generadores eólicos doblemente alimentados (afe)
DESCRIPTION
Fecha = Marzo, 2010. - Ejemplo de Control de Generadores Eólicos Doblemente Alimentados (AFE). Incluye control PID, mediante PSIMTRANSCRIPT
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Asignatura: “Impacto en la red de las energías renovables”
Alumno: Gabriel Jaime Correa Henao
Profesor: Oscar Alonso Sádaba
UNIVERSIDAD DE ZARAGOZA
CIRCE: CENTRO DE INVESTIGACIÓN DE RECURSOS Y CONSUMOS ENERGÉTICOS
MÁSTER EN ENERGÍAS RENOVABLES Y EFICIENCIA
ENERGÉTICA
1
Contenido ESQUEMA DE FIGURAS .............................................................................................. 1
OBJETIVOS ..................................................................................................................... 3
INTRODUCCIÓN ............................................................................................................ 3
PARTE 1: CIRCUITO DE RED Y MEDIDA DE MAGNITUDES EN DQ .................. 5
PARTE 2. CONVERTIDOR PWM Y MODULADOR TRIFÁSICO ............................. 9
PARTE 3. CONTROL DE LAS CORRIENTES ........................................................... 11
Caso 1: Id = 0 , Iq = 0 : No inyección de potencia a la red ........................................ 15
Caso 2: Id = 0 , Iq > 0: Inyección de potencia activa a la red y FP resistivo. ............ 16
Caso 2: Id = 0 , Iq < 0: Consumo de potencia activa desde la red y FP resistivo. ..... 17
Caso 3: Id < 0 , Iq = 0: Potencia activa = 0W y FP inductivo. ................................... 18
Caso 4: Id > 0 , Iq = 0: Potencia activa = 0W y FP capacitivo. ................................. 18
Caso 5: Id > 0 , Iq > 0: Inyección de potencia activa a la red y FP capacitivo. ......... 19
Caso 6: Id < 0 , Iq > 0: Inyección de potencia activa a la red y FP inductivo. ........... 20
Caso 7: Id > 0 , Iq < 0: Consumo de potencia activa desde la red y FP capacitivo. ... 20
Caso 8: Id < 0 , Iq < 0: Consumo de potencia activa a la red y FP inductivo. ........... 21
PARTE 4: CONTROL DE LA TENSIÓN DE BUS ...................................................... 23
REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS ........................................................................... 26
ESQUEMA DE FIGURAS
Figura 1: Esquema completo de la máquina asíncrona doblemente alimentada. ............. 3
Figura 2: Convertidor trifásico del lado de red (AFE) ..................................................... 4 Figura 3: Interpretación geométrica de la Transformación de Clarke .............................. 6 Figura 4: Interpretación geométrica de la Transformación de Park ................................. 7
Figura 5: Módulos de transformación DQ0 y αβ0............................................................ 7 Figura 6: Resultados aplicación módulos de transformación DQ0 y αβ0 ........................ 8
Figura 7: Circuito 3 completo, incluyendo modulación trifásica con conversión a ejes
ABC de las referencias ..................................................................................................... 9
Figura 8: Resultados convertidor 3 sin conexión a la red. ........................................... 10 Figura 9: Contenido de armónicos de la corriente de línea, del sistema sin conexión a
red ................................................................................................................................... 10 Figura 10: Circuito equivalente del sistema trifásico ..................................................... 11 Figura 11: Diagrama de las ecuaciones de Id e Iq. .......................................................... 11
Figura 12: Lazos de control de las corrientes de red (ejes DQ) ..................................... 11 Figura 13: Sistema de control en lazo cerrado ............................................................... 12
Figura 14: Respuesta convertidor trifásico con control automático sobre referencias de
Vd y Vq ............................................................................................................................ 13 Figura 15: Cálculo de la potencia activa y reactiva intercambiadas con la red, desde la
Transformación de Park.................................................................................................. 14 Figura 16: Elementos de control Referencias Id e Iq para potencia activa y reactiva del
convertidor ...................................................................................................................... 15 Figura 17: Inyección de potencia = 0W. Referencias: Id = 0 , Iq = 0 (Stand-By) ........... 16
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Figura 18: Inyección de potencia 84KW. Referencias: Id= 0 (FP Resistivo) , Iq = 100
