electrónico correspondiente al circuito que obtiene el
valor absoluto de la señal y el que eleva al cuadrado la misma 49
Figura 2.21 Señal de excitación utilizada en el programa SPICE para verificar el
funcionamiento de la etapa de elevar al cuadrado 50
Figura 2.22 Señal de salida con un valor de 4volts-pico 50
Figura 2.23 Señal de excitación utilizada en el programa SPICE para verificar el
funcionamiento de la etapa de elevar al cuadrado 51
Figura 2.24 Señal de salida con un valor de 10 Vp 51
Figura 2.25 Circuito que obtiene el valor de la intregral del voltaje de entrada 52
Figura 2.26 Obtención del valor medio de una señal senoidal,
mediante el programa SPICE, utilizando un circuito integrador 54
Figura 2.27 Obtención del valor medio de una señal senoidal,
mediante el programa SPICE, utilizando un circuito integrador 54
Figura 2.28 Circuito que obtiene la raíz cuadrada del valor de entrada 55
Figura 2.29 Amplificador Diferencial 55
Figura 2.30 Voltaje de salida obtenido, por simulación, al excitar el
circuito para obtener la raíz cuadrada de una señal de 2 V de corriente directa 56
Figura 2.31 Conversor RMS Verdadero 57
Figura 2.32 El valor RMS para un voltaje de entrada de
1 Vp (VRMS=0.707 V) y 2 Vp (VRMS=1.41 V) a f=10 Hz 58
Figura 2.33 El valor RMS para un voltaje de entrada de
3 Vp (VRMS=2.1 V) y 4 Vp (VRMS=2.8 V) a f=10 Hz 58
Figura 2.34 El valor RMS para un voltaje de entrada de
5 Vp (VRMS=3.5 V) a f=10Hz 58
Figura 2.35 El valor RMS para un voltaje de entrada de
1 Vp (VRMS=0.707 V) y 2 Vp (VRMS=1.41 V) a f=60Hz 59
Figura 2.36 El valor RMS para un voltaje de entrada de
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3 Vp (VRMS=2.1 V) y 4Vp (VRMS=2.8 V) a f=60 Hz 59
Figura 2.37 El valor RMS para un voltaje de entrada de
5 Vp (VRMS=3.5 V) a f=60 Hz 59
Figura 2.38 El valor RMS para un voltaje de entrada de
1 Vp (VRMS=0.707 V) y 2 Vp (VRMS=1.41 V) a f=10 kHz 60
Figura 2.39 El valor RMS para un voltaje de entrada de
3 Vp (VRMS=2.1 V) y 4 Vp (VRMS=2.8 V) a f=10 kHz 60
Figura 2.40 El valor RMS para un voltaje de entrada de
5 Vp (VRMS=3.5 V) a f=10 kHz 60
CAPITULO III. CARACTERIZACIÓN DEL SISTEMA
Figura 3.1 Esquema de resistores del cual se realizará el circuito impreso 69
Figura 3.2 Correcto trazado de pistas 70
Figura 3.3 Correcto trazado de pistas en la esquinas 71
Figura 3.4 Correcto trazado de pistas en una bifurcación 71
Figura 3.5 Correcto trazado de puntos de soldaduras 72
Figura 3.6 Montado de componentes 73
Figura 3.7 Soldado de componentes 74
Figura 3.8 Trazado de las pistas del circuito impreso utilizado para
el convertidor RMS Verdadero 74
Figura 3.9 Fotografía del circuito impreso terminada 75
Figura 3.10 Circuito Final 76
Figura 3.11 Diagrama de las pistas de la tarjeta de circuito impreso diseñada 77
Figura 3.12 Fotografía de la tarjeta de circuito impreso del sistema 78
Figura 3.13 Fotografía del sistema diseñado 79
Figura 3.14 Gráfica obtenida al excitar el sistema con una señal de 1.5 V de corriente directa 80
Figura 3.15 Gráfica obtenida al excitar el sistema con una señal de 1.5 V de corriente directa
tomando 500 muestras en un minuto 80
Figura 3.16 Gráfica obtenida al excitar el sistema con una señal de 1.5 V de corriente directa
tomando 1000 muestras en un minuto 81
Figura 3.17 Gráfica obtenida mediante el simulador SPICE indicando un valor RMS de 353 mV
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para una señal de 500 mV de entrada 81
Figura 3.18 Gráfica del valor RMS, obtenido con un osciloscopio, para una señal de 500 mV de
entrada 81
Figura 3.19 Gráfica del valor RMS obtenido mediante el simulador SPICE, al excitar el circuito
con una señal senoidal de 1 Vp y frecuencia de 10 Hz 82
Figura 3.20 Gráfica del valor RMS obtenido utilizando un osciloscopio, al excitar el circuito con
una señal senoidal de 1 Vp y frecuencia de 10 Hz 82
Figura 3.21 Gráfica del valor RMS obtenido mediante el simulador SPICE, al excitar el circuito
con una señal senoidal con una frecuencia de 10 Hz y 2 Vp de amplitud 83
Figura 3.22 Gráfica del valor RMS obtenido utilizando un osciloscopio, al excitar el circuito con
una señal senoidal de 2 Vp y frecuencia de 10 Hz 83
Figura 3.23 Gráfica del valor RMS obtenido mediante el simulador SPICE,
al excitar el circuito con una señal senoidal con una frecuencia de 10 Hz y 2.5Vp de amplitud 84
Figura 3.24 Gráfica del valor RMS obtenido utilizando un osciloscopio,
al excitar el circuito con una señal senoidal de 2.5 Vp y frecuencia de 10 Hz. 84
CAPITULO IV. RESULTADOS
Figura 4.1 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la
señal de entrada tipo Senoidal de 10 Hz 86
Figura 4.2 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Senoidal de 50 Hz 87
Figura 4.3 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Senoidal de 100 Hz 88
Figura 4.4 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Senoidal de 1 kHz 89
Figura 4.5 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Triangular de 10 kHz 90
Figura 4.6 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Triangular de 10 Hz 91
Figura 4.7 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Triangular de 50 Hz 92
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Figura 4.8 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Triangular de 100 Hz 93
Figura 4.9 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Triangular de 1 kHz 94
Figura 4.10 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación
de la amplitud de la señal de entrada tipo Triangular de 10 kHz 95
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LISTA DE TABLASLISTA DE TABLASLISTA DE TABLASLISTA DE TABLAS
CAPITULO II. PROTOCOLO USB
TABLA 2.1 Configuración de las Tuberías para envío y recepción de información vía USB 32
CAPITULO IV. RESULTADOS
TABLA 4.1 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal senoidal de 10 Hz 86
TABLA 4.2 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal senoidal de 50 Hz 87
TABLA 4.3 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal senoidal de 100 Hz 88
TABLA 4.4 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal senoidal de 1 kHz 89
TABLA 4.5 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal senoidal de 10 kHz 90
TABLA 4.6 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal triangular de 10 Hz 91
TABLA 4.7 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal triangular de 50 Hz 92
TABLA 4.8 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal triangular de 100 Hz 93
TABLA 4.9 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal triangular de 1 kHz 94
TABLA 4.10 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una
señal triangular de 10 kHz 95
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Glosario de Términos
RMS – Valor cuadrático medio, por sus siglas en Ingles Root Mean Square
CI - Circuito Integrado
AC – Corriente Alterna, por sus siglas en inglés Alternate Current
DC - Corriente Directa, por sus siglas en inglés Direct Current
Conversor A/D – Conversor Analógico/Digital
CONVERSOR D/A – Conversor Digital/Analógico
USB – Bus Universal Serial
Mbps – Mega bits / Segundo
Kb/s – Kilo bits / Segundo
MB/s – Mega Bytes /Segundo
mA – MiliAmpere
mV - MiliVolt
A - Ampere
V- Volt
RAM – por sus siglas en inglés Random Access Memory
ROM – por sus siglas en inglés Read Only Memory
PID - Paquete de identificación por sus siglas en inglés Packet Identity
VID – Identificador Virtual por sus siglas en inglés Virtual Identity
LCD – Pantalla de cristal líquido, por sus siglas en inglés Liquid Cristal Display
Preámbulo - Primer conjunto de datos que envía el equipo o computadora que quiere comenzar cualquier tipo de comunicación con otra computadora
Coucher - Tipo de papel de tipo fotográfico para realizar el planchado de circuitos impresos en placas de cobre
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INTRODUCCION GENERAL
En este trabajo se presenta un instrumento de medición de valor eficaz verdadero (RMS)
señales del tipo senoidal y triangular. El valor RMS entregado a la salida del medidor es enviado a
cualquier computadora portátil que cuente con puerto USB para su posterior visualización
mediante una interfaz gráfica.
Por definición, el valor eficaz de una señal AC es el valor de la tensión DC que se debe de
aplicar a una carga resistiva para que produzca la misma disipación de potencia que si se
conectara esa misma carga resistiva a una señal AC. En otras palabras y a modo de ejemplo
ilustrativo, si a un resistor le conectamos una tensión contínua de 220Volts, dicho resistor disipará
la misma cantidad de potencia que si se le conectara una tensión alterna de 220Volts eficaces o
RMS. [4]
El valor eficaz es el mostrado en la ecuación 1, [1] Donde F es el valor eficaz verdadero de
la función f(t) y T es el periodo de la señal o el tiempo de muestreo de la señal.
2
0
1( )
T
RMSF f t dtT
= ∫ (1)
Este instrumento se utiliza entre otras cosas para medir la salida de los medidores de flujo,
presión, temperatura y humedad utilizados en estaciones de servicio de gasolina. Algunos de los
cuales se muestran en el anexo 8.
En el ámbito industrial los medidores de flujo, presión, temperatura y humedad entregan
valores de voltaje del orden de 0 a 5V o corrientes bajos del orden de 4-20mA, teniendo un cambio
muy lento respecto al tiempo, es por eso el interés de un sistema que mida el valor de salida de
dichos transductores con la mayor exactitud posible. Tal es el caso del multimetro Fluke Serie 280
cuya aplicación industrial le exige hasta 100kHz de frecuencia en su funcionamiento y tiene la
capacidad de mostrar de manera gráfica el valor de la medición realizada como lo muestra el
anexo 5.
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Existen distintos circuitos integrados cuyo principal objetivo es el obtener el valor eficaz de la
señal de entrada, un ejemplo es el CI AD636. El AD636 es un circuito integrado monolítico de baja
potencia que lleva a cabo la conversión de DC a valor eficaz verdadero en señales de bajo nivel.
Brinda un desempeño comparable o superior a esos convertidores cuyo costo es muy
elevado. El circuito integrado AD636 fue diseñado para un intervalo dinámico de entre 0 a 200mV.
El circuito AD636 es fácil de utilizar, ya que desde fábrica esta balanceado su offset
brindando una gran exactitud. Está disponible en dos versiones, la primera es la versión J cuyo
margen de error está entre 0.5mV ± 1% y el tipo K cuyo margen de error es menor a 0.2mV ± 1%
como lo muestra el Anexo 7.
Éste circuito es del tipo que obtiene el valor RMS de la señal a partir del promedio de la
señal elevado al cuadrado.
La ecuación 1 muestra la función de transferencia de éste circuito integrado.
2( )OUT INV avg V= ⋅ (2)
El circuito integrado AD636 obtiene el valor eficaz de una señal de AC. Si la variación de la
señal de entrada varía muy poco respecto al tiempo, el valor de salida del circuito integrado es muy
exacto.
El AD636 incorpora una solución implícita de la ecuación de valor eficaz que supere el
rango dinámico, así como otras limitaciones en el cálculo del valor eficaz. La ecuación 2 es la
calculada por el circuito integrado AD636. En el anexo 7 se muestra un análisis más detallado de
éste CI como se observa en el Anexo 7.
2IN
RMSrms
VV Avg
V
=
(3)
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Tomando en cuenta lo anterior éste trabajo de tesis describe el diseño de un “Sistema de
Medición RMS Verdadero con Interfaz USB para el caso de una onda Senoidal y Triangular, el cual
para poder llevar a cabo una medición más acertada de las señales que arrojan los transductores
antes mencionados es necesario que cuente con los siguientes requisitos:
Obtener el valor RMS verdadero de una onda senoidal y triangular con valores de amplitud
que van de 0 a 5Vp
Las frecuencias de entrada deben tener un valor mínimo de 10Hz y un valor máximo de
10KHz
La fiabilidad del sistema en los intervalos antes mencionados debe ser tal que el error en la
medición realizada sea menor al 10% con respecto al valor calculado
Poder enviar datos a una computadora portátil o de escritorio a través de un sistema de
interfaz USB.
Las dimensiones del sistema debe permitir su portabilidad
Para poder diseñar un sistema que mida el valor eficaz verdadero se comenzará explicando
los tres tipos de instrumentos de medición:
Instrumento del tipo Rectificador: Estos voltmetros indican el valor cuadrático medio para
ondas senoidales solamente. Toda medición que se realice sobre una señal que no sea de éste
tipo será errónea. [2] Un rectificador es un elemento o un circuito que permite convertir la corriente
alterna en corriente continua, esto se realiza utilizando diodos rectificadores.
Todo instrumento tipo rectificador usa un galvanómetro en combinación con un arreglo, dicho
arreglo consiste en un diodo que puede ser de germanio o de silicio.
Instrumentos del tipo promedio: Son generalmente del tipo digital y también utilizan un
circuito que obtiene el valor medio de la señal. Una vez obtenido dicho valor después de
multiplicarlo por distintas constantes para obtener el valor pico o promedio. [2]
Instrumentos del tipo Valor Cuadrático Medio: Son los más costosos y a su vez los más
precisos. No importa que tan extraña sea la señal de AC a medir, el valor eficaz que indicara
siempre será el correcto. [2]
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Los instrumentos del tipo promedio son generalmente digitales y también utilizan un circuito
sensor de valor medio para obtener el valor eficaz, el valor promedio y al igual que el instrumento
mencionado anteriormente, todas las indicaciones son validas si se mide sobre una señal senoidal.
[3]. Por el contrario un instrumento del tipo eficaz verdadero es aquel cuyo costo es elevado y a su
vez preciso ya que utiliza un procesamiento especial de la señal para obtener el valor correcto.
Existen dos métodos para la determinación del valor eficaz verdadero: el explícito y el
implícito. El método explícito es el más evidente, y consiste en realizar las operaciones indicadas
en la ecuación 2, es decir, elevar la señal al cuadrado, promediar el resultado durante un tiempo
determinado y luego extraer la raíz cuadrada.
