el_lector_2010_02_no_356

Febrero 2010

www.elektor.eswww.elektor.es

[Analógico • Digital • Microcontroladores & Embebido • Audio • Test & Medida ]

9 7 7 0 2 1 1 3 9 7 0 0 8

0 0 3 5 6ISSN 0211-397X

N.º 356 6,20 e

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4 02-2010 elektor

Energía – no fuerza‘Energía’ fue el tema establecido para este mes y energía será. Para muchos aficiona-dos a la electrónica, el diseño de fuentes de alimentación es un mal necesario. Y cuando el nivel de suministro se encuentra en el rango de los amperios en lugar de en el de los miliamperios, bastantes diseñadores se encuentran en un territorio desconocido. Sin embargo, esto se puede remediar mediante nuevos chips altamente integrados, módulos controladores listos para usar e ingeniosas referencias de diseño. Además, hay muchas herramientas disponibles en la Web, y la mayoría de ellas son gratuitas. En esta edición de Febrero de 2010 de Elektor te facilitamos información al respecto (o te enseñamos el camino) en dos artículos, Punto de Partida Estable (página 20) y Potro de Tortura (página 27). A lo que me apresuro a añadir Disipar el Calor a Medida (página 12) porque lamenta-blemente parte de la energía que has pagado se pierde en forma de calor y ¡debemos encontrar maneras de lidiar con eso! También con el despilfarro de energía, mientras que la moderna la moderna tecnología de las lám-paras busca reducir el consumo de energía eléctrica además de hacernos sentir mejor y sentirnos menos preocupados en lo concer-niente a la ecología, también hemos de tener una mirada crítica sobre el PFC (corrección del factor de potencia). Una cuestión que no afectaba a las lámparas incandescentes tradicionales ahora en desaparición, pero que ahora parece un asunto donde la tecnología no está, o aún no está, contribuyendo al ahorro energético – en resumen, una menor factura eléctrica. Hemos hecho algunas investigaciones sobre las lámparas que se presentan como ‘las últimas’ y puedes ver el resultado en la página 60.SO Femto, en la página 38, prueba que un gran poder de computación se puede empaquetar en unos pocos kilobytes, tal y como lo hicimos el aquellos días en los que la RAM era escasa y costosa y que la programación requería pensar en lugar de pizzas, cerveza y banda ancha DSL. Esto debería estimular también a muchos escritores y proveedores de RTOS a tener una mirada más crítica sobre el tamaño de sus pro-ductos finales, ya que a menudo es gigantesco comparado con la propia aplicación.Los routers WLAN y los dispositivos WiFi están ahora firmemente establecidos en la banda ISM de 2,4 GHz, todos ellos pidiendo por un ancho de banda para funcionar adecuada-mente. Nuestro Escáner de 2,4 GHz (página 22) no sólo te dirá como de ocupada está la banda en tu zona, también el donde/qué/quién sobre las principales fuentes de interferencia que tu router podrá evitar mediante un inteligente salto de canal de cuando en cuando.

Eduardo CorralEditor

6 Colofón

Información Corporativa de la revista Elektor.

8 Noticias y Nuevos Productos

Un paseo mensual por lo último en el mundo de la electrónica.

12 Disipar el calor a medida

Dimensionado de radiadores, la ayuda está a la vuelta de la esquina.

18 Punto de partida estable

Una introducción a las fuentes de alimentación electrónicas.

22 Escáner de 2,4 GHz

Analiza la banda WiFi para ver la actividad WLAN y las fuentes de interferencias.

27 Potro de tortura

Probar Fuentes de alimentación de forma dinámica, pero también sencilla.

28 Alto y claro

Un amplificador portátil con supresión de acoplamiento.

34 Pequeño pero matón – Minimod18

Una nueva tarjeta controladora para el proyecto CC2-ATmega.

39 Que suene al máximo

Afinando el amplificador portátil para el mejor funcionamiento.

40 Diseñar tarjetas no es practicar brujería

Consejos y trucos de diseño de placas del laboratorio de Elektor.

42 ¡Ups, esto oscila!

El noble arte del desacoplo para prevenir la oscilación.

5elektor 02-2010

43 Led para modelos de RC

Preparara tu aeromodelo para el vuelo nocturno.

44 Comprobador de baterías

Maneja hasta 10 baterías y hasta 10 amperios.

50 SO Femto

¿El sistema operativo multitarea más pequeño del mundo?

55 Power loader

Cómo convertir un sencillo adaptador en cargador de baterías.

60 ¿Debemos preocuparnos?

¡La corrección del factor de potencia de las lámparas investigada!

64 Power controller a 5 V

Alimentación a 5V desde pilas de entre 2 y 8 V.

70 Retrónica: Decodificador de Teletexto de Elektor (1981)

Las usuales características de la electrónica “extraña y antigua”.

71 Hexadoku

Nuestro rompecabezas mensual con un toque de electrónica.

76 Próximo número

Un avance de los contenidos de la próxima edición.

ÍNDICEVolumen 31Febrero 2010nº 356

22 Escaner de 2.4 GHzCon este escáner de mano, puedes ver fácil y rápidamente que frecuencias WiFi y WLAN están siendo utilizadas en tu zona y qué canales debes evitar utilizar para tu red inalámbrica.

60 ¿Cegados por la luz?Las últimas tecnologías de lámparas están enfocadas a un enorme ahorro ener-gético pero ¿se ha pasado por alto su corrección del factor de potencia (PFC) o es una simple cuestión de bajos estándares y nueva regulación industrial? Lo investigamos.

44 Comprobador de BateríasEste comprobador de baterías inteligente determinará el estado de las células permitiendo hacer una selección óptima para formar un paquete de baterías. Es esencial medir no solo la capacidad de las células sino también su resistencia interna.

50 SO FemtoAquí tenemos un minúsculo Sistema Operativo en Tiempo Real (RTOS) multitarea que actualmente soporta 44 microcontroladores AVR de Atmel. Es código abierto y con licencia GPLv3. ¡Femto es diferente! Es extremadamente económico en lo que a memorias RAM y flash se refiere.

6 02-2010 elektor

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Elektor Electronics Worldwide, es una edición que tiene por objetivo inspirar a sus lectores a que utilice la electrónica a todo nivel, presentado proyectos y desarrollos electrónicos y tecnología de la información.

Edita: Elektor International Media Spain, S.L., Apartado de Correos 73, 08870 Sitges (Barcelona), España.Tel.: +34 938 110 551, Fax: +34 933 969 358Web: www.elektor.es E-mail: [email protected]

La revista está disponible en kioscos, librerías y tiendas de electrónica, o mediante suscripción. Elektor se publica 11 veces al año con una edición doble para los meses de Julio y Agosto.

Elektor se publica también en Inglés, Francés, Alemán y Holandés. Junto con las ediciones franquiciadas, la revista está en circulación en más de 50 países.

Jefe de Redacción internacional: Wisse Hettinga

Redacción Elektor España: Eduardo Corral ([email protected])

Redacción Internacional: Harry Baggen, Thijs Beckers,Jan Buiting, Guy Raedersdorf, Clemens Valens, Ernst Krempelsauer y Jens Nickel

Laboratorio: Antoine Authier (Responsable), Ton Knipa, Ton Giesberts, Luc Lemmens, Daniel Rodrigues, Jan Visser y Christian Vossen

Cartas del lector: [email protected]

Director Internacional: Paul Snakkers

Publicidad: Susanna Esclusa ([email protected])

Marketing: Carlo van Nistelrooy

Atención al Cliente: Carlo van Nistelrooy

Suscripciones: Elektor International Media Spain, S.L., Apartado de Correos 73, 08870 Sitges (Barcelona), España. Tel.: +34 938 110 551, Fax: +34 933 969 358 Internet: www.elektor.es E-Mail: [email protected]

Elektor International Media es una plataforma multimedia e interactiva para todos aquellos

interesados en la electrónica. Desde los profesionales apasionados por su trabajo a los aficionados

con ambiciones profesionales. Desde los principiantes a los expertos, desde los estudiantes a los

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7elektor 02-2010

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Depósito LegalGU.3-1980ISSN 0211 – 397X31 de Diciembre de 2006

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© Elektor International Media BV 2008

8 02-2010 elektor

NOTICIAS

Cables de distribución hasta 72 fibras ópticas con armadura metálica flexible y resistente a la acción de los roedores

Nuevos disipadores de calor para microprocesadores

Nueva tarjeta adaptadora PMC-to-PCI

OPTRAL, S.A. presenta su gama CDAM de cables de distribución armados metálicos que, con varias opciones de cubierta: LSZH*, PVC, poliuretano o polietileno, se convierte en una magnífica alternativa muy robusta, flexible y con protección ante la acción de los roedores para aplicaciones de instalación interior-exterior.

Aavid Thermalloy, LLC, empresa representada en España por Anatronic, S.A., ha anun-ciado su nueva línea de disipadores de calor (heat sinks) para procesadores de la serie Xeon 5500, que se convierte en una excelente solución ideal para servidores y PC de sobremesa. Cada disipador se distingue por un diseño exclusivo que elimina el calor mediante el uso de una construcción con ‘heat pipes’, cobre y aluminio, y posee el hardware necesario y el interface térmico para lograr un ensamblaje rápido y fácil. Esta gama de disipadores de calor se beneficia de las últimas herramientas de software y tecnologías de refrigeración para poder diseñar soluciones térmicas que respondan a los requerimientos de los principales fabricantes de servidores OEM, como es el caso de Intel®.

www.anatronic.com

Donalba anuncia la disponibilidad de la nueva tarjeta PMA-P de Rastergraf (www.rastergraf.com), un modelo adaptador PMC-to-PCI de un solo slot que permite a cualquier módulo PMC (PCI Mezzanine Card) de 32 o 64 bit ser conectado a un slot PCI estándar. También ofrece una interco-nexión total de 64 bit entre el bus PCI y el conector PMC. Esta nueva tarjeta ha sido diseñada para funcionar como una extensión transparen-te del bus PCI y, por lo tanto, se convierte en una solución pasiva que no tiene puente PCI-to-PCI.

El bus PCI del portador se conecta directa-mente al bus PCI de la tarjeta PMC. Por este motivo, se recomienda usar una sola tarjeta PMA-P en un segmento de backplane e insta-larla en el slot final, lo más alejada de la CPU. Para ayudar en tareas de depuración, la tarje-ta PMA-P posee pines Test Point e indicadores LED para BUSMODE1, +12 V, -12 V, +5 V, +3.3 V y VIO, y un conector para el puerto JTAG. Los huecos PMC Index Pin son compatibles con pines de señalización PMC de 3.3 y 5 V, por lo que la tarjeta PMA-P se puede confi-gurar para varios entornos de bus. También se pueden instalar ‘jumpers’ para permitir el modo de 66 MHz y establecer PCI PRSNT y PMC BUSMODE. Un conector de tipo VME P2 opcional, que “desencadena” las señales I/O de Usuario, se puede incluir en el conector PMC Pn4. El PMA-P ofrece generación local de 3.3 V, ya que la mayoría de máquinas de bus PCI no la suministran. Para responder a cualquier tipo de aplica-ción, Donalba y Rastergraf incluyen en su catálogo la tarjeta adaptadora PMB-P, una versión con puente para aplicaciones a 66 MHz.

www.donalba.com

Los cables CDAM han sido diseñados y fabricados en dos variantes, una primera de hasta 12 fibras y otra desde 16 a 72 fibras ópticas (formada por subcables). Los modelos de hasta 12 fibras poseen recubrimiento ajustado para proporcionar una inmejorable protección contra la humedad, hilaturas de material dieléctrico como ele-mento de resistencia a la tracción, cubierta interior como asiento de armadura que está formada por una trenza de hilos de acero y cubierta exterior LSZH*. Los cables de 16 a 72 fibras han sido fabricados con recubrimiento ajustado, así como relleno central (GRP), subcables (grupos de 4 fibras ópticas con hilaturas de material die-léctrico como elemento de resistencia a la tracción) con cubierta individual, armadura con trenza de hilos de acero y cubierta exterior LSZH*. Las principales características, aparte de su construcción robusta y resistente, son co-nectorización directa, flexibilidad y elasticidad, gran resistencia mecánica, excelente protección a la acción de los roedores y máximo ahorro en los costes de instalación. Estos cables compactos de color gris oscuro, cuyo rango de temperatura es de –20 a +70°C, son muy fáciles de pelar (libres de gel), no propagan la llama, producen baja emi-sión de humos y son libres de halógenos (LSZH). Las especificaciones técnicas de los cables ajustados CDAM, dependiendo del número fibras son: diámetro comprendido entre 7,6 y 9,9 mm (hasta 12 fibras) y de 11,7 a 20,9 mm (entre 16 y 72 fibras), peso de 80 a 407 kg / km, tensión máxima de instalación de 1.250 a 4.000 N, tensión máxima permanente de 700 a 3.000 N, resistencia al aplastamiento de 1.500 N y radio de curvatura mínimo de 20 x Diámetro exterior. *LSZH como fabricación estándar.

www.optral.com

9elektor 02-2010

NOTICIAS

Amplificadores de 1.5 V con diseño lineal de ultra bajo consumo

Nueva familia de giroscopios MEMS de uno y dos ejes

Dispositivos con configuraciones ‘single’,’ dual’ y ‘quad’ de elevadas prestaciones. STMicroelectronics, uno de los mayores fabricantes de circuitos integrados (IC’s) analógicos y lineales, ha presentado tres nuevas familias de amplificadores opera-cionales (op-amps) de precisión para pro-ductos portátiles de bajo consumo, ya que se distinguen por características de ahorro de energía como magnífico rendimiento a

Ofrece mejoras en interfaces de usua-rio, juegos, navegación GPS y estabili-zación de imagen de cámara. STMicroelectronics, uno de los mayores fabricantes de soluciones MEMS para aplicaciones de con-sumo y portátiles, ha introducido una nueva familia de giroscopios MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems) de uno y dos ejes. Beneficiándose de la tecnología ‘micromachining’ de la compañía, que utiliza las propiedades mecáni-cas exclusivas del silicio al crear es-tructuras en el chip semiconductor para medir el movimiento, los giroscopios ST desarrollan mejoras en rendimiento y fiabilidad para la detección de movimiento angular en aplicaciones de interface hom-bre-máquina (HMI), sistemas de navega-ción y estabilización de imagen en cámaras digitales. La familia de giroscopios MEMS de uno (viraje) y dos (‘pich-and-roll’ y ‘pich-and-yaw’) ejes ofrecen el rango ‘full-escale’ más amplio de la industria que va de 30 a 6.000 dps (grados por segundo). Sus novedosos sensores pueden dotar de dos salidas se-

elevada velocidad con mí-nima corriente de sumi-nistro, tensión de alimen-tación de 1.5 V y capacidad de cierre de dispositivo. Ofreciendo bajo consu-mo, elevado ancho de banda y alta precisión, las familias TSVxx son una excelente alternativa en múltiples aplicacio-nes, como equipamiento médico portátil, instru-mentación, sistemas de acondicionamiento de se-ñal, interfaces de sensor y

filtrado activo. Con elevado rechazo EMI para permitir su uso en entornos eléctricamente ruidosos, tolerancia ESD y operación sobre un rango amplio de temperatura de trabajo de -40 a +125 °C, los nuevos op-amps también se pueden emplear en diferentes tipos de equipamiento industrial. Las tres familias ofrecen un buen número de opciones de rendimiento en configura-

paradas para cada eje al mismo tiempo: un valor de salida no amplificada para detec-ción general de movimiento angular y una amplificación 4x para mediciones de alta resolución que aumenta la flexibilidad de diseño y la experiencia del usuario. Estos modelos de ST se distinguen por una excelente estabilidad sobre un extenso ran-go de temperatura, con una variación típi-ca inferior a 0.05 dps / °C para nivel ‘zero-rate’, eliminando así la necesidad de com-pensación de temperatura adicional en la aplicación. La precisión de medición queda

ciones ‘single’, ‘dual’ o ‘quad’. La corrien-te activa de tan sólo 11 µA para TSV61x, 29 µA para TSV62x y 60 µA para TSV63x contribuye decisivamente a la reducción del consumo de energía, mientras que un rango de tensión de alimentación de 1.5v. a 5.5v. ayuda a simplificar el diseño y au-mentar la vida de la batería en productos portátiles. Los modelos TSV62x y TSV63x poseen una ganancia de ancho de banda de 420 y 880 kHz, respectivamente, y se encuentran dis-ponibles en versiones ‘shutdown’ y ‘non-shutdown’. El bajo voltaje de offset de en-trada (inferior a 500 µV) y la corriente bias de entrada (1 pA) mantienen la precisión con señales pequeñas de entrada. Todos los nuevos amplificadores disponen de entradas y salidas ‘rail-to-rail’ para maxi-mizar el rango dinámico y se presentan en una amplia variedad de encapsulados: SC70-5 y SOT23-8 con pin ‘non shutdown’, y SC70-6, SOT23-6 y MS010 para las versio-nes ‘shutdown’.

www.st.com

garantizada con un nivel mínimo de ruido que apenas afecta la señal de salida (0.014 dps / sqrt (Hz) a 30 dps ‘full-scale’). Los giroscopios MEMS de elevado rendimiento son resistentes al es-trés mecánico como consecuencia del proceso exitosamente aplicado en millones de acelerómetros ST vendidos en el mercado y pueden operar con cualquier tensión de alimentación en el rango de 2.7 a 3.6 V. El encapsulado LGA de 5 x 5 mm, junto con un diseño innovador, ga-

rantiza un alto nivel de integración en apli-caciones con restricciones de espacio, así como un mayor rendimiento y estabilidad de soldadura, superando las prestaciones de alternativas cerámicas. Entre los primeros giroscopios disponi-bles se encuentran los modelos LPR503AL ‘pitch-and-roll’ de dos ejes con un rango de 30 a 120 dps, y el LPY550AL ‘pitch-and-yaw’ de dos ejes con un rango de 500 a 2.000 dps.

www.st.com

02-2010 elektor

NOTICIAS

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Los Microcontroladores PIC® de 18 patillas Incorporan el Núcleo Mejorado de Gama Media de Microchip y el Bajo Consumo de Energía eXtreme Líder en el Mercado

Procesadores integrados de núcleo único y dual para aplicaciones de elevada fiabilidade2v, empresa representada en España por Anatronic, S.A., anuncia la disponi-bilidad de sus versiones PC8640/8641 y PC8640/8641D con aumento de fiabili-dad de los procesadores Single o Dual-e600 Core de 32 bit MC8640/8641 de Frescale.

Los nuevos procesadores ofrecen el ren-dimiento, la conectividad y la integración del core e600 de elevadas prestaciones para responder a las necesidades de múl-tiples aplicaciones, destacando defensa y programas aeroespaciales, redes y alma-cenamiento e infraestructuras inalámbri-cas. El PC8640(D) se caracteriza por núcleos e600 únicos o duales que operan a un máximo de 1250 MHz, mientras que el PC8641(D), que también incluye núcleos e600 únicos o duales, alcanza una frecuen-cia de hasta 1500 MHz. Las nuevas versiones también incluyen controladores de memoria DDR2 de 64 bit para superar los requerimientos de ancho de banda de dos núcleos, dos puertos I/O flexibles, puertos duales PCI Express de 8 lanes y enlace punto a punto serie para conectar una amplia variedad de dispositivos de alto rendimiento on-board en aplicaciones como proceso de vídeo y displays en la cabina de mando de aeronaves. Los procesadores PC8640/8641, que han sido fabricados con la tecnología de proce-so de 90 nm de Frescale, se encuentran dis-ponibles en un encapsulado CBGA Hi-TCE de 1023 pines con un rango de temperatura de -55 a +125 °C.

www.anatronic.com

Microchip anuncia los microcontroladores (MCU) de 8 bit de aplicación general PIC16(L)F1826 y PIC16(L)F1827, los MCU PIC® más recientes en incorporar el núcleo Enhanced (Mejorado) de Gama Media de la Compañía. Con esta ampliación a la gama de 18 patillas, los MCU PIC16(L)F1826/7 proporcionan un juego de periféricos avanzados que incluye un módulo de detección táctil capacitiva mTouch™ e interfaces duales I2C™/SPI, así como versiones “LF” que incorporan el bajo consumo de energía líder en el mercado mediante la tecnología eXtreme Low-Power nanoWatt XLP de Microchip. La introducción de estos MCU aporta una excelente vía de actualización, de bajo coste y con compatibilidad de patillas, para MCU PIC preexistentes de 18 patillas, y también proporcionan unas mayo-res prestaciones y un funcionamiento de bajo consumo líder en el mercado.

Con la arquitectura Enhanced de Gama Media de Microchip, los MCU logran incre-mentar en un 50% las prestaciones y se añaden 14 nuevas instrucciones que mejoran la eficiencia de la programación en lenguaje C, lo cual da como resultado una eficien-cia de código hasta un 40% mejor respecto a los MCU PIC de 8 bit de la generación previa. Además del módulo de detección táctil capacitiva mTouch y los interfaces duales I2C/SPI, entre las mejoras introducidas en los periféricos se incluyen funciona-lidad PWM mejorada y un Modulador de Señal Digital que permite a los diseñadores personalizar los interfaces de comunicación y combinar numerosas funciones en un único MCU.La integración de la tecnología nanoWatt XLP de Microchip, que disminuye la corriente en espera a tan sólo 0,030µA a 1,8V (típico), ofrece un consumo de corriente líder en el mercado, lo cual mejora aún más la eficiencia energética total y prolonga la vida de la batería en una amplia variedad de aplicaciones.La Tarjeta de Demostración 18 patillas PICkit™ 2 (número de referencia DM164120-4, 23,99 dólares) aporta una manera rápida y sencilla de evaluar y desarrollar con los MCU PIC16(L)F1826/7. La tarjeta incluye cuatro LED, un potenciómetro para Convertidor A/D, un pulsador, un área de prototipado, un conector de 6 patillas para el Depurador/ Pro-gramador In-Circuit PICkit™ 3 (número de referencia PG164130), así como dos tarjetas sin componentes que utilizarán los diseñadores para su propio proyecto.

www.microchip.com

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La simulación por software de indicadores, botones de control y medidores que

se comportan como elementos de hardware reales sobre la pantalla de un PC es

conocida como instrumentación virtual. En este libro (en inglés), se usa el

programa Delphi para crear estas imitaciones y a través un convertidor USB/

RS232 se conectan al PC sensores externos basados en PIC. Se estudian detalla-

damente varios instrumentos virtuales, incluyendo un compas, un osciloscopio,

un termómetro digital y analógico, un analizador de frecuencia basado en FFT,

un joystick, paneles controlador con ratón y pantallas virtuales para coches y

aviones. Se proporcionan ejemplos con todo su código fuente para diversos tipos

de PIC, tanto en ensamblador como en C, junto con el

código Pascal para los programas Delphi que utilizan

diversos componentes virtuales de terceras partes.

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a los profesionales de red “en primer línea” a detectar y resolver un amplio número de proble-mas de enlace, mu-chos de ellos “inde-tectables” hasta el momento. LinkRunner Duo también ofrece so-luciones para otros dos de los principa-les problemas a los que se enfrentan los técnicos de red: con-flictos de seguridad 802.1X y servicio Power over Ethernet (PoE). Los profesionales, desde ahora, pueden usar sus comprobadores de conectividad para verificar ajustes 802.1X y resolver con-

flictos 802.1X a través de una identificación rápida y posi-tiva sin conjeturas para au-mentar el periodo operativo. El nuevo multímetro detecta servicio PoE para dotar de una solución completa con mayor potencial y permitir resolver inconvenientes y re-ducir la necesidad de escalar los problemas en las instala-ciones. Para aquellos problemas que no se pueden resolver con LinkRunner Duo, la he-rramienta de test genera in-formes de estado de enlace

que ofrecen información valiosa a niveles superiores.

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12 02-2010 elektor

DISIPAR CALOR

Disipar el calor a medidaAyudas online para dimensionar disipadores térmicosHarry Baggen (redacción NL)

Los circuitos electrónicos generan siempre un calor

que tiene que ser evacuado rápida y efectivamente

para un buen funcionamiento de los componentes.

Existen todo tipo de disipadores térmicos para

esta tarea, pero ¿cómo calculas la refrigeración

necesaria y cómo elijes el disipador apropiado? Hay

varios sitios Web que nos pueden ayudar un poco.

Probablemente el dicho “Donde hay humo, también hay fuego” se inventó antes de que existieran los circuitos electrónicos, ya que sino, se hubiera dicho: “Donde hay electrónica, hay calor”. Los componentes electrónicos generan calor al transportar elec-trones. No sólo por el diseño del circuito (como por ejemplo en un amplificador de clase A), sino también porque los semi-conductores nunca tienen características ideales. En circuitos digitales, donde sólo se conmuta entre cero y la tensión de la alimentación, se podría esperar que no se generase calor. Sin embargo sí se genera debido a que el comportamiento de con-mutación de los componentes no es infinitamente rápido. Si ade-más sumas el hecho de que actualmente todo debe funcionar a la frecuencia de conmutación más alta entonces queda claro que la generación de calor no se da sólo en circuitos analógicos. Para conseguir que tanto los componentes analógicos como los digitales lleguen a tener una vida útil larga, necesitamos limitar la temperatura de los chips de silicio. Generalmente se consigue con la ayuda de disipadores térmicos que se ofertan en toda clase de versiones y medidas. Para aplicaciones especiales exis-ten soluciones especiales, como heatpipes, elementos peltier o refrigeración líquida. Estos se utilizan raramente durante la fase de prototipo, como mucho se utiliza refrigeración forzada mediante un ventilador.

El cálculo del disipador térmicoSi hay que calcular un disipador térmico trataremos, en la mayoría de los casos, con circuitos analógicos, como un integrado estabili-zador de tensión o un amplificador de potencia. Generalmente se sabe cuanta potencia se tiene que disipar y cómo se monta el cir-cuito en una caja.En analogía con un circuito eléctrico, se trabaja con resistencias, ten-sión y corrientes térmicas para el cálculo del comportamiento del calor. El integrado funciona como una fuente de corriente térmica que genera una cantidad determinada de calor. Las tensiones térmi-cas son las diferencias en temperatura sobre las distintas resistencias térmicas puestas en serie. En la figura 1 se ha dibujado un esquema térmico tal, que quizás resulte familiar por haber formado antes parte de la literatura de electrónica. Una pequeña explicación de los distintos componentes:Encontramos la primera resistencia térmica (Rth j-mb) entre la unión (“junction”) (que es el semiconductor) y el encapsulado del tran-sistor (“mounting base”, llamado también “case” (c)). La siguiente resistencia es entre el encapsulado del transistor y el disipador tér-mico (“heatsink”) y lleva el nombre de Rth mb-h. Su valor depende del material que se encuentra entre el encapsulado y el disipador térmico (como una placa aislante y/o pasta térmica). La resisten-cia Rth h-a es el paso del disipador térmico al ambiente. También se

13elektor 02-2010

DISIPAR CALOR

ha reflejado una “fuente de corriente” térmica que genera un flujo de calor P. Se puede encontrar la primera resistencia Rth j-mb en la hoja de carac-terísticas del fabricante del semiconductor. Y como ya lo estamos mirando: otro dato importante del semiconductor que necesita-remos más adelante es la temperatura máxima del semiconductor TJ. Este valor no se debe sobrepasar nunca, ya que sino la vida útil del semiconductor se reducirá rápidamente. La forma de montar determina la resistencia térmica Rth mb-h. Esta resistencia térmica es bastante baja, cuando el semiconductor se monta directamente sobre el disipador térmico. Este valor se puede reducir aún más con la ayuda de pasta térmica. Si hay que montar el semiconduc-tor de forma aislada puedes elegir entre diferentes materiales ais-lantes como la goma de silicona o el óxido de aluminio. El fabri-cante proporciona también aquí un valor para la resistencia térmica. Finalmente tenemos la resistencia térmica del disipador térmico al ambiente (Rth h-a). Obtenemos este valor de los datos que propor-ciona el fabricante del disipador térmico. Generalmente el valor que viene indicado vale por un disipador negro con las aletas puestas verticalmente. Partimos con un aumento de la resistencia térmica en un 10% si el disipador no es de color negro sino de aluminio de color blanco. La resistencia térmica del disipador aumenta rápida-mente en un 20%...40% del valor original, en caso de no ser colo-cado vertical sino horizontalmente. Al montarlo en una caja el flujo del aire se reducirá fuertemente y con ello aumentará la resistencia térmica del disipador térmico.Cuando dimensionamos un disipador térmico partimos de la poten-cia máxima a disipar del semiconductor. Si por ejemplo, cae sobre un regulador de tensión un máximo de 6 V con una corriente máxima de 1 A, tenemos que disipar por lo menos 6 W. Tenemos que empe-ñarnos en que la temperatura del semiconductor nunca llegue a su valor máximo, es mejor quedarse un poco por debajo de este limite. Con una temperatura de unión máxima de 175 °C y una temperatura ambiental de 25 °C, la “caída de tensión” de la temperatura de todas las resistencias térmicas juntas no pueden sobrepasar los 150 °C. La resistencia térmica es de Rth totaal = ∆T/P = 150/6 = 25 °C (ó K)/W, rela-cionada con la potencia a disipar. Suponemos que el encapsulado de un integrado estabilizador tiene un Rth j-mb de 5 °C/W y le atorni-llamos el disipador térmico sin placa aislante (entonces Rth mb-h es muy baja, cerca de unos 0,1...0,2 °C/W). En este caso se necesita un disipador térmico de menos de 20 °C/W (ya que todas las resisten-cias térmicas en serie no pueden sobrepasar el valor calculado). Es fácil encontrar un disipador de este tipo en una versión de montaje sobre placa. Hasta aquí el dimensionado de un disipador térmico a vista de pájaro. En la práctica habrá que prestar más atención a los detalles, especialmente en los de mayores potencias. Actualmente existen diferentes tipos de placas aislantes y pasta térmicas, a la hora de elegir hay que prestar atención a las características específicas como son el método de montaje, la tensión máxima de aislamiento y la fuerza de presión.Se puede leer un buen artículo a cerca de todo el refrigerado de la electrónica en un artículo de Elliott Sound Products, que se puede encontrar en [1].

Ayuda WebHay muchos sitios Web que te pueden ayudar en el dimensionado y la elección del disipador térmico, la mayoría tienen una página de cálculo donde sólo hace falta introducir unos datos básicos. Aquí presentamos algunos sitios Web interesantes.

Cálculos onlineEl fabricante alemán de disipadores térmicos Alutronic ofrece un programa útil de cálculo, el Alutronic RthK Calculator, que puedes descargar después de registrarte. También hay una versión del pro-grama online que se puede utilizar sin tener que registrarse [2]. Con la ayuda de algunos reguladores de desplazamiento configurables con el ratón, puedes introducir las resistencias térmicas anterior-mente descritas y la potencia a disipar, para obtener directamente la resistencia térmica máxima del disipador térmico. Además muestra la temperatura máxima del disipador térmico, un dato importante si se monta el disipador de forma que se pueda tocar.

Figura 1. Circuito térmico para el cálculo de un disipador.

P

Rth j-mb

Rth h-a

Rth mb-h

Th

Ta

Tmb

Tj

090872 - 11

Figura 2. Configurar todos los parámetros con la ayuda de reguladores deslizantes en el programa online de Alutronic.

14 02-2010 elektor

DISIPAR CALOR

También puedes encontrar una calculadora online en RS Amidata [3], una versión bastante escueta sin ningún adorno gráfico. Se trata aquí del cálculo estándar, donde hay que introducir manualmente los diferentes valores. A continuación se calcula un valor para el disi-pador térmico.AAVID Thermalloy es un fabricante grande de todo tipo de disipa-dores térmicos y productos asociados. Aquí hay varias herramientas para el dimensionado de un disipador térmico [4].El sitio Web de Daycounter ofrece una gran cantidad de programas para todo tipo de cálculos de electrónica (más de 50). Vale la pena echar un vistazo. El programa de cálculo de disipadores térmicos [5] es de un diseño estándar (parecido al de RS), hay que introdu-cir algunos valores en las casillas y de ahí sale el valor del disipador térmico. Un extra de esta página es que también puedes encontrar alguna información sobre valores estándares de los perfiles térmicos utilizados frecuentemente.

El sitio Web Changpuak de un electrónico HF suizo con una pre-dilección por Tailandia (de ahí viene este nombre extraño) ofrece también un programa online de cálculo de disipadores térmicos [6]. El diseño es igual al de los sitios Web anteriores, hay que introducir algunos valores para que se calcule la resistencia térmica del disi-pador térmico. Algunas ilustraciones muestran claramente la rela-ción del componente y el valor a introducir. Igual que en los sitios Web anteriores, aquí puedes encontrar más cosas interesantes para electrónicos.

Programas autónomosLos programas de cálculo de disipadores térmicos profesionales tienen generalmente un precio bastante elevado (por eso ofrecen muchas más opciones), demasiado para un uso ocasional. Pero tam-bién hay programas para el cálculo de disipadores térmicos que se pueden descargar de forma gratuita. Ya hemos comentado la ver-

Figura 3. Sencillo y claro: la calculadora online del disipador térmico del sitio Web de Changpuak.