(Inversor) ........................................................................................................................ 17
Figura 19: Consumo de potencia 80KW. Referencias: Id= 0 (FP Resistivo) , Iq = -100
(Rectificador) .................................................................................................................. 17
Figura 20: Consumo de potencia 84KVAR. Referencias: Id= -100 (FP Inductivo) , Iq =
0 (Bobina en Stand-By) .................................................................................................. 18
Figura 21: Inyección de potencia 84KVAR. Referencias: Id= 100 (FP Capacitivo) , Iq
= 0 (Condensador en Stand-By) ..................................................................................... 19
Figura 22: Inyección de potencia 84KW y 84KVAR. Referencias: Id= 100 (FP
Capacitivo) , Iq = 100 (Inversor) ..................................................................................... 19
Figura 23: Inyección de potencia 84KW y consumo 84KVAR. Referencias: Id= -100
(FP Inductivo) , Iq = 100 (Inversor) ................................................................................ 20
Figura 24: Consumo de potencia 84KW e inyección de 84KVAR. Referencias: Id=
100 (FP Capacitivo) , Iq = -100 (Rectificador) ............................................................... 21
Figura 25: Consumo de potencia 84KW y 84KVAR. Referencias: Id= -100 (FP
Inductivo) , Iq = -100 (Rectificador) ............................................................................... 21 Figura 26: Control del voltaje en el bus. ........................................................................ 23
Figura 27: Control PI para estabilidad del voltaje en el bus ........................................... 24 Figura 28: Conexión para simular aportaciones/extracciones de carga del condensador
........................................................................................................................................ 24 Figura 29: Respuesta a la perturbación y acción del control para estabilización. .......... 25
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OBJETIVOS
Presentación de la estructura de convertidor estándar.
Desarrollo de una modulación escalar PWM.
Representación de magnitudes eléctricas en ejes DQ. Circuito de sincronización.
Control lineal de las corrientes.
Control de potencia activa (control de bus) y de potencia reactiva.
INTRODUCCIÓN
El convertidor estándar de 2 niveles es utilizado doblemente en la estructura de conversión de potencia eólica de máquinas doblemente alimentadas. Uno de los convertidores se encarga de controlar el bus de continua y es capaz de intercambiar energía con la red en cualquier sentido. A este convertidor se le denomina Active Front End, AFE, y puede además intercambiar potencia reactiva inductiva o capacitiva de forma totalmente controlada (Figura 1). Dentro de la misma estructura otro convertidor se encargará de controlar las corrientes rotóricas cuyo valor estará asociado a demandas de potencia activa y reactiva de estator.
Figura 1: Esquema completo de la máquina asíncrona doblemente alimentada.
Se desarrollará el AFE utilizando un convertidor trifásico, de dos niveles, con conmutaciones PWM y cuya función es la de asegurar un nivel de tensión estable en el bus de continua. La Figura 2 muestra un esquema de PSIM similar al que se debe implementar donde se muestran los principales componentes.
En dicho circuito se distinguen las siguientes componentes:
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Figura 2: Convertidor trifásico del lado de red (AFE)
Bus de continua. Formado normalmente por la conexión serie de condensadores electrolíticos de gran capacidad. En el entorno de los 10 mF a los 50 mF. Su tensión nominal (Vbus_ref) típicamente va desde los 800 V hasta los 1200 V (dependiendo del tipo de IGBT utilizado en el convertidor).
Convertidor trifásico de 2 niveles utilizando IGBTs. Convertidor clásico donde la tensión de bus sobre la que trabajará dependerá de la tecnología de IGBT utilizada. Con IGBTs de 1200 V de tensión nominal, la máxima tensión de bus recomendable estará en el entorno de los 850V. Con IGBTs de 1700 V, la tensión de bus máxima estará en el entorno de los 1200 V, que son los que se emplean en esta práctica.
Inductancia de acoplamiento con la red. Estas inductancias permiten el acoplamiento con la red y serán las encargadas de soportar las diferencias de tensión instantáneas entre las tensiones sintetizadas por el convertidor (pulsantes) y las de red
(senoidales). Su valor puede estar en el rango de 200 H a 2 mH. En esta práctica se utiliza una inductancia de 1 mH y una resistencia asociada de 5Ω.
Sensores de corriente. Medida de las corrientes trifásicas. Normalmente se utilizan LEMs de corriente.