En éste trabajo de tesis se utilizará éste método debido a que se parte de la ecuación del
valor cuadrático medio para el diseño del sistema de medición, utilizando los circuitos
correspondientes que elevan el valor de la señal al cuadrado, promedian y obtienen la raíz
cuadrada de la señal. La unión de los circuitos que realizan las operaciones matemáticas de la
ecuación 2 nos permite obtener el valor eficaz verdadero y dicho valor se introduce en un sistema
de interconexión analógico/digital para la exhibición de la información tal como se muestra en el
diagrama a bloques de la figura 1.
Figura 1. Diagrama a bloques del SISTEMA DE MEDICION DEL VALOR EFICAZ VERDADERO CON
INTERFAZ USB
Señal de Entrada
Valor Absoluto
Cuadrado de la Señal
Integración
Raíz Cuadrada
Sistema de Interconexión
Analógico/Digital
Exhibición de la
Información
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RESUMEN
““““SISTEMA DE MEDICIÓN SISTEMA DE MEDICIÓN SISTEMA DE MEDICIÓN SISTEMA DE MEDICIÓN DELDELDELDEL RMS VERDADERORMS VERDADERORMS VERDADERORMS VERDADERO CON INTERFAZ USBCON INTERFAZ USBCON INTERFAZ USBCON INTERFAZ USB””””
El proyecto de tesis “Sistema de Medición RMS Verdadero con Interfaz USB” es un proyecto
que mide 2 tipos señales de entrada del tipo Senoidal y Triangular de amplitudes que van de 1 a 5
volts y frecuencias de 10Hz a 10KHz obteniendo el valor eficaz verdadero de dichas señales y
desplegándolo mediante una interfaz gráfica USB en cualquier computadora con un puerto USB.
El sistema de medición está formado por cuatro etapas esenciales que son el de obtener el
valor absoluto de la señal de entrada, posteriormente elevar el valor al cuadrado, introducir ese
valor a un integrador y por ultimo obtener la raíz cuadrada. Lo anterior basándose en la fórmula
para obtener el valor eficaz verdadero de una señal.
Asesor de TesisAsesor de TesisAsesor de TesisAsesor de Tesis DrDrDrDr. en Comunicaciones y Electrónica. en Comunicaciones y Electrónica. en Comunicaciones y Electrónica. en Comunicaciones y Electrónica---- Raúl Peña RiveroRaúl Peña RiveroRaúl Peña RiveroRaúl Peña Rivero
Investigador de la Sección de Estudios de Posgrado e Investigación (SEPI) de la Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica Unidad Zacatenco
ASESOR DE TESIS
México, D.F. a 16 de Agosto del 2012.
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OBJETIVO
Diseñar y construir un sistema electrónico que mida el valor eficaz verdadero de tensiones
eléctricas de frecuencias bajas de tipo senoidal y triangular con fines de instrumentación y
transfiera los datos obtenidos a una computadora de escritorio o portátil a través de la interfaz
USB, mostrando los valores de la medición de manera gráfica.
JUSTIFICACION
En el ámbito industrial los medidores de flujo, presión, temperatura y humedad entregan
valores de voltaje o corrientes bajos, teniendo un cambio muy lento respecto al tiempo, es por eso
el interés de un sistema que mida el valor de salida de dichos transductores con la mayor exactitud
posible. Tal es el caso del multimetro Fluke Serie 280 cuya aplicación industrial le exige hasta
100kHz de frecuencia en su funcionamiento y tiene la capacidad de mostrar de manera gráfica el
valor de la medición realizada como lo muestra el Anexo 5.
Uno de los problemas en la medición de señales eléctricas es la inexactitud que presentan
los medidores cuando las señales que arrojan los elementos de transducción, presentan
características de amplitud variable. Esto se debe a que los instrumentos de medición que
normalmente encontramos en el mercado están diseñados de manera que se integra una señal
periódica en un tiempo específicamente determinado en el instrumento, el cual ante la presencia de
señales de amplitud variable arroja un resultado que no corresponde al valor que se espera.
Por esa razón en este trabajo de tesis se presenta el diseño de un circuito que convierte una
señal de característica alterna senoidal o triangular en una señal equivalente de corriente directa, la
cual puede ser almacenada, procesada y exhibida en una computadora de tipo portátil o de
escritorio, haciendo uso de la interfaz USB
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Agradecimientos
Agradezco a mis padres por su infinito apoyo durante mi formación como persona y como
estudiante, por todos los esfuerzos que hicieron para darme una educación desde nivel básico
hasta nivel superior, es por esto que les dedico éste trabajo a ellos que siempre estuvieron junto a
mi tanto en las buenas como en las malas, en esas desveladas interminables mencionándome en
todo momento que las satisfacciones vendrían una vez concluido mi proceso como estudiante y
que todos esos esfuerzos se verían reflejados. A ellos les dedico éste trabajo y todos los logros
que he tenido y que vendrán, ya que gracias a ellos soy el hombre de bien y provecho que ha
logrado todo lo que se propone.
Agradezco al Dr. Raúl Peña por su apoyo durante la realización de éste trabajo así como su
guía para llevarme a la culminación del mismo, ya que no se que hubiera hecho sin su ayuda y
aquellos consejos tan valiosos en esos momentos de desesperación e incertidumbre.
Agradezco a mi compañero José Manuel por su apoyo brindado tanto técnicamente como
moralmente durante la realización de éste trabajo, ya que él fue una parte tan importante como yo
para poder culminar el trabajo de manera exitosa.
Agradezco a mi novia Paty por su apoyo durante la realización de éste proyecto así como el
aliento que me brindo para poder culminar esta etapa de mi vida profesional
Reyes Morán DanielReyes Morán DanielReyes Morán DanielReyes Morán Daniel
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CAPITULO 1 FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LAS SEÑALES ELÉCTRICAS
Introducción
Este capítulo muestra una breve descripción de las señales eléctricas así como una breve
descripción de las características más importantes que podemos utilizar para comprenderlas. Se
muestra cada una de las partes que forman la fórmula que representa una señal eléctrica
Se parte de la fórmula del valor eficaz verdadero de una señal senoidal y triangular
mostrando la constante por la cual se debe multiplicar el Vp para obtener el valor eficaz verdadero
de dichas señales.
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1.1 DEFINICION DEL VALOR EFICAZ VERDADERO DE UNA SE ÑAL
Para comprender mejor el comportamiento del sistema electrónico, que se presenta en este
trabajo de tesis, es importante iniciar con la descripción de las señales eléctricas, las cuales
sabemos que se pueden clasificar en dos grandes grupos: Las del tipo determinístico, cuyo
comportamiento puede ser representado mediante alguna función matemática específica y las del
tipo aleatorio, las cuales tienen la particularidad de presentar valores diferentes en cada unidad de
tiempo y debido a su naturaleza, no es posible asociarlas matemáticamente con una función
conocida. A continuación se da una breve descripción de las características más importantes que
podemos utilizar para comprender mejor las señales eléctricas. La figura 1.1 muestra un esquema
de una onda senoidal la cual matemáticamente puede representarse con la ecuación (1.1).
( ) ( )X t Asen wt θ= + (1.1)
Donde: A es la amplitud en volts o ampers (también llamado valor pico)
ω es la velocidad angular (2πf)
t es el tiempo en segundos
θ es el ángulo de defasamiento
Esa misma señal puede llegar a sufrir modificaciones en su amplitud o su frecuencia, tal
como se muestra en la figura 1.2, la cual puede pasar de ser una señal del tipo determinística a
una señal del tipo aleatorio, debido a que los datos que la componen, hacen que pierda la forma
que se muestra en la figura 1.1.
Figura 1.1 Señal Determinística (Onda Senoidal)
Figura 1.2 Señal Aleatoria
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Dentro de la instrumentación es importante conocer diferentes formas de procesar señales
eléctricas de valores muy pequeños o extremadamente grandes con la mayor exactitud posible.
Los antiguos medidores analógicos utilizados para las lecturas de los voltajes, corrientes y
potencias tenían como inconveniente principal él no ser capaces de medir el valor eficaz
verdadero, medían el valor máximo de la señal.
Por definición, el valor eficaz verdadero de una señal AC es el valor de la tensión DC que se
debe de aplicar a una carga resistiva para que produzca la misma disipación de potencia que si se
conectara esa misma carga resistiva a una señal AC. En otras palabras y a modo de ejemplo
ilustrativo, si a un resistor le conectamos una tensión contínua de 220Volts, dicho resistor disipará
la misma cantidad de potencia que si se le conectara una tensión alterna de 220Volts eficaces o
RMS. [4]
Figura 1.3 Circuitos para determinar el valor RMS
Si el efecto térmico sobre la resistencia ha de ser el mismo en la figura 1.3a) que en 1.3b),
se deben igualar los calores de la potencia disipada, de donde se obtiene que el valor eficaz es el
mostrado en la ecuación 1.2. [1] Donde F es el valor cuadrático medio eficaz verdadero de la
función f(t) y T es el periodo de la señal o el tiempo de muestreo de la señal.
2
0
1( )
T
RMSValoreficaz F f t dtT
= = ∫ (1.2)
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Para el caso de una señal Senoidal el valor cuadrático medio se calcula a partir de la
ecuación 1.3. [1]
2
0
1( sin( ))
T
RMS PV V t dtT
ω= ∫ (1.3)
Donde t es el tiempo y ω es la velocidad ( 2 /Tω π= , donde T es el periodo de la onda).
Puesto que PV es constante la ecuación 1.3 queda como lo muestra la ecuación 1.4.
2
0
1(sin( ))
T
RMS PV V t dtT
ω= ∫ (1.4)
Usando la identidad trigonométrica sin 1 cos 2x x= − la ecuación 4 queda como muestran las
ecuaciones 1.5 y 1.6.
0
1 1 cos(2 )
2
T
RMS P
tV V dt
T
ω−= ∫ (1.5)
2
1
1 sin(2 )
2 2
T
RMS PT
t tV V
T
ω = − (1.6)
Pero ya que el intervalo T1-T2 es un número entero de ciclos completos la ecuación 6 queda
como se observa en la ecuación 1.7.
2
1
1 1
2 2 2
T
PRMS P P
T
Vt TV V V
T T = = = (1.7)
Por lo tanto el valor cuadrático medio de la tensión de una señal senoidal es el valor
demostrado en la ecuación 1.8.
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0.7072P
RMS P
VV V= =
(1.8)
En el caso de una onda triangular, se considera el intervalo de 0 a / 2π como se observa en
la figura 4.
Figura 1.4. Parámetros importantes de una señal triangular
En la figura 1.4, Vp denota al máximo valor positivo o negativo, que puede adquirir una señal, Vpp
a la suma que existe entre el valor positivo y máximo negativo que puede tener la misma. La
ecuación 1.9 se utiliza para obtener el valor eficaz verdadero de la tensión de una onda triangular.
[1]
/22
0
1 2( )
/ 2RMS PV V dπ
θ θπ π
= ⋅ ⋅ ⋅∫ (1.9)
Puesto que PV es constante, las ecuaciones 1.10, 1.11 y 1.12 muestran el desarrollo para
obtener el valor eficaz verdadero de una señal triangular.
/2 /22 2 2 2
2 30 0
2 4 8RMS P PV V d V d
π π
θ θ θ θπ π π
= ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅∫ ∫ (1.10)
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32 3 22
3 30
8 1 80
3 3 2RMS P PV V Vπ πθ
π π = ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ − (1.11)
32 2
3 3
8 1
3 2 3RMS P PV V Vπ
π= ⋅ ⋅ =
(1.12)
Por lo tanto el valor eficaz verdadero de la tensión de una señal triangular es el que se
muestra en la ecuación 1.13.
10.577
3RMS P PV V V= =
(1.13)
Algunas aplicaciones de un medidor de valor eficaz verdadero son las siguientes:
En el uso de cargas no lineales, la corriente no conserva una forma perfectamente
sinusoidal (corriente distorsionada), y esto es debido a la conmutación de los componentes, por
tanto es de suma importancia poder medir el valor eficaz verdadero de la señal sea cual sea la
forma que tenga. [7]
Una técnica utilizada para determinar el valor eficaz verdadero ha sido mediante el empleo
de un circuito electrónico compuesto por elementos básicos de circuitos y termopares.
En general en estos instrumentos del tipo digital, se emplea un sensor que registra la
elevación de temperatura por una resistencia por la cual circula la corriente a medir. Por tanto, el
instrumento mide el verdadero valor eficaz verdadero del voltaje.
A continuación, se busca un valor de señal (corriente) continua que produzca la misma
potencia sobre esa misma resistencia. A este último valor, se le llama valor RMS de la corriente
alterna. Para una señal sinusoidal, el valor eficaz verdadero de la tensión es el mostrado en la
ecuación 1.14.
0
2ef
VV =
(1.14)
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y del mismo modo para la corriente cuya fórmula se muestra en la ecuación 1.15.
0
2ef
II =
(1.15)
Por lo tanto la potencia eficaz resultará ser la mostrada en la ecuación 1.16.
0 0 0 0.22 2
ef ef ef
V I V IP V I= = =
(1.16)
Es decir que es la mitad de la potencia máxima (o potencia pico).
La tensión o la potencia eficaz, se nombran muchas veces por las iniciales RMS, es decir, 10
VRMS ó 15 WRMS significarán 10 volts eficaces, respectivamente.
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CAPITULO 2 DISEÑO DEL SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS
Introducción
Este capítulo muestra el diseño del circuito de valor eficaz verdadero a partir de los
siguientes requisitos:
Obtener el valor eficaz verdadero de una onda senoidal y triangular con valores de amplitud
que van de 0 a 5Vp
Las frecuencias de entrada deben tener un valor mínimo de 10Hz y un valor máximo de
10KHz
La fiabilidad del sistema en los intervalos antes mencionados debe ser tal que el error en la
medición realizada sea menor al 10% con respecto al valor calculado
Poder enviar datos a una computadora portátil o de escritorio a través de un sistema de
interfaz USB.
Las dimensiones del sistema debe permitir su portabilidad
Como se mencionó en el capítulo anterior la aplicación industrial de éste sistema de
medición le solita un intervalo de frecuencias de medición bajo para el caso de los transductores
mostrados en el Anexo 8.
Se muestran las simulaciones realizadas durante el diseño del sistema de medición, tanto de
cada una de las partes que lo forman con del circuito completo.
Posteriormente se muestra el diseño de la interfaz gráfica, así como una breve explicación
del protocolo utilizado para conectar el sistema de medición y la computadora. Así como se explica
el objetivo y las partes de los programas tanto del microcontrolador como el de la computadora.
