diseño de circuitos electrónicos para comunicaciones ate-uo dcec opt 00 contenido resumido: 1-...
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Diseño de Circuitos Electrónicos para
Comunicaciones
ATE-UO DCEC opt 00
CONTENIDO RESUMIDO:
1- Introducción.
2- Sintetizadores de frecuencias.
3- Amplificadores de potencia para comunicaciones.
4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia.
5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos.
6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos.
7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores.
Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos
Objetivo fundamental del tema: Describir el funcionamiento de los bloques funcionales que se encuentran en los sistemas de comunicaciones ópticas. Son:
ATE-UO DCEC opt 01
• Detectores de luz:- Fotodiodos PN. - Fotodiodos PIN.- Fotodiodos de avalancha y sus circuitos de polarización.- Otros foto-detectores (fototransistores, fotoconductores, etc.)
• Preamplificadores y amplificadores de señales de detectores de luz.
• Emisores de luz:- Diodos emisores de luz (LEDs).- Diodos láser de homounión.- Diodos láser de heterounión.
• Amplificadores de potencia (drivers) para emisores de luz.
• Circuitos de interface digital.
La unión PN puede:• Ser sensible a la luz fotodiodos y células solares• Emitir luz Diodos Emisores de Luz (LED)
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (I)
0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9
Longitud de onda [micras]
2,5 2 1,8 1,6 1,4
Energía de un fotón [eV]
Longitud de onda de la luz y energía de un fotón:
GaAs1-xPx GaAs SiC CdS
Si
Anchos de banda prohibida (“gaps”) de semiconductoresATE-UO DCEC opt 02
l = c/f = c·h/(f·h) = h·c/E = 1,24/E (con l en mm y E en eV)
• Absorción: Para que un fotón genere un par electrón hueco, su energía debe ser mayor o igual que la energía correspondiente al ancho de la banda prohibida (“gap”). El proceso es más complejo en la realidad.
En
erg
ía
Eg
---+-
Luz
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (II)
ATE-UO DCEC opt 03
• Hay tres procesos por los cuales se produce interacción entre la luz y los electrones:
- Absorción.
- Emisión espontánea.
- Emisión estimulada.
Si Si
Si Si
- -
- -
- -
- -
- --
- -
- -
--
+
Luz
• Emisión espontánea: El proceso es, en cierta medida, reversible. Sin embargo, para que una recombinación electrón hueco genere radiación de una manera efectiva, el semiconductor debe ser “de tipo directo”.
• En ellos, las recombinaciones no implican cambio de la cantidad de movimiento de los electrones y de los huecos.
En
erg
ía
Eg
---+
-Luz
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (III)
ATE-UO DCEC opt 04
Si
-
- -
- -
- -
- --
- -Si
Si Si
- -
-
+
-
• En los de “tipo indirecto” la recombinación requiere un cambio de la cantidad de movimiento, lo que implica choques y vibraciones en la red (producción de “fonones”). El resultado final es poca emisión de radiación y, por el contrario, generación de calor .
Luz
• Emisión estimulada: Llega un fotón a un átomo que tiene un hueco (átomo excitado). Se genera un fotón idéntico en frecuencia y fase.
En
erg
ía
Eg
---+
-
Luz
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IV)
ATE-UO DCEC opt 05
Si-
- -
- -
- -
- --
- -
Si
Si Si
- -
-
+
-Luz
Luz Luz
Luz
Luz
P
Efecto fotovoltaico:
Los pares electrón-hueco generados modifican las condiciones de equilibrio térmico de la unión. Se llegará a otras condiciones de equilibrio distintas. Por ejemplo, con la unión en circuito abierto, disminuirá la anchura de la zona de transición y el campo eléctrico y la tensión en ella. Esto significa que aparecerá tensión directa en los contactos metálicos, ya que es la misma situación que teníamos cuando aplicábamos tensión directa externa.
N
+ -+ -
+
-+ -
Luz (Eluz = h·f)
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (V)
ATE-UO DCEC opt 06
P
Efecto fotovoltaico con polarización inversa:
• Las dimensiones de la zona de transición, el valor del campo eléctrico y de la tensión en ella no cambian (impuestos por la pila).
• Los pares electrón-hueco generados son “barridos” por el campo eléctrico y generan corriente inversa en la unión PN polarizada inversamente.
• Las densidades de corriente de huecos y electrones coinciden en dirección y generan una corriente claramente mayor que la corriente inversa de saturación sin luz.
N
+ -+ -
+
-+ -
Luz (Eluz = h·f)
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VI)
ATE-UO DCEC opt 07
jp
jn
V1
• Ecuación de Shockley (curva característica) de una unión PN sin
iluminar:
i = IS·(eV/VT - 1), siendo:
IS = A·q·ni2·[Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln)]
(Is es corriente inversa de saturación de la unión PN)
VT = kT/q, donde:
A = sección de paso de la corriente (sección de la unión PN)q = carga del electrónni = concentración intrínseca
Dp = constante de difusión de huecos
Dn = constante de difusión de electrones
Lp= longitud de difusión de los huecos en la zona N
Ln= longitud de difusión de los electrones en la zona P
ND = concentración de donador
NA = concentración de aceptador
k = constante de Boltzmann
T = temperatura absoluta
P
N
+
-
i
V
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VII)
ATE-UO DCEC opt 08
• Cuantificación del efecto fotovoltaico:
- La ecuación de Shockley se obtiene suponiendo GL = 0 (tasa de generación de pares electrón hueco por luz igual a 0) en la “ecuación de continuidad” (véanse las diapositivas ATE-UO Sem 43
- ATE-UO Sem 49, ATE-UO PN 57 - ATE-UO PN 61 y ATE-UO Ap 16 - ATE-UO Ap
28 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos de 1º de grado de Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación):
0 = GL-pN’/p+Dp·2pN’/x2
0 = GL-nP’/n+Dn·2nP’/x2
siendo: Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln)
i
Iopt
+
-V
IS(eV/VT -1)
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VIII)
- Suponiendo la unión larga, si repetimos la obtención de la ecuación Shockley, con GL distinta de cero, se obtiene:
i = IS·(eV/VT -1) - Iopt
ATE-UO DCEC opt 09
Comportamiento como fotodiodo
Comportamiento como célula fotovoltaica (célula solar)
sin luz
GL=0v
PN
+
-
i
Vi
Luz
i = IS·(eV/VT -1) - Iopt
Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln)
ATE-UO DCEC opt 10
Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IX)
¡¡La operación en el tercer cuadrante significa generación de energía!!
GL1
GL2
GL3
V0
P N- +
LZT0
Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (I)
+-
Densidad de carga
-Emax0Campo eléctrico
+-
Densidad de carga
-Emax
Campo eléctrico
LZT
NP - +V0+Vinv
Vinv
• Sea simétrica o asimétrica la unión, se cumple:- El campo eléctrico es proporcional a la integral de la densidad de carga.- La tensión es proporcional a la integral del campo eléctrico.
• Unión PN simétricamente dopada:
Vinv+V0 proporcional a este área
ATE-UO DCEC opt 11
Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (II)
+-
Densidad de carga
-Emax0
Campo eléctrico
ATE-UO DCEC opt 12
+-
Densidad de carga
-Emax
Campo eléctrico
• Unión PN asimétricamente dopada (P+ N-):
Tipo P+ Tipo N-
Vinv
N-- +LZT
P+
Tipo P+ Tipo N-
P+ N-- +
LZT0
• Dopando poco una zona se consigue que la mayor parte del campo eléctrico esté en esa zona.
Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (III)
ATE-UO DCEC opt 13
-Emax
Campo eléctrico
• Otras posibilidades:
Vinv
N-
-P+ +
- Densidad de carga
+
P+ N-Intrínseco
Diodo PIN
P+ N-Intrins.