Sensores de tensión de red. Las medidas de tensión de red permitirán la sincronización con la misma y ello posibilitará controles desacoplados de la potencia activa y la reactiva.
Sensor de la tensión del bus. Este sensor mide la tensión de bus y permitirá posteriormente preparar un control de la misma.
Filtro de armónicos (no dibujado). Este filtro se utiliza en prácticamente todos los convertidores reales. Permite reducir notablemente la distorsión armónica de las corrientes de acuerdo a las exigencias de las normativas aplicables.
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PARTE 1: CIRCUITO DE RED Y MEDIDA DE MAGNITUDES EN DQ
Se implementa el circuito de la figura 3, el cual contiene los siguientes elementos básicos:
Definición de la red de tensión de alimentación trifásica.
Definición del circuito de sincronización con el que se obtendrá el ángulo de transformaciones ABC-DQ0 (Transformación de Park)
Se muestran y comprueban las principales medidas de magnitudes del sistema: corriente de salida y tensión de red.
La red trifásica será de 690V de línea (RMS), 50 Hz y desfase nulo. El circuito de sincronización se debe diseñar para obtener el ángulo de las conversiones a DQ de todas las magnitudes. Dicho circuito de sincronización debe realizar las siguientes tareas:
Medir las tensiones de red.
Transformar a ejes alfa-beta las anteriores tensiones de fase. (Transformación de Clarke)
Calcular el ángulo del vector giratorio asociado a las tensiones en alfa-beta.
Con la transformación de Clarke, se genera la señal de referencia requerida para la modulación de control del inversor. Es decir, se obtiene el ángulo con el que se realizan todas las transformaciones de tensiones y corrientes, tanto de ejes ABC a ejes DQ, como de ejes DQ a ejes ABC (Control vectorial).
Recordando que la transformación de Clarke se aplica para simplificar el análisis de circuitos trifásicos. Conceptualmente es similar a la transformación de DQO. Una aplicación muy útil de la transformación αβγ es la generación de la señal de referencia utilizada para el control de modulación de espacio vectorial de las tres fases inversores, mediante el uso de la siguiente expresión:
En consecuencia, para definir la transformación de Clarke en PSIM, se usarán las siguientes ecuaciones:
V_alfa = (0.8165) * (V1 - 0.5* (V2 + V3))
V_beta = 0.70711 * (V2 - V3)
La transformación αβγ puede considerarse como la proyección de las tres cantidades de fase (tensiones o corrientes) en dos ejes fijos, el eje alfa y beta del eje, como se presenta en la Figura 3. El vector corriente Iαβγ gira con velocidad angular ω. Cuando las corrientes están equilibradas, no hay componente Iγ.
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Figura 3: Interpretación geométrica de la Transformación de Clarke
Para calcular el ángulo del vector giratorio asociado a las tensiones en V_alfa y
V_beta, aplica la siguiente ecuación
, la cual se implementa en el
circuito de sincronización de la Figura 5.
La transformación de Park en los ejes DQO es conceptualmente similar a la transformación αβγ. Considerando que la transformación DQO corresponde a la proyección de las fases en un marco de referencia giratorio en dos ejes, la transformación αβγ transformación se puede considerar como la proyección de las cantidades de fase sobre un marco de referencia estacionario de dos ejes. La transformación de Park se obtiene, mediante la siguiente expresión:
Con el fin de trabajar sobre unos ejes DQ empleando dicha ecuación, según se presenta en la Figura 4, será necesario modificar la salida de los bloques de transformación de PSIM. Este cambio consiste en girar 180º la señal del eje Q (para ello se multiplica la salida por -1).
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Figura 4: Interpretación geométrica de la Transformación de Park
Si los filtros de las corrientes se configuran con una frecuencia de corte de 2000 Hz , entonces se tienen las siguientes constantes de tiempo para los filtros: (Recordando que se emplea el bloque, donde la función de transferencia es:
Parámetro Valor Unidad Fórmula
f = Frecuencia Fundamental 50 Hz
fc = Frecuencia de Corte 2000 Hz 40 * f
ff = Frecuencia de Filtro 20000 Hz 10 * fc
wc = Velocidad angular 12566,37 rad/seg 2*PI*fc
Tf = Tao filtro 7,96E-06 s 1/(2**ff)
Se presenta en la Figura 6 el resultado de la aplicación de la aplicación de las transformadas de Clarke y de Park.