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2.1 REQUISITOS DE DISEÑO
Para poder llevar a cabo una medición más acertada de las señales que arrojan los
transductores en un sistema de medición de baja frecuencia es necesario que el sistema diseñado
cuente con los siguientes requisitos:
Obtener el valor eficaz verdadero de una onda senoidal y triangular con valores de amplitud
que van de 0 a 5Vp
Las frecuencias de entrada deben tener un valor mínimo de 10Hz y un valor máximo de
10KHz
La fiabilidad del sistema en los intervalos antes mencionados debe ser tal que el error en la
medición realizada sea menor al 10% con respecto al valor calculado
Poder enviar datos a una computadora portátil o de escritorio a través de un sistema de
interfaz USB.
Las dimensiones del sistema debe permitir su portabilidad
La interfaz utilizada se basara en el protocolo USB. Existen 3 tipos de interfaces básicas
utilizadas en los sistemas de instrumentación que son: el Puerto Paralelo, RS-232 y USB.
Un puerto paralelo es una interfaz entre una computadora y un periférico, cuya principal
característica es que los bits de datos viajan juntos, enviando un paquete de byte a la vez. Es decir,
se implementa un cable o una vía física para cada bit de datos formando un bus.
Mediante el puerto paralelo podemos controlar también periféricos como focos, motores
entre otros dispositivos, adecuados para automatización. En contraposición al puerto paralelo está
el puerto serie, que envía los datos bit a bit por el mismo hilo.
Por otro lado las dimensiones físicas, las bajas velocidades de envío y recepción de datos
comparadas con otras interfaces hicieron que el puerto paralelo y serie no fueran utilizados más
que en aparatos de instrumentación y computadoras personales. [3]
La Interfaz RS-232 designa una norma para el intercambio serie de datos binarios entre un
DTE (Equipo terminal de datos) y un DCE (Equipo de Comunicación de datos). Las características
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principales de ésta interfaz son buenas en muchos sentidos pero los costos de los conectores y
los cables es algo elevado provocando que su uso no sea tan accesible.
Actualmente todas las computadoras tanto portátiles como de escritorio cuentan con
mínimo un puerto USB es por eso que se decidió utilizar esta interfaz. Otra de las características
principales por las cuales se eligió este tipo de interfaz es debido a las velocidades de intercambio
de datos que maneja. Las características principales de la Interfaz USB se mencionan en el
siguiente tema.
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2.2 IMPORTANCIA DEL PROTOCOLO USB
A causa de las limitaciones que presentaban los puertos serie y paralelo ante la necesidad
de expansión de las comunicaciones, a mediados de los 90 se hizo casi imprescindible disponer de
una nueva interfaz estándar para la conexión de dispositivos externos al PC. El objetivo estaba
claro: poder conectar diferentes periféricos como impresoras, escáneres, ratones o cámaras
digitales de una forma rápida, sencilla y eficaz que estuviera basada en comunicaciones serie. [11]
La solución se llamó USB por sus siglas en inglés (Universal Serial Bus). La importancia de
Internet y las comunicaciones no era entonces la misma que ahora y ya se apreció su valor. Con el
tiempo su utilidad ha aumentado a un ritmo vertiginoso.
En 1995, siete fabricantes (Compaq, Digital Equipment, IBM, Intel, Microsoft, NEC y
Northern Telecom.) definieron la especificación USB para unas funciones bastante más limitadas
que las que tiene actualmente. Tres años más tarde nacía USB 1.1 y en 1999 una segunda versión
que se llamó USB 2.0. [11]
Si hay una característica que destaque sobre todas las demás es la de la sencillez. Desde
que esta conexión existe se acabó el instalar tarjetas o investigar entre multitud de cables. El
procedimiento para conectar dispositivos es tan básico como conectar uno de los dos extremos del
cable USB al periférico y hacer coincidir el otro con la ranura correspondiente del PC.
Aunque al principio sorprendiera, ahora es muy común la tecnología “conecte y use“(del
inglés plug & play), la encargada en el caso del puerto USB de realizar el proceso siguiente a la
conexión. En el momento en el que el dispositivo se conecta el sistema operativo emplea el
software correspondiente para que funcione correctamente o da un mensaje de error en el caso de
que no estuviera instalado.
El número de conexiones que admite también supera ampliamente a las que se concebían
con los puertos serie o paralelo y todos se pueden apagar o encender de manera independiente al
ordenador. Además, el flujo de comunicación entre el PC y los dispositivos funciona en las dos
direcciones posibles, lo que amplía aún más el espectro de posibilidades.
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2.3 CARACTERISTICAS DEL PROTOCOLO USB
USB es un puerto de gran velocidad para comunicar computadoras y periféricos creado en
1996. El USB tiene una importante ventaja en comparación a otros dispositivos ya que tiene la
habilidad de poder instalar y usar dispositivos fácilmente sin tener que abrir el sistema, lo cual es
útil para dispositivos de almacenamiento externo.
Los dispositivos USB se clasifican en cuatro tipos según su velocidad de transferencia de datos:
Baja velocidad (USB 1.0): Velocidad de transferencia de información de 1.5 Mbps (192Kb/s)
utilizado por dispositivos de Interfaz Humana como Ratones para computadora, Teclado, etc.
Velocidad completa (USB 1.1): Velocidad de transferencia de información de hasta 12 Mbps
(1,5 MB/s)
Alta velocidad (USB 2.0): Velocidad de transferencia de hasta 480 Mbps (60 MB/s) pero por lo
general de hasta 125 Mbps (16MB/s).
Super alta velocidad (USB 3.0): Velocidad de transferencia de hasta 4.8 Gbps (600 MB/s).
Para poder realizar la conexión y transferencia de información a través del sistema de
interfaz USB se requiere de 2 conductores para el envío y recepción de datos y dos conductores
más para alimentar al dispositivo externo.
En éste sistema de medición se utilizó el protocolo USB 2.0 debido a que actualmente las
computadoras, sobre todo las portátiles, solamente cuentan con puertos para hacer transferencia
de datos a través del sistema USB.
Las señales de la interfaz USB se transmiten a través de un cable de par trenzado con
impedancia característica de 90 Ω ± 15%, cuyos hilos se denominan D+ y D-. Estos,
colectivamente, utilizan el tipo de comunicación full dúplex, que consisten en transmisión y
recepción de información de manera simultánea. Para combatir los efectos del ruido
electromagnético en enlaces largos. D+ y D- suelen operar en conjunto y no son conexiones
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simples. Este puerto sólo admite la conexión de dispositivos de bajo consumo, que sea menor a
100 mA.
Plug and Play
Es el modo de conexión de periféricos que se conectan a la computadora reconociéndolos
de inmediato y que funcionan instantáneamente sin necesidad de configuración o instalación de
programas o aditamentos adicionales siendo ésta una de las características del protocolo de
comunicación USB.
En el momento de conectar un dispositivo periférico como impresoras, cámaras fotográficas,
dispositivos digitalizadores, etc., a través de la interfaz USB, no es necesario apagar el equipo ni
hacer que el sistema busque el dispositivo, ya que éste es identificado automáticamente e instala
los controladores adecuados.
Controlador
Es aquel que reside dentro de la computadora y es responsable de las comunicaciones
entre los periféricos USB y ésta. Es también responsable de la admisión de los periféricos dentro
del bus, tanto si se detecta una conexión como una desconexión.
En el momento en el que se conecta un dispositivo periférico a la computadora, el
controlador determina su tipo y le asigna una dirección lógica para utilizarla siempre en las
comunicaciones con el mismo.
Si se producen errores durante la conexión, el controlador lo comunica a la CPU, la cual
notifica que ocurrió un problema durante la conexión del dispositivo. Una vez que se ha producido
la conexión correctamente, el controlador asigna al periférico los recursos del sistema que éste
precise para su funcionamiento, es decir, pone a disposición del elemento conectado a la
computadora la cantidad de memoria RAM o ROM necesaria para que funcione adecuadamente.
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Soporte Multiplataforma
En éste caso responde a todas las necesidades de los usuarios con el mismo hardware para
todas las plataformas, es decir, para cualquier dispositivo USB que se conecte tanto para PC como
MAC.
2.3.1 TIPOS DE PAQUETES
La comunicación mediante el protocolo USB se lleva a cabo por medio de paquetes.
Inicialmente, todos los paquetes son enviados desde el concentrador, a través del concentrador de
raíz y los centradores a los dispositivos.
Después de que el campo se sincroniza, todos los paquetes son de bytes de 8 bits y el bit
menos significativo es el que primero se transmite. El primer byte es un paquete de identificación
(PID) de bytes, el PID esta formado por 4 bits, el byte está formado por el PID de 4 bits seguido de
su complemento bit a bit.
Esta redundancia ayuda a detectar errores, tomando en cuenta también que un byte PID
contiene un máximo de cuatro bits, uno tras otro y por lo tanto no necesitará de bits de relleno,
incluso cuando se combina con la final de 1 bit en el byte de sincronización. Sin embargo, detrás
del bit 1 en el PID pueden requerir de bits de relleno dentro de los primeros bits de la carga útil.
La Tabla 2.1 muestra la configuración de Tuberías que se utilizan para el envío y la
recepción de información vía USB.
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TABLA 2.1 Configuración de las Tuberías para envío y recepción de información vía USB
USB PID bytes
Tipo
Valor PID
(msb-
primero)
Byte
transmitido
(lsb-primero)
Nombre Descripción
Reservado 0000 0000 1111
Tipo Anillo 1000 0001 1110 SPLIT Alto ancho de banda (USB 2.0)
0100 0010 1101 PING Checa si el punto final es capaz aceptar datos (USB 2.0)
Especial 1100 0011 1100
PRE Bajo ancho de banda USB (*preámbulo)
Protocolo
Handshake
ERR Error de transacción de datos (USB 2.0)
0010 0100 1011 ACK Paquete de Datos aceptado
1010 0101 1010 NAK Paquete de datos no aceptado, solicita retransmisión
0110 0110 1001 NYET Datos no listos (USB 2.0)
1110 0111 1000 STALL Transmisión imposible
Tipo Anillo
0001 1000 0111 OUT Dirección destino para la transferencia
1001 1001 0110 IN Dirección orígen para la transferencia
0101 1010 0101 SOF Comienzo de transmisión
1101 1011 0100 SETUP Dirección para el control de la transferencia
Data
0011 1100 0011 DATA0 Paquetes de datos numerados
1011 1101 0010 DATA1 Paquetes de datos no numerados
0111 1110 0001 DATA2 Paquetes de datos que requieren gran ancho de banda
para transferencia Asíncrona (USB 2.0)
1111 1111 0000 MDATA Paquetes de datos que requieren el máximo ancho de
banda para transferencia Asíncrona (USB 2.0)
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Un dispositivo de comunicación USB se basa en tuberías (pipes) que son los canales lógicos
a través de los cuales viaja la información. Una tubería es un una conexión desde el controlador del
concentrador hasta una entidad lógica que se encuentra en un dispositivo hasta un punto final. [12]
El término punto final es mal utilizado para referirse a una tubería, sin embargo aunque
existe un punto final en el dispositivo de forma permanente una tubería solo se forma cuando el
dispositivo hace una conexión con la computadora. [12]
Un dispositivo USB puede tener hasta 32 puntos finales: 16 en el controlador del
concentrador y 16 fuera de la controladora del concentrador.
Entonces el sistema establece todas las vías de comunicación necesarias entre el sistema y
cada uno de los puntos finales disponibles en dicha configuración. El dispositivo puede
implementar varias posibles configuraciones, con distintos conjuntos de puntos finales de distintos
tipos en cada una de ellas. El sistema elige una cierta configuración en función de la funcionalidad
particular que se precise del dispositivo.
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2.3.2 SISTEMA DE ADQUISICIÓN DE DATOS Y PROCESAMIEN TO DE SEÑAL
EN FORMA ANALÓGICATIPOS DE PAQUETES
El sistema de medición realizado es un Convertidor de Valor Eficaz Verdadero a Corriente
Directa, similar a los conversor que hay en los multimetros, solo que en éste caso se parte de la
ecuación 2.1 para su diseño y se puede determinar matemáticamente el valor eficaz verdadero de
una señal.
2
0
1( )
T
RMSF F t dtT
= ∫ (2.1)
Basándose en la ecuación 2.1 se deduce que, si se requiere diseñar un sistema electrónico
que permita medir el valor eficaz verdadero de cualquier señal, es necesario realizar
electrónicamente cuatro funciones matemáticas: [3]
1) Valor Absoluto
2) Elevación al Cuadrado
3) Integración
4) Raíz Cuadrada
Para poder realizar las cuatro funciones matemáticas en forma electrónica fue necesario
hacer uso de dispositivos electrónicos semiconductores, específicamente amplificadores
operacionales, por lo que, después de hacer un estudio de los que se pueden encontrar con
facilidad en el mercado nacional, se decidió usar el OP27 debido a que éste dispositivo presenta
bajo ruido. En el apéndice A se puede encontrar la hoja de especificación técnica de éste
dispositivo. Las funciones realizadas por el circuito como se mencionó antes, son: valor absoluto,
cuadrado, integración y raíz cuadrada. Las operaciones para elevar al cuadrado la señal y obtener
su raíz cuadrada se llevaron a cabo, mediante el diseño de tres submódulos, los cuales
matemáticamente realizan funciones logarítmicas, de multiplicación y exponenciación
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2.4 CÁLCULOS Y SIMULACIÓN DEL SISTEMA USANDO SPICE
Valor Absoluto:
Antes de comenzar el diseño de éste circuito se utilizarán diodos D1N4148 debido que éste
es un diodo de conmutación rápida y los valores de voltaje tanto de corriente que maneja el diodo
entran en el intervalo de voltajes que maneja el OP 27 como lo muestra el anexo 3.
El circuito mostrado en la figura 2.2 servirá para obtener el valor absoluto de una señal Senoidal,
triangular y corriente directa.
R5
1k
U2A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
D1
D1N4448Vpos
Vs
Vneg
0Ve
U1A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
D2D1N4448
0
R4500
Vpos
Vneg
R2
1k
R3
1k
R1
1k
Figura 2.2 Circuito para obtener el Valor Absoluto
El circuito está formado por un rectificador de media onda, seguido de un sumador.
La figura 2.3 muestra el circuito rectificador de media onda.