Diodo PIPN
P+ Intrins. P N+
-Densidad de carga
+
-
Vinv
-P+ - + N+
-EmaxCampo eléctrico
P+ N+Intrins. P
108
107
106
105
103 104 106105102
E [V/cm)
v [cm/s)
Velocidad de un electrón en un campo eléctrico
• En el vacío: se rige por la ley de Newton Þ la aceleración del electrón es proporcional al campo eléctrico (que es la fuerza por unidad de carga).
• En un semiconductor: se rige por la ley de Ohm Þ la velocidad es proporcional al campo eléctrico. Se expresa por:
jn = s· E = q·n·n·E
(jn/q·n) = vn_campo = n·E
Þ
vn_campo
vp_campo
vsaturación
• La corriente y la velocidad no crecen indefinidamente al crecer el campo eléctrico, ya que existe una velocidad de saturación de los portadores.
• Esto sólo es válido si el campo eléctrico no es muy intenso. En realidad lo que sucede es lo siguiente:
ATE-UO DCEC opt 14
-
+
• Es la capacidad dominante con polarización inversa:
x
Densidad de cargaV
Zona P
VO+V
- + Zona N
VO+V+V
- + Zona N
V + V
Al producirse V, hay que extraer portadores de carga para generar esta carga espacial
Revisión del concepto de capacidad de transición (I)
ATE-UO DCEC opt 15
- +P N
Con V
Unión PN
Con V
+ + +- - -
+ + + + +- - - - -
Con V + V
Condensador
Condensador: nuevas cargas a la misma distancia (C=cte.)
Unión PN: nuevas cargas a distinta distancia (Ccte.)
Con V + V
- +P N
Revisión del concepto de capacidad de transición (II)
ATE-UO DCEC opt 16
La capacidad de transición decrece al crecer la tensión inversa aplicada, al estar los incrementos de carga generados por los incrementos de tensión cada vez más separados entre sí.
Ctrans=dQ/dV=·A/LZT
LZT = pP
pN
e
VU V
T 2··(NA+ND)·(V0-V)
q·NA·ND
Ctrans = A· pP
pN
e
VU V
T 2·(NA+ND)·(V0-V)
·q·NA·ND
LZT
-dQ
dQ • Partiendo de:
• Se obtiene:
0
V
Ctrans
Revisión del concepto de capacidad de transición (III)
ATE-UO DCEC opt 17
• Los fotones deben ser de una energía mayor que Eg. Si la energía es bastante mayor, se desaprovecha el exceso sobre Eg.
• Los fotones tienen que ser absorbidos por el material (si ninguno se absorbe, el semiconductor es transparente).
• No todos los fotones absorbidos generan pares electrón hueco. La relación entre pares generados y fotones incidentes es la Eficiencia Cuántica h.
• Los pares electrón-hueco deben separarse (y no recombinarse) para dar origen a corriente eléctrica.
Procesos en la transformación luz-corriente eléctrica
Semiconductorh·f
h·f
h·f
h·f
h·f
+ -
+ -
+ -
ATE-UO DCEC opt 18
• Partimos de que la energía de los fotones (Ef = h·f) es mayor que la
energía de correspondiente a la banda prohibida (Eg).
• La disminución del flujo de fotones al ir penetrando en el material es proporcional al flujo de fotones:
-dF(x)/dx = a·F(x), siendo a el coeficiente de absorción de fotones.
• Integrando: F(x) = F·e-a·x
Absorción de fotones en un material semiconductor (I)
x0
F(x)
F0
1/a
SemiconductorLuz
ATE-UO DCEC opt 19
Absorción de fotones en un material semiconductor (II)
ATE-UO DCEC opt 20
1,31,55
• La l para la comunicación depende de las propiedades de la fibra óptica.
• Esta l determina el material (Ef > Eg).
• De l y el material obtenemos 1/a.
• De 1/a obtenemos las dimensiones físicas de los dispositivos.
Concepto de “eficiencia cuántica”
ATE-UO DCEC opt 21
• Es la relación entre pares de electrón huecos generados y el número de fotones incidentes en el material.
• Depende de la longitud de onda de los fotones.
• Valores de la eficiencia cuántica de varios materiales:
Fotodiodo PN (I)
-Emax
Campo eléctrico
Vinv
N-- +P+
Tipo P+ Tipo N-
Flujo de fotones
Luz
Los pares electrón-hueco generados por estos fotones son separados por el campo eléctrico y dan origen a corriente.
Los pares electrón-hueco generados por estos otros fotones no son separados, ya que no hay campo eléctrico.
Compromisos en el diseño del dispositivo:
1º- La zona neutra de la zona P+ debe ser lo más pequeña posible (interesa que el campo eléctrico se aproxime al extremo por el que entra la luz, pero sin alcanzarla, ya que se produciría “punch-through” en la unión metal-semiconductor.
ATE-UO DCEC opt 22
Fotodiodo PN (II)
ATE-UO DCEC opt 23
-Emax
Campo eléctrico
Vinv
N-- +P+
Tipo P+ Tipo N-
Flujo de fotones
Luz
Compromisos en el diseño del dispositivo:
2º- Cuanto mayor sea la zona de transición, más pares electrón hueco se generan.
- Sin embargo, cuanto mayor sea zona de transición, mayor es el tiempo de tránsito de los portadores en la zona de transición.
- Teniendo en cuenta que la velocidad de los portadores acaba siendo constante (para campos suficientemente intensos), el tiempo de tránsito ttr será:
ttr = LZT/vsaturación
- Este tiempo es una de las causas que limita la frecuencia máxima de operación. Sería fmax » 1/ttr si no hubiera otras causas limitantes.
LZT
Fotodiodo PN (III)
ATE-UO DCEC opt 24
-Emax
Campo eléctrico
Vinv
N-- +P+
Tipo P+ Tipo N-
Luz
Compromisos en el diseño del dispositivo:
3º- Al disminuir la longitud de la zona de transición para disminuir el tiempo de transición, aumenta la capacidad de transición, lo que supone un nuevo factor limitante de la velocidad del fotodiodo.
- La solución a este problema es separar las cargas espaciales de la zona de transición.
- Esto se consigue con una estructura PIN.
-EmaxCampo eléctrico
Vinv
N+
-P+
Tipo P+ Tipo N+Intrínseco
+Luz
Fotodiodo PIN (I)
- La anchura de la zona de transición se determina con la zona intrínseca principalmente.
- La capacidad de transición es pequeña debido a la separación de las cargas espaciales.
ATE-UO DCEC opt 25
• Estructura real:
Fotodiodo PIN (II)
P+
N+
Intrínseca
Cátodo
Ánodoh·f
Contacto metálico
Aislante (SiO2)
Contacto metálico
Aislante (SiO2)
Contacto metálico
Protección antirreflectante
• Problema de los fotodiodos para longitudes de onda usadas en comunicaciones (1,3 y 1,55 mm): Eg tiene que ser pequeño, lo que origina corrientes inversas en la oscuridad altas. La solución son los fotodiodos de heterounión.
ATE-UO DCEC opt 26
• Estructura real de un fotodiodo PIN de heterounión:
Fotodiodo PIN de heterounión (I)
P+ In0,53Ga0,47As
N+ InP (substrato)
Intrínseca In0,53Ga0,47As(ligeramente N)
Cátodo
Ánodo
N InP (interface)
h·f
Contacto metálico
Aislante (Si3N4)Contacto metálico
Aislante (Si3N4)
Contacto metálico
Protección antirreflectante
Capa de InGaAsP(ayuda a reducir la
corriente en la oscuridad)
ATE-UO DCEC opt 27
• El estudio de una heterounión requeriría utilizar conceptos tales como nivel de Fermi, función de trabajo de un material, doblado de bandas, constante de red de un material, etc.
• No vamos a llegar a ese nivel de detalle.
• Sin embargo se puede decir que:
- El InP y el In0,53Ga0,47As tienen constantes de red semejantes y, por tanto, los átomos de los materiales de la heterounión “encajan” bien.
Fotodiodo PIN de heterounión (II)
- El InP tiene una Eg = 1,35 eV alta (lg = 0,95 mm), de forma que se comporta como “transparente” a las longitud de onda usadas en comunicaciones (1,3 y 1,55 mm). Como consecuencia, no hay absorción en esa parte del fotodiodo.