Figura 5: Módulos de transformación DQ0 y αβ0
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Figura 6: Resultados aplicación módulos de transformación DQ0 y αβ0
El valor de los voltajes en ejes DQ son: Vred_d = 0 y Vred_q = 563 V.
El módulo del vector DQ es el valor máximo de la tensión de fase. |Vdq| = 2Vfase
Los valores de la transformación de las corrientes son: Id = -7.05 A; Iq = -112.2 A.
El ángulo de sincronización comienza en y oscila entre
y
.
De esta manera quedan validados los modelos de circuito de sincronización, de transformaciones a DQ y filtrado de corrientes.
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PARTE 2. CONVERTIDOR PWM Y MODULADOR TRIFÁSICO
El esquema a implementar para esta segunda parte se presenta en la Figura 7. La carga RL se alimenta desde el convertidor de potencia. La tensión de bus se establece por medio de una fuente de 1200 V. Las señales de modulación son ahora Vd_ref y Vq_ref, magnitudes en DQ representativas de las tensiones trifásicas que sintetizará el convertidor.
Para generar dichas tensiones se debe realizar la trasformación inversa de ejes DQ a ejes ABC y escalar adecuadamente.
Figura 7: Circuito 3 completo, incluyendo modulación trifásica con conversión a ejes
ABC de las referencias
En este circuito se tienen las siguientes especificaciones:
Vd_ref = 100 V; Vq_ref = 100 V.
La triangular de la modulación PWM será de 5000 Hz (rango -1 a 1).
Tiempo total de simulación de 100 ms y paso de integración de 5 s.
Al realizar la simulación, sin efectuar la conexión a la red 3 de 690V, se obtiene la respuesta indicada en la Figura 8.
Se puede identificar que las corrientes no son perfectamente senoidales, pues tienen algún contenido de armónicos, como efectivamente se puede apreciar en la Figura 9, aunque se evidencia que el armónico fundamental es el que tiene el mayor aporte de potencia.
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Figura 8: Resultados convertidor 3 sin conexión a la red.
Figura 9: Contenido de armónicos de la corriente de línea, del sistema sin conexión a red
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PARTE 3. CONTROL DE LAS CORRIENTES
El circuito de potencia simplificado representativo del sistema a controlar se muestra en la Figura 10. Únicamente se utiliza una inductancia como impedancia de adaptación entre la red y el convertidor.
Figura 10: Circuito equivalente del sistema trifásico
Por ser un sistema equilibrado, tanto la suma de las corrientes como de las tensiones de red será cero. Si La tensión Von es la tensión existente en el punto O respecto del
neutro de la red (n), entonces: Von = 1/3 (V1o + V2o + V3o)
Transformando a ejes DQ las tensiones del convertidor, el anterior sistema de
ecuaciones trifásicas pasará a la forma: , que representan a la planta a controlar. Tal como puede apreciarse, existe un acoplamiento entre ambas ecuaciones.
Dado que
y
, entonces el diagrama de bloques que permite determinar las corrientes Id e
Iq a partir de las tensiones del convertidor y de red se presenta en la Figura 11:
Figura 11: Diagrama de las ecuaciones de Id e Iq.
Por lo tanto, para controlar las corrientes y compensar en la medida de lo posible los acoplamientos y los aportes de las tensiones de red, el esquema de control de ambas corrientes se presenta en la Figura 12:
Figura 12: Lazos de control de las corrientes de red (ejes DQ)
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La función de transferencia en lazo abierto para el control de las corrientes, se calcula a partir del diagrama presentado en la Figura 13.
Figura 13: Sistema de control en lazo cerrado
Esta planta tiene la siguiente función de transferencia en lazo abierto (FTLA):
Con módulo y ángulo:
El cálculo del PI de ambos lazos bajo las especificaciones de margen de fase de 60º, y frecuencia de corte del lazo de control de 500 Hz, se presenta a continuación:
Parámetro Valor Unidad Fórmula
L = Inductancia 0,001 H
XL = Reactancia asociada 0,314 Ohm 2**f*L
f = Frecuencia Fundamental 50 Hz
fc = Frecuencia de Corte 500 Hz 10 * f
ff = Frecuencia de Filtro 4000 Hz 8 * fc
c = Velocidad angular 3141,59 rad/seg 2**fc
f = Tao filtro 3,98E-05 s 1/(2**ff)
Mf = Margen de Fase 60 grados
Af = Ángulo Filtro 7,13 grados (180/)*ATAN(2**fc*f)
Kf = Escalado Sensor Corriente 1
Ti = Tiempo Integral 7,54E-04 s TAN(/180*(Mf+Af))/c
E = Escalado Tensión Bus 12 V
Kp = Parámetro Proporcional 2,43087 Ti*L*c^2*(1+c^2*f^2))/
(E*Kf*(1+c^2*Ti^2))
El control de las referencias de corrientes Id e Iq, permiten realizar el control de la generación trifásica y su posterior acople a la red.