D1 D1N4448
D2
D1N4448
Vpos
0Ve
R1
1k
U1A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vneg
R3
1k
Vs
Figura 2.3 Circuito rectificador de media onda
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Si a la entrada del circuito se coloca una onda senoidal, el comportamiento del circuito
durante el semiciclo positivo se muestra en la figura 2.4. [8]
D1 D1N4448
D2
D1N4448
Vpos
0Ve
R1
1k
U1A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vneg
R3
1k
Vs
Figura 2.4 Circuito rectificador de media onda en el semiciclo positivo
Las ecuaciones 2.2, 2.3, 2.4 y 2.5 muestran comportamiento del circuito durante el semiciclo
positivo. [8]
3
EVi
R= (2.2)
1SV i R= − ⋅ (2.3)
1
3S E
RV V
R
−= − ⋅ (2.4)
1 0.6D SV v V= − (2.5)
El D2 conduce la corriente “i”
D1 está en bloqueo
El comportamiento del circuito durante el semiciclo negativo se muestra en la figura 2.5.
D1 D1N4448
D2
D1N4448
Vpos
0Ve
R1
1k
U1A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vneg
R3
1k
Vs
Figura 2.5 Circuito rectificador de media onda en el semiciclo negativo
i
VD1
i
i
i
i’
i’
VD2
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3
EVi
R= − (2.6)
0SV = (2.7)
1 0.6DV v= (2.8)
El D1 conduce la corriente “i”
D2 está en bloqueo
A partir del circuito sumador que le sigue al circuito mostrado en la figura 2.4, la función de
transferencia del circuito que calcula el valor absoluto es la que se observa en la ecuación 2.9. [8]
5 5 5 5
2 2 2 2
( 2 )/ 2S E E E E E
R R R RV V V V V V
R R R R= − + = − + = (2.9)
Se propone un valor de 1 kΩ a los resistores para tener un Vs de magnitud igual al Ve, y
debido a que se toma en cuenta que en la hoja de especificaciones del anexo 1 se recomienda un
valor de resistor de orden mínimo de 1 kΩ para un optimo funcionamiento como se muestra en el
Anexo 1, tal es el caso del voltaje de amplificación con el cual se realizaron pruebas con resistores
de valor mínimo de 1 kΩ
Mediante el simulador SPICE se introdujo una onda Senoidal de una frecuencia de 10 Hz y
amplitud de 1 Vp y 5 Vp como se ve en las figuras 2.6 y 2.8, debido a que este valor se encuentra
entre los intervalos en los que el circuito trabaja normalmente y con exactitud; se observó
claramente que obtiene el valor de dicha señal como se muestra en las figura 2.7 y 2.9.
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Figura 2.6 Señal Senoidal a la entrada del circuito de 1 Volt pico
Figura 2.7 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo senoidal, obtenido mediante simulación.
TIEMPO
TIEMPO
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Figura 2.8 Señal Senoidal a la entrada del circuito de 5 volts pico
Figura 2.9 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo senoidal, obtenido mediante simulación.
TIEMPO
TIEMPO
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Posteriormente se introdujo una señal del tipo triangular de 1 Vp como se ve en la Figura
2.10 y se obtuvo el valor absoluto de la misma que se observa en la Figura 2.11.
Figura 2.10 Señal Triangular a la entrada del circuito
Figura 2.11 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo triangular, obtenido mediante simulación.
TIEMPO
TIEMPO
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Posteriormente se introdujo una señal del tipo triangular de 5 Vp como se ve en la Figura
2.12 y se obtuvo el valor absoluto de la misma que se observa en la Figura 2.13.
Figura 2.12 Señal Triangular a la entrada del circuito de 5 volts pico
Figura 2.13 Valor Absoluto de una señal de entrada alterna tipo triangular, obtenido mediante simulación.
TIEMPO
TIEMPO
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Por último se introdujo una señal de corriente continua negativa de -1 V y -5 V y se
obtuvieron los valores absolutos de las mismas, las cuales se observan en la Figura 2.14 y 2.15.
Figura 2.14 Valor Absoluto de la señal de entrada de DC de valor negativo de -1 V
Figura 2.15 Valor Absoluto de la señal de entrada de DC de valor negativo de -5 V
TIEMPO
TIEMPO
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Cuadrado:
El circuito mostrado en la figura 2.16 fue diseñado para que elevara al cuadrado el valor de
la señal de salida del circuito que obtiene el Valor Absoluto. Esta operación se realiza tomando el
logaritmo de señal, y luego se ingresa el resultado en un amplificador antilogaritmico. Cabe
mencionar que para la prueba de ésta etapa se conectó su entrada, a la salida del circuito que
realiza la obtención del valor absoluto.
0R7
1k
R4500
U3A
OP279/AD
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R8
2.7k
0
D4
D1N4448
R11
1k
Vneg
Vneg
VposD2
D1N4448
R9
220
Vpos
U2A
OP279/AD
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R10
2k
R121k
R2
1k
Vneg
0
R13
2k
U5A
OP279/AD
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
D5
D1N4448
U4A
OP279/AD
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Valiof f set Vpos
Vpos
Vpos
Vneg
0
0R5
1k
U1A
OP279/AD
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R1
1k
R3
1k
D1
D1N4448
Vneg
0
D3
D1N4448
0
V4
FREQ = 10VAMPL = 2VOFF = 0
Figura 2.16 Diagrama electrónico correspondiente al circuito que obtiene el valor absoluto de la señal
y el que eleva al cuadrado la misma
A continuación se describen cada uno de los submódulos que forman ésta etapa:
Logaritmo:
La función de transferencia está dada por la ecuación 2.10. [4]
ln( )
DS
S S
VkTV
q I R
= −
(2.10)
Donde:
VD es voltaje de polarización del diodo
Rs es Resistencia de polarización directa
Is es la corriente inversa de saturación
K es la constante de Boltzmann, T es la temperatura de la unión PN y q es la magnitud de la
carga del electrón
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El circuito mostrado en la Figura 2.17 es el amplificador logarítmico.
Vneg
U3A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT0
D3
D1N4448
Vpos
Figura 2.17 Circuito para obtener el Logaritmo de la señal de entrada
La ecuación 2.10 muestra que el voltaje de salida está afectado por la temperatura, VD es el
voltaje que aparece en el diodo cuando se polariza en sentido directo (26 mV a temperatura
ambiente), Rs es la resistencia de polarización directa e “Is” es la corriente inversa de saturación.
Para disminuir el efecto que produce la temperatura se implementó precisamente el compensador
de temperatura logarítmico mostrado en la figura 2.18 que brinda un voltaje de 0.6v a la salida para
contrarrestar el efecto de la temperatura. [3]
Figura 2.18 Circuito para elevar al cuadrado el valor de entrada
A continuación se muestra el desarrollo para obtener la función de transferencia del circuito
mostrado en la figura 2.14.
VE
VS
V1
V2
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1 ln( )
E
S S
VkTV
q I R
= −
(2.15)
2 ln( )Copensador
S S
VkTV
q I R
= −
(2.16)
Si a la entrada del circuito que eleva al cuadrado se ingresa un voltaje de 3 V a la salida del
amplificador logarítmico se tendrá un valor de 0.36 V [4], ese es el valor de voltaje de entrada del
amplificador diferencial. El voltaje de entrada de la entrada positiva tendrá un valor de 0.6 V [3],
como se muestra en la figura 2.19
Vpos
R13
R11
0
R10
Vneg
R12
U5A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Figura 2.19 Amplificador diferencial
El voltaje de salida del circuito está dado por la ecuación 2.17.
0.6 0.36( )SV m V V= − (2.17)
Donde m es la ganancia del amplificador diferencial [1]
Por lo tanto, despejando el valor de m, la ecuación 2.17 queda como lo muestra la ecuación
2.18.
0.6 0.36( )SV
mV V
=− (2.18)
El único valor que falta es el Vs del circuito mostrado en la figura 2.19 que es igual al voltaje
de entrada del amplificador antilogaritmico.
V (0.6v)
V (0.36v)
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Si la función de transferencia del amplificador antilogaritmico es la mostrada en la ecuación
2.19.
IqV
kTS FV R Ie=
(2.19)
Donde
Rs es Resistencia de polarización directa [1]
Is es la corriente inversa de saturación [1]
El valor del voltaje de salida del circuito mostrado en la figura 2.19 es el valor del voltaje de
entrada del amplificador antilogarítmico.
Si el valor del voltaje de salida del amplificador antilogaritmico es de 9 V (voltaje de salida
del circuito que eleva al cuadrado). Tan solo hace falta el voltaje de entrada de la ecuación 2.19.
ln( )25.85
S I
F S
V V
R I mV=
(2.20)
28.85 ln( )SI
F S
VV mV
R I= ⋅
(2.21)
928.85 ln( )
100 25I
vV mV
nA= ⋅
Ω⋅ (2.22)
0.39IV v= (2.23)
El desarrollo para obtener el voltaje de entrada del amplificador antilogaritmico se hace uso
de las ecuaciones 2.20 a la 2.23, y la ecuación 2.23 muestra el voltaje de entrada.
Por lo tanto, la ecuación 2.16 queda como lo muestra la ecuación 2.24.
0.6 0.36
0.39
( )
vm
V V=
− (2.24)
0.39
(1.09 0.6 )
vm
v v=
− (2.25)
Por lo tanto el valor de m es de 1.625 pero para términos de los resistores se considerará el
valor de 2. [4]
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Si se propone una R=1 kΩ el circuito de la figura 2.11 queda como el de la figura 2.16.
R121k
R13
2k
Vneg
R11
1k
VnegD3
D1N4448
U1A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vpos
0
R7
1k
U4A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R3
1k
0
D5
D1N4448
D4
D1N4448
R4500
Vneg
D2
D1N4448
0
R8
2.7k
Vpos
U5A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Valiof f set
U3A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vneg
R9
220
R10
2k
VposR1
1k
R2
1k
Vpos
D1
D1N4448
0
Vpos
VnegR5
1k
0
U2A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
0
Figura 2.20 Diagrama electrónico correspondiente al circuito que obtiene el valor absoluto de la señal
y el que eleva al cuadrado la misma
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El circuito descrito fue simulado utilizando el programa comercial SPICE, excitándolo con
una señal senoidal de 10 Hz y con una amplitud de 2 Vp. La forma de onda resultante en su salida
correspondió al valor de entrada elevado al cuadrado, como se puede observar en las figuras 2.21
y 2.22.
Figura 2.21 Señal de excitación utilizada en el programa SPICE para verificar el
funcionamiento de la etapa de elevar al cuadrado
Figura 2.22 Señal de salida con un valor de 4 Vp
TIEMPO
TIEMPO
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El circuito descrito fue simulado utilizando el programa comercial SPICE, excitándolo con
una señal senoidal de 10 Hz y con una amplitud de 5 Vp. La forma de onda resultante en su salida
correspondió al valor de entrada elevado al cuadrado, como se puede observar en las figuras 2.23
y 2.24.
Figura 2.23 Señal de excitación utilizada en el programa SPICE para verificar el
funcionamiento de la etapa que matemáticamente eleva al cuadrado la señal de entrada
Figura 2.24 Señal de salida con un valor de 10 Vp
TIEMPO
TIEMPO
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Proceso electrónico para matemáticamente obtener la integral de la señal de entrada:
R21
Vneg
R22
C2
0
Vpos
U6A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Figura 2.25 Circuito que obtiene el valor de la integral del voltaje de entrada
El circuito mostrado en la figura 2.25 se encarga de llevar a cabo el proceso matemático de
integración de la señal de entrada, como lo describe la ecuación (2.26) [1]
1( ) ( )
f
i
T
Tf i
H T H t dtT T
=− ∫
(2.26)
Si la señal de entrada es periódica, la integración se puede limitar a un solo ciclo. Si la señal
no es periódica, o se desconoce la frecuencia, la ecuación debe generalizarse hasta llegar a la
ecuación 2.27.
1( ) ( )
f
tT
TH T H t e dtT
−
−∞= ∫
(2.27)
Suponiendo que la impedancia de entrada del amplificador operacional es alta la ecuación
2.28 muestra el valor del voltaje de salida del circuito de la figura 2.21. [4]
1 ( 1)S EP
AV V
A RC− =
+ + (2.28)
La variable P corresponde a la variable de la transformada de La place, de acuerdo con la
ecuación 2.28 (con un cambio de signo), como se observa en la ecuación 2.29. [4]
ES
P
VV
RC= −
(2.29)
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La transformada de Laplace inversa proporciona la tensión de salida en función del tiempo
como se observa en la ecuación 2.30
0
1( ) ( )
t
S EV t V t dtRC
= − ∫ (2.30)
Si el capacitor está cargado con un voltaje de entrada VE, y el capacitor está conectado a la
salida, el voltaje de salida está dado por la ecuación 2.31.
0
1( ) ( ) (0);
t
S E SV t V t dt VRC
= − +∫ (2.32)
Donde VS(0) = VE
Si se propone un capacitor de 10 µF, esto causa que la constante de tiempo sea grande,
tomando en cuenta la ecuación 2.33. [5]
t RC= (2.33)
Tomando en cuenta el voltaje de entrada del circuito y la constante de tiempo RC, tenemos
que el voltaje de salida está descrito por la ecuación 2.38
10 100 1RC F Kµ= ⋅ Ω = (2.34)
0
1CV V sentdt
CR= = − ∫
(2.35)
0
1cosCV V t
CR= = −
(2.36)
0
1cos cos
1CV V t t= = − = − (2.37)
0 cosV t= − (2.38)
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Para corroborar el funcionamiento del circuito, mediante el uso del simulador SPICE se
introdujo una onda Senoidal de una frecuencia de 10 Hz y amplitud de 1 y 5 Volts Pico como se ve
en las figura 2.26 y 2.27 con lo cual se obtuvo el valor medio de la señal de entrada.