Figura 4. El programa gratuito de BK Software es pequeño pero muy útil.

Figura 5. Se necesita mucho más para calcular la disipación de los integrados digitales complejos (aquí se muestra el Power

Calculator de Lattice Semiconductors).

Figura 6. El sitio Web de Novel Concepts ofrece una calculadora online para refrigeración forzada de aire.

15elektor 02-2010

DISIPAR CALOR

sión autónoma de Alutronic. Otro programa útil es Heatsink Calcu-lator V2.0 de BK Software, un aficionado danés a la electrónica. El programa puede descargarse desde su sitio Web [7]. Lo curioso de este programa es que puedes eligir hacia qué valor se debe calcu-

lar. Rellenas todos los valores conocidos o deseados de resistencia y dejas vacío la casilla del valor que quieres obtener. Después de pulsar el botón se muestra su valor. Puedes calcular, como los demás pro-gramas, qué valor mínimo de la resistencia debe tener el disipador

Figura 7. Frigus Primore ofrece la posibilidad de confeccionar tu propio disipador térmico (a) y estudiar sus características, incluyendo la distribución térmica del calor (b).


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16 02-2010 elektor

DISIPAR CALOR

térmico, pero también puedes mirar hasta qué temperatura puede subir la temperatura ambiental con un determinado disipador tér-mico y una disipación determinada. También puedes hacer el cálculo con varios transistores en un único disipador térmico.Pero no miremos únicamente aplicaciones analógicas. También en el área digital la generación de calor juega un papel importante, especialmente con integrados complejos (piensa, por ejemplo, en el micro de tu ordenador). Lattice Semiconductors ofrece, espe-cialmente para sus integrados, el programa Power Calculator, con el cual se puede calcular la potencia disipada de los FPGA y CPLD de Lattice, así como el disipador térmico necesario. Altera ofrece algo parecido para sus productos; aquí se trata de una hoja de cál-culo interactivo con el nombre PowerPlay [9]. ¡Estos programas son mucho más complejos que los programas estándares de cálculo de disipadores térmicos!

¿Refrigeración forzada o dimensionar uno mismo?El sitio Web de Novel Concepts ofrece una calculadora [10] con la que se puede calcular fácilmente cuánta potencia puede aceptar un disipador térmico de determinadas dimensiones en combina-ción con una determinada corriente de aire para disipadores tér-micos con refrigeración forzada (ventilador). Para ello se introdu-

cen las medidas del disipador térmico, la cantidad de aletas y la velocidad con que el aire pasa por ellas. Este sitio Web ofrece tam-bién otras calculadoras diferentes para cálculos especializados de refrigeración.Por supuesto que puedes construir tu propio disipador térmico. O a lo mejor tienes una colección de disipadores térmicos de los cua-les no dispones de ningún dato. Entonces los siguientes sitios Web pueden ofrecerte una ayuda perfecta.En el sitio Web de la empresa Frigus Primore especializada en cálcu-los térmicos hay varios programas especiales para todo tipo de éstos cálculos. Hay disponible una versión de demostración de alguno de ellos que se puede descargar y probar durante un tiempo. El programa de dimensionado online de disipadores térmicos que se puede encontrar aquí [11 ] es muy interesante. Aquí puedes con-feccionar tú mismo un disipador térmico (dimensiones, cantidad y altura de las aletas) para después calcular online la resistencia tér-mica, el aumento de temperatura por vatio y algunas cosas más. También se muestra un dibujo en tres dimensiones del disipador térmico, que puedes girar en todas direcciones con el ratón. En la pestaña “Heat Sources” puedes ver la distribución del calor sobre el disipador térmico, en el cual puedes indicar con precisión dónde fijar el componente sobre el disipador térmico y qué medidas tiene. ¡Muy clarificante!En el sitio Web de Microelectronics Heat Transfer Laboratory (MHTL) puedes dimensionar también tu propio disipador térmico y calcular sus características (Natural Convection for Rectangular Heat Sinks [12]).

ResumenHay muchos fabricantes de disipadores térmicos y productos aso-ciados, como pastas térmicas y material aislante. Un buen punto de partida en la búsqueda de un producto o una solución aceptable es el resumen que hay en The Heatsink Guide [13]. Seguro que no es un resumen completo, pero puedes llegar bastante lejos con él.Quien busque una amplia historia enfocada a la práctica sobre el cálculo y el montaje de un disipador térmico, debe leerse el artículo “Koellichamen” publicado en 1994.

(090872)

Figura 8. El Microelectronics Heat Transfer Laboratory ofrece la posibilidad de confeccionar tu propio disipador térmico.

Enlaces y literatura

[1] http://sound.westhost.com/heatsinks.htm

[2] www.alutronic.de/indexE.php?g=8&sg=1

[3] http://uk.rs-online.com/web/generalDisplay.html?id=infozone/

calculators&file=heatsink

[4] www.aavidthermalloy.com/technical/thermal.shtml

[5] www.daycounter.com/Calculators/Heat-Sink-Temperature-

Calculator.phtml

[6] www.changpuak.ch/electronics/calc_23.html

[7] http://bygselvhifi.dk/heatsinkcalc.htm

[8] www.latticesemi.com/products/designsoftware/

powercalculator.cfm

[9] www.altera.com/support/devices/estimator/pow-powerplay.jsp

[10] www.novelconceptsinc.com/calculators-forced-convection-

heat-sink-thermal-resistance.cgi

[11] www.frigprim.com/online/natconv_heatsink.html

[12] www.mhtl.uwaterloo.ca/RScalculators.html

[13] www.heatsink-guide.com/content.

php?content=manufacturers.shtml

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18 02-2010 elektor

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

Punto de partida estableIntroducción a las fuentes de alimentación electrónicas

La fuente de alimentación más sencilla per-tenece a un tipo que utiliza rectificación de media onda. Luego viene la del rectificador de onda completa. La tensión se empieza a asemejar a una tensión continua, si éste último se equipa con un condensador de almacenamiento (condensador electrolí-tico). Se puede colocar una bobina en serie (ver figura 1), para reducir el inevitable rizado de la tensión continua.Si la tensión continua tiene que ser más estable, se necesitan medidas más amplias. La ampliación más sencilla es la de un diodo Zener (ver figura 2). Está sencilla solución es apta para cargas de hasta unos 50 mA (dependiendo de la tensión). Este circuito se amplia muchas veces con un transistor, donde la tensión sobre el diodo Zener sirve como tensión de referencia. Aquí la tensión regulada de salida es de unos 600-700 mV menos que la tensión Zener. Hay que dimen-sionar la resistencia R de tal forma que el diodo Zener reciba la tensión y la corriente

adecuadas y que quede corriente suficiente para la base del transistor:

R = (Vi-Vo)/(IL+5) (IL en mA, R en kΩ)

Otro paso hacia delante - y muy fácil de implementar, ver figura 3 - son los conoci-dos estabilizadores de tensión 78xx en 79xx, reguladores en serie de tres terminales. La serie 78xx estabiliza tensiones positivas, mientras que la serie 79xx sirve para tensio-nes negativas. Por eso el diseño de una ten-sión de alimentación estabilizada simétrica ya no es una tarea difícil. Los diodos de las salidas de los integrados estabilizadores de tensión protegen a los reguladores contra el fenómeno “latch up”.Hay todo tipo de versiones de estabilizado-res de tensión. Así figuran entre los regula-bles el LM317 (tensión positiva) y el LM117 (tensión negativa); y para algo más de corriente está la serie LT108x, que soporta una corriente de hasta unos 7,5 A máximo.

El dimensionadoA la hora de dimensionar el transformador, hay que tener en cuenta las pérdidas en los componentes y el rizado mínimo permitido. Para la tensión necesaria del transformador podemos utilizar la siguiente fórmula:

UAC = (UO + ∆Umin + UR + 2UD) / √2

donde UO = tensión de salida, ∆Umin = caída mínima de tensión sobre el integrado estabilizador, UR = tensión de rizado en la entrada del estabilizador, UD = tensión sobre el diodo de rectificación. Podemos estimar bastante bien la tensión de rizado UR con la siguiente regla de tres:

UR = I/2⋅f⋅C, donde hay que introducir I en A y C en F. La frecuencia depende del tipo de rectificador utilizado.

Puedes encontrar el resto de los valores de los componentes utilizados en la hoja de caracte-

Thijs Beckers (redacción NL)

Todos los circuitos electrónicos la necesitan: una fuente de alimentación. La fuente de energía más común de

todos nuestros circuitos es la tensión de red. Para que esta tensión sea apta para nuestro circuito necesitamos

una fuente de alimentación. ¿Qué hay que tener en cuenta del componente más elemental del circuito?

19elektor 02-2010


rísticas. Un consejo: si quieres puedes utilizar diodos Schottky como diodos de rectificación. Esto hace que la tensión alterna necesaria sea lo suficientemente baja como para poder utilizar un transformador con una tensión más baja.Tenemos que tener presente lo siguiente para el dimensionado del rectificador y los condensadores electrolíticos de almacena-miento correspondientes: los condensado-res electrolíticos sólo se cargan durante un periodo muy corto, en concreto cuando la tensión proporcionada por el rectificador sea más alta que la tensión restante de los con-densadores electrolíticos (ver figura 4). Esto genera picos importantes en la corriente de carga. La superficie que hay debajo del pico de corriente simboliza la potencia que el cir-cuito ha consumido del condensador elec-trolítico y que el rectificador repone. Nor-malmente se utilizan condensadores elec-trolíticos más grandes para bajar la tensión de rizado. El resultado es que efectivamente baja la tensión de rizado, pero también se reduce el tiempo que el rectificador necesita para recargar el condensador electrolítico. Como la potencia a suministrar no cambia, la amplitud del pico de carga aumenta fuer-temente (la superficie que hay por debajo de la gráfica se queda igual) con todo tipo de resultados desagradables (como son los diodos rectificadores quemados).En la práctica, será el transformador el que constituya la limitación más importante para la corriente pico. Éste se saturará bastante rápido y no podrá suministrar la corriente teórica requerida. Puedes utilizar también la siguiente regla de tres para el dimensionamiento de los diodos del recti-ficador: La corriente máxima que tienen que soportar los diodos asciende a √2 veces la corriente pico que el devanado secundario del transformador puede suministrar. Gene-ralmente utilizamos 2 veces esta corriente pico por razones de seguridad. No olvides que con corrientes elevadas se necesita, en muchos casos, refrigerar el rectificador con un disipador térmico. Una buena regla de tres para determinar la capacidad del con-densador electrolítico es que debe tener unos 2200 μF por amperio.

InternetVarios fabricantes (de semiconductores) ofrecen herramientas y programas para

090874 - 11

VoR

Vi

Vo

Vo

IL

090874 - 12

Figura 1. Un rectificador, una bobina y un condensador electrolítico se encargan de

que haya una tensión razonablemente constante.

Figura 2. Se puede estabilizar la tensión aún más utilizando un diodo Zener como

referencia.

2200u

78XX

2200u

79XX

10u

10u

090874 - 13

Figura 3. La realización de una fuente de alimentación es tarea fácil gracias a los estabilizadores de tensión como son los 78xx- y 79xx.

t

t090874 - 14

U

I

Figura 4. Las corrientes pico que surgen durante la carga de los condensadores electrolíticos pueden llegar a ser bastante grandes.

20 02-2010 elektor


diseños más complejos como son las fuen-tes de alimentación conmutadas. Un ejem-plo de esto es el “programa” LTpowerCAD [1] de Linear Technology. Con esta herramienta basada en Microsoft Excel es muy fácil dise-ñar uno mismo una fuente de alimentación (conmutada) que cumpla con todos los pará-metros introducidos (ver figura 5). También la herramienta online Webench Power Desig-ner [2] de National Semiconductor está llena de opciones y posibilidades. Podemos com-pletar la lista con las herramientas de Fair-child [3], VIPer Design Software v.2.24 [4] de STMicroelectronics y SwitcherPro [5] de Texas Instruments. Estos son los más conocidos. Lo que sí es verdad es que todos estos progra-mas valen sólo para una determinada serie de integrados especiales del propio fabricante. Pero todos son de uso libre.Quien quiera saber algo más sobre el diseño de fuentes de alimentación conmutadas, debe echar un vistazo al sitio Web www.smps.us. Ahí se ha recopilado mucha infor-mación sobre este tema, inclusive un resu-men de las topologías más utilizadas [6]. www.poweresim.com también es un sitio Web interesante. Aquí puedes hacer diseños online de “Switched Mode Power Supplies” (SMPS), que cumplen con todo tipo de espe-cificaciones configurables por uno mismo.

El diseño de la placa impresaDurante la traducción del esquema en papel al circuito en la placa tenemos que tratar

todo tipo de características y principios físi-cos. No queremos privarte de algunos conse-jos que te pueden ser útiles. Así hay que colo-car los condensadores de desacoplo lo más cerca posible de los puntos a desacoplar. Por lo tanto cerca de los componentes y no de la fuente de alimentación. Las pistas de cobre más largas crean una impedancia adicional (especialmente con frecuencias altas) que empeoran el funcionamiento del desacoplo. Hay que mantener las pistas de cobre lo más cortas posible especialmente en circuitos que funcionan con frecuencias altas.Ten en cuenta que la corriente siempre va en un bucle. Como muestra la figura 3, los bucles de corriente también juegan un papel importante en las fuentes de alimen-tación. La flecha roja indica que la corriente de alimentación fluye en un bucle a través de masa. Para el camino total de la corriente también hay que tener en cuenta la distan-cia sobre la conexión de masa (o el plano de masa, en caso de estar presente).La corriente pico hacia los condensadores electrolíticos sobre los que hemos hablado anteriormente, fluye también a través de la línea de masa (o posible plano de masa). Para evitar influencias negativas en fuentes de ali-mentación “potentes”, es mejor optar por que este bucle de corriente este fuera del plano de masa - creando un área de pistas separada - y utilizar como punto de masa la conexión entre los condensadores electrolíticos de almacena-miento más grandes (donde se ha dibujado el

punto de masa en el circuito). A esto también se llama el punto estrella.Además tenemos que tener en cuenta la anchura (y grosor) de la pistas durante el diseño de la placa. No sólo proporcionan una resistencia terminada, sino que tam-bién pueden calentarse. En la gráfica de la figura 6 vemos el aumento de la tempera-tura comparado con la anchura de la pista y la corriente que pasa por ella. La genera-ción de calor aumenta rápidamente con un aumento de la intensidad de la corriente. Haces bien en no permitir que el aumento de la temperatura no pase de 40° C. La grá-fica muestra la situación ideal. Si se ubica la placa en una caja donde no se pueda eva-cuar bien el calor, la temperatura puede aumentar aún más, con todo tipo de resul-tados negativos para el circuito...

(090874)

Enlaces

[1] www.linear.com/designtools/software/ltpowercad.jsp

[2] www.national.com/analog/webench/ power

[3] www.fairchildsemi.com/design_tools/ index.html

[4] www.st.com

[5] http://focus.ti.com/docs/toolsw/folders/print/switcherpro.html

[6] www.smps.us/topologies.html

Figura 5. En el programa LTpowerCAD de Linear Technology puedes introducir todo tipo de parámetros para diseñar la fuente

de alimentación deseada.

Figura 6. En esta gráfica vemos que las pistas se pueden calentar rápidamente.

990031 - 11

0,20,1

0,15

0,2

0,3

0,4

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stroomsterkte [A]

koperdikte =

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22 02-2010 elektor

ANALIZADOR WIFI

Escáner de 2,4 GHzLo que no se ve, no se conoce

El mundo que hay a nuestro alrededor está lleno de señales electromagnéticas. Se puede utilizar determinadas partes del espectro electromagnético sin necesidad de tener licencia. Una banda que está en auge en los últimos años es la banda de 2,4 GHz (una de las llamadas bandas ISM, ver [1]). Hay muchas aplicaciones que uti-lizan esta banda. Por mencionar algunas: LAN WiFi, BlueTooth, periféricos inalám-bricos del ordenador, emisores de coches y aviones teledirigidos, reproductores de música y altavoces inalámbricos, etc. Pero en esta banda se encuentran también las “emisoras de interferencias”, como lo es el microondas.A medida que esta banda se utiliza con más frecuencia, aumenta la probabili-

dad de que las aplicaciones empiecen a influirse o incluso interferirse mutua-mente. Si hay interferencias, ¿cómo vas a buscar la causa? Una solución es un escáner que pueda mostrar qué señales son emitidas en la banda de 2,4 GHz, tal y como lo hace el “analizador de espectro de 2,4 GHz WiFi” que Elektor publicó hace algunos años [2].El escáner de 2,4 GHz aquí presentado se ha basado en él, pero éste tiene, en compara-ción con el diseño original, una gran ventaja: Se ha construido como aparato portátil con display propio, por lo tanto, ya no se nece-sita un PC o portátil aparte. Hay incorpo-rado un microcontrolador que escanea la banda de 2,4 GHz y muestra el resultado en una pantalla gráfica LCD. El escáner utiliza

para eso el mismo módulo CYWUSB6935 de Cypress Semiconductors, pero el esca-neo es mucho más rápido ya que se con-trola directamente a través del interfaz SPI del microcontrolador.

Como funcionaEste escáner funciona exactamente igual que el analizador de espectro de 2,4 GHz publicado anteriormente.Sólo se utiliza la parte RSSI “Received Signal Strength Indicator” del módulo CYWUSB6935 (ver diagrama figura 1). El microcontrolador sintoniza continua-mente el sintetizador de frecuencias en uno de los canales de la banda de 2,4 GHz y espera hasta que el módulo haya medido la intensidad de la señal de dicha banda.

Marcel Romijn (Holanda)

Actualmente se está utilizando

mucho la banda de 2,4 GHz para

conexiones inalámbricas entre todo

tipo de aparatos. Esto genera bastantes

problemas con conexiones inalámbricas

de red, ya que varias redes cercanas

pueden emitir en el mismo canal. Con

la ayuda de éste útil escáner portátil

puedes determinar rápidamente y de

forma sencilla qué frecuencias están

siendo utilizadas en tus proximidades y

las bandas que es mejor no elegir para

conectar de tu propia red inalámbrica.

23elektor 02-2010

ANALIZADOR WIFI

Después conmuta al canal siguiente. Cuando, de esta forma, se hayan esca-neado todos los canales de la banda, los resultados obtenidos en las mediciones se utilizan para dibujar una gráfica en la pan-talla LCD. Se puede escanear cada canal varias veces seguidas para no perder los cambios bruscos.

El circuitoEl circuito (ver figura 2) no tiene compli-caciones y consta de varios componentes principales: un microcontrolador para el control (IC2), el CYWUSB6935 para esca-near la banda de 2,4 GHz, un módulo LCD 3310 de Nokia para la salida (NOKIA3310) y tres pulsadores para la entrada (S2...S4). Como tanto el CYWUSB6935 como el módulo LCD funcionan a 3,3 V, se ha optado por alimentar al microcontrola-dor también a 3,3 V. Un regulador de ten-sión de caída baja se encarga de que haya 3,3V limpios, también cuando el circuito se alimenta con cuatro pilas (recargables) AA o AAA.Como ya hemos mencionado, el microcon-trolador controla el módulo CYWUSB6935 y el módulo LCD a través del bus SPI. El conector K1 también está conectado al bus SPI para poder (re)programar el microcontrolador.El puerto serie del microcontrolador se encuentra disponible a través del conec-tor K2. También puede comunicarse el cir-cuito con el mundo externo a través de este puerto, aunque el escáner no lo utiliza. Ten cuidado de que esta conexión funcione tam-bién con señales de 3,3 V.La tensión del escáner también está dispo-nible en el conector K2. Con ella se puede alimentar un posible MAX3232. También a la inversa se puede alimentar el circuito a tra-vés de este conector con una tensión esta-bilizada de 3,3 V, aunque en ese caso habrá que omitir el regulador de tensión.

Por ejemplo, podrías utilizar dos circuitos ensamblados no como escáner, sino como una conexión inalámbrica (bidireccional). En ese caso puedes utilizar el microcontrolador para hacer el trabajo “difícil”, como es el de controlar el CYWUSB6935, mientras que sobre el puerto serie utilizas un protocolo sencillo.

CaracterísticasEscanea las 84 bandas de la banda de 2,4 GHz unas 20 veces por segundo.•Representación del valor máximo que ha tenido cada banda de frecuencias.•Posibilidad de medir cada banda de frecuencias varias veces seguidas.•Posibilidad de escanear toda la banda de 2,4 GHz varias veces seguidas.•Alimentación de 3,3 V, estabilizada mediante un regulador de tensión de caída baja.•Dispone de una conexión serie para ampliaciones.•También se puede utilizar para otras aplicaciones (inalámbricas), debido al uso de un módulo •de emisión/transmisión.

Figura 1. Diagrama del transceptor de datos WiFi CYWUSBB6935 de Cypress.

CYWUSB6935

Digital

Synthesizer

GFSKDemodulator

GFSKModulatorIRQ

SSSCK

MISOMOSI

RESETPD

DIODIOVAL

RFOUT

RFIN

070040 - 11

X13

INX

13X

13O

UT

SERDESB

SERDESA

DSSSBaseband

A

DSSSBaseband

B

Figura 2. Los componentes más importantes del circuito son un ATmega324, un módulo WiFi de Cypress y un display de un móvil 3310 de Nokia.

X1

11.0592MHz

C5

22p

C6

22p

R7

10k

C1

100n

VCC

S2

UP

R3

10k

S3

ENTER

R2

10k

S4

DOWN

R1

10k

VCC

ATMEGA324-20A

PB3(AIN1/OC0)

PB0(XCK/T0)

PC6(TOSC1)

PC7(TOSC2)

PB5(MOSI)

PB6(MISO)

PB2(INT2)

PA0(ADC0)

PA1(ADC1)

PA2(ADC2)

PA3(ADC3)

PA4(ADC4)

PA5(ADC5)

PA7(ADC7)

PD2(INT0)

PD3(INT1)

PD4(OC1B)

PD5(OC1A)

PB7(SCK)

PA6(ADC6

PD7(OC2)

PD0(RXD)

PD1(TXD)

PD6(ICP)

PC0(SCL)

PC1(SDA)

PC2(TCK)

PC3(TMS)

PC4(TDO)

PC5(TDI)

PB4(SS)

PB1(T1)

RESET

XTAL1 XTAL2

AREF

IC2

AV

CC

AGND GND

GND

VC

C

GND

VC

C

VC

C

18

1

27

39

29

28

44

43

42

41

40

37

36

35

34

33

32

31

30

17 38

16

10

11

12

13

14

15

19

20

21

22

23

24

25

26

76

5

8

4

3

1

2

9

LD-1117V33IC1

C2

100n

C3

100n

C4

10u16V

D1S1

1N4001

BT1 9V

BATT+

BATT-

VCC

K2

VCC

K1

12

34

56

ISP

SERIAL

Nokia 3310

LCD1

SCLK

SDIN

RES

VDD

D/C

GNDCAP

LCDSCE

1

2

3

4

5

6

7

8

R6

270R

R4

270R

R5

270R

VCC

C7

10u16V

VCC

R810

k

R9

10k

VCC

CYWM6935

RESET

MOD1MISO

MOSI

IRQ

SCK

VCC

GND GND

PD10

SS

NC11

NC12

8

3

5

7

4

6

2

1 9

SCK

MISO

MOSI

SW

-UP

SW

-EN

TE

R

SW

-DO

WN

SE

RIA

L-T

XD

SE

RIA

L-R

XD

LC

D-D

/C

LC

D-R

ES

WUSB-IRQ

WUSB-RESET

WUSB-SS

LC

D-S

CE

090985 - 11

24 02-2010 elektor

ANALIZADOR WIFI

Se podría construir un escáner sin módulo LCD y colocarse en un robot, mientras que con otro escáner se podrían ver los paráme-tros del robot y enviarle instrucciones. Hay posibilidades de sobra. ¡Los lectores de Ele-ktor tienen, sin duda, muchas más ideas!

La construcciónEl autor ha diseñado una placa bastante amplia para el escáner (figura 3), de modo que el ensamblaje no suponga demasiados problemas. Sólo se ha utilizado un SMD que es el microcontrolador en un encapsulado TQFP de 44 pines.El módulo CYWUSB6935 viene ya termi-nado, así que se puede enchufar directa-mente en el conector. Ten cuidado de que la distancia entre pines sea de 2,00 mm en vez de los habituales 2,54 mm.Se puede adquirir el módulo LCD en la Inter-net a través de eBay, etc. El módulo se sumi-nistra con una lámina en la cual se encuen-tran también los botones del móvil, ver la figura 4. Hay que quitar la lámina y serrar la carcasa de plástico en dos partes según las líneas rojas de la figura 5. Ten cuidado de no cortar el agujero justo por debajo del display. Este agujero se utiliza para el montaje.El display dispone de un caballete de plás-tico para colocar correctamente los con-tactos del display sobre la placa impresa, que cabe dentro en un agujero de la placa.

Se puede fijar el módulo LCD sobre la placa con dos tuercas M2 en la parte superior y con una tuerca M3 en la parte inferior, tal y como se puede ver en la figura 6.Empieza a montar primero el microcontro-lador ya que éste es un SMD. La soldadura de este integrado requiere un pulso firme y una soldadora con punta fina. Primero fija el integrado en una esquina con un terminal, a continuación alinéalo con precisión para finalmente soldar el resto de los terminales. Luego se pueden eliminar los cortocircui-tos entre los terminales con una trenza de desoldadura. Después se pueden colocar el resto de los componentes. Presta atención a la polaridad de los condensadores electrolí-ticos C4 y C7 y del diodo D1. Por último pue-des fijar el módulo LCD en la placa y enchu-far el módulo CYWUSB6935 en su conector. Es suficiente una pila de 9 V para la alimen-tación del circuito.

El firmwareEl microcontrolador se puede programar a través del conector K1. Ojo: ¡el microcon-trolador lleva una tensión de alimentación de 3,3 V y por lo tanto hay que programarlo también con 3,3 V! Se puede configurar el módulo de diseño STK500 de Atmel a 3,3 V, de modo que con él se pueda programar el microcontrolador sin problemas. Si sólo dispones de un programador de 5 V, habrá que adaptar el nivel de la tensión. Esto se

Figura 4. El módulo display consta del propio display y una parte para los botones.

Lista de materialesResistencias:R1..R3,R7...R9 = 10 kΩR4..R6 = 270 Ω

Condensadores:C1..C3 = 100 nFC4,C7 = 10 μF/16 V radialC5,C6 = 22 pF

Semiconductores:D1 = 1N4001IC1 = LD-1117V33 (ST Microelectronics)IC2 = ATmega324-20A (programado, EPS 090985-41)MOD1 = módulo CYWM6935 (número Farnell

1319925/1321748, número RS 382-620)

Varios:X1 = cristal de cuarzo de 11,0592 MHzK1 = tira de 2x3 pinesK2 = tira de 4 pinesS1 = interruptor en miniaturaS2...S4 = pulsador 5 mm para montaje sobre placa de circui-

to impresoConector de 2x6 pines para MOD1, paso 2 mmDisplay de un móvil Nokia 3310 (buscar ‘Nokia 3310 display’ en eBay)Pila de 9 V con pinza de conexión, ó 4 pilas AA o AAA con portapilasEl software 090985-11 y el diseño de la placa 090985-1 en formato Eagle están disponibles en [4]

S2

S3

S4

1

61 4

BATT+

BATT-

D1

C2

C3C4

IC1

S1

IC2

C1

C5

C6

X1

R1R2R3

R4R5R6

K1

R7

C7

R8R9

K2

Figura 3. El diseño de la placa es bastante amplio, de modo que todo sea más fácil de montar.

25elektor 02-2010

ANALIZADOR WIFI

puede hacer, por ejem-plo, con un MAX 3392, tal y como se describe en [3], o con un adap-tador de nivel (level shifter) construido de forma discreta. El soft-ware está disponible de forma gratuita en el sitio Web de Elektor [4]. Elektor ofrece el integrado preprogra-mado bajo la referencia 090985-41 para aque-llos que no quieran o no puedan programar el microcontrolador.

El interfaz de usuarioDespués de equipar al circuito con su fir-mware, se mostrará el menú principal tras la conexión. El display muestra varias posibili-dades por donde se puede navegar mediante los pulsadores. El cursor se desplaza con las teclas “up” y “down” y la acción seleccionada se ejecuta con la tecla “enter”. Desde el menú principal se puede iniciar el escáner, adap-tar los parámetros del display o consultar la

información del módulo CYWUSB6935 y el firmware. Se pueden guardar los parámetros del display, como el contraste, en la EEPROM del microcontrolador, de modo que el display los utilice automáticamente la próxima vez.Los parámetros del display se resetean si se conecta el escáner mientras se mantiene pulsada la tecla “up”. Si se conecta mientras que se mantiene pulsada la tecla “enter”,

el escáner entra directamente en el menú “contrast” y puedes ajustar el contraste con las teclas “up” y “down”. El autor ha notado que los parámetros estándar en algunos displays dan un resultado ilegible.Durante el escaneo se muestra el espectro de la banda de 2,4 GHz. Justo por debajo del espectro hay unas marcas que sirven de escala de las frecuencias. La banda de 2,4

Figura 5. Sierra la carcasa de plástico por las líneas rojas tal y como se ha dibujado en esta foto.

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Enlaces y literatura

[1] Inalámbrico, Elektor de enero de 2009

[2] 2.4 GHz WiFi Spectrum Analyser, publicación inglesa de Elektor de junio de 2007

[3] El módulo de control universal, Elektor de dicembre de 2008

[4] www.elektor.es/090985

Figura 6. El display se fija con dos tuercas M2 y una tuerca M3 sobre la placa.

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26 02-2010 elektor

ANALIZADOR WIFI

GHz está dividida en 84 canales (2,4...2,4835 GHz) y el módulo LCD tiene por casualidad también 84 columnas. Por debajo de las marcas se muestran también las frecuen-cias centrales de los 13 canales WiFi. La

línea inferior del display contiene un menú de una sola línea para ajustar los paráme-tros de escaneo. Al igual que en el menú normal, se utilizan las teclas “up” y “down” para navegar por este menú y con la tecla

“enter” puedes seleccionar una acción o ajustar un valor. En el cuadro “Manejo del menú” se puede encontrar una amplia des-cripción del manejo del menú.

(090985)

Manejo del menúEl menú principal se muestra encima. Las opciones del menu “Setup” y “About” tie-nen un submenú cada una.

El submenú “Setup” tiene 5 opciones:

Las tres opciones superiores del menú se utilizan para ajustar el contraste, el bias y el coeficiente de la temperatura del módulo LCD respectivamente.

Se pueden guardar los nuevos valores en la EEPROM del microcontrolador mediante la opción “EEPROM Store” del menú. A partir de ese momento se utilizan los valores de la EEPROM para configurar el módulo LCD cuando se conecta el escáner.

Con la última opción “Back” de menú vuel-ves al menú principal.

Sí se selecciona “About” desde el menú principal, se muestran las tres opciones siguientes:

La opción “Tranceiver” del menú muestra información sobre el módulo CYWUSB6935 usado, incluyendo el número único de fabricación:

La opción “Firmware” del menú muestra la versión del firmware:

El escáner empieza a ejecutarse, si se selec-ciona “Scan” desde el menú principal (ima-gen inferior):

El escáner arranca en modo “Run”, en el cual escanea continuamente la banda completa de 2,4 GHz y lo muestra en el módulo LCD. Memoriza los máximos de cada canal y los muestra. Después de unos segundos se hace visible cómo se utiliza la banda de 2,4 GHz.

En la imagen del scaneo puedes observar que un usuario utiliza la banda WiFi 1 y que ocupa unos 20 canales. Este es el repro-ductor inalámbrico de música del autor. También hay una señal algo más débil en el canal WiFi 6. Esto es probablemente la Internet inalámbrica de uno de sus vecinos. Hay también una señal continua bastante fuerte en el canal 51. Dicha señal es de ban-da muy estrecha y está presente de forma continua. El autor no ha podido determinar

su origen. Los canales por encima del canal 52 no reciben señal. Aquí se muestran los máximos del umbral de ruido.

La línea inferior es el submenú del escá-ner. Puedes navegar por este menú con las teclas “up” y “down”. Dependiendo de la opción del menú se ejecuta una acción o se ajustar un valor.

La primera opción del menú es el modo de ejecución. Este puede tener como valor “run”, “hold” o “off”. El modo de ejecu-ción cambia al pulsar “enter”. Este se indica mostrando su valor invertido. Con las teclas “up” y “down” puedes modificar el valor:

Pulsando “enter” otra vez se registra el valor y puedes seguir navegando por el submenú.

La siguiente opción del menú indica si hay que mostrar (“show”) u ocultar (“hide”) los máximos (los “limits”).

A continuación se utiliza la opción del menú para resetear los máximos. Los máximos se ponen directamente a cero, cuando se pulsa “enter” en esta opción del menú. Esta es una opción del menú donde la acción se ejecuta directamente.