En este caso, aunque la referencia de inyección de potencia a la red se mantiene en 0W, el convertidor consume potencia, como se aprecia en la Figura 14, lo cual se explica por la resistencia interna de cada una de las fases (1 Ω).
Vale destacar que la referencia (Vd_ref y Vq_ref) calculada automáticamente por el control PI coincide con el voltaje Vd_red y Vq_red, por cuanto podemos asumir que el control está trabajando de manera efectiva.
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Adicionalmente, al trabajar en vacío, el convertidor no está inyectando potencia a la red. El único consumo es el de la inductancia de acople, con un consumo menor de 1.5ARMS, lo cual es muy poco, teniendo en cuenta el voltaje de trabajo en 1200V.
Figura 14: Respuesta convertidor trifásico con control automático sobre referencias de
Vd y Vq
Se aprecia un contenido alto de armónicos tanto en corriente como en voltaje. Pero hay que tener en cuenta que esta medición se realiza antes de acoplar el convertidor a la red, y adicionalmente, no se está inyectando potencia a la red.
El control DQ es sencillo, en el sentido que sólo es necesario manipular dos variables (Vd y Vq) para obtener las respuestas requeridas del convertidor.
A partir de las medidas de corriente y tensiones de red en ejes DQ se puede calcular la potencia activa y reactiva intercambiada con ella. El diagrama de bloques de estos cálculos se muestran en la Figura 15. El coeficiente de 1.5 es resultado del tipo de magnitud en DQ que se está utilizando (valor máximo de la magnitud de fase).
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Figura 15: Cálculo de la potencia activa y reactiva intercambiadas con la red, desde la
Transformación de Park
Debido a la orientación de ejes elegida en la transformación DQ, razona la relación existente entre las potencias activa y reactiva y las referencias de corriente. Prueba algunos casos concretos.
o Funcionamiento como inversor a red. Simular para distintas referencias de corriente Iq positiva. Calcula y comprueba la potencia activa neta. Comprueba esta potencia en el bus de continua. Para ello, será necesario medir la corriente de continua entrante en el bus DC.
o Funcionamiento como rectificador. Simular referencias de Iq negativas. Comprobar el balance de potencia en el bus y en la red.
Potencia reactiva. Simular referencias de corriente Id de diversos valores (positivos y negativos). ¿A qué se debe la diferencia entre la potencia reactiva teórica y la medida en la red?.
Una interesante conclusión, es que este tipo de control vectorial, con la transformación DQ, hace muy fácil la manipulación y configuración de cualquier convertidor de potencia. De esta manera, se puede controlar el factor de potencia, la inyección o consumo de potencia activa y reactiva, y el comportamiento como rectificador o como inversor.
En general, la manipulación de Id permite controlar el factor de potencia (Consumo o inyección de reactiva) y la manipulación de Iq permite controlar el comportamiento del convertidor como inversor o como rectificador (Consumo o inyección de potencia activa).
Id > 0 Consumo de Potencia Reactiva (Comportamiento inductivo)
Id < 0 Inyección de Potencia Reactiva (Comportamiento capacitivo)
Iq > 0 Inyección de Potencia Activa (Comportamiento como inversor)
Iq < 0 Consumo de Potencia Activa (Comportamiento como rectificador)
La referencia de corriente en el eje Q está asociada a la potencia activa intercambiada con la red y la referencia de corriente del eje D está asociada a la potencia reactiva.
A continuación se presentarán los resultados en los diferentes casos de funcionamiento del inversor y su comportamiento en las proximidades de la red de
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distribución, lo cual coincide con la medición que se obtiene con la transformación DQ.