Figura 2.26 Obtención del valor medio de una señal senoidal, mediante el programa SPICE,
utilizando un circuito integrador
Figura 2.27 Obtención del valor medio de una señal senoidal, mediante el programa SPICE,
utilizando un circuito integrador
TIEMPO
TIEMPO
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Proceso electrónico para matemáticamente obtener la raíz cuadrada de la señal de entrada:
Para realizar la operación matemática correspondiente a la raíz cuadrada, en forma
electrónica se utilizó el circuito que se muestra en la figura 2.28. El circuito es muy similar al
requerido para realizar la operación de elevar al cuadrado, porque también se descompone en tres
submódulos, con la única diferencia de que el módulo intermedio está formado por un amplificador
inversor
Figura 2.28 Circuito que obtiene la raíz cuadrada del valor de entrada
Si se ingresa un voltaje de 0.6 V y 1.6 V que es el voltaje de salida al ingresar un voltaje de
entrada de 2 V, la función de transferencia está dada por la ecuación 2.39 para el circuito de la
figura 2.29
0
R18R28
U8A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUTR27
Vpos
Vneg
Figura 2.29 Amplificador Diferencial
22
17/18
(0.6 1.6)S
RV v
R= − + (2.39)
Vneg Vneg
0
U7A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
U4A
OP279/AD
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vpos
0
R18
D7
D1N4448
D4
D1N4448
0
R31
100
R28
Valiof f set
U8A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUTR27
R82.675k
0
0
Vpos
R7
982
D6
D1N4448
Vpos
R9218.7 Vneg
U9A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vneg
Vpos
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Si el voltaje de salida tiene un valor de 2 V para que a la salida del circuito total se tenga un
valor de 1.44 V que es el equivalente a la raíz de 2 la ecuación 2.39 queda como lo muestra la
ecuación 2.40.
22
17/18
2 (0.6 1.6)R
v vR
= − + (2.40)
Si se propone un valor de 1 kΩ para R22 el valor de R17 y R18 es el mostrado en la ecuación
2.41.
22
17/18
2 (0.6 1.6)R
v vR
= − + (2.41)
El valor de R17 y R18 es de 2 kΩ.
El circuito mostrado en la figura 2.28 fue simulado utilizando el programa SPICE, al cual se
excitó con un voltaje de corriente directa de 2 V. La señal que se obtuvo a la salida del circuito es la
que se observa en la figura 2.30, donde se puede observar que corresponde a un valor de 1.44 V
de C.D.
Figura 2.30 Voltaje de salida obtenido, por simulación, al excitar el circuito para obtener la raíz
cuadrada de una señal de 2Votls de corriente directa
TIEMPO
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Conversor RMS TRUE Completo:
En la figura 2.31 se muestra el diagrama eléctrico completo del Convertidor de Valor Eficaz
Verdadero, al unir cada una de las etapas del circuito que se explicaron previamente.
0
Vneg
U3A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R28
2k
Vneg
R21
1k
Vpos
R31
1k
D2D1N4448
R13
2k
0
0
R18
1k
V1
15Vdc
D6
D1N4448
D4
D1N4448
Vpos
R7
1k
Vpos
U1A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R1
1k
0
Vpos
Vpos
U2A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUTR2
1k
Vs
VnegVneg
R10
2k
V5
15Vdc
Valiof f set
R27
2k
R25
1k
0
Vpos
0
R22
100k
U7A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
C2
10u
R5
1k
VnegR9
200
Vneg
D7
D1N4448
R31k
R121k
R82.7k
0
D5
D1N4448
Vneg
Vneg
0
Ve
D3
D1N4448
U8A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
U9A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
D1
D1N4448
Vpos
U5A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
U4A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
R4500
Vneg
0
Valiof f set
R11
1k
0
0
U6A
OP27
3
2
84
1
+
-
V+
V-
OUT
Vpos
Vpos
V2
15Vdc
Vpos
Vneg
0
Figura 2.31 Conversor RMS Verdadero
El circuito que se muestra en la figura 2.31 fue simulado utilizando el programa comercial
SPICE, al cual se le excitó con una señal alterna de 1 a 5 Vp con una frecuencia de 10 Hz. Las
figuras 2.32 a 2.36 muestran el valor RMS a la salida en el intervalo antes mencionado.
A continuación se muestran las gráficas resultado de la simulación del circuito en Spice, la
tabla adjunta muestra la frecuencia con la que fue realizada la simulación, el voltaje de entrada y
de salida del sistema así como el tiempo de estabilización del sistema.
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Figura 2.32 El valor RMS para un voltaje de entrada de 1 Vp (VRMS=0.707 V) y 2 Vp (VRMS=1.41 V) a f=10 Hz
Figura 2.33 El valor RMS para un voltaje de entrada de 3 Vp (VRMS=2.1 V) y 4 Vp (VRMS= 2.8 V) a f=10 Hz
Figura 2.34 El valor RMS para un voltaje de entrada de 5 Vp (VRMS=3.5 V) a f=10 Hz
TIEMPO TIEMPO
TIEMPO TIEMPO
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Figura 2.35 El valor RMS para un voltaje de entrada de 1 Vp (VRMS=0.707 V) y 2 Vp (VRMS=1.41 V) a f=60 Hz
Figura 2.36 El valor RMS para un voltaje de entrada de 3Vp (VRMS=2.1 V) y 4Vp (VRMS=2.8 V) a f=60 Hz
Figura 2.37 El valor RMS para un voltaje de entrada de 5 Vp (VRMS=3.5 V) a f=60 Hz
TIEMPO TIEMPO
TIEMPO TIEMPO
TIEMPO
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Figura 2.38 El valor RMS para un voltaje de entrada de 1 Vp (VRMS=0.707 V) y 2 Vp (VRMS=1.41 V) a f=10 kHz
Figura 2.39 El valor RMS para un voltaje de entrada de 3Vp (VRMS=2.1 V) y 4Vp (VRMS=2.8 V) a f=10 kHz
Figura 2.40 El valor RMS para un voltaje de entrada de 5 Vp (VRMS=3.5 V) a f=10 kHz
TIEMPO TIEMPO
TIEMPO TIEMPO
TIEMPO
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2.5 SISTEMA DE INTERCONEXION ANALÓGICO DIGITAL
Para tener la capacidad de desplegar los datos obtenidos con el instrumento en una
computadora fue necesario el convertir la señal de salida de tipo analógica en digital y
posteriormente utilizar un protocolo de comunicación n que en éste caso se utilizó el USB. Las
características principales de éste protocolo fueron descritas al principio de éste capítulo.
Como se mencionó anteriormente se necesito de convertir la señal analógica en digital, para
obtener dicho resultado se utilizó el microcontrolador PIC18F4550 de Microchip, y la característica
principal es que es un PIC con capacidad para interconectarse a otros sistemas a través de la
interfaz USB. Para nuestro fin se utilizo el convertidor analógico digital (CAD) del microcontrolador
para introducir la salida del sistema RMS Verdadero.
La configuración del PIC, mostrada en la figura 2.41, muestra claramente que los pines 23 y 24 son
aquellos por medio de los cuales se envía la información por el puerto USB.
Figura 2.41 Diagrama del Microcontrolador PIC 18F4550
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A parte del microcontrolador se utilizó una pantalla de cristal líquido LCD de 2x16, es decir,
de dos renglones y cada renglón con una longitud de 16 caracteres, el modelo de la LCD es el JHD
162A. Los datos del fabricante se muestran en el Anexo 2.
En la LCD se muestra el valor medido en lenguaje hexadecimal y también indica el momento
en el que la interfaz es conectada al puerto USB de la computadora.
Pero para poder realizar lo anterior se elaboró un programa en el lenguaje de programación
de Visual Basic para poder graficar el valor entregado por el microcontrolador en la computadora.
Para poder lograr la comunicación USB es necesario el realizar dos tareas muy importantes:
La primera es el programar el microcontrolador habilitando la transferencia de información vía USB
así como el convertidor analógico digital. La segunda es realizando la interfaz gráfica e indicando la
recepción.
La primera tarea antes mencionada es la programación del microcontrolador, la cual fue realizada
en el lenguaje C utilizando el programa PIC-Compiler para poder transformar el programa a
hexadecimal y cargarlo al microcontrolador, el programa está descrito en el diagrama de flujo.
Para el funcionamiento del dispositivo con cualquier computadora es necesario tener el
archivo ejecutable de la interfaz gráfica, y dos programas los cuales son mchpusb.inf y
mchpusb.cat los cuales no necesitan de instalación alguna, tan solo deben de encontrarse en la
misma carpeta en la cual se encuentra el archivo ejecutable. Los dos archivos previamente
mencionados son dos programas genéricos.
Al conectar el cable USB al puerto correspondiente el sistema será detectado y solicitará la
existencia de los dos programas antes mencionados, tan solo bastará con seleccionar la ruta de
éstos archivos y el dispositivo estará listo para utilizar.
El microcontrolador para poder comunicarse con la computadora detecta una diferencia de
potencial en los pines de conexión USB tanto el microcontrolador como la computadora. El
microcontrolador se identifica con la computadora solicitando acceso por ése puerto, indicando el
tipo de dispositivo y estableciendo la velocidad de transmisión que el microcontrolador puede
majerar.
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La computadora solicita la existencia de los dos programas mencionados anteriormente para
poder apoyarse de los mismos y poder enviar un mensaje de aceptación poder manejar el mismo.
Una vez establecida la comunicación entre los dos dispositivos comienza la transferencia de
información.
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Programa en el microcontrolador:
No
Si
Definición de Variables
Programa del PIC
Programa del PIC
Habilitación del tipo de Transferencia
Mostrar estado de la conexión USB
USB ON
Despliega USB: ON
Configuración del ADC
Despliegue de valor de
ADC
A
A
Establecer pin 0 del puerto A como
entrada del ADC
Tomar como referencia del ADC
el voltaje de alimentación
Inicializar LCD y USB
Verificar configuración del
PIC
Verificar configuración del
PIC
Verificar configuración del
PIC
Enviar valor del ADC vía USB a la
computadora
Mostrar valor DEL ADC en
la LCD
FIN
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////////////////////////////////////////////////////////////////////////// //// PicUSB.c //// //// //// //// Daniel Reyes Moran //// //// Prog TRUE_RMS //// ///////////////////////////////////////////////////////////////////////// //Definición de Variables #include <18F4550.h> #device ADC=8 #fuses HSPLL,NOWDT,NOPROTECT,NOLVP,NODEBUG,USBDIV,PLL3,CPUDIV1,VREGEN,MCLR,NOPBADEN #use delay(clock=48000000) //#use rs232(baud=9600, xmit=PIN_C6, rcv=PIN_C7) #define use_portb_lcd TRUE //Se define una variable #define USB_HID_DEVICE FALSE // se deshabilita el uso de las directivas HID #define USB_EP1_TX_ENABLE USB_ENABLE_BULK //encender EP1 (EndPoint1) para entrada bulk/interrumpir Tx #define USB_EP1_RX_ENABLE USB_ENABLE_BULK //encender EP1 (EndPoint1) para salida bulk/interrumpir Tx #define USB_EP1_TX_SIZE 64 //tamaño del buffer #define USB_EP1_RX_SIZE 64 //tamaño del buffer #include <pic18_usb.h> //Libreria de Microchip PIC18Fxx5x para CCS's PIC USB driver #include <usb_descriptor.h> //descriptor del Pic USB #include <usb.c> //Libreria usb #include <lcd.c> //Libreria LCD incluye instrucciones enviadas al dispositivo externo LCD #define DERECHA 0 #byte porta=0x0F80 #byte portb=0x0F81 #byte trisa=0x0F92 #byte trisb=0x0F93 void usb_state(); void config_adcon2(short justification); void main(void) int i; int8 dato[64]; setup_adc_ports(AN0); // Se indica que el pin A0 del microcontrolador será la entrada del ADC set_adc_channel (0); setup_adc_ports(AN0 || VSS_VDD); config_adcon2(DERECHA); lcd_init(); usb_init(); //Se inicializa el USB usb_task(); //Se habilita periférico, USB e interrupciones usb_wait_for_enumeration(); //Esperar hasta que el PicUSB sea configurado por el host while (TRUE) usb_state(); dato[4]=read_adc(); for(i=0;i<16;i++) //muestra resultado del CAD en binario, linea 1 LCD lcd_gotoxy (16-i,1); lcd_putc((char)(bit_test(dato[4],i)+0x30)); printf(lcd_putc,"\n0x%Lx",dato[4]); //muestra el resultado del CAD en Hexadecimal, linea 2 LCD
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if(usb_enumerated()) //si el PicUSB está configurado if (usb_kbhit(1)) //si el endpoint de salida contiene datos del host usb_get_packet(1, dato, 64); portb=0x00; if(dato[0]==0xFF) portb = ~dato[1]; if(dato[0]==0x11) dato[3]=porta; dato[4]=read_adc(); usb_put_packet(1, dato, 64, USB_DTS_TOGGLE); ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// //Esta parte imprime en la LCD los estados de “USB:ON” y “USB: OFF” //Dependiendo del caso ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// void usb_state() lcd_gotoxy(10,2); if(usb_attached()) lcd_putc(" USB:On"); else lcd_putc("USB:Off"); delay_ms(500); ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// //Configuración del ADC y del Reloj de conversión ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// void config_adcon2(short justification) setup_adc(ADC_CLOCK_DIV_64 ); // reloj de conversión = Fosc / 64 if(justificacion) #asm bsf 0xFC0,7 // ADFM <- 1 #endasm else #asm bcf 0xFC0,7 // ADFM <- 0 #endasm #asm // configura Tacq = 2Tad bsf 0xFC0,3 bcf 0xFC0,4 bcf 0xFC0,5 #endasm set_adc_channel(0);
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El objetivo principal del programa de Visual Basic es el de la generación de la interfaz
gráfica.
Una ventana con las siguientes características:
• Un plano cartesiano el cual en el eje X muestra el número de muestras tomadas, y en el eje
Y mostrará el valor RMS de la señal de entrada
• Es posible configurar el número de muestras a tomar así como el intervalo de tiempo en el
cual se tomarán éstas muestras
• Muestra el promedio de las muestras tomadas asi como la hora en la que fue tomada cada
muestra
• Por último es posible generar un archivo con un registro de muestras tomadas con la
información del valor de la muestra y la hora en que ésta fue tomada.