- El In0,53Ga0,47As tiene una Eg = 0,75 eV baja (lg = 1,65 mm), de forma que sí hay absorción de fotones de 1,3 y 1,55 mm. Es la parte activa del fotodiodo, donde se asienta el campo eléctrico cuando se polariza inversamente.
0
i
V
La corriente inversa aumenta fuertemente si se producen pares electrón-hueco adicionales por choque. El fenómeno se vuelve degenerativo si la intensidad del campo eléctrico aumenta suficientemente.
i +
PN
+ -+ -
+ -
v-
+
-
+
-+
-
Concepto de avalancha
ATE-UO DCEC opt 28
Fotodiodos de avalancha (I)
• Los fotodiodos de avalancha (Avalanche Photo Diode, APD) son fotodiodos diseñados para trabajar polarizados al comienzo de su zona de avalancha, de tal forma que los pares electrón hueco generados por los fotones se aceleran y generan otros pares electrón hueco por choque.
• Existe, por tanto, un efecto amplificador.
• Su estructura básica es la siguiente:
N+
Intrínseco +Luz
P+P-
Tipo N+ Tipo P+IntrínsecoP-
Vinv
N+
+ +Luz
- P+-
Campo eléctrico-Eavalancha
• Se polariza inversamente hasta que el campo eléctrico alcanza el nivel de avalancha.
• Para el caso común de l = 1,3 mm - 1,55 mm (caso habitual en comunicaciones) suelen ser de heterounión. ATE-UO DCEC opt 29
• Estructura real de un fotodiodo de avalancha de homounión:
Fotodiodos de avalancha (II)
h·f
P+
Intrínseca (ligeramente P)
Cátodo
Ánodo
N+
P PPAnillo de guarda
Protección antirreflectante Contacto metálico
Aislante (SiO2)
Contacto metálico
Anillo de guarda
ATE-UO DCEC opt 30
• Estructura real de un fotodiodo de avalancha de heterounión:
Fotodiodos de avalancha (III)
ATE-UO DCEC opt 31
N+ Si (substrato)
N- In0,53Ga0,47As
Cátodo
Ánodo
h·f
Contacto metálico
P
Protección antirreflectante
Si intrínseca
P+ In0,53Ga0,47As
Contacto metálico
• La zona de Si es “transparente” a l = 1,3 mm - 1,55 mm.
• La generación se produce en el InGaAs.
• La multiplicación por avalancha se produce en el Si.
• En el Si, la multiplicación por avalancha es menos ruidosa, al generarse casi exclusivamente por electrones (en otros materiales es por electrones y huecos, lo que resulta más ruidoso).
• Los fotodiodos de avalancha se polarizan con tensiones inversas comprendidas entre 20 y 90 V.
• Los consumos de corriente suelen ser muy moderados, entre 100 nA y 1 mA.
• Es deseable que toda la circuitería se pueda alimentar desde una fuente primaria de 5 V.
• Para conseguirlo hay que elevar la tensión con un convertidor CC/CC.
• El convertidor CC/CC no puede ser el que se estudió en el tema anterior (el reductor, con el que siempre se obtiene una tensión de salida más baja que la tensión de entrada). Se usa el convertidor elevador “boost converter”.
Polarización de fotodiodos de avalancha (I)
ATE-UO DCEC opt 32
+
-Convertidor
CC/CC
Sensor de corriente
Amplificador
Entrada óptica
5 V60 V Salida eléctrica
34
t
t
t
t
iS
iD
iL
Señal de gobierno
d·T
d’·T
S conduce y D no conduce.
Dura d·T
iL
vg
L
vL+ -
+
-C vg
iL
iSL
S
iD
D
RLvO
+
-
vL+ -
S no conduce y D conduce.Dura d’·T
iOiL
RLvO
CL +
-
vL+ -
T
S no conduce y D no conduce.Dura (1-d-d’)·T
RLvO
C +
-
• El convertidor elevador:
Polarización de fotodiodos de avalancha (II)
ATE-UO DCEC opt 33
• En esta aplicación trabaja en modo de conducción discontinuo (se llega a anular la corriente por la bobina).
2
vO
1 + 1 + 2·R·d2
L·fS
vg
=
Polarización de fotodiodos de avalancha (III)
• Ejemplo de circuito integrado que integra casi todos los elementos necesarios para polarizar un fotodiodo de avalancha:
ATE-UO DCEC opt 34
Polarización de fotodiodos de avalancha (IV)
Etapa de potencia
Modulador de ancho de pulso
Realimentación interna de corriente
ATE-UO DCEC opt 35
fs = 1 MHz
fs = 100 kHz
Polarización de fotodiodos de avalancha (V)
ATE-UO DCEC opt 36
• El ruido de conmutación del convertidor sobre el fotodiodo (importante):
Polarización de fotodiodos de avalancha (VI)
ATE-UO DCEC opt 37
• Otras opciones para obtener relativa alta tensión y muy bajo ruido:
Convertidor CC/CC en Push-Pull (basado en el LT1533) con filtro de cuarto orden para conseguir un rizado muy bajo.
Rectificador en puente
+
-C1 vg
L
S
D1
vO
+
-
• El convertidor elevador con triplicador (multiplicador) de tensión:
Polarización de fotodiodos de avalancha (VII)
vO
+
-+-
D2
C2
C3 +-
D3
+- C4
D4
+-C5
D5
vO
+
-
vO
+
-
vO
+
-
3·vO
+
-
• Suponemos: C1 >> C2 >> C3 >> C4 >> C5.
ATE-UO DCEC opt 38
• El condensador Cx cede carga eléctrica a Cx+1, que cumple Cx >> Cx+1. Como consecuencia, Cx carga a Cx+1 a su tensión (vO), sin casi perder tensión. Si no se cumple Cx >> Cx+1 el resultado acaba siendo el mismo, pero después de muchos ciclos.
Polarización de fotodiodos de avalancha (VIII)
• Ejemplo de convertidor elevador con triplicador de tensión:
ATE-UO DCEC opt 39
Triplicador
Resistencias para limitar la corriente de carga de los condensadores
Límite teórico
S1337 (Si)
Concepto de sensibilidad (responsivity) de un fotodiodo
• Sensibilidad: corriente que circula dividido por potencia aplicada óptica.
• La energía es menor cuanto mayor es la longitud de onda (menor frecuencia). Sin embargo, sea cual sea la frecuencia de la radiación, siempre que se rompe un enlace se genera un par electrón hueco y, por tanto, la misma corriente.
• Por ello, el fotodiodo es “más sensible” a las frecuencias más bajas (misma corriente para menos energía por unidad de tiempo).
0
Longitud de onda, (nm)
0 400 800 1200
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2Sen
sib
ilid
ad (
A/W
)
Límite teórico
l máxima compatible con Si (1110nm)
ATE-UO DCEC opt 40
Fotodiodo real
Ejemplos de fotodiodos de Si (I)
ATE-UO DCEC opt 41
Ejemplos de fotodiodos de Si (II)
ATE-UO DCEC opt 42
Ejemplos de fotodiodos de Si (III)
ATE-UO DCEC opt 43
• Optimizado para 800 nm • Optimizado para 900 nm
Ejemplos de fotodiodos de Si (IV)
ATE-UO DCEC opt 44
Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (I)
ATE-UO DCEC opt 45
Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (II)
ATE-UO DCEC opt 46
Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (III)
ATE-UO DCEC opt 47
• Encapsulado :
Máxima sensibilidad a 750 nm
Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (I)
ATE-UO DCEC opt 48
ATE-UO DCEC opt 49
Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (II)
ATE-UO DCEC opt 50
Máxima sensibilidad a 820 nm
Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (III)
• Ejemplo de encapsulado (hay 9):
Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (I)
ATE-UO DCEC opt 51
ATE-UO DCEC opt 52
Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (II)
Otros fotodetectores
• Fotodiodos Schottky.
• Fototransistores.