La siguiente opción del menú indica cuantas veces se debe escanear cada canal antes de saltar al siguiente. Se utilizará el valor más alto de varias mediciones.

La opción del menú que viene después se parece a la anterior, solo que no se indica la repetición por canal, sino cuantas veces se tiene que escanear toda la banda 2,4 GHz antes de mostrar los resultados.

Con la última opción del menú sales de la configuración del escáner para volver al menú principal.

27elektor 02-2010

COMPROBADOR DE FUENTES DE ALIMENTACIÓN

Potro de torturaComprobar dinámicamente fuentes de alimentación con herramientas sencillasHarry Baggen y Ton Giesberts (Redacción Holanda y laboratorio)

¿Cómo sabes lo estable que es una fuente de alimentación (de laboratorio)? Puedes obtener una buena

impresión del comportamiento de regulación de una fuente de alimentación bajo diferentes condiciones,

proporcionando una carga dinámica a su salida. Esto se puede hacer fácilmente con tan sólo algunos

componentes.

Aparte de cosas como la tensión y corriente de salida, el ruido de fondo, el zumbido y la resistencia de salida también es importante que una fuente de alimentación muestre un buen comportamiento de regulación con cargas variables. Una prueba estándar para esto es proporcionar una carga en la salida con un banco de resistencias que conmute entre dos valores. Generalmente, los fabricantes uti-lizan valores típicos del 10 y 90 % de la máxima potencia de salida, con una frecuencia de conmutación de unas decenas de hercios (por

ejemplo, 40 Hz). Luego se puede ver el comportamiento de salida en un osciloscopio y de ahí se puede deducir lo estable es la fuente de alimentación. Generalmente se puede ver un sobreimpulso al principio de una onda cuadrada causado por el comportamiento de regulación del circuito de estabilización, la inducción del cableado interno y externo y un posible filtro de salida.Generalmente se prueba este comportamiento dinámico con una sola frecuencia, pero los diseñadores del laboratorio de Elektor han pro-bado muchas fuentes de alimentación durante los años pasados y de ahí resultó ser muy interesante comprobar lo que pasa a una frecuen-cia de conmutación más alta. Todo lo que se necesita es un generador de funciones ordinario con una señal de salida de onda cuadrada y el circuito de la figura 1. Así puedes medir hasta algunos megahercios, y lo que da realmente una buena impresión es ver para qué aplica-ciones es apta la fuente de alimentación. Muchas veces se encuentra un punto de resonancia donde la fuente de alimentación no queda estable y es interesante saber a qué frecuencia ocurre esto. El circuito es realmente muy sencillo. La versión de MOSFET de potencia utilizada es un ejemplar que soporta hasta 80 V/75 A y tiene una resistencia de conexión de tan sólo 10 mΩ (UGS = 10 V).R2 proporciona una carga continua en la salida de la fuente de ali-mentación y esta se dimensiona de tal forma que pasa por ella 1/10 de la corriente máxima (R2 = Umax/0,1Imax). Dimensionamos R1 de tal forma que pase por ella 8/10 de la corriente máxima (R1 = Umax/0,8Imax). Por lo tanto hacen juntas 0,9 Imax cuando el MOSFET conduce. Redondea los valores calculados hacia abajo a los valo-res de la serie E12 más cercanos y encárgate de que las resistencias puedan disipar suficiente potencia (refrigerándolas forzadamente si fuera necesario). Con corrientes de salida más altas habrá que proveer al MOSFET de un pequeño disipador térmico. La puerta del FET conectada a masa a través de 2 resistencias de 100 Ω, propor-ciona una carga correcta de 50 Ω en la salida del generador. Ajusta la tensión de salida del generador de tal forma que éste proporcione pulsos de 5...10 V y después puedes empezar a probar. Empieza con una frecuencia de conmutación baja para ir aumentándola lenta-mente, vigilando al mismo tiempo la onda cuadrada del oscilosco-pio. Y luego continúa aumentándola lentamente... Quién sabe qué sorpresas vas a experimentar. Debes tener en cuenta que la redac-ción no asume ninguna responsabilidad por el daño de la fuente de alimentación probada, ¡esto corre todo de tu cuenta!

(090875)

T1

HUF75545P3

PSU

S

D

5V

0

G

R1

R2

R4

100R

R3

100R

090875 - 11

1

28 02-2010 elektor

Audio Y Video

Alto y claroSistema de audio portátil con supresión de realimentación

Queríamos facilitar el trabajo a los ponen-tes del evento de Elektor Live [1], diseñando para ellos un sistema de apoyo de sonido que fuera lo suficientemente pequeño y ligero como para acoplarlo al cinturón. El problema aquí era la alta probabilidad de realimentación (el micrófono del head-set capta el sonido del altavoz y el altavoz lo reproduce de forma amplificada, lo que genera un sonido de acople muy molesto) debido a la poca distancia entre el micró-fono y el altavoz. Por eso hemos utilizado en este circuito, el principio de anti-realimenta-ción publicado anteriormente: un desplaza-dor de frecuencias.

Desplazar la frecuenciaEl aspecto más importante de esta aplicación es la prevención del acoplamiento. El altavoz se lleva a la altura de la cadera, por lo tanto se encuentra bastante cerca del micrófono. Un filtro ajustable y muy estrecho supresor de banda (filtro “notch”) es una buena opción si se trata de una colocación estática. Pero en nuestra aplicación, el micrófono y el altavoz se mueven uno respecto al otro (giran la cabeza). Esto significa que el filtro se tendría que adap-tar continuamente. Actualmente se puede rea-lizar este tipo de adaptaciones con DSP, pero para nosotros era un poco excesivo utilizarlo en un proyecto de construcción propia.

Ajustar manualmente el filtro supresor de banda era inviable. Se necesitaba algo más para evitar el acople. En la edición de Elektor de febrero de 1990 publicamos un “Fee-dback Killer”. Este circuito nos parecía per-fectamente apto. Aumenta (o reduce) la frecuencia de entrada en unos Hz, de modo que la señal de salida difiera en algo de la de entrada. Como consecuencia, se evita que una frecuencia determinada (la frecuencia de acople) siga amplificándose cada vez más. Hemos modificado algunas cosas del circuito para que sirva para nuestra aplicación.El “feedback-killer” funciona de la siguiente manera: La señal de entrada se divide con

Ton Giesberts y Thijs Beckers (elektor)

Se trata de algo que puede ser útil si tu voz suena

un poco más alto de lo habitual. Un poco de volumen

adicional puede ser suficiente para hacerse entender por

todo el mundo en una visita guiada o una conferencia en un espacio

ruidoso. Sólo hay que tener cuidado con la realimentación de un sistema PA

como este (sistema de refuerzo de sonido).

un poco más alto de lo habitual. Un poco de volumen

adicional puede ser suficiente para hacerse entender por

todo el mundo en una visita guiada o una conferencia en un espacio

ruidoso. Sólo hay que tener cuidado con la realimentación de un sistema PA

29elektor 02-2010

Audio Y Video

filtros “allpass” de tal forma que, las seña-les resultantes estén desplazadas 90° la una de la otra. Las dos señales se multiplican con dos señales de reloj (onda portadora) desplazadas 90° entre sí. Luego se suman las señales resultantes una con otra. Así se forma una señal igual a la señal de entrada con la señal portadora sumada.Esta forma de atacar el problema tiene algunas lagunas. Esta historia sólo es válida cuando las señales están desplazadas exac-tamente 90° en fase, algo que el filtro all-pass no consigue al 100%. Se debería haber utilizado una señal senoide en vez de una onda cuadrada para la señal portadora. Sin embargo, la multiplicación electrónica con una onda cuadrada resulta mucho más sen-cilla. Y como una onda cuadrada está for-mada por la suma de las tensiones senoides, podemos corregirla razonablemente con un filtro de paso bajo, de modo que sólo quede el producto mezclado deseado.Para desplazar la señal de entrada en fre-cuencia mezclamos la señal suma con una señal que tiene casi la misma frecuencia que la onda portadora. A causa de esto surgen todo tipo de bandas laterales en el espectro de la frecuencia, de las cuales sólo queremos quedarnos con una. El resto se suprime. La diferencia en frecuencia entre las dos ondas portadoras determina el desplazamiento final de la señal de entrada. Remitimos al artículo original de 1990 para conocer una versión de esta historia con una explicación matemática.

Del viejo al nuevoSe ha disminuido el consumo reduciendo a la mitad la cantidad de filtros allpass ya que el circuito se alimenta con pilas. Por esta razón desaparece la necesidad de uno de los

Figura 1. Como muestra el esquema, hay una buena cantidad de operacionales en el desplazador de frecuencias.

3 2

1IC

2A

5 6

7IC

2B10 9

8IC

2C

12 13

14IC

2D

411R

510k

R610k

R810k

R910k

R1110k

R1210k

R1410k

R1510k

R10

8k2

R4

4k3

R7

5k1

R13

10k

C2

4n7

C3

47n

C4

10n

C5

100n

32

1IC

1A

R31k

R21k

R110k

C1

220n

5 6

7IC

1B

R2010k

R2210k

12

13

IC3A

34

5

IC3B

89

6

IC3C

1011

12

IC3D

147

12

13

IC5A

34

5

IC5B

89

6

IC5C

1011

12

IC5D

147

10 9

8IC

1C

12 13

14IC

1D

R1610k

R1710k

R1810k

R1910k

C8

10n

R2110k

C9

10n

C6

1n

C71n

C10

100p

3 2

1IC

4A5 6

7IC

4B109

8IC

4C12 13

14IC

4DR

231kR

251k

R24

1kC11

1n8

C12

270pR

261k

R271k

R3210k

R3410k

R33

10kC15

6n8

C16

1n

R3110k

R30

10k

R29

10k

C13

47n

C14

47n

R28

10k

1683

7

45

54

66

111

714

813

915

122

133

CTR

14

RC

X11

12

!G

CX

9

RX

10

CT=0

CT

IC6

74HC

4060

R35

1M

C18

22p

X1

8MH

z

C17

50p

C19

12p

168

37

45

54

66

111

714

813

915

122

133

CTR

14

RC

X11

12

!G

CX

9

RX

10

CT=0

CT

IC8

74HC

4060

R36

1M

C21

22p

X2

8MH

z

C20

50p

C22

12p

411

411

3CI

2CI

1CI

9CI

7CI

5CI

4CI

C23

100n

C24

100n

C25

100n

C26

100n

C27

100n

C28

100n

C32

100n

C30

100n

C29

100n

C34

100n

C31

100n

C33

100n

0

+3V

-3V

+3V

-3V

+3V

-3V

-3V

3

D2

5

6

R1

S4C IC7A

11

D12

9

8

R13

S10C

IC7B

147

3

D2

56

R1

S4C

IC9A

11

D12

98

R13

S10C

IC9B

147

K1

K2

K3

3V3V

C35

1n5

IC1,IC

2,IC4 = LM

6134AIM

IC3,IC

5 = 74HC

4066

090675 - 12

IC7, IC

9 = 74HC

74

Características10W/8 Ω máximo (con una alimentación •de 14V)Supresión de la realimentación mediante •desplazamiento de frecuenciasApto tanto para micrófonos electret •como para micrófonos dinámicosBajo consumo•También se puede utilizar sin el •desplazador de frecuencias en aplicaciones portátiles

30 02-2010 elektor

Audio Y Video

operacionales cuádruples. Se ha optado por versiones “rail-to-rail” de National de bajo consumo (360 µA) y de un ancho de banda elevado para los operacionales. Sólo con eso se obtiene un ahorro de unos 18 mA.Además de eso, la tensión de alimentación de 6 V (4 pilas alcalinas) es bastante más baja que los +/-8 V del diseño original y hemos optado por la serie HC más rápida para la parte lógica, de modo que el consumo de todo el circuito (en reposo) es ahora de tan sólo 15 mA (originalmente era 45 mA). Al optar por HC desaparece la posibilidad de utilizar una tensión de alimentación más alta. Por otra parte, los operacionales sí soportan una tensión de alimentación más alta (24).El dimensionado ha cambiado algo por aquí y por allá. La amplificación de la entrada se ha reducido por dos, ya que la tensión de alimentación es ahora mucho más baja (ver figura 1). IC2A...D forman los filtros allpass. El ancho de banda del desplazador de fase varia desde unos 300 Hz hasta 4 kHz (des-viación de +/-2°); suficiente para el habla.Se ha optado por interruptores analógicos de Texas Instruments por su muy baja resis-tencia. A causa de esto, las resistencias del operacional sumador IC1B tienen un valor 10 veces más bajo, de modo que ocasiona menos ruido y mejor tratamiento de la señal. El condensador C10 limita el ancho de banda para suprimir los harmónicos que surgen durante la multiplicación. Detrás del opera-cional hay un filtro paso bajo para reducir aún más los harmónicos indeseados.

Los valores de las resistencias del siguiente inversor son también una magnitud más bajos que las del circuito de 1990 para que el ruido se mantenga bajo. Después del segundo multiplicador se ha colocado pri-mero el filtro paso bajo y luego el filtro paso alto. De este modo se evita que el filtro paso alto transmita innecesariamente los harmó-nicos del segundo multiplicador.La frecuencia de corte del filtro paso bajo se encuentra a algo más de 7 kHz. En el filtro paso alto la frecuencia de corte está en unos 270 Hz (ver figura 2). La amplificación de las frecuencias más altas se reduce con C35 a una vez. Por este motivo hay un desarrollo descendente de 1,7 dB desde 460 Hz hasta 4 kHz. El filtro ha tomado un poco la caracte-rística de un Chebyshev de 1bB, de modo que el corte es más empinado. Por esta razón, las frecuencias más bajas se amplifican, pero se compensa más que suficiente por la carac-terística de los filtros del amplificador de micrófono o de potencia. El condensador de acoplo de la entrada (C1) casi no tiene nin-guna influencia sobre la curva de amplitud (la curva es un 0,1 dB más recta).Se puede ajustar el desplazamiento máximo en unos 30 Hz con C17 y/o C20. La modula-ción en amplitud (un rizado con la frecuen-cia del desplazamiento) asciende a 7,5%. Las tolerancias y la simplificación de los filtros allpass tienen, en especial, una influencia negativa sobre el funcionamiento del cir-cuito. En señales bajas, la amplificación en tránsito es de unas 2,7 veces. La amplifica-

ción es algo más pequeña con señales mas grandes (2,55 veces a 100 mV). La menor distorsión se obtiene con una señal de entrada de 10 mV: 0,23% (medido en nuestro prototipo). La distorsión aumenta con una señal de entrada aumentada: 1% a 30 mV y 3,2% a 100 mV (medido con un des-plazamiento de frecuencia de +13 Hz).

Amplificador de micrófono y de potenciaLa caja donde se tenían que ubicar la electró-nica, el altavoz y las pilas, no podía ser dema-siado grande por razones obvias. Por eso, se han realizado ambas placas con compo-nentes SMD. Así queda también un espacio razonable para el altavoz, que utiliza la caja como caja acústica. La placa del amplificador consta de un amplificador de micrófono, un filtro de paso alto y un amplificador de clase D con filtro de paso bajo (ver figura 3). Este último filtro, se ha combinado con la etapa de entrada del amplificador de potencia.Para proporcionar una tensión habitual a un micrófono electret, utilizamos el método estándar consistente en una resistencia de 2k2 conectada a la alimentación (en reali-dad son 2k42 si incluimos el desacoplo). La tensión abierta alcanza entonces los 3 V. Se puede omitir R2 (2k2) en caso de conectar un micrófono dinámico.Para el amplificador del micrófono se ha construido una alimentación simétrica des-viando la mitad de la tensión de alimenta-ción de las pilas. La tensión de alimentación del micrófono está bien desacoplada con la ayuda de R1 y C1. C2 desacopla el Offset de la tensión continua del micrófono.Para el amplificador con filtro que viene a continuación se ha optado por un operacio-nal “rail-to-rail” dual de ST; el TS922ID que ya hemos utilizado más veces. La etapa de ampli-ficación es ajustable para compensar posibles diferencias extremas en la sensibilidad de los diferentes tipos de micrófonos. Con P1 puedes ajustar la amplificación entre 1 y 21 veces. Por eso puedes utilizar el circuito como altavoz activo para, por ejemplo, un reproductor mp3 (a lo mejor hay que quitar R2). C3 y C4 hacen que se reduzca un poco el ancho de banda en una ampliación máxima.Como se lleva la caja sobre el cuerpo y como se usa un headset con micrófono, se ha colocado un filtro de paso alto de 3er orden

Figura 2. Las respuestas en frecuencias del desplazador de frecuencias (verde), el preamplificador del micrófono, el amplificador de potencia con filtro (rojo) y el circuito

completo (azul).

E le kto r

-39

+ 6

-36

-33

-30

-27

-24

-21

-18

-15

-12

-9

-6

-3

+ 0

+ 3

dBr A

20 20k50 100 200 500 1k 2k 5k 10k090675 - 14Hz

31elektor 02-2010

Audio Y Video

después de la etapa de entrada, que ade-más amplifica 2 veces. Con eso se suprime suficientemente el ruido de baja frecuen-cia y no hace falta que el pequeño altavoz reproduzca las frecuencias bajas innecesa-riamente. El filtro es del tipo Butterworth con una frecuencia de corte que se encuen-tra en unos 240 Hz.La salida de la etapa preamplificadora se encuentra en el conector K1, donde se conecta el desplazador de frecuencias. Justo al lado de K1, se ha colocado la entrada del amplificador de potencia (K2). Así puedes conectar el amplificador de potencia direc-tamente al amplificador de micrófono con la ayuda de un puente.La masa de la etapa de entrada es la mitad de la tensión de las pilas y la masa de la entrada del amplificador de potencia es el “menos” de la tensión de las pilas. Para desacoplar esta diferencia de tensión, se ha colocado un condensador (C11) en serie en la conexión de la masa de la entrada del ampli-ficador de potencia. Con una tensión de 4 pilas tipo AA pue-des llegar a una potencia de 2 W en 8 Ω utilizando un amplificador puente. Para el amplificador de potencia se ha buscado un integrado que soporte también más de 5 V. Hemos optado por un integrado muy curioso (extremadamente pequeño) de Maxim, un MAX9768ETG+. El integrado viene en un encapsulado TQFN-EP de 24 pines y de 4 x 4 mm. La parte de potencia funciona con una tensión de entre 4,5 V y

14 V. A pesar de sus reducidas dimensiones, este integrado es capaz de proporcionar 10 W en un altavoz de 8 Ω con una tensión de alimentación de 14 V. Con 6 V se queda en 2 W en 8 Ω y casi el doble en 4 Ω. El calor disipado se emite a la superficie de cobre a través de una parte expuesta en la parte posterior del integrado.

La alimentaciónEl integrado tiene una etapa preamplifica-dora que funciona a una tensión más baja (entre 2,7 y 3,6). Con la etapa preamplifica-dora se puede configurar una amplificación adicional. Esta etapa necesita un regulador de 3,3 V aparte. Para poder conectar esta placa a una tensión más elevada, el regula-dor de tensión debe soportar también esta tensión más alta. Uno de los pocos regula-dores que lo soporta es el LP2980AIM5-3.3 de National. Este integrado en el encapsu-lado SOT23-5 soporta hasta 16 V. Ojo: 12 V es el máximo que soporta el TS922 y esto tam-bién es el máximo de la placa del amplifica-dor de micrófono/potencia sin más adap-taciones. El diodo Schottky D1 protege el regulador de tensión en caso de que la ten-sión de entrada sea más baja que la tensión de salida, por ejemplo, por cortocircuito de las pilas.El regulador de tensión tiene una tensión “dropout” extremadamente baja de tan sólo 60 mV con 10 mA. Esto significa que el cir-cuito completo funciona aún con pilas bas-tante descargadas. El integrado se desco-

necta debido a un “undervoltage lockout” con una alimentación de menos de 4 V. Para ver las posibilidades del integrado, como una modulación del espectro ensanchado patentado (Patented Spread-Spectrum Modulation), remitimos a la hoja de carac-terísticas. Son demasiadas para enumerar. Utilizamos la posibilidad de regular el volu-men con un potenciómetro (P2). Hemos optado por el espectro ensanchado y el modo sin filtros para la modulación. Ahí utilizamos como patrón el circuito de la aplicación típica de la hoja de característi-cas y el kit de evaluación que servia de guía para el diseño de la placa. Como en nues-tra aplicación los cables del altavoz no lle-gan a tener 20 cm, podemos omitir el filtro pasivo de salida, normalmente necesario. Sólo hemos colocado una ferrita en la salida de cada altavoz (L1 y L2). C18 y C19 comple-mentan el filtrado HF. Las bobinas SMD elegidas tienen una resistencia de tan sólo 50 mΩ y soportan 2 A. Esto se corresponde con la corriente máxima del MAX9768 (soft output current limit).La tensión de la alimentación de la parte de la potencia del integrado se ha hecho por duplicado. Cada terminal está desaco-plado con su propio condensador electrolí-tico (C21/C23), un modelo algo más caro de Nichicon con una ESR baja que soporta 1,9 A. Además, se ha desacoplado la conexión de la tensión de alimentación de la placa con un condensador electrolítico más grande con una ESR baja que incluso pude sopor-

Figura 3. La construcción de la placa del amplificador del micrófono y de potencia está hecha de tal forma que también pueda funcionar sin la placa “feedback killer”. Para eso sólo se necesita un puente entre K1 y K2.

7

8

4

1

217

18

15

20

19

6

5

2423

12 13

14 3 16

259 11 21 22

10

IC1

MAX9768ETG+

LS1

8Ω

C16

100n

C15

2u2

C17

100n

C24

1u

C22

1u

C20

1u

+3V3

+6V

C26

100n

C25

1u

+6V

+3V3

P2

10k

16V

C27

220u

16V

C23

33u16V

C21

33u

L1

C18

100p

C19

100p

C14

10n

+6V

C13

1n5

R115k6

R1212k

R105k6

C12

10n3

2

1IC2A 5

67IC2B

4

8

R7

8k2

C7

150n

C6

150n

R5

3k3

R2

2k2

MIC1

P1

20k

+6V

R1

220R

16V

C1

33u

R4

1k

C3

1u

C5

150n

R66k

2R8

2k2

R9

2k2

C2

220nR3

10k

K2K1

BT1

3V

BT2

3V

C8

100n

IC2

K3+3V

0

-3V

C10

1u

+6V

C9

100n

C11

1u

L3

C4

470p

IN1

ON/OFF3

OUT5

NC4

GND2

IC3

LP2980AIM5-3.3

D1

PMEG2010AET

L2

090675 - 11

IC2 = TS922ID

32 02-2010 elektor

Audio Y Video

tar 3,4 A. Es necesaria la alta calidad de los condensadores electrolíticos para garanti-zar una vida útil más larga del circuito. De hecho, se conmuta a una frecuencia bas-tante elevada (300 kHz +/- 7,5 kHz) y los condensadores electrolíticos normales no son aptos para esto. Además las conexio-nes de las pilas se desacoplan aún más con un supresor pequeño (L3).La entrada del regulador de volumen se ha desacoplado con C14. Las conexiones del potenciómetro están disponibles a través de un conector, de modo que dicho potencióme-tro pueda ser colocado independientemente del lugar de la placa. El volumen puede ser regulado en 64 pasos. El alcance del volumen es de unos 100 dB, así que más que suficiente. La amplificación interna total del integrado del regulador del volumen es de 9,5 dB máximo

(ver también la tabla 6 en la hoja de caracte-rísticas) más 20 dB de la etapa de salida. Por lo tanto es de unos 30 dB máximo.Con la etapa preamplificadora puedes con-figurar una amplificación adicional. Esto se hace con dos resistencias, igual que en la configuración de un inversor estándar de un operacional. Hemos utilizado esta posibilidad para añadir un filtro de paso bajo de segundo orden, sin que esto requiera un operacional adicional. Así se puede construir un filtro de realimentación múltiple con la entrada inver-tida. Se ha optado por un filtro Butterworth de 2º orden para amplificar el ancho de banda lo más recto posible. La frecuencia de corte se encuentra en 5 kHz. La amplificación de este filtro es de (-)1 veces. Una mayor ampli-ficación puede causar una realimentación a través de la tensión de alimentación.

La integración en la cajaLas medidas de la caja que hemos empleado para ubicar nuestro prototipo son de 32x100x162 mm. Con el altavoz, los porta-pilas y las dos placas la caja está bastante llena. En un lateral se han colocado un conector jack de 3,5 mm estéreo, el poten-ciómetro P2 y el interruptor de doble pola-ridad. El altavoz que hemos empleado, es demasiado profundo como para ser colo-cado en el interior de la caja, lo que era en principio la intención. Por lo tanto, lo hemos tenido que fijar en el exterior de la caja.Los portapilas son de un tipo que se puede montar con dos tuercas M3. El prototipo del desplazador de frecuencias (ver figura 4) no disponía de agujeros de fijación. En la ver-sión final hemos añadido cuatro agujeros de fijación. Se pueden descargar los diseños de ambas placas desde la página Web corres-pondiente a este artículo [2].La placa del amplificador de micrófono/poten-cia se ha colocado en un lateral de la caja, donde se encuentran también las conexiones (interruptor/MIC1/P2). Si todo fue medido correctamente, la parte posterior del altavoz no toca la placa del desplazador de frecuen-cias. Se ha construido un gancho plano con un trozo de aluminio (20 x 50 mm) que sirve para acoplarlo a la ropa (por ejemplo, al bolsillo o al cinturón). Éste se ha fijado a la parte posterior (a la altura del altavoz) de la caja.Todos los conectores se han hecho con tiras de pines. Así puedes utilizar conectores hembra durante las pruebas. También pue-des soldar hilo lacado directamente a la tiras de pines después de integrarlo en la caja. Para reducir la probabilidad de interferen-cias debes juntar los hilos girándolos entre sí (2 hilos) o trenzándolos (3 hilos). Utiliza hilo algo más grueso para el altavoz. El esquema del cableado (figura 5) aclara cómo hay que interconectar todo.Por supuesto que puedes optar por una caja o un altavoz diferente. En el caso del altavoz hay que prestar atención a su rendimiento. Esto asciende a unos 88 dB/W en el tipo uti-lizado según las especificaciones del fabri-cante. Sin embargo muchos altavoces con estas dimensiones tienen un rendimiento menor. Entonces, en la práctica, el amplifi-cador de potencia se quedará corto a nivel de potencia. O dicho de otra forma: necesitas una tensión de alimentación más alta, lo que

Figura 4. El primer prototipo utiliza aún 2 tuercas para mantener en su sitio al desplazador de frecuencias.

MIC1

3.5 mm P2

10k

LS18Ω

SBT1 BT2

3V 3V 090675 - 13

33elektor 02-2010

Audio Y Video

quiere decir más pilas. Ojo: el desplazador de frecuencias está conectado directamente a la tensión de las pilas y su tensión de alimenta-ción máxima es de 6 V. Por lo tanto, se nece-sitan algunos reguladores de tensión con una tensión de alimentación más alta.

La prácticaLa práctica ha demostrado que el factor más importante que evita el acoplamiento es un headset bueno, donde el micrófono se encuentra lo más cerca posible de la boca y no es sensible a los sonidos que hay a su alrededor. La mejor manera de evitar el aco-plamiento es encargarte de que el micró-

fono no capte el sonido de los altavoces.Lo mejor es ajustar el desplazador de fre-cuencias a un desplazamiento positivo. Pue-des ajustar perfectamente el desplazamiento óptimo probando un poco empíricamente con el oído. Para los que disponen de un fre-cuencímetro preciso: mide la diferencia en frecuencia que hay detrás de los biestables D IC7 e IC9. 13 Hz parece ser un buen com-promiso entre una voz robótica y la supre-sión de realimentación. Como la amplifica-ción disminuye a frecuencias mas altas, la tendencia al acoplamiento se va atenuado. Por tanto, también es posible un desplaza-miento negativo, pero aquí aumenta más la

tendencia al acoplamiento. Con un volumen demasiado alto no surge ningún silbido con-tinuo por el desplazador de frecuencias, sino un tono repetido que se desplaza. Cuando se utiliza el circuito como altavoz “activo”, por ejemplo, con un reproduc-tor MP3, puedes omitir el desplazador de frecuencias, de modo que el consumo de reduzca hasta casi la mitad.

(090675)

Enlaces

[1] www.elektor.es/elektorlive2009


Lista de materiales del desplazador de frecuenciasResistencias: (0805)R1,R5,R6,R8,R9,R11-R22,R28-R34 = 10 k, 1 %,

125 mW SMDR2,R3,R23-R27 = 1 k, 1 %,125 mW SMDR10 = 8k2, 1 %,125 mW, SMDR4 = 4k3, 1 %,250 mW, SMDR7 = 5k1, 1 %,250 mW, SMDR35,R36 = 1 M, 1 %,125 mW, SMD

Condensadores: (0805, excepto C17, C20)C1 = 220 nF / 25 V, 10 %, X7R, SMDC2 = 4n7 / 50 V, 10 %, X7R, SMDC3,C13,C14 = 47nF / 50 V, 10 %,n X7R, SMDC4,C8,C9 = 10 nF / 50 V, 10 %, X7R, SMDC5,C23-C34 = 100 nF / 50 V, 10 %, X7R, SMDC6,C7,C16 = 1 nF / 50 V, 10 %, X7R, SMDC11 = 1n8 / 50 V, 10 %, NP0, SMDC12 = 270 pF / 50 V, 5 %, NP0, SMDC15 = 6n8 / 50 V, 10 %, X7R, SMD

C10 = 100 pF / 50 V, 5 %, NP0, SMDC17,C20 = 50 pF / 25 V, SMD potenciómetro

de ajuste, AVX CTZ3E-50C-W1-PFC18,C21 = 22 pF / 50 V, 5 %, NP0, SMDC19,C22 = 12 pF / 50 V, 5 %, NP0, SMDC35 = 1n5 / 50 V, 10 %, X7R, SMD

Semiconductores:IC1,IC2,IC4 = LM6134AIM SMD

(SO-14)IC3,IC5 = 74HC4066 SMD

(SO-14)IC6,IC8 = 74HC4060 SMD

(SO-16)IC7,IC9 = 74HC74 SMD

(SO-14)

Varios:X1,X2 = cristal de cuarzo de 8 MHz SMD, AVX

CX49GFWB08000H0PESZZK1,K2 = conector acodado de 2 pines (SIL)K3 = conector acodado de 3 pines (SIL)Placa 090675-2 ver www.elektor.es/090675

Lista de materiales del amplificador de micrófono y de potenciaResistencias: (0805, excepto P1, P2)R1 = 220 Ω, 1 %, 125 mW SMDR2,R8,R9 = 2k2, 1 %, 125 mW SMDR3 = 10 k, 1%, 125 mW SMDR4 = 1 k, 1 %, 125 mW SMDR5 = 3k3, 1 %, 125 mW SMDR6 = 6k2, 1 %, 250 mW SMDR7 = 8k2, 1 %, 125 mW SMDR10,R11 = 5k6, 1 %, 125 mW SMDR12 = 12 k, 1 %, 125 mW SMDP1 = 20 k, 20 %, 250 mW SMD, Vishay Sfernice

TS53YJ203MR10P2 = 10 k, 20 %, 250 mW, SMD, Bourns

3310Y-001-103L

Condensadores: (0805, excepto C1, C21, C23, C27)

C1,C21,C23 = 33 µF / 16 V, 20 %, SMD (tipo del chip de 5x6 mm)

C2 = 220 nF / 50 V, 10 %, X7R, SMDC3,C10,C11,C20,C22,C24,C25 = 1 µF / 16 V,

10 %, X7R, SMDC4 = 470 pF / 50 V, 5 %, NP0, SMDC5,C6,C7 = 150 nF / 50 V, 10 %, SMD

C8,C9,C16,C17,C26 = 100 nF / 50 V, 10 %, X7R, SMD

C12,C14 = 10 nF / 50 V, 10 %, X7R, SMDC13 = 1n5 / 50 V, 10 %, X7R, SMDC15 = 2u2 / 50 V, 10 %, X7R, SMDC18,C19 = 100 pF / 50 V, 5 %, NP0, SMDC27 = 220 µF / 16 V, 20 %, SMD (tipo del chip

de 10x10 mm)

Bobinas: (0805)L1,L2 = 220 Ω a 100 MHz, 50 mΩ, 2 A, SMD,

Murata BLM21PG221SN1DL3 = 60 Ω a 100 MHz, 25 mΩ, 3 A, SMD,

Murata BLM21PG600SN1D

Semiconductores:D1 = 1 A / 20 V SMD Schottkydiode,

PMEG2010AET (SOT-23)IC1 = MAX9768ETG+ (TQFN-EP)IC2 = TS922ID (SO-8)IC3 = LP2980AIM5-3.3 (MA05B)

Varios:K1,K2,MIC1 = conector acodado de 3 x 2 pines (SIL)

K3,P2 = conector acodado de 2 x 3 pines (SIL)LS1,BT1,BT2 = conector de 3 x 2 pines (SIL)2x portapilas para 2 células tipo AAAltavoz 2 W/8 Ω, por ejemplo Eurotec

International 59-F67.00-01FRCaja 165 x 100 x 32 mm, por ejemplo

MULTICOMP MCRH3165, Farnell 1520395Interruptor DPDT, doble polaridad, 2AConector jack de 3,5 mm para montaje en

panelPlaca 090675-1 ver www.elektor.es/090675

34 02-2010 elektor

Pequeño pero matón - el Minimod18Una nueva tarjeta controladora para el proyecto CC2-ATmega

MICROCONTROLADOR

Este pequeño pulgarcito-procesador apenas admite comparación. Cuando el “KIM-1” [1] salió al mercado en 1976, causó sensación. Por 245 $ estadounidenses podía obtenerse un sistema informático “decente” con una CPU 6502, cuyo reloj funcionaba a 1 MHz. El KIM se ofrecía desnudo, naturalmente, sin carcasa, fuente de alimentación ni puertos (ver la figura 1). La primera de estas tarjetas costaba alrededor de 800 marcos, y en Ale-mania era difícil de conseguir.Nuestro Minimod18 es, respecto a este vete-rano en términos informáticos, muy supe-rior. Ciertamente, el Minimod18 carece de algunas de las características de este ante-cesor del PC, como por ejemplo el programa

system-monitor y multitud de puertos de I/O. Sin embargo, nuestro Minimod18 ofrece las mejores características técnicas posibles, aparte de ser más compacto que el “KIM-1”. Puede verse en el cuadro un resumen de las funciones integradas, entre otras se encuentran los botones, un LCD, una EEPROM de 64 kB, y puertos USB, I²C e ISP/SPI “on board”.