A continuación se muestra el programa realizado en Visual Basic:
//////////////////////////////////////////////////////////////////////// //// PicComp.cs //// //// //// //// Daniel Reyes Moran //// //// Prog TRUE_RMS //// /////////////////////////////////////////////////////////////////////// //Definición de Variables using System;
using System.Windows.Forms;
using System.Collections.Generic;
using System.Runtime.InteropServices;
using PVOID = System.IntPtr;
using DWORD = System.UInt32;
namespace WindowsFormsApplication2
unsafe public class PicComp
#region Defincion de EndPoint VID y PID
string VIPiPID = "vid_04d8&pid_0084"; //Caracteres del VID y PID del dispositivo destino de comunicación
string out_pipe = "\\MCHP_EP1";
string in_pipe = "\\MCHP_EP1";
#endregion
// Estructuras de envío y recepción de información
#region Funciones DLL: mpusbapi.dll //Librería que debe de estar instalada en la misma carpeta del ejecutable
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[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern DWORD _MPUSBGetDLLVersion();
[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern DWORD _MPUSBGetDeviceCount(string pVID_PID);
[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern void* _MPUSBOpen(DWORD instance, string pVID_PID, string pEP, DWORD dwDir, DWORD dwReserved);
[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern DWORD _MPUSBRead(void* handle, void* pData, DWORD dwLen, DWORD* pLength, DWORD dwMilliseconds);
[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern DWORD _MPUSBWrite(void* handle, void* pData, DWORD dwLen, DWORD* pLength, DWORD dwMilliseconds);
[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern DWORD _MPUSBReadInt(void* handle, DWORD* pData, DWORD dwLen, DWORD* pLength, DWORD dwMilliseconds);
[DllImport("mpusbapi.dll")]
private static extern bool _MPUSBClose(void* handle);
#endregion
void* myOutPipe;
void* myInPipe;
public string gevenVID_PID() //Función para obtener el VID
return VIPiPID;
public void anmachenPipes() //Función para abrir los Tubos de comunicación
DWORD selection = 0;
myOutPipe = _MPUSBOpen(selection, VIPiPID, out_pipe, 0, 0);
myInPipe = _MPUSBOpen(selection, VIPiPID, in_pipe, 1, 0);
public void ZumachenPipes() //Función para cerrar los Tubos de comunicación
_MPUSBClose(myOutPipe);
_MPUSBClose(myInPipe);
private void Send(byte* SendData, DWORD LenghtSendData) //Función para enviar los datos con un cierto retardo
uint RetardoEnvio = 1000;
DWORD LenghtSendData;
AnmachenPipes();
_MPUSBWrite(myOutPipe, (void*)SendData, LenghtSendData, &LenghtSendData, Delay);
ZumachenPipes();
private void Receive(byte* Data, DWORD *LenghtReceiveData) //Función para recibir los datos con un cierto retardo
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uint Delay=1000;
DWORD LenghtSpectedData= *LenghtReceiveData;
AnmachenPipes();
_MPUSBRead(myInPipe, (void*)ReceiveDta, LenghtSpectedData, LenghtReceiveData, Delay);
ZumachenPipes();
public void SendPIC(byte SortirByte) //Función para direccionar los datos al PIC
byte* TransByte = stackalloc byte[64];
TransBytes[0] = 0xFF;
TransBytes[1] = ByteDSalida;
Send(TransBytes, 64); // El
public byte LesenADC() //Función que obtiene el dato del Puerto A Pin 3
byte* GetBuffer= stackalloc byte[64];
byte* SendBuffer = stackalloc byte[64];
DWORD LenghtReceive = 64;
SendBuffer[0] = 0x11;
Send(SendBuffer, 64);
Receive(GetBuffer, &LenghtReceive);
return GetBuffer[3];
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CAPITULO 3 CARACTERIZACIÓN DEL SISTEMA
Introducción
Este capítulo muestra la elaboración de las dos placas de circuito impreso y el montaje de
los componentes en las mismas para su futura prueba. Cabe mencionar que la elaboración de las
placas no requiere de un procedimiento complicado o fuera de lo común como sería una placa de
doble cara y de componentes de montaje superficial, por lo que las normas a seguir son las
indicadas en el anexo 4.
Se observa el circuito final tanto del sistema de medición como el d interconexión a la
computadora describiendo brevemente el propósito de cada elemento tal es el caso de la LCD
Se muestran las pruebas de estabilidad del circuito, para observar la exactitud del sistema
apoyándose de la interfaz gráfica.
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3.1 MEDIOS NECESARIOS PAA EL DISEÑO DE UN CIRCUITO IMPRESO
Para diseñar un circuito impreso es preciso disponer de lo siguiente:
Un esquema eléctrico. Este consiste en una representación de símbolos normalizados
unidos por unas líneas que representan las conexiones (conductores); al lado de cada componente
se debe reflejar la denominación de referencia y, optativamente, el valor del componente. Como
ejemplo veamos el esquema reflejado en la figura 3.1a.
Figura 3.1 Esquema de resistores del cual se realizará el circuito impreso
Una hoja de papel cuadriculado en décimas de pulgada. El motivo de utilizar este tipo de
cuadrícula es que los componentes se fabrican siguiendo unas normas basadas en dicha
cuadrícula de décimas de pulgada. En la figura 3.1b se puede ver el fragmento de una cuadrícula
de este tipo.
Un lapicero, una goma de borrar, una regla y un compás o plantilla de círculos;
optativamente se puede disponer de bolígrafos o rotuladores de varios colores para el acabado del
diseño final.
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3.2 ELABORACIÓN DEL CIRCUITO IMPRESO
Una vez que se llevaron a cabo las simulaciones tomando en cuenta diferentes intervalos se
procedió a construir el sistema electrónico físicamente para posteriormente constatar el
funcionamiento del mismo. Para llevar a cabo el diseño de la tarjeta de circuito impreso se utilizó el
programa comercial Circuit Wizard.
En la figura 3.2 se muestra un esquema del trazado de las pistas del circuito impreso, que se
utilizó para llevarla a cabo las pruebas del conversor de Valor Eficaz Verdadero.
Figura 3.2 Trazado de las pistas del circuito impreso utilizado para el convertidor de Valor Eficaz Verdadero
En la figura 3.3 se muestra una fotografía del circuito impreso elaborado, incluyendo las
soldaduras de los componentes utilizados.
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Figura 3.3 Fotografía del circuito impreso terminada
Después de realizar el circuito impreso se soldaron cada uno de los componentes
incluyendo aquellos alambres necesarios para unir algunas pistas tal como se muestra en la figura
3.4.
Se decidió soldar cada uno de los amplificadores sin utilizar zócalos para minimizar el ruido
en el sistema y que la señal de salida fuera lo más nítida posible.
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Figura 3.4 Circuito Final
Una vez listo el sistema se realizaron las pruebas de funcionamiento, para demostrar que
opera adecuadamente para el intervalo de frecuencias de 10 Hz a 10 kHz. Para mostrar su
funcionamiento se excitó al circuito con una señal alterna con una frecuencia al azar.
Una vez que se verificó que el sistema diseñado operaba como se esperaba, se procedió a
desarrollar una interfaz gráfica para cumplir con el requisito de diseño, el cual solicitaba que los
datos obtenidos se pudieran transmitir a una computadora portátil o de escritorio mediante un
sistema de interfaz apropiado.
Se realizó el circuito impreso del sistema de medición como se observa en la figura 3.4
siguiendo los requisitos de diseño como son el que las pistas no formen ángulos de 90° y que la
distancia entre éstas sea muy pequeña.
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Figura 3.5 Diagrama de las pistas de la tarjeta de circuito impreso diseñada.
Posteriormente se imprimió el circuito en papel coucher y se planchó en una placa de cobre.
Una vez planchado se introdujo la placa en un recipiente con Cloruro Férrico para que las pistas
quedaran aisladas del resto del cobre.
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Figura 3.6 Fotografía de la tarjeta de circuito impreso del sistema
Después de realizar el circuito impreso se soldaron cada uno de los componentes incluyendo
aquellos alambres necesarios para unir ciertas pistas tal como se muestra en la Figura 3.6.
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Figura 3.7 Fotografía del sistema diseñado
El microcontrolador utilizado fue el PIC18F4550 de Microchip, y la característica principal es
que es un PIC, dispositivo con capacidad para interconectarse a otros sistemas a través de la
interfaz USB.
Para nuestro fin se utilizo el convertidor analógico digital (CAD) para introducir la salida del
sistema de Valor Eficaz Verdadero.
El exhibidor utilizado fue una pantalla de cristal líquido (LCD, por sus siglas en inglés) de
2x16, es decir, de dos renglones y cada renglón con una longitud de 16 caracteres, el modelo de la
LCD es el JHD 162A. Los datos del fabricante se muestran en el Anexo 2.
En el momento de conectar la Interfaz Gráfica se debe de instalar el controlador
correspondiente, y seguir los pasos correspondientes siguiendo las Instrucciones del Asistente de
Hardware encontrado.
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Posteriormente la estabilidad del sistema se comprobó conectando una batería de 1.5 V a la
entrada del circuito diseñado y utilizando la interfaz gráfica del sistema se obtiene a la salida una
línea recta en su mayoría.
Las características principales de la Interfaz Gráfica se muestran en el Anexo 2 de ésta
Tesis, incluyendo las características esenciales como son el poder determinar el número de
muestras tomadas durante cualquier intervalo de tiempo.
Las Figuras 3.8, 3.9 y 3.10 muestran las pruebas de estabilidad para el caso de 100, 500 y
1000 muestras respectivamente durante un intervalo de tiempo de 1 minuto.
Figura 3.8 Gráfica obtenida al excitar el sistema con una señal de 1.5 V de corriente directa
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La figura 3.9 muestra el valor medido de 1.505 V y tan solo hay unos cuantos picos en los
cuales la interfaz detecta valores mayores o menores al de la entrada.
Es importante recordar que un convertidor cuadrático medio obtiene el valor eficaz de
señales de corriente alterna y si a la entrada se tiene una señal de corriente directa, el valor a la
salida debe de ser el mismo que a la entrada.
Figura 3.9 Gráfica obtenida al excitar el sistema con una señal de 1.5Volts de corriente directa tomando 500 muestras en un minuto
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Figura 3.10 Gráfica obtenida al excitar el sistema con una señal de 1.5 V de corriente directa tomando 1000 muestras en un minuto.
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3.3 VALIDACIÓN DEL SISTEMA DE MEDICIÓN
El funcionamiento del sistema de medición fue validado basándose en una comparación fiel entre
los valores simulados y los valores medidos. Los valores medidos se obtuvieron vía USB del
Osciloscopio Tektronix en formato Mathcad el cual fue utilizado para graficar los valores dados por
el osciloscopio.
La comparación que se muestra en ésta sección es para el caso de una frecuencia de 10 Hz.
Tomando en cuenta el valor de entrada de 0.5 Vp, en la figura 3.11 se observa la respuesta de la
simulación hecha con el programa SPICE y en la figura 3.12 la obtenida con el osciloscopio.
Figura 3.11 Gráfica obtenida mediante el simulador SPICE indicando un valor RMS de 353 mV para una
señal de 500 mV de entrada
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Figura 3.12 Gráfica del valor RMS, obtenido con un osciloscopio, para una señal de 500 mV de entrada
En la figura 3.13 y en la figura 3.14 se muestran las gráficas obtenidas mediante simulación,
utilizando el programa SPICE y la medida con un osciloscopio, respectivamente, utilizando una
señal senoidal de 10 Hz y 1 Vp de amplitud. Se puede observar en ambas gráficas que el valor
obtenido para ambos casos fue de 707 mV de corriente directa.
Figura 3.13 Gráfica del valor RMS obtenido mediante el simulador SPICE, al excitar el circuito con una señal senoidal
de 1 Vp y frecuencia de 10 Hz.
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Figura 3.14 Gráfica del valor RMS obtenido utilizando un osciloscopio, al excitar el circuito con una señal senoidal de
1 Volt pico y frecuencia de 10 Hz
A continuación en la figura 3.15 y en la figura 3.16 se muestran las gráficas obtenidas
mediante simulación, utilizando el programa SPICE y la medida con un osciloscopio,
respectivamente, utilizando una señal senoidal de 10 Hz y 2 Volts pico de amplitud. Se puede
observar en ambas gráficas que el valor obtenido para ambos casos fue de 1.4 V de corriente
directa.
Figura 3.15 Gráfica del valor RMS obtenido mediante el simulador SPICE, al excitar el circuito con una señal senoidal
con una frecuencia de 10Hz y 2Volts pico de amplitud
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Figura 3.16 Gráfica del valor RMS obtenido utilizando un osciloscopio, al excitar el circuito con una señal senoidal de 2
Volts pico y frecuencia de 10 Hz
Finalmente a continuación en la figura 3.17 y en la figura 3.18 se muestran las gráficas
obtenidas mediante simulación, utilizando el programa SPICE y la medida con un osciloscópio,
respectivamente, utilizando una señal senoidal de 10 Hz y 2.5 Volts pico de amplitud. Se puede
observar en ambas gráficas que el valor obtenido para ambos casos fue de 1.76 V de corriente
directa.
Figura 3.17 Gráfica del valor RMS obtenido mediante el simulador SPICE, al excitar el circuito con una señal senoidal
con una frecuencia de 10 Hz y 2.5 Volts pico de amplitud.
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Figura 3.18 Gráfica del valor RMS obtenido utilizando un osciloscopio, al excitar el circuito con una señal senoidal de 2.5 Volts pico y frecuencia de 10 Hz.
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CAPITULO 4 RESULTADOS
Introducción
Este capítulo muestra las pruebas de funcionamiento del sistema de medición de éste
trabajo de tesis comparado contra un Osciloscopio “Tecktronics” y un Multimetro RMS “ESCORT
97”.
Las pruebas realizadas se llevaron a cabo en el intervalo de valores de 1 a 5 Volts pico y las
frecuencias de 10 Hz a 10 kHz. Los valores medidos con los tres instrumentos se graficaran para
su mejor interpretación.
Se comprueba la exactitud del trabajo desarrollado en ésta tesis en comparación de dos
instrumentos comerciales, el primero un osciloscopio digital utilizado en los laboratorios escolares y
un multímetro RMS.
Se realiza una comparación entre la exactitud de los 3 instrumentos de medición utilizados
en ésta comparación y se muestran los costos del trabajo de tesis.
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4.1 MEDICIÓN DE LA RESPUESTA EN FRECUENCIA
Para verificar el buen funcionamiento del circuito se llevó a cabo la medición de dos tipos de
onda diferentes, tal fue el caso de la Onda Senoidal, y la Onda Triangular.
El sistema funciona en un intervalo de frecuencias de 10 Hz a 10 kHz. El funcionamiento
óptimo del circuito realizado en éste trabajo de tesis es en bajas frecuencias como se mostrará en
éste capítulo.
Se realizaron mediciones comparando el valor eficaz verdadero medido por tres
instrumentos de medición diferentes.
El primer instrumentó de medición fue un Multimetro “ESCORT 97” capaz de medir el valor RMS
de señales DC y AC. Las especificaciones se muestran en el Apendice 6.
El segundo instrumento fue un Osciloscopio Tektronix.