• Fotoconductores.Fotodiodos Schottky (I)
• Los fotodiodos Schottky están basados en uniones metal semiconductor. Son más, lentos (por la capacidad de transición de la unión) pero más sensibles al ultravioleta.
• Estructura:
Ánodo
N+
Cátodo
h·f
N
Contacto metálicoContacto metálico
Capa metálica muy fina semitransparente
Aislante (SiO2) Aislante (SiO2)
Contacto metálico
Protección antirreflectante
ATE-UO DCEC opt 53
Fotodiodos Schottky (II)
• El valor de a es tan grande en el ultravioleta que la longitud 1/a es del orden de una micra o menos.
• Para que la radiación llegue a la unión (metal semiconductor en este caso), la capa metálica semitransparente es de unos 10 nm. El material usado es oro.
• La protección antirreflectante es una capa de 50 nm de ZnS.
• En estas condiciones se consigue que un porcentaje alto de fotones lleguen a la parte de Si de la unión (por ejemplo, el 95% de los fotones de 632,8 nm).
ATE-UO DCEC opt 54
Ejemplo de fotodiodo Schottky
ATE-UO DCEC opt 55
Fototransistores (I)
ATE-UO DCEC opt 56
• Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base.
N
Colector
N+ N+P (base)
Emisor
P (substrato)
h·f• Se estructura interna es la siguiente (fototransistor de homounión):
• Para explicar su funcionamiento se puede usar el siguiente equivalente:
Transistor Fotodiodo
Fotodiodo
• La ganancia (la beta) del transistor puede llegar a ser bastante alta (por encima de 50), por lo que la sensibilidad es alta.
Fototransistores (II)
ATE-UO DCEC opt 57
• El ruido generado es menor que el de otros dispositivos con ganancia (fotodiodos de avalancha).
• La conducción de corriente en oscuridad es desgraciadamente alta, debido a que la corriente de oscuridad del fotodiodo equivalente es también amplificada por el transistor equivalente.
• Asimismo, la respuesta en frecuencia es, en general, mala, debido al alto valor de la capacidad parásita colector-base del transistor. En fototransistores de homounión, el ancho de banda está limitado a valores por debajo de 250 kHz.
• Se puede mejorar la respuesta en frecuencia acudiendo al uso de heterouniones. En este caso se pueden conseguir altas ganancia (de varios miles) y también anchos de banda muy grandes (hasta 1 GHz). Sin embargo, estos dispositivos son difíciles de conseguir (acaban siendo caros), por lo que son poco usados.
Ejemplo de fototransistor de homounión (I)
ATE-UO DCEC opt 58
Ejemplo de fototransistor de homounión (II)
ATE-UO DCEC opt 59
¡No es un dispositivo apto para comunicaciones!
+
-h·f
jpjn
Fotoconductores (I)• Se basan en una película de materia semiconductor (depositada sobre
un aislante) a la que se conectan contactos metálicos.
• Se aplica tensión para que haya conducción de corriente. Esta corriente aumenta cuando se generan pares electrón-hueco por incidencia de fotones con energía suficiente.
• Las longitudes de onda de los fotones que generan pares electrón hueco dependen de que el semiconductor sea intrínseco o extrínseco (en los extrínsecos llega a haber niveles permitidos en la banda prohibida, lo que amplía el espectro sensible).
+ -
V1
+ - + -
ATE-UO DCEC opt 60
Contacto metálico
Aislante
Contacto metálicoSemiconductor
Fotoconductores (II)
• Aspecto real de un fotoconductor:
• Los fotoconductores son adecuados para la detección en el infrarrojo, de longitudes de onda de 8-14 mm.
• No son adecuados para intensidades luminosas bajas.
• Son dispositivos en general lentos, cuya velocidad de respuesta depende de las dimensiones y del tiempo de tránsito de los portadores, tr.
• Los tiempos de tránsito pueden variar mucho, dependiendo del material y las dimensiones, yendo desde 1 ms hasta 0,1 ns. ATE-UO DCEC opt 61
Aislante
SemiconductorTerminales de conexión
h·f
iR
VR
t
t
Uso de un fotodiodo
sin luz
GL=0
GL1
GL2
GL3
v
iRecta de carga
-VCC
i
VCC
iR
+-v
h·f
VR=iR·R
R
• Se polariza inversamente el diodo y se mide la corriente que pasa por él:
-iR3iR3
iR3·R
ATE-UO DCEC opt 62
El amplificador de transimpedancia• Es un circuito bien conocido en electrónica analógica.
• Vamos a analizar el circuito suponiendo que el amplificador operacional es ideal:- Ganancia diferencial infinita.- Ancho de banda infinito.- Impedancia de entrada infinita (para ambas entradas).- Impedancia de salida nula.
ATE-UO DCEC opt 63
+
-vd
vs-
++
-Dipolo
eléctrico
R
VCC
-VCC
ii
• Como el amplificador operacional está realimentado negativamente (y no saturado), vd = 0.
• El dipolo envía una corriente i, que es la misma que se enviaría a masa.
• Como la impedancia de entrada es infinita, i circula por R.
• Por tanto: vs = -i·R
Uso del amplificador de transimpedancia con fotodiodos
ATE-UO DCEC opt 64
vs-
++
-
R
VCC
-VCC
iR
iR
Vpol
Entrada óptica
vs = -iR·R
• Tensión de salida negativa.
• Tensión de polarización de fotodiodo positiva.
vs-
++
-
R
VCC
-VCC
iR
iR
Vpol
Entrada óptica
vs = iR·R
• Tensión de salida positiva.
• Tensión de polarización de fotodiodo negativa.
CD
CE
Circuito equivalente de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos
ATE-UO DCEC opt 65
vs-
++
-
R
VCC
-VCC
Vpol
Entrada óptica
vs = -iR·R
CE
vs-
++
-
R
VCC
-VCC
iFCD
• Teniendo en cuenta las capacidades parásitas y la generación óptica, queda:
vs-
++
-
R
VCC
-VCC
iF
CT
CT = CD + CE
Circuito de señal
• Si el amplificador operacional es ideal, entonces CT no influye en el funcionamiento del circuito (está siempre a tensión constante e igual a cero).
• Hay que analizar qué pasa con un amplificador real.
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (I)
ATE-UO DCEC opt 66
• Definimos b: -vd/vs cuando ve = 0: Þ
Z2
+
-vd
vs-
++
-
ve
+
Z1
+
vd·Ad
• Suponemos que la única característica real es la ganancia, que es finita y que tiene una frecuencia de corte superior fp.
Z2
+
-vd
vs-
++
-
ve
+
Z1
+
vd·Ad
• Configuración inversora. • Configuración no inversora.
Z2
-
+-vd
vs-
++
-
Z1
+
b = -vd/vs = Z1/(Z1 + Z2)
• Se puede demostrar que se cumple en ambos casos:
𝐴𝐶𝐿ሺ𝑓ሻ= 𝐴𝐶𝐿∞ሺ𝑓ሻ· 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (II)
ATE-UO DCEC opt 67
b = Z1/(Z1 + Z2)
𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽
1 10 102 103 104 105 106 1070
20
40
60
80
100
120
f [Hz]
½Ad½ [dB]
Respuesta real
Respuesta ideal (Ad ® ¥)
Casos extremos:
a) Si 1 >> 1/(Ad·b), es decir, Ad >> 1/b, entonces ACL » ACL¥.
Frecuentemente, ACL¥· »b 1, por lo que ACL » 1/ b .
Es lo que ocurre en baja frecuencia.
b) Si 1 << 1/(Ad·b), es decir, Ad << 1/b, entonces ACL » ACL¥·Ad· b. Frecuentemente, ACL¥· »b 1, por lo que ACL » Ad.
Es lo que ocurre en alta frecuencia.
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (III)
ATE-UO DCEC opt 68
𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽 Casos extremos:
a) Si 1 >> 1/(Ad·b) Þ ACL » ACL¥. Frecuentemente: ACL » 1/b.
b) Si 1 << 1/(Ad·b) Þ ACL » ACL¥·Ad· b. Frecuentemente: ACL » Ad.