Dada la existencia de otras corrientes en diferentes armónicos (1°, 3°, 5° armónico), la potencia aparente que se consume puede ser un poco mayor, especialmente en los primeros 5ms de conexión a la red, debido a la existencia de esas corrientes armónicas diferentes de la fundamental, mientras el sistema se estabiliza.
En la Figura 16 se presenta el módulo de control de las referencias Id e Iq, con los cuales es posible controlar el flujo de potencia activa, potencia reactiva del convertidor trifásico en la red.
Figura 16: Elementos de control Referencias Id e Iq para potencia activa y reactiva del
convertidor
Caso 1: Id = 0 , Iq = 0 : No inyección de potencia a la red
En el caso de ajustar las referencias de corriente (Id, Iq) en 0A, indicando que no hay inyección de potencia a la red, el convertidor consume pequeñas oscilaciones de potencia, debido a la impedancia propia de las inductancias de acople. Dicho comportamiento puede observarse en la Figura 17. Llamaremos este estado encendido pero sin operación del convertidor, como estado Stand-By.
En este caso, la potencia consumida se ubica alrededor de los 1.2kW (Recordar que se trata de un convertidor conectado a un bus de 1200VDC).
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Figura 17: Inyección de potencia = 0W. Referencias: Id = 0 , Iq = 0 (Stand-By)
El THD en voltaje pero se estabiliza en menos del 5%, pues se trata del mismo voltaje de la red. En corriente se aprecia el altísimo contenido de armónicos, debido al consumo interno del convertidor (>100%), aunque no hay intercambio de potencia con la red.
Finalmente, se aprecian ligeras oscilaciones de potencia (Consumo e inyección de potencia activa y reactiva), que finalmente se estabiliza en 0 W y 0 VAR. El factor de potencia también se estabiliza en 0.
Caso 2: Id = 0 , Iq > 0: Inyección de potencia activa a la red y FP resistivo.
En este caso, el convertidor inyecta potencia activa a la red, por lo que corresponde a funcionamiento como inversor, y factor de potencia resistivo (FP = 1).
En la Figura 18, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = 0, e Iq = 100
> 0. En cuyo caso, el convertidor inyecta cerca de 84KW a la red, con un PF 1, y funciona como Inversor.
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Figura 18: Inyección de potencia 84KW. Referencias: Id= 0 (FP Resistivo) , Iq = 100
(Inversor)
Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 9% para el THD de corriente y 74% para el THD de voltaje.
Caso 2: Id = 0 , Iq < 0: Consumo de potencia activa desde la red y FP resistivo.
En este caso, el convertidor consume potencia activa desde la red, por lo que corresponde a funcionamiento como rectificador, y factor de potencia resistivo ( FP = -1).
En la Figura 19, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = 0, e Iq = -100 > 0. En cuyo caso, el convertidor consume cerca de 80KW desde la red, con un
PF -1, y funciona como rectificador.
Figura 19: Consumo de potencia 80KW. Referencias: Id= 0 (FP Resistivo) , Iq = -100
(Rectificador)
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Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 9% para el THD de corriente y 74% para el THD de voltaje.
Caso 3: Id < 0 , Iq = 0: Potencia activa = 0W y FP inductivo.
En este caso, el convertidor no consume ni tampoco inyecta potencia activa en la red, pero consume cerca de 84KVAR. Es decir, puede funcionar como una reactancia tipo bobina inductiva, en el punto de conexión Dado que la potencia activa asociada es cero, el factor de potencia se calcula en cero. (FP = 0).
En la Figura 20, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = -100 < 0, e Iq = 0.
Figura 20: Consumo de potencia 84KVAR. Referencias: Id= -100 (FP Inductivo) , Iq = 0
(Bobina en Stand-By)
Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 8.2% para el THD de corriente y 82% para el THD de voltaje.
Caso 4: Id > 0 , Iq = 0: Potencia activa = 0W y FP capacitivo.
En este caso, el convertidor no consume ni tampoco inyecta potencia activa en la red, pero inyecta cerca de 84KVAR. Es decir, puede funcionar como un banco de condensadores que puede estabilizar voltaje en el punto de conexión. Dado que la potencia activa asociada es cero, el factor de potencia se calcula en cero. (FP = 0).
En la Figura 21, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = 100 < 0, e Iq = 0.
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Figura 21: Inyección de potencia 84KVAR. Referencias: Id= 100 (FP Capacitivo) , Iq = 0
(Condensador en Stand-By)
Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 9.2% para el THD de corriente y 70% para el THD de voltaje.
Caso 5: Id > 0 , Iq > 0: Inyección de potencia activa a la red y FP capacitivo.
En este caso, el convertidor inyecta potencia activa hacia la red, por lo que corresponde a funcionamiento como inversor, y factor de potencia capacitivo.
En la Figura 22, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = 100 > 0, e Iq = 100 > 0. En cuyo caso, el convertidor inyecta cerca de 84KW y 84KVAR hacia la
red, con un PF +0.70, y funciona como inversor.
Figura 22: Inyección de potencia 84KW y 84KVAR. Referencias: Id= 100 (FP Capacitivo)
, Iq = 100 (Inversor)
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Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 6.5% para el THD de corriente y 70.6% para el THD de voltaje.
Caso 6: Id < 0 , Iq > 0: Inyección de potencia activa a la red y FP inductivo.
En este caso, el convertidor inyecta potencia activa hacia la red, por lo que corresponde a funcionamiento como inversor, y factor de potencia inductivo.
En la Figura 23, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = -100 < 0, e Iq = 100 > 0. En cuyo caso, el convertidor inyecta cerca de 84KW hacia la red, pero
consume 84KVAR desde la red, con un PF -0.70, y funciona como inversor.
Figura 23: Inyección de potencia 84KW y consumo 84KVAR. Referencias: Id= -100 (FP
Inductivo) , Iq = 100 (Inversor)
Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 5.9% para el THD de corriente y 82.3% para el THD de voltaje.
Caso 7: Id > 0 , Iq < 0: Consumo de potencia activa desde la red y FP capacitivo.
En este caso, el convertidor consume potencia activa desde la red, por lo que corresponde a funcionamiento como rectificador, y factor de potencia capacitivo.
En la Figura 25, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = 100 > 0, e Iq = -100 < 0. En cuyo caso, el convertidor consume cerca de 84KW desde la red,
pero inyecta 84KVAR hacia la red, con un PF +0.70, y funciona como rectificador.
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Figura 24: Consumo de potencia 84KW e inyección de 84KVAR. Referencias: Id= 100
(FP Capacitivo) , Iq = -100 (Rectificador)
Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en 6.5% para el THD de corriente y 70.2% para el THD de voltaje.
Caso 8: Id < 0 , Iq < 0: Consumo de potencia activa a la red y FP inductivo.
En este caso, el convertidor consume potencia activa desde la red, por lo que corresponde a funcionamiento como rectificador, y factor de potencia inductivo.
En la Figura 25, se puede apreciar el resultado cuando se mantiene Id = -100 < 0, e Iq = -100 < 0. En cuyo caso, el convertidor consume cerca de 84KW y 84KVAR desde
la red, con un PF -0.70, y funciona como rectificador.
Figura 25: Consumo de potencia 84KW y 84KVAR. Referencias: Id= -100 (FP Inductivo) ,
Iq = -100 (Rectificador)
Se puede apreciar el contenido armónico de las ondas de corriente, que se estima en
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5.9% para el THD de corriente y 82.1% para el THD de voltaje.
Queda demostrada de esta manera, la utilidad de la transformación de Park y su facilidad de uso, y su inmediata aplicabilidad a cualquier aplicación de control vectorial.
Los elementos contenidos en este convertidor se aplican directamente al aerogenerador de máquina de Jaula de ardilla presentado en la Figura 1.
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PARTE 4: CONTROL DE LA TENSIÓN DE BUS
Para mantener el bus bajo control se deben realizar intercambios de potencia activa con la red.
Si la tensión tiende a bajar se debe absorber potencia de la red para restablecer el equilibrio (funcionamiento como rectificador). Si por el contrario la tensión tiende a subir, se deberá evacuar potencia hacia la red (funcionamiento como inversor).
La referencia de corriente en el eje Q está asociada a la potencia activa intercambiada con la red. Por esta razón, para mantener el bus bajo control, el lazo de control a implementar sería el siguiente, cuya salida es la corriente Iq de referencia.
Figura 26: Control del voltaje en el bus.
Para simular este lazo de control, se sustituye la fuente de tensión del bus por un condensador de 20 mF precargado a 1100 V.
Encontrar la Función de transferencia de la planta. Sintonizado del PI de control del bus para un margen de fase de 60º y una frecuencia de corte del lazo de control de 100 Hz.