El tercer instrumento fue el Conversor de Valor Eficaz Verdadero realizado en éste trabajo de tesis
A continuación se muestran las tablas correspondientes a las mediciones, así como las
gráficas y el porcentaje de error de cada insturmento con respecto al valor calculado.
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Para el caso de una Onda Senoidal a la Entrada:
Frecuencia de 10 Hz:
En la tabla 4.1 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor RMS calculado, la
frecuencia, valor RMS medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error de cada
instrumento con respecto al valor calculado.
TABLA 4.1 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal senoidal de 10Hz.
Figura 4.1 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo Senoidal de 10 Hz
En la figura 4.1 se observa que el instrumento más exacto al valor calculado es el
osciloscopio, sin embargo el segundo más exacto es el Conversor de valor eficaz verdadero
presentado en éste trabajo en el intervalo de medición de 0 a 2 V.
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Frecuencia de 50 Hz:
En la tabla 4.2 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, valor eficaz medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.2 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal senoidal de 50 Hz.
Figura 4.2 Diferencia del V rms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Senoidal de 50 Hz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.2 se observa que los tres equipos de medición
presentan un valor exactamente igual al calculado hasta un valor máximo de entrada de 2 Volts,
por arriba de ese valor, a la frecuencia de 50 Hz, el medidor True RMS Escort presenta una
desviación no-lineal en su lectura hasta de 3.5 Vrms de diferencia, mientras que el propuesto en
este trabajo de tesis presenta una desviación máxima de 1.2 Vrms.
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Frecuencia de 100Hz:
En la tabla 4.3 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor RMS calculado, la
frecuencia, valor eficaz verdadero medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.3 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal senoidal de 100 Hz.
Figura 4.3 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Senoidal de 100Hz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.3 se observa que los equipos de medición
presentan un valor igual al calculado excepto por el propuesto en éste trabajo que solo tiene un
valor igual hasta un valor máximo de entrada de 2 V, por arriba de ese valor, a la frecuencia de 100
Hz, presenta una desviación no-lineal en su lectura hasta de 1.7 VRMS de diferencia.
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Frecuencia de 1KHz:
En la tabla 4.4 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, valor eficaz medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.4 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal senoidal de 1 kHz.
Figura 4.4 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Senoidal de 1 kHz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.4 se observa que los equipos de medición
presentan un valor igual al calculado excepto por el propuesto en éste trabajo que solo tiene un
valor igual hasta un valor máximo de entrada de 2 V, por arriba de ese valor, a la frecuencia de 1
kHz, presenta una desviación no-lineal en su lectura hasta de 1 VRMS de diferencia.
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Frecuencia de 10 kHz:
En la tabla 4.5 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, valor eficaz verdadero medido y el porcentaje de error.
TABLA 4.5 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal senoidal de 10 kHz.
Figura 4.5 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Senoidal de 10 kHz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.4 se observa que los equipos de medición
presentan un valor igual al calculado excepto por el propuesto en éste trabajo que solo tiene un
valor igual hasta un valor máximo de entrada de 1.5 Volts, por arriba de ese valor, a la frecuencia
de 1 kHz, presenta una desviación no-lineal en su lectura hasta de 1 VRMS de diferencia.
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Para el caso de una Onda Triangular a la Entrada:
Frecuencia de 10 Hz:
En la tabla 4.6 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, valor eficaz medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.6 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal triangular de 10 Hz
Figura 4.6 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Triangular de 10Hz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.2 se observa que los tres equipos de medición
presentan un valor igual al calculado.
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Frecuencia de 50Hz:
En la tabla 4.7 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, valor el medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.7 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal triangular de 50 Hz
Figura 4.7 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Triangular de 50 Hz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.7 se observa que los equipos de medición
presentan un valor que difiere en 0.2 VRMS al calculado.
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Frecuencia de 100 Hz:
En la tabla 4.8 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, el valor medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.8 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal triangular de 100 Hz
Figura 4.8 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Triangular de 100 Hz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.8 se observa que los equipos de medición
presentan un valor que difiere en 0.2 VRMS al calculado a partir de un voltaje de entrada de 2.5 V.
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Frecuencia de 1 kHz:
En la tabla 4.9 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, el valor medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.9 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal triangular de 1 kHz
Figura 4.9 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Triangular de 1 kHz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.9 se observa que los equipos de medición
presentan un valor igual al calculado excepto por el propuesto en éste trabajo que solo tiene un
valor igual hasta un valor máximo de entrada de 3 V, por arriba de ese valor, a la frecuencia de 1
kHz, presenta una desviación no-lineal en su lectura hasta de 0.2 VRMS de diferencia.
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Frecuencia de 10 kHz:
En la tabla 4.10 se muestran los valores del voltaje de entrada, el valor eficaz verdadero
calculado, la frecuencia, el valor medido por los tres instrumentos y el porcentaje de error.
TABLA 4.10 Comparativo de los resultados obtenidos al aplicar una señal triangular de 10 kHz
Figura 4.10 Diferencia del Vrms calculado y medido respecto a la variación de la amplitud de la señal de entrada tipo
Triangular de 10 kHz
En las gráficas que se muestran en la figura 4.10 se observa que los equipos de medición
presentan un valor igual al calculado excepto en un valor de 4 V de entrada, por arriba de ese
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valor, a la frecuencia de 10 kHz, presentan una desviación no-lineal en su lectura hasta de 0.2
VRMS de diferencia.
4.2 ANÁLISIS DE COMPARACIÓN
A partir de las mediciones realizadas comparando el valor eficaz verdadero medido por tres
instrumentos de medición se mencionan a continuación:
• El primer instrumentó de medición fue un Multimetro “ESCORT 97” capaz de medir el valor
eficaz verdadero de señales DC y AC. Las especificaciones se muestran en el Apendice C.
• El segundo instrumento fue un Osciloscopio Tektronix.
• El tercer instrumento fue el Conversor de Valor Eficaz Verdadero realizado en éste trabajo
de tesis
El Osciloscopio Tektronix es el instrumento de medición más exacto de los tres utilizados
anteriormente, debido a que el valor entregado por éste instrumento es igual de exacto que el
calculado
El Multimetro “ESCORT 97” le sigue en exactitud pero solo a partir de una frecuencia de
100Hz, debido a que en frecuencias menores a éstas el error en la medición es 2 V a partir de 3.5
V de entrada.
El conversor de valor eficaz verdadero de éste trabajo de tesis es más exacto que el
Multimetro “ESCORT 97” para frecuencias menores de 100 Hz, tal como se muestra en el caso de
10 Hz y 50 Hz.
De acuerdo a los requisitos planteados al principio de éste trabajo de tesis se diseño:
Un conversor RMS verdadero que puede admitir señales del tipo senoidal y triangular con
valores de amplitud que van de 0 a 5 Vp y frecuencias de 10 Hz a 10 kHz, teniendo un
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comportamiento exacto hasta un valor de 2 Vp en el caso de una onda senoidal y 4 Vp en el
caso de una onda triangular para el intervalo de frecuencias de 10 Hz, 50 Hz y 100 Hz
El sistema es capaz de enviar datos a una computadora portátil o de escritorio a través de
un sistema de interfaz USB.
Gracias a sus dimensiones físicas (15 cm2 para el caso del sistema de medición y de
500x300 pixeles para el caso de la Interfaz Gráfica) el sistema es portátil.
La interfaz gráfica que se desarrollo es amigable lo que permite al usuario operar el sistema
con facilidad y a su vez tener la capacidad de almacenar los datos obtenidos en cualquier
dispositivo de memoria de la PC, además es autoejecutable y por tanto no se necesita tener
ningún compilador o programa interprete, para que funcione.
El sistema es estable y confiable de acuerdo a los resultados de las mediciones que se
realizaron utilizando una batería de corriente directa, como señal de referencia
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4.3 ESTUDIO ECONÓMICO
COSTO DEL PROYECTO Costo del Sistema de Medición:
MATERIAL No. De Piezas Costo Amplificador OP 27 9 $225
Resistores 25 $10 Diodo 1N4148 7 $3.50 Placa de Cobre 1 $9
TOTAL $247.50 M.N. Costo de la Interfaz USB:
MATERIAL No. De Piezas Costo PIC 18F4550 1 $120
LCD JHD124A 1 $100 Placa de Cobre 1 $14
Resistor Variable 10KΩ 1 $5 Conector USB Tipo B 1 $4
Cristal 4MHz 1 $5 Capacitor 15pF 2 $3
TOTAL $251.50 M.N. Costo del Sistema de Medición: $247.50 Costo de la Interfaz USB: $251.50 Costo Total del Proyecto: $499.00 M.N
Indicando que el costo manejado anteriormente es el costo de los materiales, sin tomar en
cuenta el costo de ingeniería.
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CAPITULO 5 CONCLUSIONES Y TRABAJO A FUTURO
Introducción
En este capítulo se muestra la conclusión general de éste trabajo de tesis tomando en
cuenta las mediciones realizadas con lo calculado, identificando el porcentaje de error entre el valor
calculado y los tres instrumentos de medición utilizados para comprobar las ventajas y desventajas
de sistema de medición diseñado.
Se plantean posibles mejoras y adaptaciones que son posibles realizar al sistema de
medición para tener un comportamiento más exacto en todos los valores de Voltaje de entrada
planteados al principio de peste trabajo de tesis.
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5.1 CONCLUSIONES
Se diseño y se construyó un sistema electrónico que mide el valor eficaz verdadero de
tensiones eléctricas y que a demás transfiere los datos obtenidos a una computadora de escritorio
o portátil a través de la interface USB.
La exactitud del sistema supera la del Multimetro “ESCORT 97” de uso comercial para un
intervalo de frecuencias menor a 100 Hz y voltaje de entrada de 0 a 2 Vp, y teniendo un margen de
error en este intervalo menor a 5% con respecto al valor calculado superando las expectativas del
intervalo de error.
Sin embargo el sistema de medición tiene un intervalo de error de hasta 1 VRMS a partir de
un valor de 2 Volts a la entrada para el caso de una onda senoidal. Para el caso de una onda
triangular el error es menor a 10% como se muestra en las tablas del capítulo 4.
El sistema diseñado puede admitir señales de corriente directa y de tipo alterno hasta una
frecuencia de 10 kHz, teniendo un desempeñó óptimo para frecuencias bajas del orden de 10 a
100 Hz.
El comportamiento de acuerdo a la variación en frecuencia muestra un deterioro en la
exactitud del sistema de acuerdo a que fue diseñado para trabajar a frecuencias bajas.
La interfaz gráfica que se desarrollo es amigable lo que permite al usuario operar el sistema
con facilidad y a su vez tener la capacidad de almacenar los datos obtenidos en cualquier
dispositivo de memoria de la PC, además es autoejecutable y por tanto no se necesita tener ningún
compilador o programa interprete, para que funcione.
El sistema es estable y confiable de acuerdo a los resultados de las mediciones que se
realizaron utilizando una batería de corriente directa, como señal de referencia
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5.2 TRABAJO A FUTURO
El sistema tiene una caracteristica escencial con la que pocos sistemas de medición cuentan
que es la escalabilidad, es decir, que el sistema puede ser mejorado en base a los siguientes
puntos:
1) Previamente a la entrada se puede colocar una etapa de potencia para que el sistema sea
capaz de medir señales con valores de amplitud del órden de 100, 500 o 1000 Volts, y
mediante la etapa de potencia dichos valores de voltaje puedan ser adecuados para que
posteriormente la señal sea medida, desplegada y almacenada en la computadora.
2) Para el caso del circuito de Interfaz USB se pueden abilitar todas las entradas del
convertidor analógico digital para que se puedan conectar otros sistemas de medición o
aumentar la sensibilidad del sistema.
3) La exactitud que presenta el sistema en el intervalo de 0 - 2.5 V puede permancer hasta un
valor de 5 Volts si se instala un atenuador compensado
5.3 MEJORAS
- Desarrollar un programa para que realice funciones estadísticas a los datos obtenidos en las
conversiones de AC a valor eficaz verdadero.
- Proveer al usuario con una opción para que en la interface gráfica se puedan volver a graficar los
datos almacenados sin la necesidad de estar activo el sistema de medición.
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ANEXO 1ANEXO 1ANEXO 1ANEXO 1
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ANEXO 2ANEXO 2ANEXO 2ANEXO 2
Interfaz USB
En éste Anexo se muestran los datos del fabricante del exhibidor utilizado para la interfaz
gráfica.
La tabla A2.1 muestra las características principales de alimentación del exhibidor.
TABLA A2.1 Características eléctricas del exhibidor de cristal líquido utilizado
Parámetro Símbolo Datos del Fabricante
Valore Estándar Unidad
Mín. Típico Máx. Voltaje de
alimentación DD SSV V− - 4.5 5.0 5.5 V
Voltaje pico positivo de
entrada IHV - 2.2 - DDV V
Voltaje pico negativo de
entrada ILV - -0.3 - 0.6 V
Voltaje pico positivo de
salida OHV 2OHI mA= 2.4 - - V
Voltaje pico negativo de
salida OLV 1.2OLI mA= - - 0.4 V
Voltaje de operación DDI 5.0DDV V= - 1.5 3.0 mA
En la Figura A2.1 se muestra el diagrama de las terminales del exhibidor..
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FIGURA A2.1 Diagrama de Pines y medidas físicas de la LCD JHD124A
En el momento de conectar la Interfaz Gráfica se debe de instalar el controlador correspondiente, y
seguir los pasos correspondientes siguiendo las Instrucciones del Asistente de Hardware
encontrado.
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AAAANEXO 3NEXO 3NEXO 3NEXO 3
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ANEXO 4ANEXO 4ANEXO 4ANEXO 4
Aunque cada caso requiere un tratamiento especial y cada empresa tendrá sus propias
normas, se deben de tener en cuenta unas reglas básicas que podrían considerarse comunes y
que se enumeran a continuación:
1. Se recomienda diseñar sobre una hoja cuadriculada en décimas de pulgada, de modo que se
hagan coincidir las pistas con las líneas de la cuadrícula o formando un ángulo de 45º con éstas, y
los puntos de soldadura con las intersecciones de las líneas como lo muestra la figura 3.2a.
Figura 3.2 Correcto trazado de pistas
2. Realizar un diseño lo más sencillo posible, cuanto más cortas sean las pistas y más simple la
distribución de componentes, mejor resultará el diseño.
3. No se realizarán pistas con ángulos de 90º; cuando sea preciso efectuar un giro en una pista, se
hará con dos ángulos de 135º como se observa en la figura 3.3; si es necesario ejecutar una
bifurcación en una pista, se hará suavizando los ángulos con sendos triángulos a cada lado como
se ve en la figura 3.4.