Ejemplo:
ve
+
-
100 k
1 k
+vs
Ad
b = 1/(1 + 100) Þ 1/ b = 101 = 40,086 dB
½ACL¥½ = 100/1 = 100 = 40 dB
1/b » ½ACL¥½ Þ ½ACL¥½· »b 1
½ACL½ » ½1/b½ ½ACL½ » ½A d½
1 10 102 103 104 105 106 1070
20
40
60
80
100
120
f [Hz]
½Ad½
[dB]
½1/b½½ACL½
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (IV)
ATE-UO DCEC opt 69
𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽
• Un amplificador operacional es un pequeño sistema realimentado. Por tanto, hay que plantearse su estabilidad: 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 𝐴𝑑 · 𝛽1+ 𝐴𝑑 · 𝛽 Þ
• El sistema es inestable si ½Ad·b½ ³ 1 cuando Fase(Ad·b) = -180º.
• Para que la respuesta a pulsos sea “razonable” (en términos de sobreoscilación, tiempo de subida, etc.), es deseable que el desfase (en retraso) de Ad· b £ 135º (formalmente, Fase(Ad·b) ³135º) cuando ½Ad·b½ = 1. Es decir, cuando ½Ad½= ½1/b½.
• Esto es equivalente a decir que el desfase de Ad· b sea -135º cuando se cruzan los diagramas de Bode de Ad y 1/b.
• Sin embargo, resulta útil poder deducir esta situación examinando sólo el diagrama de bode de módulos.
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
X-80
X-60
X-40
X-20
X
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
½H½ [dB]
Fase(H)
-20 dB/dc
-40 dB/dc
-135º
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (V)
• En un sistema con dos polos muy separados, los -135º se alcanzan cuando la pendiente cambia de -20 dB/dc a -40 dB/dc:
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
-20
0
20
40
60
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
½ Ad· b ½ [dB]
Fase(Ad·b)
0 [dB]
-135º
• Situación límite de comportamiento
adecuado
ATE-UO DCEC opt 70
-40 dB/dc
• La pendiente relativa entre 1 (0dB) y ½Ad· b ½está cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc.
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (VI)
• Normalmente podemos dibujar con más comodidad los diagramas de Bode de Ad y de b por separado.
• Para ver la estabilidad buscamos el corte de ½Ad ½ y½1/b½:
ATE-UO DCEC opt 71
• Los -135º se alcanzan cuando la pendiente relativa entre ½Ad ½y½1/b½está cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc.
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
0
20
40
60
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
½Ad½ [dB]
Fase(Ad·b)
-135º
80
½1/b½ [dB]-40 dB/dc
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
-20
0
20
40
60
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
½Ad· b ½ [dB]
Fase(Ad·b)
0 [dB]
-135º
-20 dB/dc -20 dB/dc
-40 dB/dc
Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (VII)
• Ejemplos de situaciones deseables y no deseables:
ATE-UO DCEC opt 72
0
20
40
60
½Ad½ [dB]80
½1/b½ [dB]
Sin problemas
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
0
20
40
60
½Ad½ [dB]80
½1/b½ [dB]
Caso límite
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
Caso no deseado
0
20
40
60
½Ad½ [dB]80
½1/b½ [dB]
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
Compensación de amplificadores operacionales (I)
• Existen varios métodos:
- Compensación “lag” (de polo dominante o de retraso de fase).
- Compensación “lead” (de adelanto de fase).
- Compensación “lead-lag” (de adelanto y retraso de fase).
• Ejemplo muy sencillo:
ve
+
-
R2=100 k
R1=1 k
+vs
Ad
Ad:Ad(0) = 100dBfp1 = 10 Hzfp2 = 1 kHzACL¥ = -100 (40 dB)
1/b = 101 = 40,086 dBATE-UO DCEC opt 73
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
20
40
60
80
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
½Ad
½
Fase(Ad·b)
100
½1/b½
[dB]
½ACL
½
-161,5º
• La respuesta no es adecuada.
• Hay que compensar .
Compensación de amplificadores operacionales (II)
• Compensación “lead”: colocamos un condensador en paralelo con la resistencia de realimentación.
ve
+
-R2=100 kR1=1 k
+vs
Ad
ATE-UO DCEC opt 74
Cc 𝛽𝑐 = 𝛽 1+ 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠1+ 𝑅1 · 𝑅2𝑅1 + 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠
𝐴𝐶𝐿∞𝑐 = 𝐴𝐶𝐿∞ 11+ 𝑅2 · 𝐶𝑐 · 𝑠
• Ahora bc tiene un cero (en fZ = 1/(2·p·R2·Cc) que puede compensar el efecto del segundo polo de Ad, fp2.
• Opciones:
- fZ coincidente con el segundo polo de Ad, fp2.
- fZ coincidente con el cruce de ½Ad ½y½1/b½.
- fZ coincidente en una posición intermedia a las anteriores.
20
40
60
80
½Ad
½½1/b½
fp2
fZ
fZ
Compensación de amplificadores operacionales (III)
• La estabilidad de la respuesta depende del producto de Ad y bc.
• Se puede razonar como si la compensación hubiera cambiado Ad y no b, de forma que tuviéramos Adc y b: Ad·bc = Adc·b.
• Ejemplo con fZ = fp2:
ATE-UO DCEC opt 75
20
40
60
80
½Ad
½½1/b½
fp2
Sin compensar
½Ad
½½1/bc½
20
40
60
80
fp2
Con compensación “lead”, representando
Ad y bc
20
40
60
80
fp2
½Adc
½½1/b½
Con compensación “lead”, representando
Adc y b
fZfZ
ATE-UO DCEC opt 76
[dB]
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
20
40
60
80
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
100 ½Adc
½½1/b½
½ACL
½
Fase(Adc·b)
-114,1º
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
1 10 102 103 104 105
f [Hz]
Fase(Adc·b)
20
40
60
80
100
[dB]
½Adc
½
½ACL
½
½1/b½
-95,6º
• Sin compensar:
Compensación “lead”, con fZ = fp2
Compensación “lead”, con fZ = 3·fp2
(cruce de ½Ad½y ½b½).
Compensación de amplificadores operacionales (IV)
Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (I)
ATE-UO DCEC opt 77
vs-
++
-R
iF
CT
+
vs-
++
-R
iF/CT·s
CT
𝑣𝑠𝑖𝐹 · 𝐶𝑇 · 𝑠= 𝐴𝐶𝐿 = 𝐴𝐶𝐿∞ · 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽 bc = 1/(1 + R·CT·s)
ACL¥ = -R·CT·s
𝑣𝑠𝑖𝐹 = 𝑍𝐶𝐿 = 𝑍𝐶𝐿∞ · 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽
Dividiendo por CT·s queda:
donde: ZCL¥ = -R
donde:
Finalmente queda: 𝑍𝐶𝐿 = −𝑅1+ 1𝐴𝑑 · 𝛽
Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (II)
ATE-UO DCEC opt 78
𝑍𝐶𝐿 = −𝑅1+ 1𝐴𝑑 · 𝛽
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
0
406080
100
20
120½Ad½[dB]
½1/b½[dB]
½ZCL½[dBW]
Fase(Ad·b)
1/bc = 1 + R·CT·s
• La respuesta no es la adecuada.• Hay que compensar el amplificador.
vs-
++
-R
iF
CT
Cc
𝑍𝐶𝐿 = −𝑅1+ 𝑅· 𝐶𝑐 · 𝑠· 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽𝑐
bc = (1 + R·Cc·s)/[1 + R·(CT + Cc)·s]
Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (III)
ATE-UO DCEC opt 79
1/bc = [1 + R·(CT + Cc)·s]/(1 + R·Cc·s)
-20
0
20
40
½Ad½
10·f10,1·f1 f1
½1/b½
½1/bc½
bcAF = (CT + Cc)/Cc
fp_1/b
½Ad½= Ad0·fp/f = BW/f
En la intersección:
½Ad½= bcAF y
f = fp_1/b
fp_1/b = 1/(2·p·R·Cc)
𝐶𝑐 = 1+ඥ1+ 8· 𝜋· 𝐵𝑊 · 𝑅· 𝐶𝑇4· 𝜋· 𝑅· 𝐵𝑊
Resolviendo:
fp
Ad0
Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (IV)
ATE-UO DCEC opt 80
• La respuesta sí es ahora la adecuada.