Bootloader integradoLa tarjeta del Minimod18 mide 80 x 25 milí-metros (figura 2), siendo la mitad de grande que la ya pequeña ATM18-Testboard. Como controlador se utiliza el ATmega328P-AU en encapsulado TQFP32 [2]. Ésta se diferen-

cia principalmente del ATmega88 en dis-poner de mucha más memoria, con lo que nos otorga compatibilidad con el proyecto ATM18. Por otra parte, ahora podemos per-mitirnos “sacrificar” un poco de memoria flash e instalar un Bootloader.Un Bootloader es un pequeño programa que se encuentra al final de la memoria flash. Si el controlador está correctamente configurado, dicho programa es el primero en iniciarse. Entonces el Bootloader puede establecer conexiones “hacia fuera”, recibir datos y almacenarlos en la memoria flash o en la EEPROM. Ya no es necesario un hard-ware adicional, por ejemplo un programa-dor. El Minimod18, disponible en Elektor,

Wolfgang Rudolph y el Dr. Detlev Tietjen

El Minimod18 es un módulo de procesador universal, configurable y muy compacto. Además, incorpora

los periféricos necesarios como pulsadores, un LCD, y puertos USB, I²C e ISP/SPI. El usuario sólo ha de

ocuparse de los más especiales, para conectar con el Minimod18. Así que, ¡en un momento tenemos un

equipo completo con entradas y pantalla!

35elektor 02-2010

está ya preprogramado con una versión adecuada del “USBAspLoader”. Los nova-tos en este asunto ya no necesitarán más de ningún hardware programador.El “USBAspLoader” emula el popular y extendido programador USBAsp [3], de modo que desde el lado del PC dispondre-mos inmediatamente de multitud de pro-gramas – entre otros, ni más ni menos que del “avrdude”, frecuentemente utilizado, que se incluye también en el compilador gcc (WinAVR) (figura 3).No se necesita nada más que un cable USB, pues el Minimod18 ya incorpora un conec-tor USB. Éste se conecta a los mismos pines del controlador que en el proyecto “Passe-partout” de la pasada edición – e igual que en aquel, el Minimod18 también toma la ali-mentación mediante el USB.Si se pulsa el botón izquierdo mientras esté conectado a la alimentación (o sea, conectado con el cable USB), el Mini-mod18 entra en el modo de programa-dor y pueden escribirse tanto la memoria flash como la EEPROM interna. Después deberemos iniciar el avrdude. En la línea de código debe especificarse “avrdude –c usbasp –p m328p –U flash:w:hello.hex”, con lo que será flasheado hello.hex (ver la figura 3). Pulsando el botón derecho sal-dremos del modo programador, con lo que

Microcontrolador:

Controlador AVR-RISC ATmega328P-AU de •AtmelMemoria Flash de 32 KB•EEPROM de 1 KB •RAM de 2 KB•8 entradas ADC•3 timers y 6 canales PWM•20 MHz de frecuencia de reloj•Puertos I2C, SPI, USART•Tensión nominal de 1,8 V a 5,5 V•

Tarjeta:

Conector USB•Posibilidad de alimentación mediante USB•Oscilador de cuarzo de 16 MHz•EEPROM de 64 kB, controlada por I2C•LCD EADIPS082-HNLED (alfanumérico de •2x8, con retroiluminación LED)Potenciómetro para ajuste de contraste•2 pulsadores•Conector para SPI/ISP•Conector para I2C y ADC•

Características

Figura 1. El Kim-1 fue uno de los primeros ordenadores para aficionados que no hacía falta soldar por uno mismo (Foto: Museo del ordenador de la Stuttgarter Informatik, Universidad de Stuttgart [8]).

Lista de materiales

Resistencias:R1, R2, R5 = 2k2 (0603)R3, R4 = 68 Ω (0603)R6 = 10k (0603)P1 = trimmer de 10k (TC33)

Condensadores (0603):C1, C2 = 22pC3 a C6 = 100n

Inductancias:L1 = 10 µH (0603)

Semiconductores:D1,D2 = 3V6 (SOT23)IC1 = AT24C512 (SO-08M)IC2 = ATmega328-AU (TQFP32-08)(Programado, disponible en la tienda de Ele-

ktor, 090773-41)

Varios:LCD = EADIPS082-

HNLEDK1 = conector de 2x5

pines, acodadoK2 = conector USB-BK3 = conector de 2x3

pines, acodadoS1, S2 = pulsador para

montaje en tarjetaX1 = 16 MHz (ABM3)Tarjeta 080950-1 [7]oMódulo completamente

montado y testeado, con Bootloader preins-talado 090773-91 [7]

Figura 2. La tarjeta compacta puede insertarse fácilmente en nuestros propios equipos.

MICROCONTROLADOR

36 02-2010 elektor

se iniciará el “verdadero” programa. Para la mayoría de los casos esto es suficiente. Por defecto, el sistema no permite cam-biar los fusibles, con lo que se mantienen fijas las funciones básicas del controlador. Para los principiantes esto es una ventaja incluso, pues podría dar lugar a fallos con-siderables (bajo determinadas circunstan-cias el Minimod18 podría volverse comple-tamente “in-programable”). Sin embargo, con un Bootloader nada puede salir mal. Si fuera necesaria alguna vez una programa-

ción directa, en caso de tener que reem-plazar el Bootloader por otra versión más nueva, tendremos que servirnos de un programador externo. Éste se conecta al puerto de 6 pines K3. Primero ha de cam-biarse el puente de soldadura en la cara inferior, de modo que en lugar de en el pin SS (Slaveselect) ahora se encuentre en RESET y en lugar de en el puerto SPI esté en el ISP. De este modo tenemos el control completo en cuanto a programación y con-figuración del microcontrolador.

Display…Como display se ha optado por el DIPS082-HNLED de Electronic Assembly [4]. Se trata de un módulo con 2 líneas de 8 caracteres, elevado contraste y retroiluminación (véase la figura 4). Al contrario que el módulo LCD de 2 cables de la ATM18-Testboard, éste viene equipado con el “clásico” bus de 4 bits, por lo tanto pueden utilizarse las fun-ciones de librería de BASCOM o el mismo módulo con distintos compiladores. Úni-camente ha de adaptarse la asignación de pines (se mantiene la misma únicamente si el programa ha sido escrito para la Test-board, y va a transferirse al Minimod18). En el Minimod18 se utilizan de PD4 a PD7 y de PC1 a PC3 para las señales de E, R/W y RS (ver el esquema de circuito en la figura 5). El contraste del display se ajusta mediante el potenciómetro P1.

…USB…La conexión del puerto USB-B se corres-ponde, como ya se ha dicho, con la del pro-yecto CC2 de la pasada edición de Elektor [5]. En este punto nos hemos guiado por los consejos del proyecto v-USB [6], que hacía posible la utilización del “driver USB”. Dicho driver también se utiliza para nuestro Boot-loader. Con el Minimod18 también pueden desarrollarse con éxito otros muchos pro-yectos que simulen por software un disposi-tivo USB (entre otros, un teclado de PC).La alimentación se obtiene alternativamente mediante el USB o en el pin 2 del puerto SPI/ISP K3. El Minimod18 consume él solo unos 60 mA, principalmente por la retroilumina-ción del LCD. Si éste opera sin un PC, puede utilizarse una fuente de alimentación de 5 V con conector USB, que son fáciles de encontrar.

…y otros puertosPara poder controlar los periféricos exter-nos, nos servimos de un puerto SPI están-dar, soportado por el hardware de Atmel. El puente de soldadura J1 puede desoldarse con el propósito de programación o del ISP. Los pines pueden también encontrarse como entradas/salidas digitales individua-les, PB3, PB4 y PB5 están conectados con pin 4, pin 1 y pin 3 de K3.Tres entradas ADC, ADC6, ADC7 y ADC0 (PC0) están disponibles en K1 en los pines 3,

Figura 3. Con el software gratuito para PC AVR-Dude se programael microcontrolador en un instante.

Figura 4. El display alfanumérico posee retroiluminación LED.

MICROCONTROLADOR

37elektor 02-2010

4 y 5. Gracias a ellos el Minimod18 tiene acceso al mundo de la electrónica analó-gica. También está disponible la salida PWM de la controladora (PD3) en el conector K1, la cual se encuentra en el pin 6. Ésta puede utilizarse alternativamente como entrada de interrupciones (INT1).Las conexiones pueden utilizarse por sepa-rado (de 6 y 10 pines), para conectar peri-féricos mediante cable plano. Sin embargo, también es posible montar todo el hard-ware adicional sobre una tarjeta con un conector de 10x2 y conectarla directamente al Minimod18.La conexión AREF, utilizada para las refe-rencias de tensión externas, también se

encuentra accesible en el pin 1 de K1. No se incluye un jumper a VCC como en la Test-board, pues el ATmega ya ofrece interna-mente la posibilidad de utilizar la tensión de funcionamiento (AVCC) como referencia.Además, en el Minimod18 podemos encon-trar dos pulsadores, S1 y S2, que utilizan las resistencias de pull-up internas del ATmega. S1 (izquierda) está en PB1 y S2 (derecha) en PB0.Con la EEPROM “on-board” IC1 de 64 kB dis-ponemos de suficiente espacio como para utilizar el Minimod18, por ejemplo, como registrador de datos. La EEPROM 24C512 está conectada vía I²C, y puede accederse a ella directamente desde BASCOM. Con gcc

se puede utilizar fácilmente la librería I²C incorporada.El montaje completo sigue las especifica-ciones de Atmel. Se utiliza un oscilador de cuarzo externo de 16 MHz como reloj, una resistencia de pull-up de 10 kΩ en la entrada de Reset y un condensador de acoplamiento de 100 nF para la fuente de alimentación. La entrada de AREF incluye otro conden-sador externo de 100 nF y AVCC se conecta mediante una inductancia de 10 µH y un condensador a VCC.

Primer programaEl controlador utilizado en el módulo LCD es compatible con el extendido HD44780. Para

L1

10uH

+5V

C4

100n

C5

100n

X1

C1

22p

C2

22p

R6

10k

C3

100n

ATMEGA328P-AU

PC6(RESET)

XTAL1 XTAL2

IC2

AREF AVCC

ADC7

ADC6

AGND

PD0

GNDGND

VCC

PD1

PD2

PD3

PD4

PD5

PD6

PD7

PC4

PC3

PC2

PC1

PC0

PB0

PB1

PB2

PB3/MOSI

PB4/MISO

PB5/SCK

PC5

VCC

10

11

19

27

26

25

24

23

20 18

12

13

14

15

16

17

22

30

31

32

28

21

29

58

9

3

4

7

1

2

6

S2 S1

K3

12

34

56

JP1R368R

R468R

D1

3V6

D2

3V6

R5

2k2

C6

100n

+5V

24C512

IC1

SDA

SCL

VCC

GND

A0

A1

A2

WP1

5

6

2

3

7

8

4

R1

2k2

R2

2k2

+5V

LCD1

GN

D

VC

C

R/W

EADIPS082-HNLED

VE

E

RS

D0

D1

D2

10

D3

11

D4

12

D5

13

D6

14

D7

1 2 3 4 5 6

E

7 8 9

10kP1

+5V

K2

+5V

GND

D-

D+

1

2

3

4

USB-B

SPI/ISP

12

34

56

78

910

K1

ADC

+5V

MISO

SCK

MOSI

090773 - 11

16MHz

Figura 5. Varios pines del ATmega están disponibles desde un conector.

MICROCONTROLADOR

38 02-2010 elektor

programar en C se encuentran en Internet varias librerías de control para LCDs, en las cuales sólo hemos de configurar los pines correspondientes. Con el fin de obtener la máxima compatibilidad, la entrada R/W del módulo LCD se ha conectado a PC3. Así podrá preguntarse directamente a la “Busy-Flag” del controlador, lo que hacen la mayo-ría de las librerías. BASCOM no contempla específicamente el uso de esta entrada, y se asume que dicho pin está conectado fijo a GND. Debemos poner PC3 a nivel bajo antes de comenzar con la configuración del módulo LCD. En BASCOM esto se logra con “$initmicro”. El programa de ejemplo en el código “Hola Mundo” muestra como el

LCD responde en BASCOM. Puede descar-garse desde la página de proyecto de este artículo [7].

¿Y ahora qué tal?Ahora con este pequeño módulo universal será posible desarrollar nuestras propias aplicaciones. Montamos nuestro circuito en una pequeña tarjeta perforada, “flashea-mos” el Minimod18 con un cable USB están-dar, conectamos el circuito, ¡y listo!Pero bajo ningún concepto dejamos solos a nuestros lectores. Para el Minimod18 se encuentran actualmente dos aplicaciones en desarrollo, las cuales presentaremos en breve. El primero se trata de un cargador universal de

baterías al que sólo falta añadir la electrónica de potencia en una tarjeta adicional. El otro, una estación meteorológica con datalogger y radio-sensores. Aparte, el Minimod18 también será capaz de mostrar los datos en el display. E incluso más, podemos “rememorar” la mayo-ría de proyectos anteriores del ATM18 con el Minimod18. Normalmente sólo se necesitan adicionalmente algunos ligeros cambios en cuanto al hardware (configuración de pines, control del LCD).Sin embargo, no se dejará de lado a la anterior Testboard, sino que en un futuro próximo ocupará algún que otro proyecto más.

(090773)

Código “Hola Mundo”

$regfile = “m328pdef.dat” ‘ specify the used micro $crystal = 16000000 ‘ used crystal frequency $baud = 19200 ‘ use baud rate $hwstack = 32 ‘ default use 32 for the

hardware stack $swstack = 10 ‘ default use 10 for the SW stack $framesize = 40 ‘ default use 40 for the frame

space $initmicro ‘ run subroutine _init_microConfig Lcdpin = Pin , Db4 = Portd.4 , Db5 = Portd.5 , Db6 = Portd.6 , Db7 = Portd.7 , E = Portc.1 , Rs = Portc.2 Config Lcd = 16 * 2 ‘configure lcd screen, 8*2 not

available ClsLcd “Hello” Lowerline Lcd “World” End ‘end program

_init_micro: Ddrc.3 = 1 Portc.3 = 0 ‘LCD: R/W low Return

Asignación de pinesde la ATmega

PB0,1: Pulsadores 1, 2

PB2-5: Puerto ISP/SPI

PC0: ADC0 / I/O digital

PC1: LCD E

PC2: LCD RS

PC3: LCD RW

PC4,5: Puerto I²C (EEPROM externa)

PC6: Reset

PD0-2: Puerto USB/RS232

PD3: PWM/INT1/ I/O digital

PD4-7: LCD D4-7

AVCC, AREF, ADC6,7 para conversión AD

Enlaces

[1] http://es.wikipedia.org/wiki/KIM-1

[2] www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/8161S.pdf

[3] www.obdev.at/products/vusb/usbasploader.html

[4] www.lcd-module.com/deu/pdf/doma/dips082.pdf


[6] http://vusb.wikidot.com


[8] http://computermuseum.informatik.uni-stuttgart.de

MICROCONTROLADOR

39elektor 02-2010

LABC

ENTE

R

Ton Giesberts (Laboratorio Elektor) y Thijs Beckers (redacción NL)

Se acercaba la fecha de la feria de Elektor Live 2009. Ton Giesberts trabajaba durante las semanas previas al evento en el laboratorio de Elektor en el diseño, medición, pruebas y construcción de bas-tantes “PA portátiles” (como los llamábamos internamente) des-tinados a ayudar a los ponentes del evento. Se necesitaban ensam-blar a mano 10 unidades. Durante la fase de soldadura de las pla-cas, hechas en gran parte con componentes SMD, ¡venia muy bien el horno SMD y las manos adicionales de los practicantes!Para que las cajitas ayudaran a que los ponentes se hicieran entender mejor, tuvimos la idea de amplificar más las frecuen-cias más altas de modo que la inteligibilidad aumentase y la voz sonara más clara. Esto lo conseguimos. La curva superior mues-tra la respuesta en frecuencia del circuito sin desplazador de fre-cuencias, por tanto sólo con el preamplificador de micrófono en combinación con la etapa de potencia. La curva de frecuencias sube unos 7,5 dB sobre todo el ancho de banda que va desde ±200 Hz hasta ±5 kHz. Para la curva del medio se ha colocado entremedias el desplazador de frecuencias y así vemos la curva de frecuencias de las cajitas tal y como las utilizábamos en el evento Live que fueron construidas a todo trapo.También hemos realizado otra vez, gracias a la amplia “prueba práctica” del evento Live en el laboratorio, unas pruebas, donde primero utilizábamos el desplazador de frecuencias y después lo eliminamos mediante el puente entre K1 y K2 (ver esquema en el artículo correspondiente en otra parte de esta edición). Aquí teníamos la impresión de que el acople empezaba más o menos con el mismo volumen con o sin desplazador de frecuen-cias, sólo que sonaba un poco diferente. Claro que esto era un resultado un poco extraño, ya que la teoría que hay detrás del circuito de anti-realimentación es bastante sólida. Como la frecuencia de acoplamiento era bastante alta, hemos adaptado los filtros del amplificador de micrófono y de potencia y los hemos dimensionado para que tuvieran una característica de filtrado recta en vez de una de subida. La curva de frecuen-cias se parecía entonces a la de la figura inferior. Para los filtros optamos por los Butterworth.Al comparar la caja adaptada con la caja “original” se desprendió un resultado positivo. Quiere decir que a nivel auditivo se podía subir más el volumen de la caja adaptada que el de la caja origi-nal, antes de que empezara el acoplamiento. Por tanto, diseño aprobado. Aparte de estas adaptaciones de los filtros, hemos experimen-tado también con el desplazador de frecuencias. Un desplaza-miento hacia abajo (la señal se desplazaba en frecuencia hacia abajo en comparación con la original) proporcionaba un peor resultado que un desplazamiento hacia arriba. Esta última medida hacía que el sonido sonara más claro, simplemente por-que todas las frecuencias se reproducían de forma más alta. El resultado de los experimentos ha sido el dimensionado de los filtros utilizado para la caja adaptada, también la versión es como esa que se puede encontrar en el artículo de esta edición. Tenemos la impresión de que el volumen del altavoz de esta ver-sión podía ser más alto sin que apareciese el acople. El sonido es como mínimo más lleno, pero debido a eso ha disminuido clari-dad de la voz. Si lo podemos llamar una mejora es por supuesto subjetivo, pero a nosotros nos parece que vale la pena.

Para quien quiera experimentar uno mismo con el dimensio-nado de los filtros en la placa amplificadora de micrófono/potencia, presentamos aquí los valores de los componentes que difieren de los originales para la característica de amplitud de subida que elegimos en primera instancia:

R5 = 2k2 R6 = 6k8R7 = 12 k C2 = 100 nC5,C6,C7 = 100 n C12 = 22 nC13 = 1 n

(091048)

Qué suene al máximo

-39

+6

-36

-33

-30

-27

-24

-21

-18

-15

-12

-9

-6

-3

+0

+3

dBr

A

20 20k50 100 200 500 1k 2k 5k 10k

Hz 091048-11

-42

+3

-39

-36

-33

-30

-27

-24

-21

-18

-15

-12

-9

-6

-3

+0

dBr A

20 20k50 100 200 500 1k 2k 5k 10k

Hz 091048-12

-39

+6

-36

-33

-30

-27

-24

-21

-18

-15

-12

-9

-6

-3

+0

+3

dBr

A

20 20k50 100 200 500 1k 2k 5k 10k

Hz 091048-13

40 02-2010 elektor

LABC

ENTE

RLA

BCEN

TER

La mayoría de electrónicos se las apañan muy bien cuando se trata de encontrar el transistor adecuado, calcular el valor exacto de un condensador o conectar integrados lógicos de la forma deseada. Después, el circuito se monta rápidamente en una protoboard o se suelda en una tarjeta perforada. Pero para muchos aficionados a la electrónica, diseñar la tarjeta adecuada no es tarea fácil. Tendremos que poner atención en el orden de un determinado número de componentes, guardando las mínimas distancias y tamaños de los nodos de soldadura, entre otras cosas.Pero que no cunda el pánico, diseñar una tarjeta no significa hacer brujería. En el laboratorio de Elektor se desarrollan cada año varias docenas de “PCBs”, tanto para montaje SMD como convencionales. Los integrantes y el jefe de laboratorio, Antoine Authier, opinan que Altium Designer resulta un buen entorno de CAD, con complejas simulaciones y un cómodo sistema de tra-zado automático de pistas. Sin embargo, algunas de estas fun-

ciones rara vez se utilizan, como dice Chris Vossen, que super-visa en el laboratorio todos los proyectos sobre microcontrola-dores y técnicas de medida, “Cuando ordeno los componentes, intento transferir a la tarjeta según los distintos grupos funcio-nales del esquema”, en palabras de Chris. La fuente de alimen-tación, el microcontrolador con su necesario circuito adicional y toda la electrónica analógica son los grupos de componentes, que uno sólo ha de fragmentar en contadas ocasiones. Altium permite marcar muchos componentes simultáneamente en el esquema (ver la imagen), después en la tarjeta éstos pueden moverse en conjunto. Pero incluso ordenando manualmente cada componente individual, Chris es casi igual de rápido.Más importante es otra característica del entorno CAD: la con-figuración de la distancia entre pistas (traces), entre los propios nodos de soldadura (pads) y finalmente entre pistas y nodos. En la vista de tarjeta en Altium Designer se simbolizan con colo-res, conservándose todos los requerimientos también en el tra-

zado manual. Con este programa tal función es interactiva, en muchos otros programas de CAD la comprobación del diseño se reduce a pulsar un botón.En las tarjetas SMD que se ofrecen total o parcialmente mon-tadas en la tienda Elektor, el desarrollador ha de guardar una distancia mínima de 0,15 mm. Las especificaciones del fabri-cante de tarjetas Eurocircuits suscriben las utilizadas por Elektor en la “Class 6” [1]. “En las tarjetas para montaje propio subo la distancia hasta 0,3 mm, para que los lectores lo tengan más fácil”, dice Chris. Para muchos de los componentes comunes, los miembros del laboratorio Elektor han incrementado en las librerías el tamaño de los pads hasta a 2 mm y más, lo que faci-lita el posterior montaje.“Si no se trata de una tarjeta especialmente pequeña, también pongo las pistas un poco más grandes de lo habitual”, explica Chris. En el caso del “Ojo mágico con USB” [2] (ver la imagen) generalmente son de 0,7 mm. Las excepciones son las líneas

que se encuentran entre dos pines del microcontrolador, que se reducen manualmente un poco. Si se dan altas corrientes, Chris recurre a programas de cálculo gratuitos en Internet, como por ejemplo el de [3]. Aquí pueden configurarse parámetros como el espesor de la capa de cobre (en Eurocircuits suele ser de 35 µm), la corriente, la tensión de pico y demás.Si el diseño de tarjetas forma parte del trabajo diario, natural-mente se acumula mucha experiencia. Los desarrolladores y redactores de Elektor han recopilado una lista de consejos sobre colocación de componentes, trazado y más.

(090873)

[1] www.eurocircuits.de/images/stories/klassifizierung%20januar%202009.pdf

[2] www.elektor.es/090788[3] http://desmith.net/NMdS/Electronics/TraceWidth.html

¡Diseñar tarjetas no es practicar brujería!

41elektor 02-2010

Consejos para el diseño de tarjetasSi no se trata de un diseño especialmente compacto, y ha de •ser montado manualmente, la mejor opción son los clásicos componentes convencionales. En estos casos podemos utilizar los propios pines del componente como pistas...

…pero con componentes SMD en tarjetas obtenidas por •corrosión pueden ahorrarse un montón de taladros. También se cumplen mejor algunas especificaciones, como pistas de tamaño muy reducido, las pequeñas superficies con espiras y otras.

En cuanto a la colocación de los componentes uno ha de •pensar no sólo en que el montaje resulte fácil, sino a que su comprobación también lo sea. ¡Igualmente pasa con los puntos de test!

Los interruptores, pulsadores, conectores, LED y demás •componentes que forman el interfaz de usuario deben estar naturalmente hacia el exterior. Todo aquello que tenga que estar accesible posteriormente ha de encontrarse en la cara superior de la tarjeta.

Los componentes que deban ser conectados con una determinada •polaridad han de estar orientados lo antes posible.

El trazado manual es preferible al automático. Sin embargo, éste •puede ser útil para descubrir “cuellos de botella” y otros puntos críticos.

Las líneas de bus han de estar juntas.•

Cuando sea posible, debemos separar la parte analógica del •circuito de la digital.

En las tarjetas multicapa pueden separarse las pistas de señal, de •modo que una capa albergue las verticales y otra las horizontales.

Si fuera posible, se debe reservar una superficie o capa •exclusivamente para una masa continua. Esto no es recomendable sólo en algunos casos excepcionales, como por ejemplo utilizando amplificadores operacionales “high-speed”.

Las pistas con altas corrientes no deben encontrarse cerca de •sensores sensibles o similares.

¡Las altas tensiones o de red no son para principiantes! •Normalmente se hace así: entre una pista que tenga tensión de red y otra pista o la carcasa se utiliza protección de clase I con una distancia de por lo menos 3 mm. En la protección de nivel II se dejan por lo menos 6 mm (entre las pistas con tensión de red y la carcasa, así como entre las pistas con tensión de red y otras de la parte de baja tensión del circuito).

En las pistas de masa ha de prestarse la misma atención que •con las de alimentación. Los ruidos electromagnéticos pueden minimizarse si separamos en paralelo las pistas de alimentación de las de masa (o mejor si se separan en una tarjeta de doble cara).

¡Si es posible, que los ángulos sean como mucho de 45°! ¡Los •ángulos agudos entre las pistas y los pads también deben evitarse!

Al trazar las pistas, ¡nunca se dé por vencido! Muchas tarjetas •pueden parecer al principio “intrazables”, pero posteriormente en la mayoría de ellas hasta nos sobrará espacio.

Si algo no está quedando como nos gustaría, lo ideal es volver dos •o tres pasos hacia atrás y buscar otra solución.

Los grupos funcionales del circuito han de conectarse primero •internamente, y luego interconectarse entre ellos.

Las pistas cortas son preferibles a las largas. Las conexiones con •alta impedancia son más vulnerables al ruido, y por ello deben ser especialmente cortas.

Allí donde las pistas formen una espira, la superficie ha de ser •mínima.

Los condensadores de desacoplo han de encontrarse lo más cerca •posible de la parte del circuito que ha de ser desacoplada.

Las pistas de señal han de trazarse primero (antes las cortas, •después las largas). Excepción: si la fuente de alimentación es especialmente crítica.

Uno debe prestar atención a las especificaciones del fabricante •de la tarjeta a toda costa, para evitar sorpresas desagradables.

Si se utiliza software para evaluar tales requerimientos, éste •debe ejecutarse muchas veces en las distintas fases del diseño.

Ni hablar de 0,1” (alrededor de 3 mm) como borde para la tarjeta •en cuanto a montaje.

Si se van a montar con máquina, hemos de establecer como •mínimo tres puntos de posición (locators).

¡No olvidar los taladros para la sujeción!•

En los textos no hemos de prescindir de: polaridades, tensiones, •funciones en la tarjeta, fecha o número de la versión...

¡Debemos comprobar las veces que haga falta que los •componentes realmente caben!

Finalmente, nos tomaremos nuestro tiempo para reordenar un •poco y optimizar el conjunto.

42 02-2010 elektor

LABC

ENTE

R

Jens Nickel (Alemania)

El personal del laboratorio de Elektor es una buena mezcla de jóvenes desarrolladores y otros “más curtidos”. A estos últimos pertenece Ton Giesberts, que lleva más de 20 años en Elektor. El punto fuerte de Ton son los proyectos de audio complicados, y en casi todo lo que ha tenido buen sonido en estas dos últimas décadas en Elektor, él ha estado como poco, involucrado. Por ello, no es de extrañar que para Ton los “déjà vus” sean algo común. El “equipo PA” portátil (de esta edición) [1] se añade a esta lista. En el circuito se utiliza un amplificador clase D MAX9768 del fabricante Maxim, en el cual, según las notas de aplicación, la tensión de alimentación de la etapa de salida integrada ha de desacoplarse mediante cuatro condensadores. En cada caso se conectan en paralelo un condensador de 33 µF y otro de 1 µF en ambos pines de la tensión nominal, para cubrir un ancho de

banda mayor. “Probablemente aquí dentro haya dos etapas de salida”, explicando así Ton que los pines de alimentación estén duplicados. El diseño le recordó de repente al “conversor de velo-cidad de muestreo a 96 kHz” de la edición de abril de 2001 [2]. En aquel entonces se recomendaban dos tríos de condensadores, cada uno de ellos formado por uno de 1 µF, otro de 100 nF y otro de 1 nF. Si uno echa un vistazo a la foto del prototipo, reconocerá los tres tamaños distintos de SMD en cada cara del integrado con-versor CS8420. “Si el fabricante recomienda un montaje de este tipo, entonces debemos depender de él”, aconseja Ton. “E incluso cuando se pide un condensador de baja ESR o de un tipo de carga por corriente, ¡esto nunca ocurre sin razón!”El hecho de que en los condensadores electrolíticos tengamos que prestar atención no sólo a la rigidez de dieléctrico, si no tam-bién a su capacidad de carga, lo aprendió Ton por experiencia propia una vez. Uno de sus diseños tempranos para Elektor era un convertidor de tensión continua de 650 W para el amplificador de audio para coche “Car Booster”, que apareció en la edición de octubre/noviembre de 1994. “Para C18 y C19 primero utilicé los

conocidos condensadores electrolíticos radiales de 10.000 µF”, cita el ingeniero. “Con la primera prueba de estabilidad estaba terriblemente asustado. Esas ‘cosas’ estaban tan calientes que podía sentir la temperatura incluso a cierta distancia...”No pasó mucho tiempo, hasta que los condensadores electrolí-ticos estallaron con un estruendo en los oídos del joven desarro-llador. Rápidamente fueron sustituidos por unos condensadores “Sikurel” de 8.800 µF de Siemens, y éstos figuraron finalmente en la lista de materiales del artículo publicado.Mucho más pequeños eran los condensadores que ahorra-ron a Ton alrededor de un año de trabajo en desarrollo. El Gigante 2000 –un amplificador mono de salida simétrica, que montado en puente podía ofrecer una potencia sonora de hasta 2 Kilowatios– fue uno de los diseños de Elektor más elaborados jamás realizados [3]. Incorporaba nada menos que 52 transis-tores, algunos de ellos encargados directamente a las oficinas

principales de Avera en Japón. Tras montar la tarjeta de 25 x 10 cm, Ton tuvo un repentino shock: “la salida según la hemos diseñado está pasando tanto de +70, como de -70 voltios”. En seguida vio que había algo oscilando terriblemente, y encima con alta frecuencia, de modo que el amplificador de tensión no estaba funcionando bien. Podemos fácilmente imaginar que Ton no pasó la noche siguiente demasiado tranquilo...¡Pero por suerte existían esos pequeños condensadores de 100 pF, que ya habían salvado más de un diseño! Con la ayuda de un osciloscopio, el desarrollador de Elektor eliminó definitivamente las oscilaciones. Después, se utilizaron los pequeños componen-tes –a pesar de que todavía estaban por probar. Con uno de estos pequeños condensadores en cada cara del circuito simétrico nuestro desarrollador no tuvo éxito todavía, pero una vez añadi-dos cuatro en ciertos puntos, ¡todo funcionó perfectamente!

(090876)

[1] www.elektor.de/090675[2] www.elektor.de/010014[3] www.elektor.de/990001

¡Ups, esto oscila!

R5615R

C28

470u 100V

C30

47u63V

C34

470u100V

C10

100u

25V

C29

220n

C33

220n

C32

2u263V

R62

330R

R57

15k

R58

270R

R60

22R

R61

22R

R59

5k6

R63

15k

R64

12k

R5

330R

5k

P4

D8

30V

1W3

D9

39V

1W3

D10

1N4004T43

BF

T44BF256A

T45BC

T46

C31

15n

T47

BD712

245A

250R

P2

T5

T1

D1C6

220u25V

T7

BF

R4

22R

T3

T9

BF871

T2

R16

150

R12

22R

R14

R13

1k00

C4

2n2

C16

100p

C8

100n

C20

100p

D4

5V6

0W5

T11

R18

270R

R19

10k

1W

D5

15V1W3

C9

100n

T13

BF256C

R22

3k3

1W

C1

2u2

R2562R

Re1

V23042-A2003-B101R8

1

R9

390R

P1

JP1

R10470R

C3

1nR11

470R

R24

68R

T15

T21

R25

68R

T16

T22

R26

68R

T17

T23

C21

100p

C17

100p

T27

C15

100n

R33

220R

R34470R

500R

P3

R31

22k

R30

R

R38

150R

R45

0R22

T35

R46

0R22

T36

R47

0R22

T37

R48

0R22

T38

R49

0R22

R50

0R22

R51

0R22

R52

0R22

R36

560R

R39

10R

T29

R40

10R

T30

R41

10R

T31

245A

JP2

639

2x

15V

85V

D31N4148

MUTE

+78V

T35...T38=2SC5359

T29...T31=2SC5171

BD

0V83

2V24

20m

V20

mV

38m

V

35V

45m

V45

mV

1V45

53m

V

1V

0V36

39V

39V

1V7

53V

8V4

2mA1

139

T21...T23=MJE340

43elektor 02-2010

TRUCOS DE DISEÑO

LED de control remoto para modelos de RCAl Baur (Israel)

Para hacer volar un avión en la oscu-ridad con un control remoto (RC), es una buena ayuda el disponer de dife-rentes luces de colores en las alas. El uso en las alas de diodos LED rojo y azul de alta intensidad permite añadir una indicación visual de despegue/ate-rrizaje al avión y verlo en la distancia. Cuando se usan sobre helicópteros los LED de diferentes colores, podemos estar seguros que dispararemos las historias de ovnis en las noticias loca-les en pocos días.La mayoría de los transmisores de RC disponen de un canal de reserva para una simple función de encendido/apa-gado (“SWITCH”), que transmite, de manera fija, pulsos de longitudes de 1 ms o 2 ms. Si no fuese así, un canal “normal” también sería adecuado para usarlo con el cir-cuito que mostramos aquí. El circuito, en esencia, consta de tres circuitos integrados. Dos mitades de un CD4538 operan como

generadores de pulsos de longitud fija que son disparados por los pulsos de salida del receptor, donde IC1.A propor-ciona unos pulsos de 1,25 ms e IC1.B, pulsos de 1,75 ms. Dos biestables en un encapsulado 4013, IC2.A e IC2.B, com-paran los pulsos de referencia con los obtenidos por el receptor, que son, bien de 1 ms o bien de 2 ms para un canal de tipo “encendido/apagado’, o variar de longitud entre 1 ms y 2 ms, en un canal “normal”. Cada biestable alterna sus salidas Q y Q en función del resul-tado de la comparación de dicha longi-tud. Usando la puerta IC3.A el circuito proporciona un pulso de 1,5 ms si no se detecta un pulso de 1 ms o uno de 2 ms, lo que añade una tercera salida

digital. A menos que estemos utilizando LED de corriente muy baja (no recomendado), los LED rojo y azul del ala deben estar conec-tados a través de transistores controladores.

(081145)

P C B S e r v i c e

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IC1.A+T

-T

CXRC4

5

6Q

7Q

1

3

R

2

IC1.B+T

-T

CXRC12

11

10Q

9Q

15

13

R

14

C1

15n

C2

15n

100k

P1R110k

100k

P2R210k

IC2.A3 C

6S

5 D

4R

1

2

IC2.B11 C

8S

9 D

10R

13

12

8

910

IC3.C

&1

23

IC3.A

&12

1311

IC3.D

&

+5V

5 6

4

IC3.B&

IC116

8

C3

100nIC214

7

IC314

7

C4

100n

C5

100n

1.25ms

1.75ms

IC1 = CD4538IC2 = 4013IC3 = CD4093

081145 - 11

1ms

2ms

1.5ms

44 02-2010 elektor

FUENTE DE ALIMENTACIÓN

Comprobador de bateríasMedidor de carga: de 1 a 10 células, máx. 10 A

En principio es relativamente simple deter-minar la carga de una batería durante su descarga:La carga es la integral de la corriente de des-carga en función del tiempo, considerando una célula completamente cargada y de un determinado tipo (NiCd, NiMH, LiIon, etc.) que se descarga a una tensión específica. En la práctica se descarga una célula, se mide la corriente en un intervalo de tiempo lo suficientemente corto, como para suponer que la exactitud en la medida no cambia, se suman esas corrientes y se convierten a la unidad común, los [mAh]. La descarga se finaliza cuando se alcanza la tensión de descarga final.

CriteriosPara elegir las baterías que componen un pack, lamentablemente no basta con la carga total. Como poco es igual de impor-tante la resistencia interna, que se obtiene de la relación entre la diferencia de poten-cial y la tensión en descarga, y la tensión y corriente de carga. También es interesante a qué corriente y con qué determinada carga la célula alcanza la tensión de descarga final. El comprobador de baterías utiliza para este método de medida el modo en “Constant Voltaje”, del cual puede encontrarse más en el capítulo sobre software.Para poder cargar células adecuada y efi-cientemente, debe de ser posible que

la corriente de descarga sea de por lo menos 10 A. Los packs de baterías comu-nes rara vez tienen más de diez células NiCd o NiMH, de modo que con un mar-gen de tensiones de 0 a 12 V es suficiente. El interfaz de usuario incluye un LCD de 2x16 caracteres, un Duo-LED (rojo, amari-llo, verde), cuatro pulsadores y un puerto EIA232 para su configuración y control. La medida de la tensión en baterías se lleva a cabo mediante puertos separados, con lo que los resultados no se ven fal-seados por las caídas de tensión en cada uno de dichos puertos. Con las mayores corrientes de medida posibles esto resulta inevitable.

Rüdiger Britzen (Alemania)

Un pack de baterías es en realidad tan bueno como lo sea su célula más débil. Con el comprobador

de baterías inteligente puede determinarse la carga de cada una de las células, y basándonos en esto,

juntarlas para formar el pack óptimo. Para ello no sólo es importante medir la carga, sino también la

resistencia interna de las células.

45elektor 02-2010


Figura 1. Esquema de circuito del comprobador de baterías. La batería testeada se representa dos veces, pues existen conexiones y puertos separados para el circuito de descarga y la medida de tensión.

X2

32768Hz

MAX232

T1OUT

T2OUT

R1OUT

R2OUT

R1IN

IC6

T1IN

T2IN

R2IN

C1Ð

C1+

C2+

C2Ð

11

12

10

13

14

15

16 V+

V-

7

89

3

1

4

5

2

6

C13

1u16V

C16

1u16V

C17

1u16V

C141u

16V

C15

1u16V

+5V

K4

+5V

L1

100uH

R13

2k2

R1

10k

LT1009

D1

10k

P1

C11

100n

C9

100n

R910k

R810k

R710k

R1010k

R610k

R410k

R310k

R210k

R1510k

R1710k

R1610k

X1

8MHz

NCTS

14

8

7

1

+5V

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

K6

R14

150R

R39

150R

K5

10

1112

1314

1516

12

34

56

78

9

+5V

T1BC337-40 R30

150R

R31

1k

R26

10k

R27

10k

P2

2k5

R22

10k

R29

10k

R28

10k

PB2(INT2/AIN0)

PB3(OC0/AIN1)

PB0(XCK/T0)

(TOSC1)PC6

(TOSC2)PC7

PB5(MOSI)

PB6(MISO)

PD2(INT0)

PD3(INT1)

PD4(OC1B)

PD5(OC1A)

PD6(ICP1)

(ADC7)PA7

(ADC6)PA6

(ADC5)PA5

(ADC4)PA4

(ADC3)PA3

(ADC2)PA2

(ADC1)PA1

(ADC0)PA0

ATmega32

PB7(SCK)

PD0(RXD)

PD1(TXD)

(OC2)PD7(SCL)PC0

(SDA)PC1

(TCK)PC2

(TMS)PC3

(TDO)PC4

(TDI)PC5

PB1(T1)

PB4(SS)

XTAL1 XTAL2

IC5

AVCCAREF

RST

GND

VCC

GND

1211

10

13 31

3032

14

15

16

17

18

19

20

2122

23

24

25

26

27

28

29

33

34

35

36

37

38

39

401

2

3

4

5

6

7

8

9

13

12

14IC4.DR19

10k

R20

2k5

R21

10k

C18

10n

2

3

1IC4.A

R11

1k

C8

10n

R12

1k

K8

R5

4k

+5V

K9

T5

BD679

D2

1N4004

C12

100n

+12V

R18

1k

FAN

12V

M

T4

IRFP064N

R34

100R

9

10

8IC4.C

6

5

7IC4.B

R23

10k

C19

10n

R25

2k5

R37

470R

T2

BC337-40

T3

BC337-40

R2410k

R40

1k

R33

10k

R36

47k

C21

10n

R PTC

KTY-81

ΘΘΘΘ+

R38

50m

R

R35

5k6

C20

100u 16V

R32

47k

6A3

F3

6A3

F2

K7-2

K7-1+10V

LC DISPLAY 2 x 16

LCD1V

SS

VD

D

R/W

VO

RS

D0

D1

D2

10

D3

11

D4

12

D5

13

D6

14

D7

15 161 2 3 4 5 6

E

7 8 9

A K

10

1112

1314

1516

12

34

56

78

9

IC411

4 C10

100n

+10V

071131 - 11

1

2

3

4

5

6

7

8

9

SUB-D9

B1

DB104G

TR1

EI 38/13.64VA

K1315mA

F1

7805

IC1

7810

IC2

7812

IC3

C1

1000u63V

C2

100n

C4

100n

C6

100n

C5

47u 25V

C3

47u 25V

C7

47u 25V

3

4

K2

1

2

3

4

K3

1

2

+12V

+10V

+5V

3 4

1 2

OKBACK UP DOWN

6

DUO LED

5

7

910

8

K6

IC4 = TL084P

S-DOWN

S-BACK

S-UP

S-OK

LED

LED

D0

D1

D2

D3

E

RW

RS

LCD

RX

TX

*

*

*

46 02-2010 elektor


CircuitoEl comprobador de baterías necesita inter-namente tres tensiones, que se obtienen mediante la fuente de alimentación mos-trada en la figura 1 con TR1, F1, B1, C1, IC1, IC2 e IC3, con sus correspondientes conden-sadores de desacoplo: 5 V para el microcon-trolador y el display, 10 V para el regulador de corriente y 12 V para el ventilador.Como ocurre a menudo, el núcleo del cir-cuito lo forma un microcontrolador (IC5). Sus periféricos son el generador de pulsos a 8 MHz X1, la fuente de tensión de precisión a 2,56 V D1 como referencia para el conversor A/D interno, el cuarzo de reloj X2 y el ampli-ficador operacional cuádruple IC4.IC4.A sirve de amplificador de medida para la sonda PTC conectada en K8, que actúa de sensor de temperatura. El operacional está conectado como amplificador no inversor, y amplifica la caída de tensión en la PTC con ganancia dos. IC4.B también es un amplificador no inver-sor y multiplica por cinco la caída de ten-sión en la resistencia de precisión R38, que es directamente proporcional a la corriente de descarga.IC4.D actúa de buffer con la tensión de la batería, previamente reducida en factor 1:5 mediante un divisor de tensión (R19/R20). En el esquema de circuito, la batería a tes-tear se ha representado dos veces, una vez en K6 (pines 8 y 10) para la medida de la tensión y otra en K7 para la descarga. Así se muestran los puertos de medida para la ten-sión separados (en K6), que se nombraron anteriormente, que conducen directamente a las conexiones de la batería. Se trata tan sólo de la misma y única batería.IC4.C forma el auténtico regulador de corriente. En su entrada no inversora se encuentra la tensión continua suavizada mediante un paso bajo (C20/R35), que se corresponde con un décimo de la tensión PWM en PD4 (pin 18) del microcontrolador, habiendo sido reducida por un divisor (R32/R35). La salida del amplificador operacional está conectada mediante R33 con la base de T2, cuyo emisor está a su vez conectado mediante el divisor de corriente (R34/R37) con la puerta del FET de potencia T4. El dimensionamiento de R33, R34 y R37, así como la amplificación en corriente mínima de T2, en combinación con la capacidad en

CaracterísticasRango de tensiones de 0 a 12 V (de 0 a 10 baterías NiCd o NiMH)•Corriente de descarga de hasta 10 A•Medida de la resistencia interna al inicio de la rutina de descarga (cálculo del valor medio a •partir de diez mediciones)Descarga a corriente constante, con modo a tensión constante subordinado•Muestra los valores reales y especificados de tensión y corriente•Muestra la duración de la descarga, carga total, resistencia interna, temperatura del disipador •y velocidad del ventiladorControl mediante cuatro botones, configuración del número de células, tensión y corriente •de descargaPosibilidad de calibración del conversor A/D y el regulador de corriente PWM•LCD iluminado con 2x16 caracteres•LED de estado•Supervisión de la temperatura del disipador con regulación del ventilador (regulador P)•Puerto serie con para salida de valores y control de equipos (ampliación)•Disipación de potencia máxima de 120 W (con la refrigeración adecuada), limitada en el •software a 40 W (modificable).Descarga gratuita del software y diseños de las tarjetas en www.elektor.es/071131•

Figura 2. En el software en Windows se muestra la configuración y los valores de medida actuales.

00:00:01

118 mAh

236 mAh

354 mAh

472 mAh

590 mAh

708 mAh

826 mAh

944 mAh

1062 mAh

00:05:13 00:10:25 00:15:37 00:20:49 00:26:01 00:31:13 00:36:25071131 - 1300:02:37 00:07:49 00:13:01 00:18:13 00:23:25 00:28:37 00:33:49

Figura 3. Una expansión de software en desarrollo permitirá también archivos de logs y análisis gráficos. Aquí se muestra la carga a través del tiempo.

47elektor 02-2010


la puerta de T4, determinan la velocidad de regulación. En la patilla del drenador de T4 se mide el valor real de la corriente de descarga, mediante una tensión propor-cional en R38 y en R36 en la entrada inver-sora de IC4.C. En la patilla de la fuente hay dos fusibles F2 y F3 (cada uno de 6,3 A, con respuesta lenta), pues si fuesen de 10 A podría sobrecargarse el portafusibles. T3 hace posible una rápida conmutación del regulador de corriente, mientras que la base de T2 se conecta a masa directamente mediante T3.IC6 se inicia acorde con la hoja de caracte-rísticas y convierte los niveles TTL del micro-controlador a niveles aptos para el EIA232.

FirmwareEl software ejecutado en el microcontro-lador está controlado por interrupciones. En el programa principal (main) entre otras cosas, tras un reset se configuran e iniciali-zan las entradas, salidas y timers (Initialize, RefreshLCD). Posteriormente se entra en un bucle infinito, del que reacciona y actua-liza las salidas al desbordarse el timer del reloj de cuarzo (cada 250 ms), al pulsarse una tecla o al recibirse un paquete de datos completo.Timer 0 genera interrupciones con una frecuencia de 488,28 Hz, en las cuales se muestrean las teclas y se filtran los rebo-tes. Los timers 1A y 1B están configurados como generadores PWM según los valores por defecto del regulador de corriente (1B) y para controlar el ventilador (1A). El timer 2 obtiene su pulso de un cuarzo a 32,768 kHz y se desborda cada 250 ms. Como conse-cuencia de ello se envían mediante el puerto EIA232 los datos reales/fijados (corriente, tensión, número de células, carga, tiempo de descarga, etc.) o las características del equipo (curvas características, valores máximos, parámetros del modo en ten-sión constante), así como las llamadas a la función CalculateValues() en el programa principal (mediante el flag de interrupción ClockCrystalTimer).Posteriormente, en CalculateValues() tiene lugar la conversión A/D de la tensión de las baterías, según la caída en el shunt, que es proporcional a la corriente de descarga, y la tensión que cae en la sonda, proporcio-nal a la temperatura del disipador. En fun-

ción de estas tensiones se lleva a cabo la regulación del ventilador, y (si se encuen-tra activo) también la regulación de la descarga y la suma continua de las car-gas. Adicionalmente en esta función se implementa el “Constant Voltage Mode” y la medida de la resistencia interna. Si la temperatura del disipador supera el valor ‘CSMaxTemperatureInCelsius’, se inte-rrumpe la descarga durante el tiempo fijado en ‘CSCoolDownPeriod’.El “Constant Current Mode” permite des-cargar un batería con la corriente de carga deseada (‘SetCurrentIn10mA’) a una ten-sión de referencia determinada (‘SetVoltageIn100mV’+’CSCurrentReductionUDeltaIn100mV’), y después, cuando la tensión (‘MeasuredVoltageIn100mV’) en un tiempo dado (‘CSCurrentReductionTime’) alcanza el valor deseado, la corriente de descarga (‘CSCurrentReductionAmount’) se reduce hasta un valor mínimo (‘CSCurrentReduc-tionMinCurrentIn10mA’), con el cual la bate-ría se descarga finalmente hasta alcanzar la tensión de descarga deseada (‘SetVolta-geIn100mV’). Una curva de descarga seme-jante (corriente respecto del tiempo) mues-tra posteriormente el verdadero potencial de una célula de batería, explicando mucho más que un simple valor de carga.La medida de la resistencia interna de la batería se lleva acabo al iniciarse la des-carga. Primero se mide la tensión en circuito abierto y finalmente la tensión de carga de la batería a una determinada corriente de descarga. Estas medidas se toman en inter-valos de tiempo de un segundo, un total de diez veces. De los valores de resistencia interna calculados, se eliminan en cada caso los dos valores menores y mayores, y con los seis restantes se obtiene un valor medio, el cual se muestra posteriormente en el LCD. Respecto al cálculo de este valor medio, el autor lamenta que en la función “Calcula-teValues()” no sea especialmente fácil de comprender ni tampoco sencilla de imple-mentar. La función “ProcessKey()” forma la máquina de estados del comprobador de baterías. Dependiendo del estado actual, le sigue un cambio de estado u otra reac-ción correspondiente, como resultado de que una interrupción por desbordamiento del timer 0 ha detectado que se ha pulsado una tecla.

La función “RefreshLCD()” entrega el corres-pondiente mensaje al LCD en función del estado actual.

Software en Win32El software en Win32 pone a disposición las funciones básicas para el control del com-probador de baterías y sirve al usuario como plataforma para expansiones de programa propias.El programa muestra los valores fijados para la tensión de las células, corriente de descarga y número de células, así como los valores reales de corriente, tensión, tempe-ratura del disipador, velocidad del ventila-dor, duración de la descarga y carga total (ver la figura 2). Pueden configurarse tanto los valores deseados como la utilización de la “descarga a tensión constante”. Si en el campo de entrada “Reduce Current to %” se introduce un valor inferior a 100, la corriente de descarga se reducirá según el porcentaje fijado, y así cada vez que la ten-sión de célula caiga en el tiempo “Reduce Current after” por debajo del valor “Final Cell Voltage” + “Delta Cell Voltaje”. Esto se repite hasta alcanzar la corriente de des-carga mínima.El estado del equipo se muestra en la barra mediante LED, por colores según corresponda.Tras conectar el comprobador de baterías al PC, primero se selecciona el puerto COM utilizado y se inicializa la comunicación haciendo clic en el botón “Connect”. Si la conexión tiene éxito, todos los campos de entradas, así como el equipo, podrán confi-gurarse y controlarse.El autor está preparando una versión exten-dida del software, para crear archivos de log, un análisis gráfico como el mostrado en la figura 3 y la posibilidad de configurar características adicionales.

ProtocoloPara la comunicación entre el PC y el com-probador de baterías, el autor ha desarro-llado un protocolo, en el que se mandan mensajes de siete bytes de largo y se trans-

Sobre el autorRüdiger Britzen tiene 32 años, estudió electrónica e informática en la Universidad de la Bundeswehr en Munich y trabaja a tiempo completo como ingeniero de sistemas en la industria de defensa. Aparte, trabaja como desarrollador autónomo (Britzen Embedded Systems) de hardware y software.

48 02-2010 elektor


Lista de materialesResistencias:(5 %, 0,25 W, si no se especifican otros)R1 a R4, R6 a R10, R15 a R17, R19, R21 a R24, R26 a R29, R33 = 10 kR5 = 4k02 (1%)R11, R12, R18, R31, R40 = 1 kR13 = 2k2R14, R30, R39 = 150 ΩR20, R25 = 2k49 (1 %)R32, R36 = 47 kR34 = 100 ΩR35 = 5k6R37 = 470 ΩR38 = PBV 0.05 (Isabellenhütte Heusler), 50 mΩ (0,5 %) resistencia de

precisión (por ejemplo Conrad 447382-62)P1 = potenciómetro trimmer de 10 k, horizontalP2 = potenciómetro trimmer de 2k5, vertical

Condensadores:C1 = 1000 µF/63 V, radial, RM 10 mmC2, C4, C6, C9 a C12 = 100 nF/50 V, cerámicoC3, C5, C7 = 47 µF/25 V, radial, RM 2,54 mmC13 a C17 = 1 µF/16 V, radial, RM 2,54 mm C8, C18, C19, C21 = 10 nF cerámicoC20 = 100 µF/16 V, radial, RM 5,08 mm

Inductancias:L1 = 100 µH, inductancia sólida en formato de resistencia

Semiconductores:B1 = DB104G (Taiwan Semiconductor), rectificador en puente, 1 A/400

V (por ejemplo Farnell 706796) D1 = LT1009CLPG4 (TI), referencia de tensión a 2,5 V, TO-92 (por ejem-

plo Farnell 9589724)D2 = 1N4004IC1 = 7805 con disipador de 15 K/WIC2 = 7810IC3 = 7812IC4 = TLC274BCN (TI), DIP-14 con zócaloIC5 = ATmega32-16PU (ATMEL), DIL-40 con zócalo (programado ref.

071131-41*)IC6 = MAX232N (TI), DIP-16 con zócaloT1 a T3 = BC337-40T4 = IRFP064NPBF (International Rectifier, por ejemplo Farnell 8649227)T5 = BD679

Varios:K1 = conector de tarjeta de 2 pines RM 7,5 mmK2, K3, K8, K9 = conector de 2 pines, RM 2,54 mmK4 = conector de 3 pines, RM 2,54 mmK5 = conector de 2x8 pines, RM 2,54 mmK6 = conector de 2x5 pines, RM 2,54 mmK7 = 2 pines de soldadura, diámetro de 1,3 mmLCD1 = 2x16 caracteres, por ejemplo DEM16217 SYH-PY /V (en la tienda

Elektor 030451-72)TR1 = transformador estanco 12 V/ 0,33 A de secundario, por ejemplo

EI38/13.6 4.0 VA (Pulse), Part-Nr.: 038-5414.0 (230 V en el primario), 038-5402.0 (115 V en el primario) o BV EI 382 1191 (HAHN, 230 V en el primario)

X1 = oscilador de cuarzo de 8 MHz, por ejemplo O8M000000L642 (AEL Crystals, Farnell 9509712)

X2 = cuarzo de reloj a 32,768 kHz, encapsulado cilíndricoF1 = fusible 5 x 20 mm, 0,315 A, 250 V, de fusión lenta, incluyendo por-

tafusibles con tapaF2, F3 = fusible 5 x 20 mm, 6,3 A, incluyendo portafusiblesConector Sub-D de 9 pines4 x pulsadores, 1 conexión, para montaje frontal en tarjetaVentilador, 12 V DC, 80 mA, 4 cm x 4 cmKTY 81-122 (NXP), sonda de temperatura PTC, SOD-70Disipador SK 68/50 SA (Fischer Elektronik), 50x46x33 mm, 4,6 K/W

Duo-LED (verde y rojo), 5 mmSilicona térmica para adjuntar el sensor de temperatura al disipadorConector de banana de 4 mm (1 x rojo, 1 x negro)Tarjeta PCB 071131-1* (tarjeta de la fuente de alimentación) y 071131-

2* (tarjeta principal)

*En la tienda Elektor está disponible el kit de montaje 071131-71 con la tarjeta,el microcontrolador programado y todos los componentes (excepto la carcasa). Véase www.elektor.es/071131

1

12

12

1

5

9

7

EI38-3

S1

SEC

P2

P1

2

4

IC4

R12

R18

R23

R5

R34

R21

R36

X1

T2

T3

IC5

IC1

IC2

R37

R33

D2

R3

R4

R6

R7

R2

R1

R8

R9

R10

T5

K6

IC6

IC3

K8

K9

K5

R28

R27

R26

R29

K1

R39R14

C20

R32

R35

R40R24

R15

R16R17

R19

R20

R30

R11

C13C16

C14

C15

R25

C21

T4

X2

K2

K3

C3

C5

C7

C12

K4

R38

D1

R13

P1

R22

F1C

18

C19

C8

C2

C4

C6

C17

C11

C10

T1

R31

F2F3

L1C

9

K7

B1

C1

TR1

P2

Figura 4. Esquema de montaje de la tarjeta de la fuente de alimentación.

49elektor 02-2010


fieren valores de 16 bits (##) con identifica-dores (ID) de 8 bits. La ID está dividida en dos bytes y la carga útil en cuatro bytes, que se completa finalmente con un checksum (CS). La cabecera (RBE_SP16.h) y el paquete (RBE_SP16.c) encapsulan el protocolo mien-tras forman una pila FIFO. El comprobador de baterías envía por defecto cada 250 ms los valores deseados y los reales, o –en caso de requerirse– la configuración ampliada del dispositivo (“Core Settings”, variables que comienzan con “CS”) en un mensaje largo con el correspondiente checksum de cierre (31 Bytes).

Montaje y funcionamientoTanto en la tarjeta principal (figura 4) como en la de la fuente de alimentación (figura 5) se emplean solamente com-ponentes de montaje convencional. En las figuras 6 y 7 pueden verse montadas en las tarjetas de prototipo del laborato-rio Elektor. Las conexiones con diámetro de 1,5 mm2 entre los nodos de K7 y el FET o el shunt han de hacerse con suficiente estaño (en caso de que la tarjeta no esté esmaltada) o mediante un cable de sec-ción grande debidamente soldado (para tarjetas esmaltadas). Es recomendable comprobar las tarjetas por separado, comenzando con la de la fuente de ali-mentación. Además, es estrictamente necesario prestar atención al aislamiento y protección de todas las pistas y compo-nentes que se encuentren a 230 V. El autor recomienda utilizar un transformador ais-lante. En K2 puede medirse si se tienen los valores de tensión correctos.La tarjeta principal debe ponerse en fun-cionamiento con una fuente de tensión de laboratorio con límite de corriente ajustable (alrededor de 100 mA). Así se mostrará algo que ver en el display, de modo que podamos ajustar primero el contraste con P2.Si todo funciona correctamente, podemos pasar a explicar su manejo: se utilizan dos botones (UP, DOWN) para navegar por los menús, el tercer botón (OK) sirve para con-firmar una orden y el cuarto (BACK) cancela una acción.En el primer arranque de la tarjeta de la fuente de alimentación ha de ajustarse la tensión en D1 (o el pin 32 de IC5) mediante P1 a 2,5 V exactos. Después se calibran el

conversor A/D (para la tensión de baterías y de shunt) y el regulador de tensión. Primero se selecciona en el menú de calibración el ADC para la tensión de baterías. Seguida-mente se cortocircuitan las entradas para la medida de dicha tensión (conectadas con los pines 8 y 10 de K6) (=0 V) y confirmamos pulsando un botón. Después el dispositivo preguntará por una tensión de 6 V. Ahora conectamos las entradas de medida en ten-sión con una fuente lo más precisa posible de 6 V, y lo confirmamos de nuevo pulsando una tecla.A continuación se calibra el regulador de corriente. Para ello se conecta una fuente de tensión capaz de entregar 2 A con las entradas de carga (conectadas con K7) del comprobador de baterías, y utilizamos en uno de los puertos un medidor de corriente. Después nos dirigimos a la sección del menú correspondiente y cambiamos con los boto-nes de navegación el valor del PWM y con ello la corriente de carga, hasta que se alcancen 2 A con la mayor precisión posi-ble. Finalmente se calibra el ADC para la tensión del shunt, conectando de nuevo una fuente de tensión capaz de generar 2 A con las entradas de carga, dirigiéndonos a la sección correspondiente del menú y confir-mándola pulsando.Para terminar, los valores de ajuste han de almacenarse en una EEPROM, lo cual se selecciona en el menú “guardar configura-ción”. “Guardar configuración” incluye un “*”, cuando no se ha guardado todavía en la EEPROM la configuración más actual.

En la lista de materiales de este proyecto no se especifica ninguna carcasa. El autor ha utilizado para su prototipo una TEKO CAB 022.9 y el laboratorio de Elektor una Retex Elbox 33030202. Las partes montadas en el frontal (LCD, botones, conectores) han de conectarse mediante cable plano o trenzado con las conexiones de la tarjeta. En ambos conectores de corriente es importante el diámetro del conductor (mín. 1,5 mm2).

Material especialLos portabaterías y cargadores han de soportar corrientes de aproximadamente hasta 3 A. Utilizando portabaterías baratos, a corrientes de descarga de 2,5 A se funde el plástico de los puntos de contacto. Este problema no ocurre con baterías que dis-pongan de solapas de soldadura.Para células individuales sin solapas, el autor ha encontrado una solución utilizando pin-zas de taladro, que pueden encontrarse en ferreterías, en la sección de abrazade-ras para trabajos de carpintería. Con estas pinzas, debido al buen ajuste que propor-cionan en multitud de diámetros de célu-las, son posibles corrientes de hasta 10 A sin que se produzca una subida considerable de la temperatura. Pero atención: ¡no sobre-cargue sus baterías! El autor achicharró sin querer dos baterías AA Panasonic nuevas de fábrica, en el modo a tensión constante (U=0,9 V, reducción de la corriente tras 1 s) con una corriente de carga de 10 A, debido a la sobretemperatura...

(071131)

Figura 5. Prototipo del laboratorio de Elektor en pruebas.

50 02-2010 elektor

SISTEMAS OPERATIVOS

SO FemtoUn pequeño sistema operativo multitarea para microcontroladoresClemens Valens (Elektor Francia) y Jerry Jacobs (Laboratorios de Elektor)

¿Necesitan los pequeños sistemas un sistema operativo multitarea? ¿Podemos programar simplemente todo en un gran bucle? Sí, podemos. Pero ¿ha notado alguna vez cuánto tenemos que esperar cuando encendemos nuestro reproductor DVD antes de que dicho equipo responda a su botón de reproducir? Apostamos a que no tiene un SO en su interior; seguro que sólo un gran bucle. Hay maneras más fáciles de hacer las cosas ya que existe un sistema operativo (SO) incluso para el más pequeño de los microcontroladores.

La siguiente cuestión es: ¿tenemos que escribir nosotros mismos nuestro propio sistema operativo? En Wikipedia [1] ya existen casi un centenar de SO listados, pero si nos olvidamos de los sistemas propietarios y los que no están bajo un desarrollo activo, la lista es mucho más corta. Probablemente, el único que podemos colocar dentro de una memoria flash de 8 KB y 512 bytes de RAM y que haga algo útil, es el SO Femto [2]. Fue escrito por el dr. R. Vlaming (Junior) para que fuese un SO de propósito gene‑ral, útil en aplicaciones muy diferentes. La palabra “femto” (10‑15) del SO Femto viene a indicar que se trata de un SO muy pequeño.

ObjetivosEl SO Femto es un sistema operativo de tiempo real multitarea (RTOS) con un diseño bastante genérico. Exportable y actualmente llevado hasta 44 microcontroladores AVR. Es un sistema de código abierto y con licencia bajo GPLv3. El SO Femto difiere en varios aspectos de otros sistemas operativos. El primero de todos es que el SO Femto es extre‑madamente económico con las memorias Flash y RAM. Tan sólo lo que necesitamos es lo que se compila en el kernel. Por ejemplo, podemos ejecutar ocho tareas independientes de diodos LED, en parpadeo, den‑tro de una memoria flash de 1 KB y tan sólo 47 bytes de memoria RAM. O podemos ejecutar una pantalla interfaz de usuario, comunicaciones serie (de modo que podamos identificarnos en el dispositivo) y otras ocho tareas, en un ATtiny861 (de 8 KB de memoria flash, 512 bytes de RAM). Sinceramente creemos que el SO Femto es el SO más pequeño del planeta. El código también está muy bien documentado.

¿Por qué usar un SO multitarea?A menudo, cuando un microcontrolador está realizando una tarea, permanece esperando en un bucle infinito hasta que se produzca algo, como por ejemplo, la pulsación de un botón, antes de que haga algo como apagar o encender una luz. El pseudo‑código sería:

forever do espera la pulsación del botón amarillo; invierte el estado de la luz amarilla;

Ahora, supongamos que tenemos dos botones y dos luces. El siguiente programa no funcionará correctamente (¿puedes ver por qué?):

forever do espera la pulsación del botón amarillo; invierte el estado de la luz amarilla; espera la pulsación del botón azul; invierte el estado de la luz azul;

Por lo tanto, tenemos que hacer algo como…

forever do espera a que los botones azul o amarillo sean pulsados; si se ha pulsado el botón amarillo, invierte el estado de la luz amarilla; si se ha pulsado el botón azul, invierte el es-tado de la luz azul;

Pero, ¿sería todo mucho más fácil si pudiésemos usar dos bucles que se estuviesen ejecutando en paralelo? De esta manera:

51elektor 02-2010

SISTEMAS OPERATIVOS

forever do espera la pulsación del botón amarillo; invierte el estado de la luz amarilla;

forever do espera la pulsación del botón azul; invierte el estado de la luz azul;

Esto es exactamente lo que un SO multitarea hace posible. Podemos tener una o más “tareas” que se están ejecutando simultáneamente, haciendo que nuestros programas sean mucho más sencillos.

Diseño de un SO multitarea típico La Figura 1 muestra el diagrama de flujo de un SO multitarea típico. Después de una previa inicialización del sistema (por ejemplo, los tem‑porizadores del AVR), el planifica‑dor toma de mando. El planificador mantiene una lista de todas las tareas y selecciona una de ellas a ejecutar. Qué tarea debe ejecutarse primero depende de la prioridad de la tarea (las tareas más importantes van primero) y, cuando las prioridades son iguales, irá primero aquella tarea que aún no se ha ejecutado. Este método se deno‑mina “round robin” o de “todos con-tra todos”. Una vez que una tarea ha sido seleccionada, el contexto para dicha tarea se restaura y la ejecución vuelve al punto donde la tarea se había detenido.¿Qué significa que el contexto es restaurado? La ejecución de un pro‑grama no es más que una manipu‑lación de bits de los registros de la CPU y de la memoria. Cuando un programa continúa su ejecución des‑pués de que ha sido interrumpido, al

menos los registros con los que estaba trabajando deben contener los mismos valores que antes de la llegada de la interrupción. Así pues, salvar el contexto nos asegura que los registros habituales de trabajos de la CPU, Registro de Estado y Contador de Programa, son salvados en una zona especial de la memoria donde el programa almacena las direcciones de retorno y las variables temporales: el “stack” o la “pila”. El propio puntero de la pila debe ser salvado en alguna posi‑ción fijada. Justo antes de la finalización de la interrupción, los valores de los registros son recuperados de nuevo de la pila y escritos en sus posiciones originales. Esto es la restauración del contexto. Si el sal‑vado y la recuperación del contexto se hacen de manera adecuada, un programa nunca notará que ha sido interrumpido.Cuando una tarea lleva en ejecución durante un tiempo, el SO toma de nuevo el control interrumpiéndola, normalmente usando un temporizador de interrupción, la denominada marca de interrup-ción (“tick interrupt”). Inmediatamente después de la interrupción, el contexto de la tarea es salvado y su estado queda “congelado”. Ya hemos alcanzado el bloque denominado conmutación (switch) de la Figura 1. Llamamos a esto “pre-emption” (o “anticipación”),

090843-11

system startup

external calls

description

interruptable OS space

uninterruptable OS space

task space

ISR space

ISR

calls

OS control

synchronization

central system

scheduler

context restore

task

context save

switch

context restore

idle

context save

context restore

task

context save

context restore

task

context save

system initialization

Figura 1. Diagrama de flujo de un sistema operativo básico.

Comenzando con el SO FemtoHay dos maneras de comenzar a trabajar con el SO Femto: la manera fácil y la manera difícil. Ambos modos comienzan con la descarga de la distribución del SO Femto desde la página web [2]. En el fichero comprimido que descargamos, encontraremos un fichero “leeme” (“readme”). Léanlo ya que es muy detallado y contiene gran canti-dad de información útil.La manera fácil es la de usar el SO Femto con las aplicaciones AVR Stu-dio [6] y WinAVR [7], pero esto sólo funciona bajo Windows. Tenemos que descargar e instalar estos dos programas y, a continuación, ejecu-tar el fichero “install_avrstudio_workspace.bat” incluido en la distribu-ción del SO Femto. ¡Eso es todo! ¡Ya estamos listos! Nuestro ejemplo se presenta como un proyecto de AVR studio y bastará con copiarlo en el directorio “IDE/studioprojects” de la distribución del SO.La manera difícil, para aquellos que les gusta saberlo todo, también se detalla en el fichero “readme”. El modo difícil funciona bajo Windows, Linux y Mac. Este modo implica la configuración, en nuestro propio SO

Femto, de la cadena de herramientas, construir todo (si, todo, incluido el compilador) desde el inicio. Según mi experiencia, esto es sólo para los verdaderos cretinos y nunca funciona, pero, en cualquier caso, ahí tienen su oportunidad. Así pues, tuve que instalar Cygwin (que estaba en una máquina con Windows Vista), descargar los paquetes especiales, ejecutar los “scripts” de configuración, construir el kit completo hacien-do todo el proceso y, ¿para qué?: para obtener el mensaje de ¡No errors! De acuerdo, me llevó 5 horas y 200 MB, pero pude compilar ¡un progra-ma de 258 bytes! Para ser honestos, durante la ejecución tuve un moles-to problema de seguridad de Windows Vista: yo (administrador) no te-nía permiso para acceder a los ficheros fuentes del SO Femto… Usando las propiedades del fichero, cambié las configuraciones de seguridad a un control total y, entonces, ya funcionó. Para descubrir esto, nuestros lectores deberían tener que inspeccionar el fichero “compile_results” que está en el directorio “ MainCode\binaries\” de la distribución del SO Femto. O bien, podemos optar por la manera sencilla…

52 02-2010 elektor

SISTEMAS OPERATIVOS

ya que la tarea no puede rechazar esta interrupción. El bloque de control de la tarea (la memoria que almacena toda la información sobre la tarea) se actualiza y el planificador selecciona una nueva tarea para su ejecución. Si no hay tareas que ejecutar, se tendrá que quedar esperando a que suceda algo, para lo cual el planificador selecciona la tarea de reposo que no hace nada.Puede suceder que una tarea quiera hacer una llamada a una función que controla el SO, o una tarea puede querer comunicarse con otra tarea, por lo que se debe hacer uso de la llamada a algunas funcio‑nes de sincronización. En tales casos, la tarea ya no necesita estar en ejecución y debe abandonar el tiempo de ejecución que tenía reservado para otras tareas. En este caso, la conmutación de tarea es voluntaria. (Los denominados sistemas operativos cooperativos trabajan solamente bajo esta base).Como hemos dicho antes, la salvación y la restauración del contexto asegura que el entorno de la tarea cuya ejecución está siendo permi‑tida, sea idéntico a su entorno de cuando no estaba en ejecución. Pero, ¿qué decir sobre el resto de la memoria? ¿O los registros de los perifé‑ricos? Por la mayoría de ellos, no tenemos por qué preocuparnos, ya que las tareas no los usan. Y para la parte que la tarea usa, lo normal es que sólo lo haga la que está en uso, por lo que esta parte no será nunca tocada cuando la tarea no esté activa. Lo que no permanece igual son los registros que son usados por más de una tarea. ¿Cómo están organizados? Pues bien, no lo están. Es nuestra responsabilidad. Por supuesto, el SO ofrece algunas herramientas de sincronización y semáforos que hacen la vida un poco más fácil, pero es el constructor de aplicaciones el que se encarga de ello. Si no hacemos este control, las tareas pueden caer en un punto muerto para siempre.Este es el motivo por el que hay que hacer el diseño de un reloj que controle las multitareas por “anticipación” en el sistema operativo. Por supuesto, existen todo un mundo de diseños exóticos, pero para la dis‑cusión sobre el SO Femto que nos ocupa, esta imagen será suficiente.

Prestaciones del SO FemtoEn la Figura 2 podemos reconocer el diseño de un SO genérico de la Figura 1, pero también vemos bastantes bloques nuevos. Lo primero de todo es que tene‑mos una inicialización del sistema con un enganche de arranque global y cada tarea tiene un bloque de inicialización, el cual tiene espacio donde poder añadir fun‑ciones para personalizar el arranque, por ejemplo, los circuitos, antes de iniciar la tarea. Se trata de inicializaciones de “una vez” (“one‑time”). El bloque “sistema central” contiene algunos elementos adi‑cionales. El gestor de eventos se encarga de los posibles eventos que tengamos que inicializar. Este sistema se utiliza para lanzar rápidamente una tarea desde una interrupción o desde otra tarea. Por otro lado, el gestor de ficheros desbloquea posibles tareas que estubiesen esperando a que acabase la operación de escritura en

la memoria EEPROM. Un reloj de vigilancia comprueba que no haya tareas que estén sin responder durante mucho tiempo y que puedan necesitar un reinicio. Ésta es una opción muy útil para comprobar que un bus de comunicaciones se mantiene ocupado y elimina la necesi‑dad de elementos de verificación de contadores de temporización a lo largo del programa. Y, por último, el planificador selecciona una tarea siguiendo el esquema simple de prioridad de “todos contra todos”.Además de arrancar una tarea normal, el sistema también puede pasar al modo de reposo, el cual no es una tarea sino simplemente un estado de ahorro de energía en el espacio del SO. El sistema tam‑bién puede pasar al modo “dormido” (si la circuitería lo soporta). Este es un modo especial de desconexión de los circuitos integrados, que incluye la marca de interrupción.Como en un SO genérico, las tareas pueden ser interrumpidas por el disparo de una interrupción o por un conmutador manual. Pero contrariamente al SO genérico, el SO Femto controla que las llama‑das tengan lugar dentro del SO para la mayoría de las funciones, por lo que obliga a una conmutación manual en primer lugar, después de la cual, la operación se ejecuta. De esta manera, la pila de tareas no es utilizada para estas operaciones, por lo que el tamaño de la pila de tareas puede ser más pequeño. En el SO Femto la mayoría de las llamadas que fuerzan directamente a una conmutación de contexto, son llamadas “taskXXX” y solamente pueden ser usadas desde dentro de una tarea. Además, también hay llamadas genera‑les, que comienzan con “genXXX”, que pueden ser llamadas desde dentro de las tareas así como desde las rutinas del servicio de inte‑rrupción. Estas llamadas generales no fuerzan una conmutación de contexto y son ejecutadas en el mismo espacio desde donde han sido llamadas y, generalmente, son muy rápidas.El SO Femto proporciona todo lo que necesitamos para una comu‑nicación segura entre las tareas. Esto es importante cuando dos (o más) tareas necesitan compartir datos o acceso al mismo registro.

system startup

system initialization

system boot hook

central systemsystem hooks

tick hooks event handling

file handling

watchdog handling

task initialization

init hook init hook

task restarttask restart task restart

init hook

watchdog

scheduler

context restoreenter idle hook

idlesleep

enter sleep hook

exit sleep hook context save

forced switch

general calls

OS control

synchronization

interrupt control

ISR type II

manual switch

task calls

OS control

synchronization

interrupt control

file system

task

context restore

context save

task

context restoregeneral calls

OS control

synchronization

external calls

ISR type I

event flag

context save

task

090843-12

description

interruptable OS space

uninterruptable OS space

task space

ISR space

Figura 2. El diagrama de flujo para el SO Femto es un poco más complicado que el de la Figura 1, pero no mucho más.

53elektor 02-2010

SISTEMAS OPERATIVOS

Así pues, se soportan perfectamente Mutexes (Mutual Exclusión, algoritmo usado en programación concurrente que evitar el uso simultáneo de recursos comunes), queues (colas) y el problema del rendezvous. No disponemos de suficiente espacio aquí para profundizar en estos conceptos avanzados, pero como un usuario potencial del SO Femto, es bueno saber que están disponibles todas las herramientas que manejan esto adecuadamente.

El control de relés…Siempre es bueno saber cómo trabaja un SO en la teoría y lo útil que es, pero nosotros somos las manos del pueblo y queremos jugar un poco con él. No hay nada mejor que un ejemplo de la vida real para para mostrar cómo funcionan las cosas en la práctica. Elektor ha publicado varias placas basadas en microcontroladores AVR, por lo que hemos decidido utilizar una de ellas. Hemos elegido la placa ATM18 [3] para probar el SO Femto sobre ella. Para hacerlo más inte‑resante, también hemos añadido una placa expansora de puertos de E/S (071035‑5) con una placa de expansión con relés (071035‑6) [4].La placa ATM18 integra un microcontrolador AVR ATmega88 de Atmel, con 6 KB de memoria de programa flash y 1024 bytes de memoria SRAM de datos. Aunque el SO Femto tiene una huella de memoria muy pequeña, hay memoria suficiente para una aplica‑

ción relativamente grande con múltiples tareas. Hemos preparado una aplicación sencilla que ilustra fácilmente como tres tareas pue‑den hacer la vida del programador mucho más fácil. Por supuesto, podéis descargar el código fuente de nuestra página web [4].

…usando multitarea Una de las tres tareas es una tarea de salida de datos. Dicha tarea escribe datos en un registro de desplazamiento del puerto de la placa expansora, sobre un bus asíncrono. El puerto expansor con‑trola ocho relés. Este tipo de comunicación es un buen objetivo para una tarea. La aplicación sólo tiene que enviar datos a la tarea y la tarea se asegurará de que los bits y bytes son transmitidos del modo correcto. Mientras la tarea está haciendo esto, la aplicación puede hacer cualquier otra cosa.Una segunda tarea lee el estado de cinco conmutadores que “viven” sobre la placa base ATM18. Los conmutadores conectados al puerto PD0‑3 controlan los relés, mientras que los conmutadores conectados al puerto PD4 seleccionan entre las dos filas de cuatro relés (RE1‑4 y RE5‑8) de la placa de relés. Los conmutadores están conectados a 0 V y tienen una configuración de “pull‑up” interna en el puerto, por lo que son leídos como “cero” lógico cuando son pulsados.

Modelos de temporización

La Figura 3 muestra un ejemplo de cómo evoluciona la ejecución de tareas en el tiempo. El eje horizontal representa el tiempo, mien-tras que el vertical la prioridad de la tarea. Esta captura del sistema comienza con una conmutación forzada del contexto (rectángulo rojo), seguida por la ejecución de la tarea 0. Tras unos momentos, esta tarea cede la ejecución al SO, donde tiene lugar una conmuta-ción manual del contexto (rectángulo verde), seguida por la ejecu-ción de la tarea 1. Si la tarea 1 no necesita tampoco el uso total del tiempo para su ejecución, solicita de nuevo una conmutación del contexto manual y el resto del tiempo que queda o lo gasta en su estado de reposo. Mientras tanto, la tarea 2 ha despertado y, como tiene una prioridad superior, toma la prioridad de su ejecución.Durante la ejecución de la tarea 2 se produce una interrupción que es tratada inmediatamente. Después de la ejecución de la ISR, la tarea 2 continúa su labor hasta que es interrumpida por la marca de temporización de la interrupción. Por desgracia, la tarea 2 aún no ha finalizado, pero como tiene una prioridad más alta se recalcula el nuevo orden de ejecución. Al hacer esto, la tarea 2 cede el control al SO, el cual reorganiza la ejecución de la tarea 0.En ese momento llega una interrupción que obliga a una conmuta-ción del contexto antes de iniciar la ISR. Cuando se completa la ISR, no es necesario salvar el contexto, pero sí que se debe restaurar el contexto de la tarea 1. Debemos señalar que, aunque la tarea 0 no se ha completado todavía, la tarea 1 se coloca en ejecución en cual-quier caso. Esto es debido a que el SO no tiene manera de saber si la tarea ha acabado o no, por lo que asume que ha sido así.

Normalmente las marcas de temporización (“ticks”) se producen a intervalos de tiempo equidistantes, lo cual está bien para la mayo-ría de las situaciones, pero no para todas. Para ilustrar esto vamos a echar un vistazo a la Figura 4. En la línea de tiempo superior vemos dos tareas en ejecución. Como la tarea 0 usa la mayor parte del tiem-po entre las marcas de temporización (pero no todo el tiempo de la tarea), queda poco tiempo para la tarea 1. Pero, como se ejecuta, el sistema operativo (SO) reiniciará la tarea 0 después de la marca de temporización de la interrupción. Esto continua así todo el tempo y puede conducir a la inacción de la tarea 1. En casos extremos incluso puede llegar a ejecutar tan sólo unas pocas instrucciones. Aunque estas situaciones son raras, se producen y pueden ser difíciles de lo-calizar. El SO Femto nos permite utilizar otro modelo de temporiza-ción, denominado “temporización honesta”. En este caso, en el ini-cio del programa, el temporizador de la marca de temporización de la interrupción se reinicia para que cada tarea consiga un tiempo de marca de temporización completo a ejecutar. Si la tarea se completa antes de que llegue la próxima marca de temporización, el tempo-rizador se reinicia para la siguiente tarea. El contador de marcas de temporización se mantiene contando marcas de temporización de forma regular (éstas se deducen del sub-contador de marcas de tem-porización), aunque puede quedarse un poco retrasado. Observen que, en este modelo, la tarea 1 no queda bloqueada esperando. De hecho, esto permite otra posibilidad: intervalos de tiempo variable por tarea, en los que cada tarea tiene su propio segmento de tiempo máximo. Esto puede ser muy útil si sabemos de antemano que una tarea en particular necesita un poco más de tiempo de una marca de temporización para completarse y puede reducir la sobrecarga de cambio de contexto considerablemente.

top priority

task 2

task 0 task 0task 1 1idle

task 2 task 2

external interrupt ext. int.

ISR IIISR I

priority 3

priority 0

1 ticktick interrupt 090843-13

task 0 task 0 task 0

task 0 task 0

task 1 task 1 task 1

task 1 task 2

1 tick (fixed)

max. time reached

honest time slice

equidistant ticks

tick reset

tick interrupt

tick interrupt

090843-143 4

54 02-2010 elektor

SISTEMAS OPERATIVOS

Por último, una tercera tarea proporciona una especie de realimen‑tación visual, realizando el control de dos diodos LED, que mues‑tran qué fila de relés está seleccionada. Si el LED1 está encendido, los relés RE1 a RE4 están seleccionados, mientras que si el LED2 está encendido, nos indica que los relés RE5 a RE8 son los seleccionados. Los LED están conectados a PB0 y PB1.Si miramos en el fichero de aplicación, el único con Elektor en su nombre, encontraremos sólo unas pocas funciones y no la fun‑ción “main” (la función “main” la podemos encontrar en el fichero “femtoos_core.c”). Así pues, ¿como funciona esto? Con el SO Femto tenemos que decidir, en el momento de la compilación, cuantas tareas vamos a ejecutar. Este es el motivo de por qué este SO puede ser tan pequeño. Se utiliza un fichero especial de configuración para decirle al compilador qué partes del SO deberán ser incluidas y qué funciones están en las tareas a compilar. Si queremos conocer y comprender al detalle como funciona este proceso de configura‑ción, tendremos que recorrer un largo viaje a través de la tierra del pre‑procesador. Para un arranque rápido, es mucho más fácil usar tan sólo el fichero de configuración ejemplo “config_application.h” y cambiar tan sólo los parámetros que necesitemos (sólo cambiare‑mos aquellos que entendamos y tengamos claros).Bajo la cabecera “TASK NAMES” (“NOMBRES DE TAREAS”), defi‑nimos los nombres de nuestras tareas: Display, Speed y Switch, en nuestro ejemplo. A continuación, bajo la cabecera “INCLUDE TASKS” (“INCLUIR TAREAS”), le diremos al compilador que tareas deberá eje‑cutar. En el fichero de aplicación deberemos proporcionar una fun‑ción para cada tarea con un hombre que comience con “appLoop_”, seguido por el nombre de la tarea (appLoop_Switch, appLoop_Speed & appLoop_Display en nuestro ejemplo). Si hacemos esto adecuada‑mente, el núcleo del SO Femto llamará a nuestras tareas en el tiempo de ejecución. Así pues, tendremos tantas funciones “main” como tareas hayamos definido (con un máximo de 16).Este ejemplo tan sólo nos da una pequeña idea de las muchas posi‑bilidades que tiene el SO Femto. En la distribución del sistema ope‑

rativo, disponible en [2], podemos encontrar muchos otros ejemplos que podemos probar sobre la placa ATM18.Usaremos la guía “Getting Started with Femto OS” (“Comenzando con el SO Femto”) para aprender cómo comenzar de modo ade‑cuado. Una vez que hayamos configurado todo y estemos en eje‑cución, podéis intentar nuestro ejemplo.

Interesante, pero no estoy convencido Después de leer nuestro ejemplo, algunos de nuestros lectores se habrán dado cuenta de que pueden hacer lo mismo usando inte‑rrupciones y lazos. Estos lectores están en lo cierto. No tenemos por qué usar un SO. Pero si damos un buen repaso a nuestro ejemplo notaremos lo sencillo que realmente es. Sólo tenemos que escribir el fichero que tiene Elektor en su nombre y realizar algunas confi‑guraciones. Si tuviésemos que escribir estas aplicaciones usando interrupciones o realizando selecciones, gastaríamos una gran can‑tidad de tiempo en comprobaciones y en conseguir obtener que todo funcione del modo más adecuado. Podemos ahorrar buena parte de nuestro tiempo libre (y dolores de cabeza) dejando que el SO se encargue de todo. Dejemos que otra gente haga el trabajo duro mientras nos tomamos una cerveza.

(090843-I)

Enlaces en Internet y referencias

[1] en.wikipedia.org/wiki/List_of_real-time_operating_systems

[2] femtoos.org, text based on Femto OS user’s guide

[3] Placa ATM18 AVR, Elektor, Abril 2008

[4] Placa de Relés ATM18 y Puerto de Expansión, Elektor, Octubre 2008

[5] elektor.es/090843

[6] www.atmel.com/avrstudio

[7] winavr.sourceforge.net

¿Por qué quiero un SO en mi microcontrolador?La mayoría de la gente no entiende por qué querría tener un siste-ma operativo en un microcontrolador. El primer ordenador, con su procesador 8088 y sus 5 MIPS como máximo, no era mucho más potente que un pequeño microcontrolador moderno pero, eso sí, todos queríamos el SO DOS (disk operating system, es decir, sistema operativo del disco) en el PC. Y estos primeros sistemas operativos no eran ni siquiera multitarea.La razón de ello es que probablemente, la mayoría de la gente piense en un sistema operativo Windows, Linux o Mac cuando oye eso de “SO” y piensan en ¿como “meter” ese SO en un microcontrolador de 8 bits? Comparar estos grandes sistemas operativos frente al SO Femto es como comparar un Airbus A380 con uno de aquellos pe-

queños helicópteros dirigidos por control remoto. ¡Y ambos podían volar! Un sistema operativo es útil cuando tenemos muchos periféri-cos que controlar y tenemos que cargarlos sobre microcontroladores modernos. El sistema operativo se encarga de muchas tareas de bajo nivel para controlar los periféricos y hacer más fácil la vida del progra-mador de aplicaciones. Esto es por lo que queremos un SO, para des-entendernos de las tediosas tareas de estar controlando tiempos de acceso a cada momento, el control de las líneas de gestión de proto-colo (“bit-banging”), para procesar las interrupciones adecuadamen-te. Si utilizamos un sencillo SO portable, podremos ejecutar nuestra aplicación en muchos procesadores diferentes sin realizar modifica-ciones. Reutiliza tu código y ahorra tiempo y dinero usando un SO.

Interrupciones ExternasEl SO Femto puede manejar las interrupciones externas de dos man-eras: mediante el establecimiento de una bandera de evento o me-diante el uso de una rutina de servicio de interrupción (ISR). La ban-dera de evento puede ser utilizada para despertar una tarea de alta prioridad que está esperando este evento. Esta tarea se ejecutará en la siguiente marca de temporización de la interrupción. Hay dos tipos de ISR: un ISR I y un ISR II. Se puede alcanzar un ISR de tipo I después de una interrupción desde (casi) cualquier

parte del programa, ya sea en el espacio de la tarea o en el es-pacio del SO, pero su funcionalidad es limitada. Un ISR de tipo II sólo se puede alcanzar desde dentro de una tarea. Si se producen interrupciones de este tipo mientras el SO está en ejecución, su ejecución se aplazará hasta que se inicie una tarea. Estas inter-rupciones también pueden obligar a que la tarea actualmente en ejecución ceda su puesto, justo antes o justo después de la ejecución de la ISR.

55elektor 02-2010

CIRCUITOS DE LOS LECTORES

Power-LoaderDe un asequible adaptador a cargador de baterías

En el especial de verano de 2009 se des-cribía un completo kit de montaje para el ElektorWheelie [1], un vehículo eléctrico de un sólo eje, auto-balanceado. En todo este tiempo, en el subforo de Elektor [2] hay ya

más de cien posts al respecto. En este foro se conocieron nuestros tres autores –todos compartían el deseo de poder cargar las baterías del Wheelie con rapidez y un buen rendimiento. Una de las opciones discuti-

das [3] era una modificación simple de una ya existente y asequible fuente de alimen-tación industrial de 12 V y 60 W (figura 1). Esto tenía que ser analizado primero, pues una batería de plomo-ácido de carga rápida

Uwe Hofmann, Günter Gerold y el Dr. Thomas Scherer (Alemania)

El foro de Elektor genera creatividad: tres fans del ElektorWheelie han concebido un cargador rápido

completamente automático para dicho vehículo eléctrico auto-balanceado. El cargador, que puede

ajustarse para otras muchas baterías, fue desarrollado en base a una asequible fuente de tensión

industrial. ¡Lo cual mantiene los requerimientos de montaje y costes bastante bajos!

Figura 1. La fuente de alimentación utilizada. Es increíble cuánta electrónica podemos conseguir por menos de 20 €.

Figura 2. La tensión de salida de la fuente alimenta un regulador paralelo integrado del tipo TL431 (SHR1).

Figura 2a. Para manipular la tensión de salida de la fuente desde el exterior, se ha soldado a la conexión izquierda de R21 un trozo de

cable trenzado.

56 02-2010 elektor


y 12 V requiere una tensión de carga final de entre 14,4 y 14,8 V. Aparte, la fuente de ali-mentación ha de tener una estabilidad de al menos 10 V en la salida.Al abrir tal fuente de alimentación, se vio que se trataba de un diseño típico por con-mutación, con el cual la tensión de salida se mantiene constante mediante un regu-lador en paralelo de tres patillas (SHR1 en la figura 2) del tipo TL431 [4]. A este regu-lador también se le conoce como “diodo Zener ajustable”; el valor de la tensión de Zener puede fijarse mediante el divisor de tensión (ver la figura 3). El regulador influye mediante un optoacoplador al integrado de control del primario. En las figuras 2 y 3 puede verse el trimmer utilizado, con el cual se lleva a cabo el ajuste fino de la tensión de salida. Este principio básico puede encon-trarse en cientos de fuentes de alimenta-ción. Uno no tiene porque ceñirse al modelo aquí utilizado.Para convertir una fuente de alimentación en un regulador de carga, basta con un poco de electrónica adicional que modifique las relaciones en el pin de referencia del TL431 del modo deseado. Un microcontrolador y unos cuantos componentes bastarán.

Experimentos de tuningComo muestra la figura, para manipular la tensión de Zener simplemente hemos de soldar una resistencia extra del valor ade-cuado en el pin de referencia, y dejar que la fuente de alimentación regule en tensión en dicha resistencia. Con los valores fijados en las resistencias del divisor de tensión de la fuente, obtenemos que con una tensión de 0 a 5 V en una resistencia externa de 10 kΩ se dispone de una tensión de salida configu-rable en un rango de unos 9,5 a 15,5 V.

En la tarjeta de la fuente de alimentación se conectó un extremo de la resistencia R21 con el pin 1 del TL431 y ésta se dispuso para soldar posteriormente un hilo tren-zado (véase la figura 2a). Un test con la resistencia de 10 kΩ conectada demos-tró que la fuente de alimentación sumi-nistraba 9,5 V, cuando ésta se ponía a 5 V. Lamentablemente, la fuente no fue capaz de entregar más que 14,7 V, cuando dicha resistencia de 10 kΩ se conectaba a masa (lo cual resultaba un poco escaso para car-gar baterías de 12 V). Tenía que tratarse de un sistema de seguridad adicional, que de algún modo estuviera limitando la tensión.Un segundo vistazo delató al malhechor: bajo el transformador se ocultaba un diodo Zener de 13 V, que conectado en serie con el emisor LED de un optoacoplador al inte-grado de control, limitaba la tensión. La solución fue simple: un diodo de silicio adi-cional del tipo 1N4148 en serie con el diodo Zener elevó la tensión máxima de la fuente de alimentación a los 15,4 V necesarios (ver la figura 4).

CircuitoAhora, con un microcontrolador y algo de electrónica podremos construir de forma fácil un cargador de baterías completa-mente automático (figura 5). Un ATtiny24 trae todo lo necesario a bordo: entradas ADC para medir corriente y tensión, una salida PWM de 16 bits para obtener la ten-sión de control necesaria de 0 a 5 V, así como salidas para conmutar la tensión de salida y regular un LED RGB, con el cual se señalizan mediante siete colores básicos los distintos modos de funcionamiento del car-gador. El oscilador interno de 8 MHz hace

que nos ahorremos un cuarzo. Además, la tensión de referencia de tan sólo 1,1 V posi-bilita utilizar un shunt de baja impedancia para medir la corriente, minimizando las pérdidas.Un regulador de tensión de 5 V alimenta el microcontrolador y el LED. El MOSFET de potencia T2 desconecta la tensión de salida en caso de error. Para evitar circulación de corriente entre drenador y fuente del MOS-FET (mediante el diodo parásito) en caso de conectar la batería con polaridad inversa, se ha incorporado el diodo Schottky de poten-cia D1. Los diodos dobles D4 y D5 protegen las entradas del micro de tensiones negati-

SHR1

TL431

R21

470R

C18

1k

0u47

R19

1k

R18

1k5

R17

7k5

SVR1

Rextern

10k

+12V

HPC3921

OPTO1

1

3

2

REF

5

42

090858 - 21

Controll-IC

Figura 3. El esquema al completo.

Figura 4. Bajo el transformador hay una protección contra sobretensión formada por

un diodo Zener y un optoacoplador. Un diodo de silicio adicional en serie con el Zener eleva

la tensión máxima de salida en 0,7 V.

CaracterísticasPara baterías de plomo-ácido de carga •rápida a 12 VCarga rápida en 3,5 horas•Protección contra cortocircuitos y •polaridades inversasCurvas de carga optimizadas•Tuning de una asequible fuente de •alimentación industrial Alto rendimiento, 76 %•Detección de baterías defectuosas•Firmware para baterías de 9 Ah, •puede adaptarse a otros tamañosAjustable a otras baterías de plomo-•ácido y LiPo

57elektor 02-2010


vas también debidas a una posible polaridad inversa.IC1 mide la corriente a modo de caída de tensión en R9. Para corrientes de hasta 3,6 A basta con el formato de 2 W. Gracias a la conversión A/D de 10 bits y la referencia

de 1,1 V se obtiene una resolución de unos 10 mA.La tensión se mide con R10, R12 y P1. Debido a la caída de tensión máxima de 0,36 V en R9, de los 1,1 V (tensión de referencia) todavía dis-ponemos de un margen de 0,74 V. Con 10 bits

y un máximo de 15,5 V la resolución no es de 15 mV, sino tan sólo de 22 mV. Este error en la tensión debido al flujo de corriente se corrige después en el FirmwareEl micro genera en el pin 7 una señal PWM de 10 bits de unos pocos kHz. El paso bajo formado por R3 y C2 filtra de ésta una ten-sión continua de 0 a 5 V, que se encuentra en R2 en el pin de referencia del TL431 de la fuente de alimentación. R3 y R2 hacen juntas 9,5 kΩ –lo cual basta para tener una tensión de salida ajustable en la fuente de alimen-tación de 9,5 a 15,4 V. Si se desea también puede cambiarse el valor de R2.

Modos de funcionamientoLa siguiente descripción corresponde al uso con una batería de 12 V con 9 Ah (1 C = 9 A). Los modos de funcionamiento y error se enumeran en las tablas 1 y 2.•Traselarranque,semidelatensiónala

salida y se activa el modo 1, en caso de que no se encuentre conectada la batería. La tensión de la fuente de alimentación se ajusta inferior a 10 V.

•Siseconectaunabateríasemidelaten-sión. Si ésta es menor de 10 V, se trata de una descarga completa o una batería defectuosa, así que se activa el modo 2.