Al seguir el procedimiento similar al cálculo indicado en la página 12 de este informe de práctica, se tienen los siguientes datos para el cálculo del control PI.
Se asume una pequeña inductancia interna asociada en al controlador de V_bus de
1H, que servirá para el cálculo del parámetro Kp. Al realizar la medición V_bus directamente en DC, no es necesario utilizar filtros.
Parámetro Valor Unidad Fórmula
L = Inductancia 0,001 H
XL = Reactancia asociada 0,000 Ohm 2*PI*f*L
f = Frecuencia Fundamental 10 Hz
fc = Frecuencia de Corte 100 Hz 10 * f
ff = Frecuencia de Filtro 800 Hz 8 * fc
wc = Velocidad angular 628,32 rad/seg 2*PI*fc
Tf = Tao filtro 1,99E-04 s 1/(2*PI*ff)
Mf = Margen de Fase 60 grados
Af = Ángulo Filtro 7,13 grados (180/PI)*ATAN(2*PI*fc*Tf)
Kf = Escalado Sensor Corriente 10
Ti = Tiempo Integral 3,772E-03 s TAN(PI/180*(Mf+Af))/wc
E = Escalado Tensión Bus 12 V
Kp = Parámetro Proporcional 4,8627 Ti*L*wc^2*RAIZ(1+wc^2*Tf^2))/ (E*Kf*RAIZ(1+wc^2*Ti^2))
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En la Figura 27 se consigna el control PI implementado para controlar la estabilidad del voltaje en el bus de 1200VDC.
Figura 27: Control PI para estabilidad del voltaje en el bus
Utilizando una fuente de corriente (cuadrada, escalón, etc) conectada al bus, simular aportaciones/extracciones de carga del condensador. Ante estas aportaciones el bus tenderá a subir/bajar respectivamente. Comprobar la reacción del lazo de control compensando dichas perturbaciones y estabilizando la tensión a su valor de referencia de 1200V.
En la Figura 28 se puede apreciar el montaje que se debe realizar en el bus de 1200 VDC, para la simulación de estas cargas.
Figura 28: Conexión para simular aportaciones/extracciones de carga del condensador
El convertidor recibe las siguientes perturbaciones:
Sobretensión de 200V, con duración de 2 ms, a los 5 ms de funcionamiento.
Subtensión de 400V, con duración de 4ms, a los 15 ms de funcionamiento.
La perturbación se puede apreciar en la Figura 29. El control actúa para mantener la tensión en 1200V. En el ejemplo, se simuló el convertidor con comportamiento capacitivo (El convertidor entrega 84KVAR a la red).
Después de la perturbación, la respuesta estable después de 20 ms, indica un consumo de 245KW de potencia activa, lo que equivale a un consumo de 268A en el bus de DC.
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Figura 29: Respuesta a la perturbación y acción del control para estabilización.
Como comentario final, la práctica ha permitido verificar la versatilidad de los convertidores doblemente alimentados y su inmensa utilidad para el acople de los generadores de velocidad variable, y los módulos fotovoltaicos a la red de 50Hz.
El control DQ es fácil de configurar y muy apropiado para este tipo de aplicaciones. El convertidor puede corregir fácilmente el factor de potencia y mantener la estabilidad del sistema.
Queda demostrada de esta manera, la conveniencia de implementar estas aplicaciones de electrónica de potencia.
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REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] ALONSO, Oscar. Curso de convertidores y control. Universidad de Zaragoza. Máster EE.RR. 2010.
[2] LLOR, Ana M. Control Directo de par a frecuencia de modulación constante de motores síncronos de imanes permanentes. Tesis doctoral. Universidad Carlos III, (Madrid) , INSA (Lyon). Disponible en: http://docinsa.insa-lyon.fr/these/2003/llor . 209p, 2003.
[3] POWERSIMTECH. PSIM User Manual. Documentación electrónica: (http://www.psim.jp/download/pdf/PSIM_User_Manual_V9.0.2.pdf). 2010.
[4] PIETZSCH GARCÍA, Mónica. Convertidores CC/CA para la conexión directa a red de sistemas fotovoltaicos: comparación entre topologías de 2 y 3 niveles. Tesis Máster. Universidad Politécnica de Cataluña, Barcelona. Disponible en: http://hdl.handle.net/2099.1/2696 . 200p, 2008.