𝑍𝐶𝐿 = −𝑅1+ 𝑅· 𝐶𝑐 · 𝑠· 11+ 1𝐴𝑑 · 𝛽𝑐
𝐶𝑐 = 1+ඥ1+ 8· 𝜋· 𝐵𝑊 · 𝑅· 𝐶𝑇4· 𝜋· 𝑅· 𝐵𝑊
-180º
-150º
-120º
-90º
-60º
-30º0º
0
406080
100
20
120½Ad½[dB]
½1/bc½[dB]
½ZCL½[dBW]
Fase(Ad·bc)
-130,1º
fp
Ad0
Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (I)
ATE-UO DCEC opt 81
Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (II)
ATE-UO DCEC opt 82
• Los “current feedback amplifiers” (amplificadores realimentados en corriente) son un tipo de amplificador operacional distinto a los habituales.
• La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja.
• Se recomiendan valores específicos para las resistencias de realimentación.
• Son más rápidos que los realimentados en tensión (los habituales).
Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (III)
ATE-UO DCEC opt 83
• La etapa de entrada es diferencial, pero asimétrica
• La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja (entrada por emisor).
• Estructura interna:
Respuestas temporales a
distintas ganancias
Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (IV)
ATE-UO DCEC opt 84
Current Feedback Amplifiers offer high bandwidth with minimal power supply current draw. However, they are rarely used as transimpedance amplifiers in photodiode applications because of the high current noise associated with their inverting inputs. Figure 1 shows how to take advantage of the 400MHz (unity gain) bandwidth LT1396 Current Feedback Op Amp without the disadvantage of the inverting input current noise. The photodiode is connected to the non-inverting input of amplifier A in a gain of 2.
Amplifier A's output drives the inverting input of amplifier B through R1, selected for optimal time domain response. Feedback resistor R2 sets the transimpedance gain at 3.01k-ohm while C1 compensates the photodiode capacitance. Rise time was measured at 6ns, 10% to 90%, and bandwidth was modeled in Pspice at 75MHz assuming a 3pF photodiode.
Output noise spectral density was measured at 18nV/square-route Hz, consistent with the 6pA/square-route Hz non-inverting input current noise and the 3k-ohm resistance, for an 8dB noise figure. Selecting the small MSOP package version of the dual LT1396 keeps board space usage to a minimum.
• Ejemplo de uso:
Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (I)
ATE-UO DCEC opt 85
ATE-UO DCEC opt 86
• Estructura interna:
• El amplificador de “parafase” convierte modo común en modo diferencial.
• Existe un sistema de anulación del efecto del nivel de continua en las salidas. Se deshabilita conectando “COMP” a masa.
• Las salidas son de baja impedancia (60 W).
• La resistencia de 6 kW fija la ganancia de transimpedancia de la primera etapa.
Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (II)
ATE-UO DCEC opt 87
Respuesta en frecuencia
Cableado crítico
Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (III)
ATE-UO DCEC opt 88
• Diagramas de ojo en distintas situaciones:
Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (IV)
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (I)
ATE-UO DCEC opt 89
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (II)
ATE-UO DCEC opt 90
• Amplificador de transimpedancia distinto a los otros casos.
• Hay amplificador de “parafase”.
• Las salidas son de baja impedancia (50 W).
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (III)
No es para comunicaciones por fibra óptica
ATE-UO DCEC opt 91
Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (III)
ATE-UO DCEC opt 92
• No es un dispositivo de alta velocidad.
• Salida en colector abierto.
• El fotodiodo es de silicio.
Ejemplo de fotodiodo preamplificado (I)
ATE-UO DCEC opt 93
ATE-UO DCEC opt 94
Ejemplo de fotodiodo preamplificado (II)
jtotal
jpN
jpP jnN
jnP0
Longitud
pNnP0
concentración de minoritarios
Longitud
pNnP
0
concentración de minoritarios
jtotal
jpNjpP
jnNjnP
0
• No llegan al contacto metálico de la zona N la misma cantidad de huecos que partían del contacto metálico de la zona P. Hay recombinaciones.
• Llegan al contacto metálico de la zona N la misma cantidad de huecos que partía del contacto metálico de la zona P. No hay recombinaciones.
Principio de operación de los LEDs (I)
ATE-UO DCEC opt 95
V
Zona P Zona N
Unión larga
100mm
V
Zona P Zona N
Unión corta
1mm
¿En qué se manifiesta la energía liberada en las recombinaciones?
• En el Ge y en el Si las recombinaciones producen, esencialmente, calor, ya que son semiconductores de tipo indirecto.
• En algunos compuestos III-V las recombinaciones producen pueden producir radiación luminosa, ya que algunos son semiconductores de tipo directo. Por ejemplo el GaAs es de tipo directo.
• Los compuestos GaAs1-xPx son de tipo indirecto, pero dopados con N acaban teniendo un comportamiento de semiconductor directo.
• Los compuestos GaAs1-xPx (siendo 0<x<1) sirven para generar radiación desde el infrarrojo (GaAs, Eg = 1,43 eV) al verde (GaP, Eg = 2,26 eV). Con x=0,4 es rojo (Eg = 1,9 eV).
• Para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm hay que acudir a InGaAs y a InGaAsP crecidos sobre InP.
Principio de operación de los LEDs (II)
• Materiales usados:
ATE-UO DCEC opt 96
0Longitud
Zona P Zona N
inip
b a
V1
Ri
i (en b)
i (en a)
• Cuando el interruptor pasa de “a” a “b”, el diodo LED queda polarizado directamente.
• En cada sección del cristal hay distinto porcentaje de corriente de huecos y de electrones, lo que significa que hay recombinaciones en el proceso de conducción.
• Algunas de estas recombinaciones generan luz.
Principio de operación de los LEDs (III)
ATE-UO DCEC opt 97
¿Dónde se producen las recombinaciones (y, por tanto, los fotones) si la unión está dopada asimétricamente (unión P+N-)?
3·10-3
2·10-3
10-3
0
-0,3 -0,2 -0,1 0 0,1 0,2 0,3Longitud [mm]
Den
sid
ad d
e co
rrie
nte
[A
/cm
2 ]
jp
jn
Zona P+ Zona N-
jn
-1,5 -1 -0,5 0 0,5 1 1,5Longitud [m]
3·10-3
2·10-3
10-3
0
Den
sid
ad d
e co
rrie
nte
[A
/cm
2 ]
jp
Zona P+ Zona N-
Unión
jTotal
Principio de operación de los LEDs (IV)
ATE-UO DCEC opt 98
• Hay recombinaciones en las zonas en las que las corrientes de huecos y electrones cambian.
• Por tanto, se producen las recombinaciones en la zona poco dopada.
• Si las recombinaciones son “radiativas”, se genera luz.
¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (I) • Está directamente relacionado con el “salto energético” que tiene que
dar un electrón para recombinarse con un hueco.
• Si todos los huecos y todos los electrones estuvieran separados por el mismo “salto energético”, la radiación sería exactamente monocromática.
• La situación real no es ésta, ya que la colocación de los electrones en la banda de conducción y de los huecos en la banda de valencia depende de la densidad de estados y de la temperatura (a través de la distribución de Fermi-Dirac).