•Siéstaseencuentraentre10y12V,seini-cia un procedimiento de precarga. Así se carga durante un máximo de una hora a 1/20 C (= 450 mA). Si la batería está en “mal estado”, tras esta hora se señaliza con el modo de error C.

•Enotrocaso,sesuperarápidamenteelumbral de 12 V y se pasa al modo 4, que durante unos pocos segundos eleva la corriente de carga a 3/10 C = 2,7 A.

•Despuésentregacorrienteduranteunmáximo de 4 horas en el modo 5, hasta alcanzar 14,6 V. Posteriormente reduce la corriente a tensión constante.

•Cuandolacorrienteesinferiora1/50C=180 mA, se activa el modo 6, que se man-

Tabla 1. Modos de funcionamiento

Modo Asignación Tensión Corriente LED

1 Sin batería < 1 V - blanco

2 Descarga completa 1...10 V - amarillo

3 Precarga 10...12 V 1/20 C cian

4 Inicio de la carga de potencia >12 V se eleva violeta

5 Carga de potencia 12...14,6 V max. 3/10 C azul

6 Carga de mantenimiento 13,8V max. 1/50 C verde

7 Error - - rojo

8 TO (time-out) - - parpadeando

Tabla 3. Versión de componentes cableados

Componente Modelo

IC1 ATtiny24, DIL14

IC2 78L05

D1 SB540

D2 1N4148

D4,D5 SB140

T1 BC547

T2 IRF540

Tabla 2. Modos de error

Modo Asignación Cuando... LED

A Sobretensión > 15 V rojo

B TO en la precarga Modo 3 >1 h parpadeando en cian

CTO en inicio de la carga de potencia

Modo 4 > 10 s parpadeando en violeta

D TO en la carga de potencia Modo 5 > 4 h parpadeando en azul

K1K2

ACCUSMPS

D1

50WQ03FN

D4

BAR43C

D5

T2FDD5614

R1

18k

T1

BC846

R2

6k8

R3

2k7

C2

1u

R7

18k

D2

LL4148

V+

PWM

GND

D378L05A

IC2

8 1

2 63 7C1

1u

C3

100n R4

470R

R5

1k5

R6

1k

K3

1 2

3 4

5 6

ISP

+5V

C5

10n

R8

12k

R9

0R1

C6

10n

C4

100n

+5V

PB3(RESET)

PA5(MISO)

PA6(MOSI)

ATtiny24PA4(SCK)

IC1

PA1

PB0

PA2

PA3

PA7

PA0

PB1

PB2

VCC

GND

14

12

11

10

13

1

2

9

8

7

6

3

4

5

R11

1k2

R10

27k

P1

500R

2x

V+

GND

R B G

LED RGB

090858 - 11

Figura 5. Dos integrados y unos cuantos componentes bastan para transformar una fuente de alimentación en un eficiente cargador.

58 02-2010 elektor


tiene con una corriente máxima de 1/50 C y una tensión máxima de 13,8 V hasta completar la carga de la batería, cuando ésta es desconectada.

MontajeGracias a las habilidades de Uwe Hofmann trabajando las miniaturas, la tarjeta final tiene unas medidas de tan sólo 3 x 3,7 cm (figura 6), de modo que casi puede introdu-cirse en la carcasa de la fuente de alimenta-ción. La desventaja es su consecuente mon-taje SMD. Pero se ha puesto atención a que uno sea todavía capaz de soldar los compo-nentes a mano. La tarjeta también podemos hacerla por nosotros mismos, cableando manualmente los contactos. Dicha tarjeta y

el circuito en formato Target-3001, el diseño en EPS y el firmware, tanto el código fuente como el archivo hexadecimal, pueden des-cargarse gratuitamente de la página web de este artículo [5].En el montaje manual, T2 y D5 han de sol-darse primero en la cara posterior (figura 7), pues esta parte de la tarjeta puede calen-tarse bastante. En un horno de soldadura, naturalmente van primero los componen-tes de la cara superior. Los pocos compo-nentes de la cara posterior pueden mon-tarse a mano. Finalmente los conectores y potenciómetros, que debido a que son de plástico, no conviene exponerlos a altas temperaturas. Tras el montaje de todos los componentes, todavía quedan unos cuan-

tos taladros abiertos. En ellos se insertan pequeños trozos de cable a modo de con-tactores manuales.El LED RGB ha de tener el formato con cuatro pines y ánodo común. Resultan idóneos los LED difusos de 5 mm de A-BRIGHT [6].Naturalmente no tenemos porque ceñir-nos a esta pequeña tarjeta. Es circuito está suficientemente ordenado como para que pueda realizarse con componentes cablea-dos en una pequeña tarjeta perforada. La tabla 3 enumera los componentes reco-mendados para este tipo de montaje.

VariacionesEl circuito con los componentes dados está adaptado para baterías de plomo-

Figura 6. Simulación 3D de la cara superior de la mini-tarjeta en Target 3001. Dicha

tarjeta de doble capa no requiere de vías.

Figura 7. Simulación 3D de la cara inferior de la mini-tarjeta en Target 3001. No

debemos confundir el diodo con el MOSFET.

Lista de materialesResistencias:(SMD 1206)R1, R7 = 18 kΩR2 = 6k8R3 = 2k7R4 = 470 ΩR5 = 1k5R6 = 1 kR8 = 12 kR9 = 0Ω1, 2 WR10 = 27 kΩR11 = 1k2P1 = 500 Ω, potenciómetro trimmer

Condensadores:(SMD 1206)C1, C2 = 1 µF/25V, electrolítico o multicapaC3, C4 = 100 nFC5, C6 = 10 nF

Semiconductores:D1 = 50WQ03FN, Schottky, SMD TO252AAD2 = LL4148, SMD MINIMELFD3 = LED RGB de 4 pines, 5 mm, ánodo

común*, por ejemplo en LED-Seller.de, Art.Nr. 220230

D4, D5 = BAR43C, Schottky, SMD SOT23T1 = BC846, SMD SOT23T2 = FDD5614, SMD TO252AA

IC1 = ATtiny24, SMD SO14IC2 = LM78L05A, SMD SO8

Varios:K1 = 3 pines, RM 2,54, por ej. Reichelt PSS254/3GK2 = 2 pines, RM 2,54, por ej. Reichelt PSS254/2GK3 = conector de tarjeta de 6 pines, dos hileras

(3x2)Fuente de alimentación 12V/5A, por ejemplo

Reichelt SNT MW60-12*Diodo de silicio para la fuente de alimentación,

por ejemplo 1N4148*Placa*Firmware* para IC1

* ver texto

Figura 8. El prototipo Power-Loader doble para ElektorWheelie abierto, con salida de

2 x 12 V.

59elektor 02-2010


ácido de alta corriente de 12 V de hasta 12 Ah. El firmware corresponde a bate-rías de 9 Ah, como la que utiliza el Ele-ktorWheelie. Para esta última necesita-

mos dos cargadores en serie (figura 8), de modo que ambas baterías puedan car-garse independientemente. La asignación de pines del conector puede encontrarse

en el artículo del cargador correspon-diente [7].El circuito puede adaptarse fácilmente a otras aplicaciones y baterías. Es impor-tante que la fuente de alimentación pueda suministrar corriente necesaria. La tensión nominal de salida debería ser la misma de las baterías en funcionamiento. La fuente de alimentación de 12 V dada, con tensio-nes inferiores a 9,5 V comienza a oscilar (lo cual es peligroso), esto puede reconocerse por el parpadeo del LED en la tarjeta. El cir-cuito adicional sólo es apto para fuentes de alimentación con tensiones de salida reales de entre 8 y 20 V.Si preparamos el circuito para otras tensio-nes, ha de ajustarse el divisor de tensión en R10 y R11 y naturalmente también cambiar en el firmware las constantes correspon-dientes. Esto último es fácil, pues el código fuente está bien comentado y escrito en Bascom. Debido a su pequeño tamaño, puede modificarse y compilarse de nuevo con la versión Demo gratuita.También puede adaptarse el Power-Loader a las baterías LiPo de 4 Ah utilizadas frecuen-temente en el modelismo. Si ajustamos la tensión de carga a 4 A = 1 C, podremos car-gar una batería LiPo en poco más de una hora. La tabla 4 ofrece información sobre los valores utilizados en los distintos modos de funcionamiento.

(090858)

Enlaces


[2] www.elektor.de/wheelie-forum

[3] www.elektor.de/wheelie-forum-loader

[4] www.fairchildsemi.com/ds/TL%2FTL431.pdf

[5] www.elektor.de/090858

[6] www.a-bright.com.tw/fullclamp/AL-513RGBW-A-004.pdf


[8] www.miniatur-wunderland.de

[9] www.gerold-online.de/cms

CalibradoTras el montaje de la electrónica adicional, conectamos en K1 una fuente de tensión de la-boratorio regulable (como mínimo de 8 a 14 V, 1A). Los siguientes pasos son:

I Modo 1: fijamos la fuente de tensión a 8 V y la encendemos. Si el LED se ilumina en blan-•co, probablemente todo esté correcto en el circuito.

II Modo 2: ahora conectamos V+ de K1 con V+ de K2. Con ello se puentean T2 y D1. En K2 •deberían medirse ahora 8 V y el LED debería iluminarse en amarillo.

III Modo 3: se fija la fuente de tensión exactamente a 10 V. Con P1 puede ajustarse el pun-•to en el que el LED pasa de amarillo a cian.

IV Modo 4 & B: si se eleva lentamente la tensión, el LED se iluminará en violeta a los 12 V. •Tras 10 s el LED parpadeará en violeta, pues el tiempo para subir la corriente hasta 3/10 C se ha superado.

V Modo 5: fijamos la fuente de laboratorio a 13,5 V y conectamos una carga de 0,2 a •0,3 A (por ejemplo dos resistencias de 100Ω/4W en paralelo). Encendemos de nuevo la fuente. Ahora el LED debería iluminarse en azul.

VI Modo 6: reducimos la carga hasta de 100 a 150 mA (quitamos una de las resistencias •de 100 Ω). Ahora la carga en potencia ha terminado, y se pasa a la carga de mantenimien-to. El LED se iluminará en verde. Si ahora eliminamos las conexiones entre los pines V+ de K1 y K2, así como la carga completamente, se alcanza la mínima corriente para una bate-ría conectada y se activa el modo 1.

Ahora conectamos K1 con la fuente de alimentación. El cable trenzado de la fuente va al pin “PWM” de K1. Tras encenderla el LED debería iluminarse en blanco. Ahora, ajusta el po-tenciómetro de calibración (SVR1) de la fuente de alimentación de modo que en la entrada puedan medirse de 9,5 a 9,9 V. El LED de la fuente de alimentación no debería parpadear. Así, el Power-Loader está correctamente calibrado y con ello terminado y operativo. Pode-mos medir tanto corriente como tensión en R9.

Tabla 4. Valores en baterías LiPo

Modo Asignación 3 células 4 células Corriente

1 Sin batería < 1 V < 1 V -

2 Descarga completa < 9 V < 12 V -

3 Precarga 9...11 V 12...14,3 V 1/10 C

4Inicio de la carga de potencia

> 11 V > 14,3 V se eleva

5 Carga de potencia 12,6 V 16,8 V 1 C

6Carga de mantenimiento

12 V 16 V 1/50 C

A Sobretensión >13 V >17,2 V -

- Fuente de alimentación 12 V 15 V 4 A

- R10 27 kΩ 36 kΩ -

Sobre los autoresUwe Hofmann es técnico y asistente de Miniatur-Wunderland en Hamburg [8].

Günter Gerold es autónomo experto en ingeniería de radio y televisión [9].

El Dr. Thomas Scherer trabaja, entre otras cosas, como autor y técnico de desarrollo en el laboratorio.

60 02-2010 elektor

FACTOR POTENCIA

¿Debemos preocuparnos?Sobre el Factor de Potencia de las lámparasTon Giesberts (Laboratorios de Elektor) y Clemens Valens (Elektor Francia)

Cuando la carga de una fuente de alimentación no es puramente resistiva sino reactiva o, lo que es peor, no lineal, la corriente a través de la carga puede no tener la misma forma que la tensión presente en sus extremos y existirá una diferencia de fase entre la tensión y la corriente. En este caso, la potencia aparente consumida por la carga es mayor que la potencia real o activa consumida por ella. La relación entre la potencia real y la potencia aparente es llamada el “factor potencia”. Cuando este valor cae demasiado bajo, surgen los problemas.

Un bajo factor de potencia es un problema para los proveedores de energía, no para los usuarios, ya que ellos sólo pagan la potencia real consumida. Los proveedores de energía tienen que asegurar que su sistema de suministro de energía es capaz de proporcionar, de manera segura, la potencia aparente total demandada por todos los usuarios. Como la potencia aparente es siempre superior que la potencia real, el sistema de suministro (la red AC) tiene que estar sobredimensionada, algo que es caro. Más potencia también sig-nifica mayores pérdidas en forma de calor y, en consecuencia, son necesarios más recursos para producir la potencia real. Las cargas no lineales también crean armónicos que producen exceso de calor y muchos de ellos producen interferencias en otros equipos. Lo que nos debe quedar claro es que buscamos un factor de potencia de 1, es decir, la potencia aparente debe ser igual a la potencia real.Los usuarios que consumen un alto volumen de energía, como las plantas industriales, tienen que pagar por la potencia aparente que usan, mientras que los hogares domésticos generalmente no lo hacen. Los usuarios industriales a veces se instalan equipos espe-ciales para controlar que su factor de potencia se mantiene próximo al valor de 1. A esto se le denomina corrección del factor de poten-cia (PFC). El estándar europeo IEC 61000-3-2 [1] establece límites de una carga de un consumidor (no profesional) de hasta 16 A por fase (incluido este valor) conectada a la red eléctrica pública. La Tabla 1 muestra la subdivisión en cuatro clases: A, B, C y D de las cuales, las dos últimas son las más interesantes para nosotros. Todo equipo eléctrico del mercado destinado a los consumidores europeos debe cumplir con este estándar.

Cargas lineales y no linealesLa mayoría de las cargas no son puramente resistivas. Las bombi-llas de luz incandescente lo son, pero tan pronto como comienzan a hacerse más complicadas, la carga se hace una impedancia com-pleja. Muchas cargas tienen motores y éstos son típicamente car-gas inductivas. Este es el motivo por el que la corriente real normal-mente se retrasa con respecto a la tensión de línea. La diferencia de fase, a menudo llamada “fi” (Φ en griego), entre la corriente y la tensión es una medida para el factor de potencia. De hecho, cuando la corriente y la carga son ambas ondas senoidales perfectas, el fac-tor de potencia es sencillamente igual al cos(Φ) (ver Figura 1). Este

es el motivo por el que el factor de potencia también es llamado cos “fi”, incluso si pensamos que es incorrecto cuando las formas de onda involucradas no son senos per-fectos. Pero cuando lo son, el factor de potencia puede ser corregido añadiendo un condensador (o bancos de ellos) en paralelo con la carga. Y esto es exactamente lo que los usuarios profesionales hacen a veces. Gracias a los condensadores mantienen sus facturas de energía bajas.Hoy día, las cargas eléctricas se han ido haciendo cada vez más com-plejas y muchas de ellas ya no son lineales, es decir, la corriente ya no es una función lineal de la tensión red eléctrica. Esto sucede tan pronto como rectificadores y fuentes de alimentación conmutadas entran en escena, que es el caso de la electrónica de los hogares modernos, como ordenadores, televisores, lámparas fluorescentes y bombillas de luz de LED. Las corrientes no lineales tienen armóni-cos que pueden producir problemas cuando se usan condensadores para mejorar el factor de potencia. En ciertos casos, los armónicos, en combinación con estos condensadores, pueden entrar en reso-nancia produciendo situaciones de sobretensión y calentamientos que, potencialmente, pueden dañar los equipos.La corrección del factor de potencia de las cargas no lineales requiere otras técnicas diferentes a la simple conexión de un condensador en la carga. Esto se puede realizar de modo pasivo con filtros ya cons-truidos, que suprimen los armónicos producidos por la carga. Otra opción es la de usar un sistema PFC activo, un método que añade cir-cuitería electrónica a la carga para hacer que parezca más pasiva.

Medida del factor de potenciaPara medir el factor de potencia de una carga necesitamos medir la potencia real o activa con un vatímetro así como la corriente efec-tiva de la carga Irms y la tensión efectiva Vrms a través de la carga. El producto Irms × Vrms es la potencia aparente y el factor de potencia PF es la potencia real dividida por la potencia aparente. La mayoría de la gente no tiene el equipo necesario para medir estas cantidades adecuadamente, además de ser una operación peligrosa si no aisla-mos la carga de las líneas de alimentación de red (AC).

61elektor 02-2010

FACTOR POTENCIA

Los laboratorios de Elektor han hecho algunas medidas de equipos de Clase C (de iluminación), usando el circuito de la

Figura 2. Se usó un variac (un transformador variable) para aislar la carga de la línea de tensión de red y una punta

de prueba de osciloscopio con relación 100:1 (versión especial de alto voltaje), para medir la tensión en

la carga. La resistencia de 10 Ω es del tipo de 5 W. Si no tenemos estas herramientas, por favor, no intenten repetir nuestras medidas, ¡puede ser letal!

Nuestro osciloscopio era un LeCroy 9410 capaz de mostrar en tiempo real las series de Fourier (en magnitud y fase) de una de las trazas.

Usamos esta característica en las medidas de corriente para visualizar los armónicos. En todos

los experimentos la Irms fue medida con un Fluke 187, un verdadero multímetro rms.

Algunas medidas realesPara ilustrar el efecto de una carga en el factor de potencia primero medimos una bombilla incandescente tradicional de 100 W. Esta bombilla es una carga resistiva pura y el PF debería ser 1. La Figura 3 muestra los resultados: la corriente está perfectamente en fase con la tensión y ambas tienen la misma forma; por lo tanto, es una carga resistiva y de ahí que su PF = 1. Señalar que la traza de la fase mues-tra dos picos para el tercer y séptimo armónico, incluso aunque las magnitudes de estos armónicos son muy pequeñas. La razón es la distorsión de la forma de onda de la tensión de red, la cual no es una forma de onda totalmente perfecta.A continuación medimos un tubo fluorescente (un TL-D de 36 W fabricado por Philips). Las trazas de la Figura 4 muestran una carga reactiva, donde se ve que no son perfectas debido a que la forma de onda de la corriente presenta una clara distorsión alrededor de su paso por cero. Las trazas de Fourier muestran un tercer armónico muy claro y un pequeño quinto armónico. Sin embargo, la corriente es muy reactiva y puede ser corregida con un condensador (el cual estaba ausente en nuestra configuración de prueba). Ignorando los armónicos, el PF para este tubo fluorescente es de, aproximada-mente, 0,5, ya que la diferencia de fase entre la corriente y la tensión es de unos 60° y el cos(60) = 0.5.Cuando comenzamos a medir una lámpara fluo-rescente compacta (CFL), también conocida como bombilla de ahorro de energía, las cosas se hicieron más interesantes. Tomamos tres modelos diferentes: dos modelos recientes (una Philips PLE-C PRO de 11 W y un modelo descono-cido de 11 W que encontramos como producto de una conocida tienda sueca) y un modelo de bombi-lla de varios años de antigüedad que aún funcionaba (Isotronic 10112 de 20 W). Las Figuras 5 a 7 muestran unos resultados sorprendentemente similares y extra-ños al mismo tiempo. Sus formas de onda son las típi-cas para este tipo de bombillas y muestran su natura-leza de conmutación.

La determinación del factor de potencia a partir de estas trazas es difícil, a menos que tengamos acceso a las series de Fourier que van asociadas a ellas. El truco es el de determinar primero el valor efec-tivo de la frecuencia fundamental en fase de la corriente y, seguida-mente, dividirla por la corriente efectiva Irms medida. Para la bombilla PLE-C de Philips, la magnitud de la fundamental es de unos 700 mV

Φ

V

0

IP

µ(P)

0 90 180 270 360090886-11

Figura 1. la relación entre tensión, corriente y factor de potencia Φ. P = VI y µ(P) es el valor medio de la potencia P.

(fuente: Wikipedia)

AC

TR1 LA1

R110R

IAC

090886-12

Figura 2. Configuración experimental para determinar algunos factores de potencia.

mente, 0,5, ya que la diferencia de fase entre la corriente

W que encontramos como producto de una conocida tienda sueca) y un modelo de bombi-lla de varios años de antigüedad que aún funcionaba

muestran unos resultados sorprendentemente similares y extra-ños al mismo tiempo. Sus formas de onda son las típi-cas para este tipo de bombillas y muestran su natura-

090886-13

Figura 3. Resultados de una lámpara incandescente de 100 W. era un modelo de 220 V y la Irms medida fue de 440 mA.

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FACTOR POTENCIA

sobre una resistencia de 10 Ω, con una diferencia de fase de 20 gra-dos. Así pues, la corriente en fase es igual a (700 mV/10 Ω) × cos(20) = 66 mA, y su valor efectivo es de 66 mA/√2 = 47 mA. El valor de Irms que medimos para esta bombilla fue de 67 mA, lo cual nos da un PF de 0,70 para esta bombilla. Un razonamiento similar nos da un PF de 81/107 = 0,76 para la bombilla Isotronic y un PF de 56/76 = 0,73 Para la bombilla de Ikea.

De las bombillas CFL a las lámparas LED hay tan sólo un pequeño paso. Las lámparas LED están haciendo grandes progresos en el aumento de su cuota de mercado (también en calidad, pero no tan espectacularmente) y muchos de nosotros tendremos una o más en casa. Las trazas de las Figuras 8 y 9 muestran los resultados para los dos modelos que hemos colocado su lado, un modelo monocromo y una bombilla de tres colores, con un sistema de control remoto de colores. Ambas lámparas son de una marca muy conocida llamada “Made in China”.

Las curvas de corriente son muy puntiagudas, debido a la pequeña cantidad de potencia consumida por

estas lámparas, lo que se traduce en un espec-tro muy amplio. Para estas lámparas, sus fac-tores de potencia son: PF = 20/34 = 0,59 (para la monocroma) y 12/28 = 0,43 (para la de tres colores).

¿Pasan? La norma IEC 61000-3-2 subdivide los equipos de

iluminación (Clase C) en dispositivos que consumen hasta un total de 25 W (valor incluido) y aquellos que consumen más. Para ambas sub-clases se han

establecido unos valores máximos para las corrientes de sus armónicos (ver Tabla 2). Las tres bombillas CFL y las dos lámparas LED examina-

das en el laboratorio tienen unos armónicos muy fuer-

Tabla 1. Clasificación de equipos

Clase Descripción

A

Equipo balanceado de tres fases; aplicaciones domésticas, excluyendo equipos identificados como de clase D; herramientas, excluy-endo herramientas portátiles; atenuadores para lámparas incandescentes; equipos de audio.

Los equipos no especificados en cualquiera de las otras tres clases deben ser considerados como equipos de clase A.

BHerramientas portátiles, equipos de soldadura por arco que no sean equipos profesionales. (Un equipo profesional es un equipo no disponible para el consumidor.)

C Equipos de iluminación.

DEquipos con una potencia especificada menor o igual a 600 W, de los siguientes tipos: ordenadores personales y monitores de orde-nadores personales; receptores de televisión.

Fuente: IEC 61000-3-2

090886-14

Figura 4. Una carga reactiva en la forma de un tubo fluorescente de 36 W; cos(Φ) = 0,5. Irms = 352 mA.

Figura 5. Una PLE-C PRO CFL de 11 W de la casa Philips. Irms = 67 mA.

Figura 6. Igual que la Figura 5, pero ahora para una lámpara de Ikea. Irms = 76 mA.

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FACTOR POTENCIA

tes, la mayoría de los cuales no respetan los valores de la tercera columna de la Tabla 2. Por lo tanto, ¿deberemos concluir que estas lámparas son ilegales en el mercado europeo? Probablemente no, ya que existe una segunda cláusula para las lámparas que consu-men una potencia menor o igual de 25 W (vea e intente entender la cuarta columna de la Tabla 2). Esta cláusula sólo menciona los armónicos tercero y quinto y permite valores mucho más eleva-dos por lo que, probablemente, todas nuestras lámparas pasa-rán gracias a esta cláusula. Esto nos hace preguntarnos sobre la importancia de estas cláusulas, ya que parece difícil, hoy día, fabricar algo que no cumpla con dichas cláusulas. Además, las medidas en el laboratorio no res-petaron las condiciones de prueba especifi-cadas en la norma IEC 61000-3-2 y los instru-mentos utilizados no fueron calibrados cui-dadosamente. Tan sólo hicimos unas medidas rápidas y no muy limpias, usando la línea de tensión de red AC disponible, con ruido y todo. Aunque los resultados son sorprendentes, pro-bablemente no estén demasiado lejos de los valores marcados.¿Deberíamos preocuparnos por todo ello? Probable-mente no. Incluso si encendemos 10 o más de estas bombillas al mismo tiempo, consumiremos aún rela-tivamente poca potencia y su influencia en el factor

de potencia total de la casa permanecerá bastante limitada. Sin embargo, estaremos contaminando la línea de tensión de red AC.

(090866-I)

[1] IEC 61000-3-2 2005-11 (3era edición). www.iec.ch

Tabla 2. Límites para equipos de clase C

Corriente máxima permisible de armónico

Orden de Armónico Potencia Entrada Activa > 25 W Potencia Entrada Activa ≤ 25 Wn % de corriente de entrada a la frecuencia fundamental mA/W La corriente del tercer armónico, expresada como por-

centaje de la corriente fundamental, no debe superar el 86 %, mientras que el quinto armónico no debe superar el 61 %. Además, la forma de onda de la corriente de entrada, debe comenzar a fluir antes o a los 60°, debe tener su último pico (si hay varios picos por semiperío-do) antes o a los 65° y no debe parar de circular antes de los 90°, donde se asume que el paso por cero de la tensión de alimentación fundamental es de 0°.

2 2 -

3 30 × factor de potencia 3,4

5 10 1,9

7 7 1,0

9 5 0,5

11 3 0,35

13 ≤ n ≤ 39 (sólo armónicos impares)

3 3,85/n

Fuente: IEC 61000-3-2

Figura 7. Similar a las Figuras 5 y 6; el dato tenido es el de una vieja lámpara de 20 W Isotronic CFL. Irms = 107 mA.

Figura 9. El espectro de la lámpara LED de tres colores, controlada remotamente, es tan malo como el de la lámpara LED de la Figura

8. Irms = 28 mA.

Figura 8. Esta lámpara LED monocroma de el-cheapo presentan un espectro de corriente casi plano que parece cumplir con la norma

IEC 61000-3-2. Irms = 34 mA.

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090886-19

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Power-Controller a 5 VFuncionamiento con pilas de 2 a 8 V

Generalmente, los circuitos tanto con pilas como baterías permiten un amplio margen de tensiones de alimentación. Sin embargo, en muchos componentes como por ejem-plo LCD o sensores, tal rango de tensiones se restringe nuevamente. Ya que la mayo-ría de aplicaciones con microcontrolador requieren alimentación a 5 V, lo natural era diseñar una fuente de energía versátil, capaz de ofrecer un amplio margen de tensiones de entrada a partir de 2 a 8 V, y a la salida 5 V estables. Así, el equipo abarca desde cir-cuitos con dos baterías AA (2-2,4 V) a los de dos baterías LiIon o LiPo (7,2 V) –y natural-mente todas las intermedias. La corriente de salida de hasta 150mA debería ser suficiente para la mayoría de circuitos que funcionan

con baterías. El circuito puede iniciarse en un nivel lógico, dejarse en modo standby o apagarse.

ConceptoDebido a su gran margen de tensiones y la buena disponibilidad, nos hemos decantado por el LT1302 de Linear Tech-nology. Este componente es en realidad un convertidor Boost. Aquí, sin embargo, se utiliza en otro diseño llamado SEPIC [1], que se trata de un convertidor Buck-Boost [2]. Así se alcanza un gran margen de tensiones de entrada, pues el circuito funciona tanto como Boost con tensiones menores de 5 V, como Buck con tensio-nes mayores de 5 V. Y como bonus, ade-

más dispone de una función para desco-nectar la salida.El circuito (figura 1) se encuentra en una pequeña tarjeta montada en SMD (figura 2). Los pines de conexión tienen una distancia de 2,54 mm entre ellos (figura 3). Por ello, la tarjeta puede integrarse directamente en un circuito de prototipo (por ejemplo en una tarjeta de agujeros). Aparte de la conexión para la tensión de batería en K1, también hay un conector de cinco pines en la sección de salida (K3) y un jumper de pruebas (K2). En la práctica, la tensión de entrada mínima de 2 V en K1 significa que pueden utilizarse dos baterías AA de al menos 1V por célula.La tensión de salida estabilizada de 5 V se encuentra en el pin 1 de K3. Los otros pines se utilizan en BattSense como PowerOn, PowerHold y masa. Con BattSense puede supervisarse la tensión de las baterías mediante una microcontrolador con con-vertidor A/D en el circuito alimentado. El nombre del otro par de pines ya explica en parte su función.Si PowerOn se conecta a masa, el conver-tidor se inicia y suministra 5 V a la salida. Ahora el microcontrolador deberá poner el pin de PowerHold a 5 V para mantener el convertidor. Si deja de haber tensión en PowerOn, el convertidor sigue estando

Daniel Goß (Alemania)

Muchos componentes y microcontroladores están diseñados para un funcionamiento con baterías a muy

baja tensión. Sin embargo, es común tener que trabajar con una tensión nominal de 5 V. Si queremos

diseñar un buen sistema de baterías o un método de desconexión, la fuente de alimentación puede

ocuparnos mucho tiempo de diseño. Para disponer de una solución universal, hemos diseñado el Power-

Controller a 5 V.

(Alemania)

CaracterísticasRango de tensiones de entrada de 2 a 8 V (de 2 baterías AA a 2 baterías LiIon/LiPo)•Alimentación de un circuito a 5 V mediante dos baterías AA con hasta 150 mA• Especialmente apto para circuitos con microcontrolador a 5 V• Rendimiento del 75 % con 2 V y > 76 % con tensiones de entrada de 3 a 8 V• Componentes estándar fáciles de conseguir• Todas las conexiones con distancia entre pines de 2,54 mm• Función de Soft-Off regulable mediante el microcontrolador• El botón de encendido puede utilizarse posteriormente como botón adicional• Bajo consumo de corriente en Soft-Off-Standby•

65elektor 02-2010


activo debido a T1. Sin embargo, el micro-controlador puede apagarlo por sí mismo, poniendo PowerHold a masa. En el último párrafo de este artículo encontrará más información acerca de las conexiones del microcontrolador y otras posibilidades de aplicación.

FuncionamientoLa figura 4 muestra el diagrama de bloques del LT1302, que no debe obviarse al expli-car el funcionamiento del circuito. A quien

quiera analizar el circuito en detalle, reco-mendamos la simulación con el programa gratuito LTSpice [3]. En la sección de descar-gas de este artículo [4] hay algunos oscilo-gramas de la simulación disponibles.En el modo Boost (convertidor elevador) se inicia con un ciclo en el que el transistor de conmutación integrado en IC1 (Q4 en la figura 2) se cierra a masa y por lo tanto empieza a circular corriente a través de L1. C5 se descarga por lo tanto mediante L2. Así, la corriente circula igualmente por L2. En la

figura 5 se representa el flujo de corriente entre L1 y L2 con el transistor encendido. Las corrientes son aproximadamente igua-les pero de sentido contrario. Entonces, IC1 apaga el transistor. C5 ya no se encuentra dirigido a masa a través de Q4, sino al nivel de la tensión de entrada positiva, que adi-cionalmente se eleva por la tensión de la autoinductancia L1. L2 también se encarga de mantener la circulación de corriente. Junto con C5 contribuye a que en D3 haya tensión positiva, mayor a la tensión nominal

25V

C1

100u

K1C2*

*

*

*

100n

K2

R2

10k

D2

BAT54

T1

BSS138

L1

33uH

25V

C6

100u

C8

100n

35V

C5

220u

L2

33uH

R4

10k

C4

10n

D3MBRS340

25V

C7

100u

R5

100k

R6

560k

L3

27uH

R7680k K3

R1

10k

+5V

PowerOnBattSense

PowerHold

+2...8V0

R3

10R

C3

1u

SHDN3

PGN

D8

GN

D1

VIN

6

SW7

FB 4

IT 5

VC2

IC1

LT1302

Test

D1

BAT54S

+5V

090719 - 11

Figura 1. Esquema de circuito del Power-Controller a 5 V con el LT1302 de Linear Technology.

Lista de materialesResistencias:Todas SMD 0805, 1%R1, R2, R4 = 10 kR3 = 10 Ω (ver texto)R5 = 100 kR6 = 560 kR7 = 680 k

Condensadores:C1, C6, C7 = 100 µF/25 V SMD (por ejemplo

Farnell 1735335)C2, C8 = 100 nF/100 V SMD (por ejemplo Rei-

chelt SMD-1812 100N, ver texto)C3 = 1 µF/25 V SMD, tántalo 0805 (por ejem-

plo Farnell 1135280)C4 = 10 nF/100 V SMD (por ejemplo Reichelt

SMD-1812 10N, ver texto)C5 = 220 µF/35 V SMD (por ejemplo Farnell

9695877)

Inductancias:L1, L2 = 33 µH, 2 A, 0Ω12 SMD (por ejemplo

Farnell 1612699, Reichelt L-PISM 33µ)L3 = 27 µH, 0A8, 0Ω26, SMD (por ejemplo Far-

nell 1539570)

Semiconductores:Todos SMDD1, D2 = BAT54S (SOT-23, STMicroelectronics)D3 = MBRS340 (SMC, ON Semiconductor)T1 = BSS138N (SOT-23, Infineon)IC1 = LT1302 (SO-8, Linear Technology)

Varios:K1, K2 = conector de 2 pinesK3 = conector de 5 pinesTarjeta EPS 090719 (ver el anuncio de la tienda

Elektor o www.elektor.es/090719)Descarga del diseño de la tarjeta en

www.elektor.es/090719

Figura 2. La tarjeta está equipada al completo con componentes SMD. Debido a las altas temperaturas de soldadura por refusión, C2, C4, C8

y los conectores de pines han de soldarse manualmente.

66 02-2010 elektor


de IC1 (= tensión de entrada del circuito). La figura 6 muestra el flujo de corriente con el transistor en corte.C5 y L2 cargan conjuntamente el condensa-dor de buffer C6. Este estado dura unos 4,5 µs, hasta que Q4 se conecta otra vez a masa mediante IC1. Ahora C5 puede descargarse de nuevo a través de L2 y en L1 comienza a circular corriente. Esta interacción se repite hasta que la tensión en FB (pin 4 de IC1) supera los 1,245 V. Cuando se dé este caso, el LT1302 apaga el oscilador de 220 kHz interno. Ya que ahora es totalmente impo-sible que circule corriente a través de C5, la tensión cae nuevamente, hasta que haya 1,24 V en FB, con lo que el oscilador se ini-

cia otra vez. Tras cuatro ciclos se alcanza el umbral de conmutación y debería haber una breve pausa.En el modo Buck (convertidor reductor, con tensión de entrada mayor) basta con un solo ciclo de conmutación para llevar la tensión de FB hasta la marca de 1,245 V. Después el oscila-dor se apaga otra vez inmediatamente. Ya que la entrada en C5 está separada de la salida, no puede circular corriente y la tensión de salida cae de nuevo. Sólo tras cruzar el umbral de 1,24 V comienza un nuevo ciclo.Ya que la tensión tiene algo de rizado debido al funcionamiento del convertidor, aparte de C6 se ha diseñado otro filtro con L3 y C7/C8. Este filtro reduce el rizado residual de la

tensión de salida. Para garantizar una buena regulación, el divisor de tensión aplicado en FB consta de R5, R6 y R7, siendo algo más complejo. R6 toma partido en el 55 % de la regulación y asegura que ésta sea rápida, mientras que R7 compensa la caída de ten-sión en L3.Un nivel bajo en SHDN (entrada de shut-down, pin 3) activa el LT1302. Mientras este pin esté a nivel alto mediante R2, el inte-grado se mantiene en estado de reposo. T1 pone SHDN a nivel bajo si el microcontrola-dor lo activa con un nivel alto.R3 junto con C3 desacoplan al LT1302 de las oscilaciones y ruidos (spikes) en la tensión de alimentación.

Desde el laboratorio de ElektorNos hemos permitido cambiar ligeramente el circuito de Daniel Goß. Como protección en la puerta de T1 se ha añadido el diodo doble D1 con R1. Se ha mantenido la idea de tener una distancia entre pines de 2,54 mm para adjuntar la tarjeta en una protoboard. Los taladros de ajuste de la tarjeta no respetan dicha distancia, con lo que la tarjeta se hace algo más pequeña. Cuando se adjunte o suelde a una tarjeta de experimentos tampoco tendremos que utilizar tornillos.

Tres de los condensadores SMD son de papel (1812). En realidad se trata de MKTs con baja resistencia en serie y mejores características de dieléctrico que los condensadores cerámicos 0805. Sin embargo, es dudoso que aguanten la soldadura por refusión en combinación con la pasta libre de plomo, pues la temperatura máxima de la serie 1812 en la familia Wima es tan sólo de 220 °C. En la hoja de características se da como temperatura máxima permitida del núcleo 210 °C en estos condensadores, y el punto de fusión del poliéster ronda cerca de los 245 °C.

En el prototipo del laboratorio Elektor, todos los componentes de la tarjeta excepto los conectores de pines y los condensadores C2, C4 y C8 se soldaron sin plomo en el horno SMD de Elektor. Ya que la temperatura puede alcanzar los 260 °C, C2, C4, C8 y dichos pines fueron soldados a mano.

Se determinó el rendimiento del circuito mediante una corriente de salida ligeramente superior a 150 mA (resistencia de carga de 33 Ω, con el jumper de “test” en K2 activado).

El rendimiento depende ligeramente de la tensión de entrada, con un mínimo del 74,8 % a 2 V y un máximo de casi el 77 % con tensiones entre 3,5 y 6,5 V. Con tensiones de entrada altas también sigue siendo mayor, del 76,2 % a 8 V.

La ventaja del concepto Buck-Boost reside naturalmente en el gran rango de tensiones de entrada. Para ello, hemos de sacrificar algo de rendimiento en comparación con la aplicación estándar del LT1302 como convertidor Boost puro. Éste alcanza como regulador de 5 V con una tensión de entrada de 3 V un rendimiento máximo de casi el 87 %.

En la hoja de características del LT1302, para tensiones de entrada mayores de 5 V se recomienda desacoplar adicionalmente la tensión de alimentación del integrado, mediante una resistencia de 10 Ω (mínima de 2 Ω) y un condensador de tántalo de 1 µF. Según nuestras medidas, hemos puesto una resistencia (R3) de 0 Ω. C3

puede ser entonces de 100 nF (SMD 0805). Con tensiones de entrada bajas alrededor de 2 V, un valor mayor para R3 causaría que la tensión en el LT1302 se redujera demasiado, debido a su caída de tensión. Si se utilizan por ejemplo sólo dos baterías AA como fuente de tensión, podemos sencillamente puentear R3 y dejar en C3 únicamente el condensador de tántalo sin más.

Si Shutdown está a nivel bajo, el consumo de corriente en reposo

en un rango de 2 a 8 V está entre 0,4 y 1 mA. El integrado por su cuenta no consume mas que 0,2 mA, el resto se debe a la resistencia de pull-up R2 (Shutdown está conectado a masa). La tensión de Shutdown mínima es de 1,8 V, y la corriente de polarización máxima es de 20 µA. Por ello se han optado por 10 k para R2. En la práctica es posible un valor ligeramente más alto, que especialmente con altas tensiones de entrada mejora el rendimiento.

Con T1 en corte (puerta de T1 conectado a masa mediante PowerHold) el circuito sólo consume 10 µA.

Ton Giesberts

67elektor 02-2010


Con microcontroladorEl ejemplo de la figura 7 muestra la conexión del circuito en un microcontrola-

dor ATTiny24. La tarjeta de la Power-Con-troller a 5 V se conecta mediante los pines PowerOn y PowerHold de K3 con dicho

microcontrolador. PowerHold no debe per-manecer activo, pues T1 nunca entra en corte completamente y por lo tanto se eleva

Figura 3. Gracias a los pines con separación de 2,54 mm puede montarse en una

tarjeta de prototipos perforada.

–

+

–

+

–

+

VOS15mV

36mV

CMP1OFF

VIN

2µ A

ENABLE

A2

VIN SW

PGND090719 - 12ITVCGND

SHDN SHUTDOWN

SENSE

ERRORAMPLIFIER

HYSTERETICCOMPARATOR

DRIVER

A1

4

3

5 8

7

21

1.24VREFERENCE

220kHzOSCILLATOR

300Ω 3.6k

Q3

R41.75Ω

R5730Ω

VIN

BIAS

R1315k

R2105k

6

Q4160XA3

Q1 Q2

Q5

Figura 4. Diagrama de bloques del LT1302. Q4 activa la corriente en las inductancias externas.


292 páginas

ISBN 978-0-905705-79-8 • 34,50 €


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68 02-2010 elektor


innecesariamente el consumo de corriente del circuito.El pulsador S1 puede muestrearse con la rutina estándar para una entrada, sir-viendo R1 como resistencia de pull-up en este caso. Ya que el diodo Schottky D2 del circuito de conversión se encarga de desacoplar dicho pull-up, con el conver-tidor de tensión apagado este pulsador puede utilizarse como botón de inicio. Al pulsarlo, el convertidor comienza a fun-cionar y suministra 5 V para el micro. Con esto se arranca y por otro lado fija Power-Hold a nivel alto. El FET T1 del circuito de conversión se acciona y lo mantiene activo por medio del pulsador. Ahora el controlador puede desactivar la alimen-tación –por ejemplo en un breve tiempo de inactividad o eligiendo la opción en el menú– fijando PowerHold a nivel bajo. Ya que así el circuito entero inclusive R1, y por lo tanto PowerHold, están conectados a masa, T1 entra en corte, y el consumo de

corriente del Power-Controller se reduce hasta menos de 20 µA.Naturalmente el diseño también puede uti-lizarse para alimentar partes individuales de un circuito. Para esto está conectado Power-Hold exclusivamente con el microcontrola-dor. Así se puede activar y desactivar la ali-mentación a 5 V mediante este pin.Ya que un controlador no puede fijar el pin de PowerHold a nivel alto durante el trans-curso de un programa, es posible activar mientras tanto el Power-Controller conec-tando el jumper en K2 (Test). Así puede acti-varse permanentemente la alimentación durante la programación, debugging o tes-teo del convertidor, sin que sean necesarios cambios en el código fuente del programa.La conexión de BatSense en el converti-dor A/D del microcontrolador ha de tener la mayor impedancia posible. Esta salida se desconecta de la batería al ejecutarse el Output-Disconnect, cuando el circuito cambia al modo Standby. Por ello ha de

considerarse la corriente que circula a tra-vés del divisor de tensión. Ya que hay ten-sión incluso cuando se desactiva el conver-tidor, ésta puede utilizarse para un circuito de Wakeup o para las memorias. Hemos de prestar atención a que aún no está estabili-zada ni filtrada. Para mantener una medida lo suficientemente precisa, puede inte-grarse un condensador (aproximadamente de 100 nF) como apoyo en el divisor de ten-sión. Éste carga la capacidad SH interna del convertidor A/D fácilmente confiriendo alta impedancia al divisor de tensión, que a su vez se corresponde con la impedancia de entrada del conversor A/D. Aparte, hemos de fijarnos en que mediante este circuito, en la entrada del conversor A/D también se pone por lo tanto la tensión de las bate-rías, cuando el resto del circuito está sin corriente. Sin embargo, debido a la alta impedancia del divisor de tensión normal-mente esto no supone ningún problema.

(090719)

El autor

Daniel Goß es un experimentado asistente técnico en informática y tecnologías de la información para integración de sistemas. Trabaja como consultor IT, especializado en el diseño de soluciones y seguridad para el mayor proveedor de servicios IT alemán.

En su tiempo libre se encarga de desarrollar circuitos –basados principalmente en microcontroladores AVR– y en la programación para Windows en C++ y C#.

E-Mail: [email protected]

Página principal con software y otros proyectos: www.flashsystems.de

Links:

[1] http://en.wikipedia.org/wiki/SEPIC_converter (Descripción de un SEPIC)

[2] www.maxim-ic.com/appnotes.cfm/appnote_number/1051/ (Notas de aplicación)

[3] www.linear.com/designtools/software (Descarga gratuita de LTSpice)

[4] www.elektor.es/090719 (Página de proyecto con descargas gratuitas para este artículo)

*

*

D2

BAT54

L1

33uH

25V

C6

100u

35V

C5

220u

L2

33uH

R4

10k

C4

10n

D3MBRS340

25V

C7

100u

R5

100k

R6

560k

L3

27uH

R7680k

R3

10R

C3

1u

SHDN3

PGN

D8

GN

D1

VIN

6

SW7

FB 4

IT 5

VC2

IC1

LT1302

090719 - 13

*

*

D2

BAT54

L1

33uH

25V

C6

100u

35V

C5

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R4

10k

C4

10n

D3MBRS340

25V

C7

100u

R5

100k

R6

560k

L3

27uH

R7680k

R3

10R

C3

1u

SHDN3

PGN

D8

GN

D1

VIN

6

SW7

FB 4

IT 5

VC2

IC1

LT1302

090719 - 14

Figura 5. Flujo de corriente en L1 y L2 con el transistor en conducción.

Figura 6. Flujo de corriente con el transistor en corte.

K1+5V

PowerOnBattSense

PowerHold

090719 - 15

VCC

1

GND

14

PA0(ADC0/AREF)13

PA1(ADC1/AIN0)12

PA2(ADC2/AIN1)11

PA3(ADC3/T0)10

PA4(ADC4/USCk/SCL/T1)9

PA5(ADC5/DO/MISO/OC1B)8

PA6(ADC6/DI/MOSI/SDA/OC1A)7

PB2(INT0/OCA0A/CLKOUT)5

PB3(RESET/dW)4

PB1(XTAL2)3

PB0(XTAL1/CLKI)2

PA7(ADC7/OC0B/ICP)6

IC1

Attiny24

R1

10k

S1R3

100k

R2220k

C1

100n

Figura 7. Ejemplo de conexión del circuito con un microcontrolador.

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(C) ELEKTOR

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70 02-2010 elektor

RETRÓNICA

Decodificador de Teletexto de Elektor (1981)

Jan Buiting (Editor Elektor UK/US)

Algunos de nuestros lectores puede sorpren-derse al leer esto, pero yo no tengo que hacer grandes búsquedas para la presentación de artículos en la(s) página(a) Retrónica de Elektor: el material antiguo, por lo general, viene a mí después de una llamada telefó-nica o un e-mail con comentarios como: “mi mujer me ha dicho que debo sacarlo o si no...”. Recientemente, también he escuchado estos: “Nuestra nueva dirección siente que el equipo excede a sus necesidades...”; “... mi ático está empezando a crujir” y “... es una lástima que se desperdicie”. A lo que yo digo: “guárdenlo, voy para allá, ya que hemos perdido la mayo-ría de los prototipos de los proyectos publica-dos en Elektor en los últimos 40 años.El Teletexto, un servicio de información basado en texto y gráficos simples que sale a través de las emisiones de televisión analógica, tardó unos cuantos años en desarrollarse y conver-tirse en un estándar (con multitud de condicio-nantes, peros y dificultades en diferentes paí-ses). Se inició en 1970, cuando creativos de la BBC e ingenieros de la IBA acordaron que las 25 líneas de la imagen de la pantalla, en el tiempo de borrado del campo de la señal de TV, era un lugar muy válido donde enviar “información” en lugar de hacer que esa parte de la pantalla fuese invisible a los espectadores en casa, o bien una imagen en negro en el osciloscopio. Consiguieron rellenar esta área “vacía” con hasta 15 caracteres por línea para transmitir “información sobre la programación interna”. Cuando en 1972 se lanzó el servicio experi-mental Teledata de la BBC, la capacidad había aumentado a unos impresionantes 32 carac-teres por línea. Más tarde, ese mismo año, se produjo un conflicto de normas cuando la IBA puso en marcha su propio sistema de Oracle, al que la BBC respondió cambiando el nombre de su versión a Ceefax (“ver hechos”). Después de dos años de rivalidad cortés y frustración de los clientes en todo el país, la IBA, la BBC y la BREMA fueron movilizadas por el GPO para llegar a un acuerdo sobre un estándar para el teletexto. En esencia, combinando lo mejor de Oracle y Ceefax al tiempo que añadían gráficos sencillos y color (ningún tipo de lujo: ni siquiera

el nivel de Pacman). De nuevo, dos años más tarde, las “pruebas” se terminaron y quedó establecido el estándar definitivo. El sistema fue rápidamente difundido en toda Europa, donde los telespectadores buscaban las pági-nas claves del día a día que mostraban informa-ción sobre el tiempo, las listas de intercambio de la bolsa, las salidas/llegadas del aeropuerto y los avisos de tráfico.“Siempre que hay escasez hay también una oportunidad”. No tengo ninguna evidencia de televisores asequibles con la función de tele-texto ya funcionando, en torno a 1980, y los pocos descodificadores existentes en el mer-cado en ese momento requerían una “cirugía” importante en el equipo de televisión. Elektor, en 1981, cubrió el hueco mediante la publi-cación de un descodificador TT casero, que podía ser conectado entre la antena y el tele-visor, ¡por lo que no era necesario desmantelar el televisor en pedazos sobre la alfombra!El sistema de Elektor estaba compuesto por tres placas de circuito impreso. El primero, descrito en el número de octubre 1981, junto con una introducción general al sistema de teletexto, contenía el descodificador que utili-zaba lo último en tecnología de circuitos inte-grados (CI) LSI con bellos nombres como VIP (SAA5030), TAC (SAA5041), TIC (SAA5020) y TROM (SAA5051). ¡Hay que dar las gracias por estas grandes siglas a la gente de Philips/Sig-netics! Como sucede con la mayoría de los cir-cuitos integrados LSI, podemos juntarlos con cuidado y seguir las hojas de características de la mayor parte de ellos. Recuerdo perso-nalmente los CIs SAA50xx que eran terrible-mente caros y difíciles de conseguir.La placa de control descrita en el número de noviembre de 1981, fue principalmente un interfaz entre el teclado de usuario y el pro-pio descodificador. La placa contenía un mon-tón de integrados 74LS TTL, como registros de desplazamiento, temporizadores y biestables (“flip-flops”). De forma inesperada, la serie de artículos parecían desviarse de su curso sugi-riendo llevar la salida de vídeo del descodifica-dor a un punto adecuado del equipo de tele-visión. Se mostraron varios circuitos comple-mentarios y se dieron varios consejos para

aislar el equipo de TV de la línea de alimen-tación de alterna (AC). Afortunadamente, en diciembre de 1981 la promesa original de “no jugar con el aparato de TV” se hizo realidad con la descripción de la placa de control de vídeo. Esta placa contenía integrados como el modulador de VHF, LM1889N, y el decodifi-cador RGB LM1886N, ambos se hicieron famo-sos tiempo más tarde, ya que era una manera fácil y barata de acceder al interior de la pan-talla de televisión sin abrir la “posesión más apreciada de la familia”. Por último, se intro-dujo el “modo antena”, con un gran costo, en la forma de otra palca adicional, esta vez para el “receptor de teletexto “, que comprendía un módulo sintonizador VHF/UHF comer-cial de TV y un circuito integrado amplifica-dor/demodulador de FI, un TDA2541. Obvia-mente, el eslabón que falta para el proyecto, una fuente de alimentación de tres tensiones, fue publicada en febrero de 1982.El descodificador de teletexto completo fue un proyecto gigantesco que cubrió, aproxi-madamente, 25 densas páginas en blanco y negro en Elektor y que debía costar una pequeña fortuna el construirlo exactamente como se detallaba en la revista. Los artículos tenían toda la información impresa necesaria para construir las placas, a escala real, para cualquiera que dispusiese del equipamiento necesario pudiera crear una placa de circuito impreso de una sola cara en casa. Como hizo mi amigo Eric Post, que gentilmente me ha proporcionado un descodificador totalmente montado, con las placas perfectamente ensambladas, cableadas e instaladas en una caja de la casa Teko (no mostrada aquí).El ETTD fue un buen ejemplo de que Elektor y sus entusiastas lectores desean estar en la cabeza del mercado, como cuando los equi-pos de televisión con teletexto interno eran raros y/o muy costosos en ese momento. Por lo tanto, un descodificador de teletexto, fun-cionando perfectamente, seguro que impre-sionaba a amigos y vecinos, con información importante como ¡los niveles de nieve en las pistas de esquí de Chamonix o la tasa de cam-bio del zloty (moneda polaca)! Hoy en día, el teletexto se encuentra en la fase final de ser eliminado por Internet y la televisión digital, con muchos provee-dores abandonando después de unos 30 años, que, irónicamente, empezaron en el Reino Unido. Es una prueba de que “tele” en “Latín” significa “lejos” en términos de distancia, no de tiempo.

(090762)

Retrónica (Recuerdos de electrónica) es una columna mensual que cubre equipos electrónicos antiguos, incluyendo diseños legendarios de Elektor. Se agradecen contribuciones, sugerencias y peticiones; por favor, enviad un correo electrónico (email) a [email protected].

71elektor 02-2010

INFO & ENTRETENIMIENTO

Hexadoku Rompecabezas con un toque electrónico¿Te sientes de nuevo como si estuvieras resolviendo un rompecabezas? Aquí tienes otro Hexadoku que

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en negrita). Ya hay algunos números rellenos en el crucigrama, que determinan su situación inicial. Entre todas las soluciones correctas recibidas, sorteamos cada mes un gran premio y tres premios de consolación. Para ello, debes enviarnos los números de las casillas en gris. El rompecabezas también está disponible como descarga gratuita desde la web de Elektor.

¡Resuelve el Hexadoku y gana!Las soluciones correctas recibidas de los lectores de Elektor participan automáticamente en el sorteo de un Bono valorado en 100 € y otros tres valorados en 50 € para la Tienda de Elektor. ¡Esperamos que estos premios animen a todos nuestros lectores a participar!

¡Participa!Por favor, envíanos tu solución (los números de las casillas grises) por correo electrónico a [email protected] – Asunto: hexadoku 02-2010 (por favor, cópialo exactamente). Incluye en el correo tu nombre com-pleto y tu dirección.

También puedes enviar tu respuesta por correo ordinario a: Redacción Elektor Apdo. Correos 73 - 08870 Sitges (España), o al fax +34 933 969 538.

La fecha límite es el 1 de marzo de 2010.

Ganadores del sorteoLa solución del Hexadoku de dciembre de 2009 es: F1482

El Kit Profesional de Iniciación E-blocks es para: Mark Lucas (Reino Unido).Y los 3 Bonos para la Tienda Elektor son para: Wolfgang Beckmann (Alemania), Keijo Kiirikki (Finlandia), K. D. Reinartz (Alemania).

¡Enhorabuena a todos!

No podrán participar los empleados de Elektor International Media ni los socios y/o empresas editoras asociadas.

1 2 G C D 3 B 8 E 4 5 9 7 A 6 FF 7 3 8 C E 4 9 G 1 6 A D 5 2 BE D 4 5 A F 6 G 7 B 2 3 1 C 8 96 9 B A 1 2 5 7 8 C D F 3 G E 4G 3 8 B 7 1 9 5 C D 4 6 2 E F A4 C 9 1 8 D E A F 7 B 2 G 3 5 65 E D F 3 6 C 2 9 8 A G 4 1 B 7A 6 7 2 B 4 G F 1 E 3 5 8 9 C D8 F A E 2 7 1 6 3 G 9 4 5 B D CD B 5 6 9 G 3 E A 2 C 7 F 4 1 87 G 1 3 F C D 4 5 6 8 B 9 2 A E2 4 C 9 5 8 A B D F E 1 6 7 G 33 1 F 4 E B 2 D 6 5 7 C A 8 9 G9 8 E 7 G A F C 2 3 1 D B 6 4 5B A 2 D 6 5 8 3 4 9 G E C F 7 1C 5 6 G 4 9 7 1 B A F 8 E D 3 2

72 02-2010 elektor

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Un MIAC es un controlador lógico progra-

mable industrial (PLC) que sirve para una

amplia gama de sistemas electrónicos. Se

controla internamente con un potente

microcontrolador PIC 18F4455 que se co-

necta directamente a un puerto USB. Por

eso se puede programar fácilmente con

Flowcode, C o ensamblador. El artículo in-

cluido la edición de enero de 2010 de Elek-

tor muestra como implementar un sen cillo

sistema de automatización doméstica con

alarma utilizando tres uni dades MIAC.

Placa montada en caja

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La R32C como servidor web(Noviembre 2009)

¡La R32C se prepara para Internet! Un pe-

queño módulo de ampliación para la placa

de aplicación de la edición de septiembre

combina un integrado TCP/IP con puerto

Ethernet, un conector de red con transmi-

sor y LED de estatus. Con él será posible im-

plementar tanto un servidor web como

otras muchas aplicaciones en Internet, sin

tener que lidiar con más complicaciones

como por ejemplo el protocolo TCP/IP.

Aparte del driver en opensource, también

se encuentran en descarga gratuita un pe-

queño servidor web y más ejemplos de

software.

Módulo WIZ812MJ con chip W5100

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Analizador OBD-2 NG(Septiembre 2009)

El compacto analizador OBD2 de la edición

de junio de 2007 resultó un completo éxito

– lógico, pues reunía tanto descripción de

errores por texto como reconocimiento au-

tomático de protocolo en un dispositivo

asequible y reducido. La siguiente genera-

ción de analizadores autónomos OBD en

Elektor trae consigo display gráfi co, proce-

sador Cortex-M3 e interfaz de usuario open-

source, aparte de fi jar nuevos objetivos para

otro proyecto OBD2.

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Programmación en C y el entorno .NET

C# 2008 and .NET ProgrammingEste libro (en inglés) está dirigido a inge-

nieros y científi cos que quieran aprender

sobre el entorno .NET y la programación

en C# o para los que estén interesados en

comunicar hardware con un PC. El libro

cubre el entorno de desarrollo Visual Stu-

dio 2008, el sistema .NET y en el lenguaje

de programación en C# desde de los tipos

de datos y los flujos de programa hasta

conceptos más avanzados incluyendo

la programación orientada a objetos. Se

completa con muchos programas de ejem-

plo y ejercicios de autoevaluación.

240 páginas • ISBN 978-0-905705-81-1 • 36,50 €

Diseño de circuitos y programación en C#

y Visual Basic

Complete practical measurement systemsusing a PCEl libro (en inglés) abarca tanto los aspec-

tos de diseño hardware y como el software

típicos de los sistemas embebidos basados

ordenadores personales con sistema opera-

tivo Windows. Uso de técnicas modernas

en detalle, numerosos ejemplos diseñados

para mostrar con claridad lo sencillo que

puede ser crear los interfaces entre lo digi-

tal y la electrónica analógica, programa-

ción y diseño Web.

292 páginas • ISBN 978-0-905705-79-8 • 34,50 €

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Preselector para Elektor SDR(Diciembre 2009)

La radio defi nida por software con puerto

USB de la edición de Elektor de mayo de

2007 ha sido desde su lanzamiento hace

dos años el hardware SDR más utilizado.

Este proyecto es una forma ideal y asequible

de iniciarse en la tecnología SDR. Con el pre-

selector se renueva además su validez con-

siderablemente. Gracias a su sintonización

mejorada y compatibilidad con más ante-

nas resulta posible “pescar” más señales por

el éter. Quien no desee o no pueda instalar

una antena exterior, también encontrará

una solución válida, pues el preselector pue-

de utilizar una antena de lazo.

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USB ToolboxISBN 978-90-5381-212-9 ..................... 29,50 €

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Practical

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Febrero 2010 (N° 356)

+ + + Nuevos Produc tos de Febrero: V is it a www.elektor.es + + +

Enero 2010 (N° 355)

Ojo mágico en el USB090788-1 ..... Placa de circuito impreso ................................................................ 11,95090788-41 ... Microcontrolador programado....................................................... 11,95

El bus CAN en casa090278-91 ... Placa montada en caja .................................................................. 185,00

Dimmer controlado mediante microcontrolador090315-41 ... Microcontrolador programado......................................................... 8,50

Winamp-Control090531-71 ... Kit de components ......................................................................... 99,95

Diciembre 2009 (N° 354)

Temporizador minimalista090823-41 ... PIC12F683-I/SN programado ........................................................... 7,95

Preselector con sintonización automática090615-71 ... Kit de componentes, con la placa parcialmente montada, formas de bobina y barras de ferrita con bobinas ............................. 57,50

El no va más de las luces de desplazamiento090125-1 ..... Placa sin componentes (módulo máster) ........................................ 13,00090125-2 ..... Placa sin componentes (módulo lámpara) ........................................ 2,75090125-41 ... Controlador programado (PIC18F2550) por módulo master ........... 18,00090125-42 ... Controlador programado (PIC12F508-I/SN) por módulo lámpara ..... 2,75

Noviembre 2009 (N° 353)

La R32C como servidor web080082-71 ... Conjunto Placa de cirucito impreso y módulo Bluetooth BTM222 .. 149,50080928-91 ... R32C-Starterkit: Placa procesador montada y comprobada, herramientas de programación en CD ............................................ 34,00090607-71 ... Módulo WIZ812MJ con chip W5100 ............................................... 22,50

Estación de soldadura con función de medida090022-41 ... PIC18F4520, programado ............................................................. 14,00

Cargador Solar090190-1 ..... Placa de circuito impreso .................................................................. 9,95090190-41 ... Controlador programado ................................................................. 8,00

Octubre 2009 (N° 352)

Altímetro Barométrico080444-41 ... Microcontrolador programado PIC18F2423 ................................... 18,50

Septiembre 2009 (N° 351)

Analizador OBD-2 NG090451-71 ... Kit de componentes incluyendo placa con SMD montados, módulo DXM, caja y cable............................................................... 99,00

Mini-ajedrez con AVR-Max081101-1 ..... Placa de circuito impreso ................................................................ 14,50081101-41 ... Microcontrolador programado....................................................... 12,50081101-71 ... Kit de componentes: Placa, controlador programado y resto de componentes ............................................................................ 34,50

Alarma de inclinación para coche080064-41 ... Microcontrolador programado....................................................... 24,50

Placa de Aplicación R32C080082-71 ... Conjunto Placa de cirucito impreso y módulo Bluetooth BTM222 ....................................................................... 149,50 080928-91 ... R32C-Starterkit: Placa procesador montada y comprobada, herramientas de programación en CD ............................................ 34,00

Julio/Agosto 2009 (N° 349/350)

Luxeon-lógica081159-41 ... Controlador programado ATtiny25 .................................................. 7,50

Regulador de velocidad para ventilador070579-41 ... Controlador programado ATtiny13 .................................................. 8,95

Mensaje fl otante080441-41 ... Controlador programado PIC16F616 ................................................ 7,50

Control del reloj de impulsos con la señal DCF090035-41 ... Controlador programado PIC16F648A ............................................. 8,95

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75elektor 02-2010

76 02-2010 elektor

INFO & MERCADO PRÓXIMO MES ElEktOR

Receptor DMX512-A de tres canalesEl sistema DMX512-A se utiliza hoy en día en muchos sistemas de iluminación instalados en teatros y salas de conciertos. Igualmente también se está aplicando cada vez más para la iluminación exterior de grandes edificios. En este proyecto realizamos un control de luces DMX-512 con la ayuda de un microcontrolador MSP430 de Texas Instruments. Maneja la comunicación DMC así como tres controladores para LED de potencia utilizando comuni-cación por ancho de pulsos. Un conmutador DIP permite ajustar la dirección DMX.

Mini Amplificador clase D Aunque los amplificadores de potencia de audio de conmutación están ahora bien esta-blecidos, los constructores domésticos se encuentran a menudo restringidos a circuitos sencillos. El amplificador de audio de conmutación de la edición de marzo de 2010 de Elektor es pequeño, diseñado con esmero y trae unos cuantos extras. El circuito se basa en un MAX9744 y proporciona una salida de 2 x 20 watios con una eficiencia del 94%. El proyecto incorpora controles de volumen y tono así como un LCD con retroiluminación. ¡Sin bultos… todo se ajusta con un control remoto!

ATM18 VisiOLEDEste timbre de la puerta tiene unas cuantas características que tan solo pueden verse en las villas más selectas de Miami: las tarjetas RFID de los visitantes se escanean en la entrada y el propietario de la casa ve la una foto del visitante es una pantalla OLED. Un pulsador abre la puerta. Este ambicioso proyecto utiliza la famosa placa con microcontro-lador ATM18 de Elektor (de abril de 2008) y el lector RFID asociado (de junio de 2008). ¡El software gratuito está abierto a ampliaciones y expansiones!

Visita Elektor en la webwww.elektor.es www.elektor.es www.elektor.es www.elektor.es www.elektor.es www.elektor.es

ÍndicE dE anunciantEs (por orden alfabético)

cebekit www.cebekit.es págs. 17 y 80Electrónica Potal www.fadisel.com pág. 21Electrónica Rafel www.electronicarafel.com pág. 76Eurocircuits www.eurocircuits.com pág. 25Hameg www.hameg.com pág. 76ingeniería de Microsistemas Programados www.microcontroladores.com pág. 2Mikro Elektronika www.mikroe.com pág. 3

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Elektor tiene una sección para ayudar a sus clientes a promocionar sus negocios, Mercado – una sección permanente de la revista donde puede mostrar sus productos y servicios.

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Los componentes para los proyectos aparecidos en Elektor están normalmente disponibles en algunos de los anunciantes de la revista. Si se prevén dificultades en el suministro de alguno de los componentes, se indicará en el artículo algún proveedor que pueda sumini-strarlo. Sin embargo, tenga en cuenta que los porveedores indicados no tienen porque ser únicos.

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