4. Los puntos de soldadura consistirán en círculos cuyo diámetro será, al menos, el doble del
ancho de la pista que en él termina.
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5. El ancho de las pistas dependerá de la intensidad que vaya a circular por ellas. Se tendrá en
cuenta que 0,8 mm puede soportar, dependiendo del espesor de la pista, alrededor de 2 amperios;
2 mm, unos 5 amperios; y 4,5 mm, unos 10 amperios. En general, se realizarán pistas de unos 2
mm aproximadamente.
Figura 3.3 Trazado de pistas en la esquinas
Figura 3. Trazado de pistas en una bifurcación
6. Entre pistas próximas y entre pistas y puntos de soldadura, se observará una distancia que
dependerá de la tensión eléctrica que se prevea existirá entre ellas; como norma general, se dejará
una distancia mínima de unos 0,8 mm.; en casos de diseños complejos, se podrá disminuir los
0.8mm hasta 0.4 mm. En algunas ocasiones será preciso cortar una porción de ciertos puntos de
soldadura para que se cumpla esta norma como lo muestra la figura 3.5.
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7. La distancia mínima entre pistas y los bordes de la placa será de dos décimas de pulgada,
aproximadamente unos 5 mm.
8. Todos los componentes se colocarán paralelos a los bordes de la placa como se observa en la
figura 3.6.
9. No se podrán colocar pistas entre los bordes de la placa y los puntos de soldadura de terminales
de entrada, salida o alimentación, exceptuando la pista de masa.
Figura 3.5 Trazado de puntos de soldaduras
Figura 3.6 Montado de componentes
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10. No se pasarán pistas entre dos terminales de componentes activos (transistores, tiristores,
etc.).
11. Se debe prever la sujeción de la placa a un chasis o caja; para ello se dispondrá un taladro de
3,5 mm en cada esquina de la placa.
12. Como norma general, se debe dejar, una o dos décimas de pulgada de patilla entre el cuerpo
de los componentes y el punto de soldadura correspondiente como lo muestra la figura 3.7
Figura 3.7 Soldado de componentes
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ANEXO 5ANEXO 5ANEXO 5ANEXO 5
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ANEXO 6ANEXO 6ANEXO 6ANEXO 6
Este anexo muestra las especificaciones técnicas del Multimetro RMS Verdadero “ESCORT 97”
VOLTAJE DC
RANGO RESOLUCION PRECISIÓN PROTECCION DE SOBRECARGA
40mV 10µV/1µV ±(0.8%rdg+5dgt) 600mV DC/AC RMS
400mV 0.1mV/10mV
±(0.8%rdg+5dgt) 4V 1mV/0.1mV
1200 DC O 850V AC RMS 40V 10mV/1mV
400V 1V/0.1V
VOLTAJE AC
RANGO RESOLUCION PRECISIÓN
PROTECCION DE SOBRECARGA 50/60Hz 45Hz – 5kHz 5KHz – 20kHz
40mV 10µV/1µV
±(0.7%rdg+5dgt)
±(1.5%rdg+5dgt) ±(2%rdg+5dgt) 600mV DC/AC RMS
400mV 0.1mV/10mV
4V 1mV/0.1mV
1200 DC O 850V AC RMS 40V 10mV/1mV ±(3%rdg+5dgt) NO SPEC.
400V 1V/0.1V
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ANEXO 7ANEXO 7ANEXO 7ANEXO 7
Características
- Obtención del valor RMS verdadero
- Rango de señales máximo de 200mV
- Capacidad de respuesta amplia
- Obtiene el valor RMS de señales de AC y DC
- Factor de cresta de 6 con un 0.5% de error
- Salida en dB con un rango de 50dB
- Baja potencia: 800µA de corriente de reposo
- Circuito integrado monolítico
- Bajo costo
Descripción General
El circuito integrado AD636 es un circuito integrado monolítico de baja potencia que lleva a
cabo la conversión de DC a valor RMS verdadero en señales de bajo nivel. Brinda un desempeño
comparable o superior a esos convertidores cuyo costo es muy elevado. El circuito integrado
AD636 fue diseñado para un rango de señales específico de entre 0 a 200mV. Un factor de cresta
de 6 con un error menor al 0.5% permitiendo la medición de formas de onda complejas.
La corriente mínima de alimentación del circuito integrado AD636 es de 800µA, ideal para
ser suministrado por una batería portable que se le coloca a cualquier instrumento.
El AD636 incluye una salida en dB derivada de un circuito interno que representa el
logaritmo de la salida del conversor RMS.
El circuito AD636 es fácil de utilizar, ya que desde fábrica esta balanceado su offset
brindando una gran exactitud. Está disponible en dos versiones, la primera es la versión J cuyo
margen de error está entre 0.5mV ± 1% y el tipo K cuyo margen de error es menor a 0.2mV ± 1%.
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Éste circuito integrado obtiene el valor RMS verdadero de señales complejas de AC y brinda
un equivalente en DC. El valor RMS es mejor que el promedio de la señal obtenido por un
rectificador porque mide la potencia de la señal y obtiene el valor RMS verdadero.
El voltaje de 200mV de salida del circuito es compatible con muchas pantallas de LCD. El
consumo de una corriente baja permite la utilización de una batería y la portabilidad del
instrumento. La figura 1 muestra el diagrama a bloques interno del circuito integrado AD636.
Figura 1 Diagrama a bloques del CI AD636
Función de Transferencia
Éste circuito es del tipo que obtiene el valor RMS de la señal a partir del promedio de la
señal elevado al cuadrado, como se explicó en la introducción de éste trabajo de Tesis.
La ecuación 1 muestra la función de transferencia de éste circuito integrado.
2( )OUT INV avg V= ⋅ (1)
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Porcentaje de Error
El circuito integrado tiene un rango de error interno que va de ± 0.5 hasta ± 1 m V, y a
temperaturas que van de 0°C a 70°C el porcentaje de error varía entre ±0.1 y ±0.01 mV.
Características de entrada
Rango de la señal de entrada, con la cual brinda un valor RMS continuo: 0 – 200Mv
Voltaje pico de entrada
Cuando la fuente de alimentación varía entre +3V, -5V el voltaje pico soportado es de ±2.8
Cuando la fuente de alimentación varía entre ±2.5V el voltaje pico soportado es de ±2.0
Cuando la fuente de alimentación varía entre ±5V el voltaje pico soportado es de ±5.0
Respuesta en Frecuencia
El error de 0.9dB que tiene el instrumento es el mostrado a continuación, incluyendo las
frecuencias y el voltaje de entrada.
Para una frecuencia de 14kHz y un Vin = 10mV
Para una frecuencia de 90kHz un Vin = 100mV
Para una frecuencia de 130kHz un Vin = 200mV
Conexión Estándar
Para comprender de mejor manera el funcionamiento del circuito integrado AD636. La
conexión estándar se muestra en la figura 2. Con esa configuración, mide el valor RMS de una
señal de AC y DC pero presenta un error a bajas frecuencias debido al capacitor, CAV como se
observa en la gráfica de la figura 1.3.
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Figura 1.2 Conexión Estándar del AD636
Figura 2 Gráfica del error debido al valor del capacitor externo
Elección de la constante de tiempo
El circuito integrado AD636 obtiene el valor RMS de una señal de AC y DC. Si la variación
de la señal de entrada varía muy poco respecto al tiempo, el valor de salida del circuito integrado
es muy exacto. En frecuencias altas, el promedio obtenido de la señal de entrada se aproxima al
valor RMS de dicha señal. La salida actual del AD636 difiere del valor ideal a la salida por un error
promedio como lo muestra la figura 4.
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Figura 3 Gráfica del error debido a la frecuencia de la señal de entrada
El error de DC depende de la frecuencia de la señal de entrada y del valor del capacitor
CAV, y apoyándose de la gráfica de la figura 3 se puede determinar el mínimo valor del capacitor
CAV.
Existen dos formas de reducir el error en la medición, la primera es utilizando un capacitor
con valor diez veces mayor al recomendado grande ya que en la medición provocado en la
frecuencia es inversamente proporcional al valor del capacitor, por lo tanto se reducirá diez veces
ése error si el valor del capacitor es alto.
La segunda forma y más efectiva es mediante el uso de un post-filtro mostrado en la figura
5. Si se utiliza un filtro de un polo (C3 se quita, Rx tendrá un valor menor) y C2 tiene un valor 5
veces más alto que CAV, entonces el error en la medición será reducido.
Figura 5 Conexión del circuito con un filtro externo
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Elección de la constante de tiempo
El AD636 incorpora una solución implícita de la ecuación de valor eficaz que supere el
rango dinámico, así como otras limitaciones en el cálculo del valor eficaz. La ecuación 2 es la
calculada por el circuito integrado AD636.
2
INRMS
rms
VV Avg
V
=
(2)
La figura 1.6 muestra el diagrama esquemático del CI AD636, el cual se subdivide en cuatro
secciones: circuito rectificador, función de elevar al cuadrado y divisor, arreglo de transistores y un
amplificador.
El voltaje de entrada entra a la primera etapa que obtiene el valor absoluto de la señal
mediante el amplificador A1y A2.
Figura 6 Diagrama esquemático del CI AD636
La I1 es una de las entradas del circuito que eleva al cuadrado y tiene la función de
transferencia mostrada en la ecuación 3.
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2
14
3
II
I=
(3)
La corriente de salida I4 ingresa a un filtro pasa bajo formado por el resistor R1 y el capacitor
externo CAV. Si la constante de tiempo del filtro es mucho más grande que el mayor periodo de la
señal de entada, entonces el valor de I4 tendrá un valor exacto. El arreglo de transistores da una
corriente I3 quedando la ecuación 1.3 como lo muestra la ecuación 4.
22
4 14
rms
II I
I
= = (4)
La corriente de salida (Iout) puede ser utilizada o convertida en un voltaje mediante el resistor
R2 y amplificada gracias al amplificador A4. La función de transferencia del circuito AD636 es la
mostrada en la ecuación 5.
22OUT rms INrmsV R I V= ⋅ = (5)
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ANEXO 8ANEXO 8ANEXO 8ANEXO 8
Captador de presión serie DP100A
Captador de presion con salida de tensión / pantalla LCD en tres colores / diferentes
unidades de presión / conexión rosca M5 y G1/8 / mide sobrepresión y depresión
Captador de presión serie DP100A
- Salida de tensión analógica y una salida transistor PNP
- Conexión rosca M5 y G1/8
- Ajuste del tiempo de respuesta
- Rango de medición -1 a +1 bar o -1 a 10 bar
- Función de bloqueo
- Pantalla de dos líneas con 12 segmentos en 3 colores
Captador de presión serie DP100A
- Salida de tensión analógica y una salida transistor PNP - Conexión rosca M5 y G1/8 - Ajuste del tiempo de respuesta
- Rango de medición -1 a +1 bar o -1 a 10 bar - Función de bloqueo - Pantalla de dos líneas con 12 segmentos en 3 colores
Especificaciones técnicas
DP101-AEP DP102-AEP
Rango de medición -1,00 ... 1,00 bar -1,0 ... 10,0 bar
Sobrepresión máxima 5,0 bar 15,0 bar
Resolución 0,001 bar 0,01 bar
Reproducibilidad ± 0,1 % ± 0,2 %
Dependencia de la temperatura máx. 0,5% máx. 1%
Indicación del valor de medición dos líneas con 12 segmentos en 3 colores y 4 dígitos
Medios gases no corrosivos
Tiempo de respuesta 2,5 ... 5000 ms
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Salida transistor 1 x transistor PNP, 100 mA
Modo de salida Encendido/apagado, histéresis, comparador de ventana, control de succión
Salida de tensión analógica 1 ... 5 V Alto: 5 V ... 5 V+ Bajo: 0 ... 0,6 V
0,6 ... 0,5 V Alto: 5 V ... 5 V+ Bajo: 0 ... 0,6 V
Material de la carcasa plástico
Tipo de protección IP40
Dimensiones 30 x 30 x 25,5 cm
Tipo de conexión DP10xAEP: Cable de conexión DP10xAEPJ: Conexión M8
Conexión de presión roscado interior M5 y roscado exterior G1/8
Alimentación 12 - 24 V DC
Condiciones ambientales -10 ... +50 ºC , 35% ... 85%
Peso aprox. 45 g
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ReReReReferenciasferenciasferenciasferencias
[1] F. Coughlin Robert, F. Driscoll Frederick
Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales
Ed. Prentice Hall Hispanoamerica, 3ª Edición
[2] Mare Srbinovska, Cvetan Gavrovski
RMS-DC CONVERTERS 2006 20-22 Septiembre 1998
Faculty of Electrical Engineering and Information Technology,
The Ss.Cyril and Methodius University P.O.Box 574, MK-1000 Skopje, Republic of Macedonia
ELECTRONICS’ Sozopol, BULGARIA
[3] Creus Solé Antonio
INSTRUMENTACION INDUSTRIAL 81-125 1979
Ed. Marcombo 7ª Edición
[4] Yu, Vinogrador
FUNDAMENTOS DE ELECTRÓNICA Y TÉCNICAS DE SEMICONDUCTORES 1995
Ed. MIR
[5] Cartelli Daniel, Sidelnik Iván
DIODOS CARACTERIZACIÓN Y APLICACIONES 2005
Departamento de Física, FCEyN, UBA
Laboratorio de Electrónica 2ª Cuart.
[6] MICROCHIP CO. DATASHEET
DIODO 1N4148
[7] Camps Valls, Gustavo, Muñoz Marí Jordi
FUNDAMENTOS DE ELECTRÓNICA ANALÓGICA Junio 2006
Universidad de Valencia
INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL
Escuela Superior de Ingeniería Mecánica y Eléctrica 125
[8] AMPLIFICADORES OPERACIONELES / RECTIFICADOR
Fundamentos Tecnológicos 2005 35-46
Universidad de Granada
[9] ANALGO DEVICES DATASHEET
Low Level, True RMS-to-DC Converter AD636
[10] MICROCHIP CO. DATASHEET
PIC 18F45550
[11] Compaq, Intel, Microsoft y NEC.
ESPECIFICACIONES DE BUS SERIE UNIVERSAL REVISIÓN 1.1
23 de Septiembre de 1998.
[12] Compaq, Hewlett-Packard, Intel, Lucent, Microsoft, NEC y Philips.
ESPECIFICACIONES DE BUS SERIE UNIVERSAL REVISIÓN 2.0
27 de Abril de 2000.