• El resultado final es que la máxima cantidad de huecos y de electrones se encuentra a kT/2 de los bordes de las bandas. Su valor es:
kT/2
kT/2
kT/2 = 0,013 eV a 300 K
Principio de operación de los LEDs (V)
ATE-UO DCEC opt 99
-
- -- - -- -
- -
- - - - -- -+ +++ - +-- - -- -- - -- ++ -
-- -- - -- -- --+ --- - -- - -- -- ++ -
Eg
-
- -- - -- -
- -
- - - - -- -+ +++ - +-- - -- -- - -- ++ -
-- -- - -- -- --+ --- - -- - -- -- ++ -
Eg
kT/2
kT/2 Eg+kT
Energía hnInte
ns
ida
d r
ela
tiva
Eg
¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (II)
Valores posibles:
Eg = 1,9 eV (rojo)
kT = 0,026 eV
Principio de operación de los LEDs (VI)
ATE-UO DCEC opt 100
PN+
Sustrato N
Cátodo
Ánodoh·f
Contacto metálico
Aislante)
Contacto metálico
Aislante
Contacto metálico
Estructuras de LEDs (I)
• LED de homunión:
Protección
• La zona P debe ser lo más pequeña posible para que los fotones generados no sean absorbidos por el semiconductor.
• Para remediar este problema de acude a una estructura de doble heterounión.
• La idea es que los fotones “salgan” por una zona en la que Eg > h·f.
ATE-UO DCEC opt 101
Estructuras de LEDs (II)
• Doble heterounión sin polarizar:
ATE-UO DCEC opt 102
n
p
nEF
p
AlGaAS tipo N+
-+ GaAS tipo P
AlGaAS tipo P
Estructuras de LEDs (III)
• Doble heterounión polarizado:
ATE-UO DCEC opt 103
AlGaAS tipo N+
-+ GaAS tipo P
AlGaAS tipo P
n
p
nEF
p
EF
h·f
-
• Los fotones salen por la zona AlGaAS tipo N+ en la que Eg > h·f.
h·f
• Estructura real de un LED de GaAs-AlGaAs de heterounión:
AlGaAS tipo N+
GaAS
GaAS tipo PAlGaAS tipo P+
GaAS tipo P
Disipador
Cátodo
h·f
Contacto metálico
Aislante
Contacto metálico
Fibra óptica
Resina epoxi
Estructuras de LEDs (IV)
• Estructuras parecidas con InGaAs-InP o con InGaAsP-InP se usan para longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm.
ATE-UO DCEC opt 104
Ejemplo de LED para 850 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 105
Ejemplo de LED para 850 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 106
Ejemplo de LED para 850 nm (III)
• Buena linealidad corriente-potencia.ATE-UO DCEC opt 107
Ejemplo de LED para 850 nm (IV)
• Tensión de codo de aproximadamente 1,5 V.
• Ancho de banda de 100 MHz.
ATE-UO DCEC opt 108
Ejemplo de LED para 850 nm (V)
ATE-UO DCEC opt 109
• Influencia de la temperatura en la corriente admisible.
• Influencia de las características de los pulsos en la corriente admisible.
Ejemplo de LED para 1550 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 110
Ejemplo de LED para 1550 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 111
Ejemplo de ELED (“Entangled” LED)para 1550 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 112
Ejemplo de ELED (“Entangled” LED)para 1550 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 113
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (I)
• Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en baja frecuencia:
• ve debe incluir el nivel de continua para polarizar el LED.
-
+
VCC
ve-
+
RE
iLED
iLED = ve/RE
VCC
ve-
+RB
RE
iLED
iLED = (ve – 0,6)·b/[RE·(b+1) + RB]
ATE-UO DCEC opt 114
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (II)
• Enlace por fibra óptica con ancho de banda de 3,5 MHz:
• El “driver” del LED es del tipo anteriormente descrito:
ATE-UO DCEC opt 115
• Condensador de compensación (no es de tipo “lead”).
• Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en alta frecuencia :
VCC
ve-
+iLED
Red de adaptación de impedancias
Amplificador de potencia de RF
CB
RP
• La resistencia RP sirve para polarizar el LED.
• La componente de alterna es entregada por el amplificador de potencia de RF.
• La red de adaptación de impedancias hace compatible la impedancia de salida del amplificador de RF (50 W) con el paralelo de la resistencia dinámica del LED y RP.
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (III)
ATE-UO DCEC opt 116
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (IV)
ATE-UO DCEC opt 117
• Circuitos para gobernar LEDs con señales digitales:
VCC
ve-
+RB
RC
iLED
VCC
ve-
+
RB
RC
iLED
• Control del LED en serie:
- Sin inversión.
- Lenta salida de conducción.
- Apto hasta 30-50 Mb/s.
• Control del LED en paralelo:
- Hay inversión.
- Más rápida salida de conducción.
- Mayor disipación de potencia en el transistor y en RC.
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (V)
• Circuitos bien conocidos para que un transistor bipolar conmute rápidamente:
Saturación
R3
VCC
V1
R2
R1
C1
-
+vBE
+ -
Corte
-
+vCB
R2
VCC
V1
R1Los diodos impiden la polarización directa de la unión colector-base.
La corriente inversa elimina los minoritarios de la base.
ATE-UO DCEC opt 118
ATE-UO DCEC opt 119
• Cuando ve es un 1, C1 se carga con vC1 > 0.
• Después, cuando ve es 0, vC1 ayuda a eliminar rápidamente los minoritarios de la base.
• Cuando ve es un 0, C2 se carga con vC2 > 0.
• Después, cuando ve es 1, vC2 ayuda a eliminar rápidamente los minoritarios en exceso en las zonas neutras del LED.
VCC
RB2
RC
ve-
+
RB1C1
RL2
iLEDRL1
C2
vC1-+
vC2-+
• Aplicación de la técnica anterior a un circuito para gobernar LEDs con señales digitales:
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI)
Fiber Optic LED Driver for TTL links up to 155 Mbps
Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI)
ATE-UO DCEC opt 120
Puertas en paralelo para dar más corriente
ATE-UO DCEC opt 121
La idea de la pre-polarización (“pre-bias”)
VCC
R3
iLED
R2
vLED
-
+
R1
C1
S1
S2
VCC
R3
R2
vLED
-
+
R1
S1
S2
• Quitamos el LED y
suponemos C1 ya cargado:
Veq
Req
vLED-
+• Thévenin:
• Con S1 abierto y S2 cerrado:
- Veq1 = VCC.
- Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2).
• Con S1 cerrado y S2 abierto:
- Veq2 = VCC·(R1+R2)/(R3+R1+R2).
- Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2).
La tensión mínima aplicada al LED durante el pulso no es 0. Está determinada por Veq2 y Req.
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (I)
ATE-UO DCEC opt 122
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (II)
ATE-UO DCEC opt 123
• Configuración en cascodo.
• Cuando Q1 permite la conducción, Q2 fija su valor.
Q1
Q2
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (III)
ATE-UO DCEC opt 124
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (IV)
ATE-UO DCEC opt 125
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (V)
ATE-UO DCEC opt 126
• Configuración de la pre-polarización.
• Sistema programable de compensación térmica.
Ejemplos de CI para gobernar LEDs (VI)
ATE-UO DCEC opt 127
Concepto de semiconductor “degenerado” (I)
• Un semiconductor degenerado es un semiconductor que ha sido extremadamente dopado.
• Como consecuencia, en la zona N hay muchísimos electrones y en la zona P muchísimos huecos.
• Formalmente y usando un modelo de bandas, esto significa que el nivel de Fermi EF en una zona N está por encima de Ec - 3·k·T (siendo Ec la energía del extremo inferior de la banda de conducción).
• En una zona P, el nivel de Fermi EF está por debajo de EV + 3·k·T (siendo EV la energía del extremo superior de la banda de valencia).
• Recuérdese que el nivel de Fermi EF corresponde a una probabilidad de ocupación de los estados posibles del 50%. Luego una parte de la banda de conducción está “muy ocupada” y una parte de la banda de valencia está “muy vacía”.
• Esto se aprecia en las diapositivas siguientes. ATE-UO DCEC opt 128
Concepto de semiconductor “degenerado” (II)
• Nivel de Fermi por encima de la mitad de la banda prohibida.
• Número apreciable de electrones de conducción y pocos huecos (no se ven en esta representación).
• Nivel de Fermi por debajo de la mitad de la banda prohibida.
• Número apreciable de huecos y pocos electrones de conducción (no se ven en esta representación).
Ec
Ev
EF
Estadosposibles
Electronesde valencia
Electronesde conducción
Tipo N
Ec
Ev
EF
E Estadosposibles
Electronesde valencia
Tipo P
Huecos
• Semiconductor no degenerado:
ATE-UO DCEC opt 129
Eg =Ec – Ev
Concepto de semiconductor “degenerado” (III)
• Semiconductor “muy” degenerado:
• Nivel de Fermi por encima del límite inferior de la banda de conducción.
• Número enorme de electrones de conducción y sin prácticamente huecos.
• Nivel de Fermi por debajo del límite superior de la banda de conducción.
• Número enorme de huecos y prácticamente sin electrones de conducción . ATE-UO DCEC opt 130
Ec
Ev
EF
Estadosposibles
Electrones de valencia
Tipo N
Estados prácticamente llenos
Ec
Ev EF
E Estadosposibles
Electrones de valencia
Tipo P
Estados prácticamente vacíos
Unión PN con semiconductor “degenerado” (I)
Zona P++
- +
Zona N++
• Sin polarizar:
• Con polarización directa intensa:
Zona P++
- +
Zona N++
• La zona de transición y sus bordes son invadidos por mayoritarios de la otra zona.
• Se produce “inversión de poblaciones” en la “zona de inversión”.
ATE-UO DCEC opt 131
Unión PN con semiconductor “degenerado” (II)
Zona P++
- +
Zona N++
ATE-UO DCEC opt 132
• Situación en la zona de inversión:
EFP
Ec
Ev
EEstadosposibles
Electrones de valencia
EFN
Muchos estados vacíos
Muchos estados llenos. Se deben a la “invasión” procedente de la zona N.
EFP
Ec
Ev
EEstadosposibles
Electrones de valencia
EFN
EFP
Ec
Ev
EEstadosposibles
Electrones de valencia
EFN
Unión PN con semiconductor “degenerado” (III)
ATE-UO DCEC opt 133
-
h·f
• En esta situación y en un semiconductor directo, se produce emisión espontánea y estimulada en la región de inversión.
-h·f
h·fh·f
Láser de homounión (I)
ATE-UO DCEC opt 134
• Para generar un haz de rayo láser, la generación estimulada debe repetirse de forma que los fotones generen nuevos fotones idénticos, superando en número a los que el material absorbe.
• Además, la forma de la unión debe ser tal que forme una “cavidad resonante de Fabry-Perot” para que se seleccionen fotones de una longitud de onda muy definida (mucho más definida que la que se genera por emisión espontánea en un LED).
• La estructura final es la siguiente:
GaAS P++
GaAS N++Pared reflectante
Contacto metálico
Contacto metálico
Pared semi-reflectante
Emisión láser
Láser de homounión (II)
• La emisión láser sólo empieza cuando la emisión estimulada es claramente preponderante.
• Para ello, la polarización directa tiene que ser muy fuerte, lo que implica corrientes grandes. Para corrientes inferiores, el láser se comporta como un LED:
Potencia de luz emitida
Corriente
LED Láser
Ith
Pth
ATE-UO DCEC opt 135
Emisión espontánea
Emisión estimulada
Ith es la corriente umbral láser
Láser de homounión (III)
• La operación en zona láser en el caso de un láser de homounión significa corrientes muy fuertes, que generan una disipación también muy intensa de calor.
ATE-UO DCEC opt 136
• Para que esta disipación no destruya el dispositivo, es necesario operar por debajo de la temperatura ambiente, lo que resulta un gravísimo problema en los láseres para comunicaciones.
• Para que haya emisión estimulada con corrientes menores (disipaciones también menores) es preciso usar heterouniones en vez de homouniones.
Potencia de luz emitida
Corriente
Láser
Ith
Pth
Emisión estimulada
Láser de heterounión (I)
ATE-UO DCEC opt 137
GaAs N++
+ -GaAs
P++
+ -
AlGaAs P++
EF
• Estructura y diagramas de bandas sin polarizar:
1,4 eV
1,4 eV 2 eV
1,4 eV
1,4 eV 2 eV
Zona de inversión
Láser de heterounión (II)
ATE-UO DCEC opt 138
• Estructura y diagramas de bandas con polarización directa intensa:
GaAs N++ GaAs P++
AlGaAs P++
+- +-
1,4 eV2 eV
• Esta zona es muy estrecha (<1mm).
• Por diversas razones la zona de inversión queda confinada en la zona P del GaAs (los electrones de la zona de inversión no pueden subir la barrera del AlGaAs, el valor del índice de refracción del AlGaAs, la mejor inyección de electrones que de huecos, etc.).
h·f-
h·fh·f
h·fh·f
Zona de inversión
Láser de heterounión (III)
ATE-UO DCEC opt 139
• Otra estructura usada es la doble heterounión:
AlGaAs N++ GaAs P++
AlGaAs P++
+- +-
1,4 eV 2 eV
• El cambio en índice de refracción ayuda al confinamiento de los fotones.
h·f
h·fh·f
h·fh·f
2 eV
-
0,5 mm 5 %Índice de refracción
Láser de heterounión (IV)• Estructura de un láser de doble heterounión:
AlGaAS N++
Superficie semi-reflectante
Emisión láser
AlGaAS P++Superficie reflectante
Contacto metálico
Contacto metálico
GaAS P++
• Existen otras muchas estructuras de láseres (algunas basados en “pozos cuánticos”, en múltiple capas, etc.).
• El material para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm es distinto, siendo frecuentemente InGaAs-InP o InGaAsP-InP.
• En todos los casos hay que controlar la temperatura de operación y la operación en modo láser (iD > Ith).
ATE-UO DCEC opt 140
Comparación entre LEDs y láseres para comunicaciones
Characteristics LEDs Lasers
Output PowerLinearly proportional to drive current
Proportional to current above the threshold
Current Drive Current: 50 to 100 mA Peak
Threshold Current: 5 to 40 mA
Coupled Power Moderate HighSpeed Slower FasterOutput Pattern Higher LowerBandwidth Moderate High
Wavelengths Available 0.66 to 1.65 µm 0.78 to 1.65 µm
Spectral WidthWider (40-190 nm FWHM)
Narrower (0.00001 nm to 10 nm FWHM)
Fiber Type Multimode Only SM, MMEase of Use Easier HarderLifetime Longer Long
Cost Low ($5-$300) High ($100-$10,000)
• Fuente: Fiber-Optics.Info: http://www.fiber-optics.info/articles/light-emitting_diode_led
ATE-UO DCEC opt 141
Ejemplo de láser para 1550 nm (I)
ATE-UO DCEC opt 142
ATE-UO DCEC opt 143
Ejemplo de láser para 1550 nm (II)
ATE-UO DCEC opt 144
Ejemplo de láser para 1550 nm (III)
Ejemplo de CI para gobernar láseres (I)
ATE-UO DCEC opt 145
ATE-UO DCEC opt 146
• Configuración de la pre-polarización con realimentación a través del fotodiodo.
• Sistema de fijación de la corriente de la señal modulada.
Ejemplo de CI para gobernar Láseres (II)
Ejemplo de CI para gobernar láseres (III)
• El MAX 3890 le entrega las señales digitales en serie y ya adaptadas.
• Van ya convertidas en modo diferencial. ATE-UO DCEC opt 147
Ejemplo de CI para gobernar láseres (IV)
ATE-UO DCEC opt 148
Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (I)
ATE-UO DCEC opt 149
Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (II)
ATE-UO DCEC opt 150
• Conexionado:
Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (III)
ATE-UO DCEC opt 151
• Esquema de bloques internos:
Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (IV)
ATE-UO DCEC opt 152
Ejemplo de CI para recuperar el reloj y sincronizarlo con los datos (I)
ATE-UO DCEC opt 153
ATE-UO DCEC opt 154
Ejemplo de CI para recuperar el reloj y sincronizarlo con los datos (II)
• Conexionado: