diseño con transistores

CONTENIDO DE LA CARPETA PARA PROCESO DE

ACREDITACIÓN SATCA1

Pág.

Ubicación del Curso en el Programa

Copia de la Retícula con la Materia Resultada en Color……………………... 3

Datos de la asignatura

Contenido completo de la materia………………………………………... …. 4

Titulares de la Materia

Listado de Catedráticos que imparten la materia…………………………….. 17

Temario

Unidad 1: Amplificadores multietapa. 21

1.1. Análisis con BJT……………………………………………………………… 21

1.1.1. Introducción al análisis con BJT. . ………………………………... 21

1.1.2. Principio de Superposición………………………………………... 23

1.1.3. Nomenclatura……………………………………………………… 24

1.1.4. Recta de Carga Estática……………………………………………. 25

1.1.5. Recta de Carga Dinámica………………………………………….. 27

1.2. Análisis con JFET…………………………………………………………….. 29

1.2.1. Estructura y características del JFET…………………………………….. 30

1.2.2. Análisis de la polarización del

JFET……………………………………

32

1.2.3. Ejemplos de Polarización del JFET……………………………….. 38

1.2.4. Modelo de señal del JFET…………………………………………. 41

1.2.5 Amplificador en fuente común…………………………………….. 42

1.3. Análisis de circuitos mixtos (BJT y JFET)…………………………………… 44

1.3.1. Tipos de acoplamiento…………………………………………….. 44

Diseño con Transistores Página 1

1.3.2. Acoplamiento directo……………………………………………… 45

1.3.3. Acoplamiento capacitivo…………………………………………... 46

Unidad 2: Arreglos especiales.

49

2.1. Darlington……………………………………………………………………. 49

2.1.1. Características……………………………………………………... 49

2.1.2. Desventajas………………………………………………………… 49

2.1.3. Darlington Complementario……………………………………….. 50

2.1.4. Configuración Darlington en Colector Común……………………. 50

2.1.4.1 Fórmulas para el cálculo del Darlington………………… 51

2.2. Amplificador Diferencial……………………………………………………. 52

2.2.1. Configuración Básica……………………………………………… 52

2.2.2 Análisis en Corriente Directa (C.D)……………………………….. 53

2.2.3. 3 Causas por las que el voltaje de salida entre colectores no sea

cero (0)

54

2.2.4 Análisis en Corriente Alterna (C.A)……………………………….. 55

2.2.5. Ganancia en Modo Común (Av.(MC))……………………………… 56

2.2.6. Ganancia en Modo Diferencial (Av.(MD))………………………….. 56

2.2.7. Características del Amplificador Diferencial……………………… 56

2.3. Amplificador Diferencial Espejo de Corriente…………………………….. 57

2.4. Amplificador Diferencial con Fuente de Corriente……………………….. 58

2.4.1. Ventajas……………………………………………………………. 59

2.4.2. Desventajas………………………………………………………… 59

2.5 Carga Activa…………………………………………………………………. 60

2.6 Amplificador sintonizado………………………………………………….... 61

2.6.1. Circuito Equivalente para C.D…………………………………….. 61

2.6.1.1. Recta de Carga para C.D………………………………. 62

2.6.2. Circuito Equivalente para C.A……………………………………. 63


2.6.2.1. Recta de Carga para C.A……………………………….. 63

2.6.3. Frecuencia de Resonancia (Fr)…………………………………….. 64

2.6.4 Factor de Calidad (Q)……………………………………………… 65

2.6.5 Ancho de Banda (Bw) …………………………………………….. 65

Unidad 3: Respuesta a la frecuencia.

67

3.1. Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador BJT. …………………………. 67

3.1.1. Respuesta en Frecuencia de un Amplificador. …………………… 67

3.1.2. Respuesta de un amplificador de alterna. ………………………… 67

3.1.2.1. Frecuencias de corte. ……………………………………….. 68

3.1.2.2. Banda media. ………………………………………………… 69

3.1.2.3 Fuera de las frecuencias medias. …………………………….. 69

3.1.3. Respuesta de un amplificador de continua. ……………………………… 71

3.1.4. Ganancia de tensión en decibelios. ……………………………………… 72

3.1.5. Diagrama de Bode. ………………………………………………………. 74

3.1.5.1 Octavas. ……………………………………………………… 75

3.1.5.2. Décadas. ……………………………………………………... 75

3.1.5.3. Circuito RC de desacoplo……………………………………. 76

3.1.5.4. Condensador de acoplo a la Entrada…………………………. 77

3.1.5.5. Condensador de acoplo a la salida. ………………………….. 77

3.1.5.6. Condensador de desacoplo de emisor………………………... 78

3.1.6. Teorema de Miller……………………………………………………….. 80

3.1.6.1. Condensador de realimentación. …………………………….. 80

3.1.6.2. Conversión del condensador de realimentación. …………….. 80

3.1.6.3. Circuito de desacoplo de colector. …...……………………… 81

3.1.6.4. Circuito de desacoplo de la base. ……………………………. 82

3.2. Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador JFET. ………………………… 83

3.2.1. Formulas. ………………………………………………………………… 84


Unidad 4: Amplificadores Retroalimentados…………………………….. 85

4.1. Configuración General………………………………………………………... 85

4.1.1 Ganancia de Lazo Cerrado………………………………………… 85

4.2. Topologías de retroalimentación. ……………………………………………. 86

4.2.1 Topología Serie-Paralelo………………………………………….. 87

4.2.2 Topología Paralelo-Serie………………………………………….. 87

4.2.3 Topología Serie-Serie……………………………………………… 88

4.2.4 Topología Paralelo-Paralelo………………………………………. 88

4.3. Efectos de la retroalimentación………………………………………………. 89

4.4 Tipos de retroalimentación…………………………………………………… 89

4.4.1 Retroalimentación Negativa………………………………………. 89

4.4.2 Retroalimentación Positiva………………………………………… 89

4.5. Respuesta en frecuencia. ……………………………………………………... 90

4.6. Ejemplo de Amplificador Retroalimentado…………………………………... 91

Unidad 5: Amplificadores de potencia. ……………………………………. 95

5.1 Conceptos básicos y aplicación. ……………………………………………… 95

5.1.1. Clasificación de los amplificadores de potencia…………………... 95

5.1.2. Relaciones básicas en los amplificadores de potencia…………….. 96

5.1.3. El amplificador clase A. ………………………………………….. 98

5.2. Análisis de expresiones de potencia y eficiencia. …………………………………… 100

5.2.1. Análisis del amplificador Clase A. ……………………………………… 104

5.2.2. Análisis del amplificador Clase B. ………………………………………. 105

5.3 Análisis de efecto térmico y distorsión. ……………………………………… 109

5.3.1. Análisis térmico. ………………………………………………….. 109

5.3.2. Distorsión. ……………………………………………………………….. 111

5.3.3. Distorsiones medibles……………………………………………… 113

5.3.4. Distorsiones temporales. TIM (SID). ……………………………. 115

5.3.5. Distorsiones térmicas. ……………………………………………. 116


5.3.6. Mecanismos de audición. ……………………………………………….. 117

5.3.7. Efectos de la distorsión: tipos de componente…………………….. 117

5.4 Análisis y diseño de amplificadores de potencia. …………………………………… 118

5.5 Efectos de ruido………………………………………………………………. 119

5.5.1. Ruido aleatorio. …………………………………………………… 119

5.5.2. Ruido periódico. …………………………………………………………. 120

Practicas

1 Amplificador multietapa……………………………………………………… 121

2 Amplificadores en cascada……………………………………………………. 126

3 Amplificador sintonizado……………………………………………………... 134

4 Amplificador Diferencial espejo de corriente ……………………………………. 141

5 Respuesta a la frecuencia en baja BJT………………………………………………. 147

6 Respuesta a la frecuencia en baja JFET …………………………………………….. 152

7 Respuesta a la frecuencia en alta BJT……………………………………………….. 156

8 Respuesta a la frecuencia en alta JFET ……………………………………………… 162

9 Amplificadores retroalimentados ……………………………………………………. 168

10 Amplificadores de potencia puch-pull ………………………………………………. 173

11 Amplificador con preamplificador …………………………………………… 178

12 Proyecto Final………………………………………………………………… 182

Criterios de evaluación hacia el alumno

1 Se tomaron en cuenta para la evaluación, tareas, asistencias, participación en clase, Investigaciones, exámenes (2)

186

Reactivos o Exámenes Expuestos1 Primer Examen………………………………………………………………... 187

2 Segundo Examen……………………………………………………………... 192


1.- DATOS DE LA ASIGNATURA

Nombre de la asignatura: Diseño con Transistores

Carrera: Ingeniería Electrónica

Clave de la asignatura: ETF-1013

SATCA1 3-2-5

2.- PRESENTACIÓN

Caracterización de la asignatura.

Esta asignatura corresponde al bloque de diseño de ingeniería, es una materia fundamental

para la formación integral de los estudiantes dado que propicia el uso de: equipo de

mediciones eléctricas, manuales de fabricantes de dispositivos electrónicos, y software de

diseño, comprende la solución problemas complejos, desarrolla habilidades de:

pensamiento lógico, creativo, y actitud para trabajar en equipo; aplica las tecnologías de la

información y de la comunicación para la adquisición y procesamiento de información de

manera natural, permanente y eficiente.

Aporta al perfil del ingeniero en electrónica los conocimientos, las habilidades y las

actitudes para diseñar, simular, construir y analizar la respuesta en el dominio de la

frecuencia de circuitos electrónicos analógicos basados en amplificadores con transistores

bipolares y unipolares; en baja, media y alta frecuencia, en lazo abierto, lazo cerrado, y

amplificadores de potencia, utilizando herramientas computacionales y equipo de

laboratorio de mediciones eléctricas.

La materia de diseño con transistores, desarrolla la habilidad para identificar problemas y

realizar proyectos para su posible solución.

Contribuye a desarrollar la habilidad para comunicarse con efectividad en forma oral y

escrita así como participar en equipos de trabajo interdisciplinario.


Está estructurada de tal manera que se aplican las teorías de análisis de circuitos eléctricos,

las características eléctricas de las diferentes configuraciones de los transistores BJT y

JFET, y de los diferentes circuitos de polarización, el modelo del cuadripolo equivalente

para baja, media y alta frecuencia, los conocimientos y la comprensión del

comportamiento a frecuencia media de circuitos amplificadores de pequeña señal. El

análisis de circuitos electrónicos utilizando software de simulación. El criterio de

estabilidad de Bode para analizar la respuesta de un sistema en el dominio de la frecuencia.

El manejo de equipo de mediciones eléctricas como osciloscopio, multímetro, generador

de señales.

En la primera unidad se diseñan y analizan circuitos amplificadores de varias etapas, para

conocer y comprender su comportamiento a pequeña señal y frecuencia media.

En la segunda unidad se analiza la operación y se determina la ganancia de amplificadores

en arreglos especiales así mismo se identifica su aplicación.

En la tercera unidad se analiza la respuesta en frecuencia de los amplificadores

transistorizados.

En la cuarta unidad se estudian los efectos del fenómeno de retroalimentación en los

circuitos amplificadores, en baja y alta frecuencia.

Finalmente, en la quinta unidad se analizan y diseñan amplificadores de potencia basados

en dispositivos discretos.

Intención didáctica.

El estudiante a través del conocimiento y comprensión de los conceptos más relevantes del

comportamiento de los diferentes tipos de amplificadores basados en transistores de unión

y de efecto de campo analiza circuitos electrónicos para la resolución de problemas de

manera grupal e individual, el desarrollo de proyectos, y su exposición en plenaria ante el

grupo, la simulación de los circuitos utilizando herramientas computacionales, y trabajo en

equipo para la realización de prácticas en el laboratorio de electrónica para su

comprobación a través de equipo de medición.


Esto le permite adquirir los conocimientos para el diseño, análisis y aplicación de

amplificadores así como las habilidades en el manejo de equipo electrónico, software,

manuales de fabricante.

Desarrolla la habilidad para identificar y resolver problemas, hacer experimentos y

reportes de resultados de forma oral y escrita y hacer presentaciones utilizando las TICs

para hacer presentaciones ante el grupo, al trabajo colaborativo al trabajar en equipo y

hacerse responsable de su aprendizaje y a la práctica de los valores con respeto a la

pluralidad y diversidad del grupo.

El profesor debe ser un profesional que conozca la génesis del conocimiento de la

electrónica, debe tener un conocimiento profundo de la electrónica, manejar herramientas

computacionales, software de simulación de circuitos, equipo de prueba de laboratorio

como multímetro, osciloscopio, generador de señales, identificar y conocer las aplicaciones

de la electrónica en el contexto actual.

3.- COMPETENCIAS A DESARROLLAR

Competencias específicas:

Analizar, diseñar y construir circuitos amplificadores de múltiples etapas,

configuraciones especiales, amplificadores sintonizados, amplificadores de lazo

abierto y cerrado, así como amplificadores de potencia, para su aplicación en

diferentes circuitos integrados lineales.

Analizar la respuesta a la frecuencia de los amplificadores basados en transistores

bipolares y unipolares

Competencias genéricas:

Competencias instrumentales

Capacidad de análisis y síntesis.

Capacidad de organizar y planificar.

Conocimientos generales básicos y de la carrera.

Comunicación oral y escrita en su propia lengua.


Conocimiento de una segunda lengua.

Habilidades básicas de manejo de la computadora.

Habilidades de gestión de información (habilidad para buscar y analizar

información proveniente de fuentes diversas).

Solución de problemas.

Toma de decisiones.

Competencias interpersonales

Capacidad crítica y autocrítica.

Trabajo en equipo.

Habilidades interpersonales.

Capacidad de trabajar en equipo interdisciplinario.

Capacidad de comunicarse con profesionales de otras áreas.

Compromiso ético.

Competencias sistémicas

Capacidad de aplicar los conocimientos en la práctica.

Habilidades de investigación.

Capacidad de aprender.

Capacidad de adaptarse a nuevas situaciones.

Capacidad de generar nuevas ideas (creatividad).

Liderazgo.

Habilidad para trabajar en forma autónoma.

Capacidad para diseñar y gestionar proyectos.

Iniciativa y espíritu emprendedor.

Preocupación por la calidad.

Búsqueda del logro.

4.- HISTORIA DEL PROGRAMA

Lugar y fecha de elaboración o revisión


Instituto Tecnológico Superior de Irapuato del 24 al 28 de agosto de 2009.

Representantes de los Institutos.

Participantes

Tecnológicos de:

Aguascalientes, Apizaco, Cajeme, Celaya, Chapala, Chihuahua, Ciudad Guzmán, Ciudad

Juárez, Cosamaloapan, Cuautla, Culiacan, Durango, Ecatepec, Ensenada, Hermosillo,

Irapuato, La Laguna, Lázaro Cárdenas, Lerdo, Lerma, Los Mochis, Matamoros, Mérida,

Mexicali, Minatitlán, Nuevo Laredo, Orizaba, Piedras Negras, Reynosa, Salina Cruz,

Saltillo, Sur De Guanajuato, Tantoyuca, Tijuana, Toluca, Tuxtepec, Veracruz y Xalapa

Evento

Reunión Nacional de Diseño e Innovación Curricular para el Desarrollo y Formación de

Competencias Profesionales de la Carrera de Ingeniería en Electrónica.


Desarrollo de Programas en Competencias Profesionales por los Institutos Tecnológicos

del 1 de septiembre al 15 de diciembre.

Participantes

Academias de Ingeniería Electrónica de los Institutos Tecnológicos de:

Chihuahua, Minatitlán, Tantoyuca, Hermosillo, Mexicali, Xalapa, Orizaba

Evento

Elaboración del programa de Estudio propuesto en la Reunión Nacional de Diseño

Curricular de la Carrera de Ingeniería Electrónica.


Reunión Nacional de Consolidación del Diseño e Innovación Curricular para la Formación

y Desarrollo de Competencias Profesionales del 25 al 29 de enero del 2010 en el Instituto

Tecnológico de Mexicali.

Participantes


Representantes de los Institutos Tecnológicos de:

Aguascalientes, Apizaco, Cajeme, Celaya, Chapala, Chihuahua, Ciudad Guzmán, Ciudad

Juárez, Cosamaloapan, Cuautla, Durango, Ecatepec, Ensenada, Hermosillo, Irapuato, La

Laguna, Lázaro Cárdenas, Lerdo, Lerma, Los Mochis, Matamoros, Mérida, Mexicali,

Minatitlán, Nuevo Laredo, Orizaba, Piedras Negras, Reynosa, Salina Cruz, Saltillo, Sur De

Guanajuato, Tantoyuca, Toluca, Tuxtepec, Veracruz y Xalapa.

Evento

Reunión Nacional de Consolidación de los Programas en Competencias Profesionales de la

Carrera de Ingeniería Electrónica.

5.- OBJETIVO GENERAL DEL CURSO

Analizar, diseñar y construir circuitos amplificadores de múltiples etapas, configuraciones

especiales, amplificadores sintonizados, amplificadores de lazo abierto y cerrado, así como

amplificadores de potencia, para su aplicación en diferentes circuitos integrados lineales.

Analizar la respuesta a la frecuencia de los amplificadores basados en transistores

bipolares y unipolares.

6.- COMPETENCIAS PREVIAS

Aplicar las técnicas de análisis de circuitos eléctricos.

Aplicar parámetros de redes de dos puertos.

Manejar equipo de medición.

Utilizar software de simulación.


Diseñar, analizar, simular y construir circuitos amplificadores de frecuencia media

utilizando transistores bipolares y unipolares.

Obtener e interpretar Diagramas de Bode

Elaborar reportes de investigación.

Formular, evaluar y ejecutar proyectos de aplicación electrónica

7.- TEMARIO

1. Amplificadores multietapa.

1.1. Análisis con BJT.

1.2. Análisis con JFET.

1.3. Análisis de circuitos mixtos (BJT y JFET).

2. Arreglos especiales 2.1. Darlington.

2.2. Diferencial.

2.3. Cascode.

2.4. Amplificador sintonizado.

2.5. Espejo de corriente.

2.6. Fuente de corriente.

2.7. Carga Activa.

3. Respuesta a la frecuencia.

3.1. Respuesta en baja y alta frecuencia Del amplificador BJT.

3.2. Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador JFET.

3.3. Ganancia ancho de banda del amplificador.

3.4. Amplificador sintonizado

4. Amplificadores Retroalimentados.

4.1. Topologías de retroalimentación.

4.2. Efectos de la retroalimentación.

4.3. Respuesta en frecuencia.

5. Amplificadores de potencia


5.1. Conceptos básicos y aplicación.

5.2. Análisis de expresiones de potencia y eficiencia.

5.3. Análisis de efecto térmico y distorsión.

5.4. Análisis y diseño de amplificadores de potencia.

5.5. Efectos de ruido

8.- SUGERENCIAS DIDÁCTICAS

Propiciar actividades de búsqueda, selección y análisis de información en distintas

fuentes.

Propiciar el uso de las tecnologías de información y comunicación en el desarrollo

de los contenidos de la asignatura.

Fomentar actividades grupales que propicien la comunicación, el intercambio

argumentado de ideas, la reflexión, la integración y la colaboración de y entre los

estudiantes.

Propiciar, en el estudiante, el desarrollo de actividades intelectuales de inducción-

deducción y análisis-síntesis, las cuales lo encaminan hacia la investigación, la

aplicación de conocimientos y la solución de problemas.

Llevar a cabo actividades prácticas que promuevan el desarrollo de habilidades

para la experimentación, tales como: observación, identificación manejo y control

de variables y datos relevantes, planteamiento de hipótesis, de trabajo en equipo.

Desarrollar actividades de aprendizaje que propicien la aplicación de los conceptos,

modelos y metodologías que se van aprendiendo en el desarrollo de la asignatura.

Propiciar el uso adecuado de conceptos y de terminología científico tecnológica.

Relacionar los contenidos de la asignatura con el cuidado del medio ambiente así

como con las prácticas de una ingeniería bajo las premisas de la sustentabilidad.

Observar y analizar fenómenos y problemáticas propias del campo ocupacional.

Relacionar los contenidos de esta asignatura con las demás del plan de estudios

para desarrollar una visión interdisciplinaria en el estudiante.


9.- SUGERENCIAS DE EVALUACIÓN

1. Reportes y actividades realizadas en el laboratorio.

2. Considerar la participación en las actividades programadas en la materia:

Participación en clases.

Cumplimiento de tareas y ejercicios.

Exposición de temas.

Asistencia.

Participación en grupos de discusión.

Participación en congresos o concursos.

Solución de problemas.

3. Aplicar exámenes escritos considerando que no sea el factor decisivo para la

acreditación del curso.

4. Evaluar el desarrollo de los proyectos.

5. Considerar el desempeño integral del alumno.

10.- UNIDADES DE APRENDIZAJE

Unidad 1: Amplificadores Multietapa.

Competencia específica a desarrollar

Analizar, simular, diseñar y construir circuitos amplificadores multietapa basados en

transistores bipolares, unipolares y mixtos.


Actividades de Aprendizaje

Buscar, seleccionar y analizar información en las distintas fuentes bibliográficas

propuestas; sobre el comportamiento, la estructura y aplicación de amplificadores

multietapa con BJT, FET y mixtos.

En pequeños grupos analizar la información y reflexionar sobre el funcionamiento

y aplicación de los amplificadores multietapa.

Hacer un reporte de investigación de manera escrita, que contenga circuitos,

conceptos, ecuaciones y al final elaborar un mapa conceptual a manera de resumen.

Calcular la ganancia de amplificadores multietapa, de manera individual y por

equipo, comparar los resultados de éstos con un amplificador de una sola etapa.

Analizar un amplificador multietapa con acoplamiento directo.

Utilizar herramientas computacionales para simular el comportamiento de circuitos.

En equipo de trabajo comprobar en el laboratorio que el comportamiento de los

circuitos multietapa sea de acuerdo al diseño y al resultado de la simulación.

Desarrollar sus actividades con honestidad, responsabilidad y respeto.

Hacer el reporte escrito de la práctica, esta deberá incorporar: los resultados de la

simulación, diagramas, cuadros, gráficos de las señales de entrada y salida, y tablas

de resultados, y conclusiones, para evidenciar las actividades realizadas por el

equipo de trabajo.

Unidad 2: Arreglos Especiales.


Arreglos especiales.




propuestas; sobre la estructura, el comportamiento y aplicación de amplificadores

en arreglos especiales.

Analizar la información en grupos pequeños y presentar los resultados del análisis

en plenaria utilizando recursos computacionales.

Simular el comportamiento de circuitos amplificadores en configuraciones

especiales, y amplificador sintonizado.

En el laboratorio de electrónica construirá circuitos amplificadores de diferentes

tipos, para observar el comportamiento de los circuitos amplificadores en

configuraciones especiales, y amplificador sintonizado.




equipo de trabajo.

Unidad 3: Repuesta a la Frecuencia del Amplificador.


Repuesta a La Frecuencia Del

Amplificador.



propuestas; sobre la respuesta en frecuencia de los amplificadores.

Analizar la información en grupos pequeños y presentar los resultados del análisis

en plenaria utilizando recursos computacionales.

Observar y analizar la solución de un problema tipo resuelto por el profesor para

resolver problemas de manera autónoma.


Investigar y analizar problemas resueltos en el libro que determinen el ancho de

banda de un amplificador

Analizar y descomponer el problema en partes e Identificar los conocimientos y

métodos necesarios para su resolución

Resolver problemas que involucren el ancho de banda del circuito.

Simular y analizar la respuesta en frecuencia de los circuitos utilizando

herramientas computacionales.

Construir amplificadores, utilizando transistores bipolares y unipolares para

observar su comportamiento en frecuencia.




equipo de trabajo.

Unidad 4: Amplificadores con Retroalimentación.

Competencia específica a desarrollar Actividades de Aprendizaje

Analizar e identificar los efectos de las diferentes topologías de circuitos retro alimentados

en los amplificadores que utilizan transistores bipolares y unipolares así como su efecto en

la respuesta en frecuencia.


Buscar y seleccionar información general de los amplificadores retroalimentados,

que permita afrontar los temas relacionados con la introducción de la

retroalimentación negativa o positiva en un amplificador y la influencia sobre la

amplificación, banda, resistencias de entrada y salida, ruido.

Analizar teóricamente y experimentalmente las diferentes configuraciones de

retroalimentación.


Hacer una comparación de los parámetros del amplificador con y sin

retroalimentación.

Analizar problemas resueltos en la bibliografía recomendada.

Verificar en el laboratorio que el comportamiento del circuito sea de acuerdo al

diseño y resultado de la simulación.


Unidad 5: Amplificadores de Potencia.


Determinar la potencia y eficiencia de amplificadores de potencia; explicar los efectos de

la temperatura y distorsión en la eficiencia del circuito para su análisis, diseño y

construcción.


Buscar y seleccionar información general de los amplificadores de potencia.

Hacer un cuadro comparativo de las diferentes tipos de amplificadores.

Analizar expresiones de potencia y eficiencia.

Analizar los efectos: térmico, distorsión y ruido.

Observar y analizar la solución de un problema tipo resuelto por el profesor para

resolver problemas de manera autónoma.

Investigar y analizar problemas resueltos en el libro.

Analizar y descomponer el problema en partes y aplicar los conocimientos y

métodos necesarios para su resolución.

Resolver problemas que involucren el cálculo de la potencia y la eficiencia de los

amplificadores de potencia.

Calcular la eficiencia de un circuito y describir los efectos de la temperatura en su

comportamiento.

Identificar y seleccionar la clase del amplificador para su aplicación específica.


Verificar en el laboratorio que el comportamiento del circuito sea de acuerdo al

diseño y al resultado de la simulación.





equipo de trabajo.

11.- FUENTES DE INFORMACIÓN

1. Sedra, Adel S. Microelectronics Circuits. Mc. Graw Hill, 5ª Ed

2. Boylestad Robert L., Nashelsky Louis , Electrónica Teoría de Circuitos y Dispositivos

Electrónicos, Décima edición, Editorial Prentice Hall. México, 2009.

3. Savant. Roden, Carpenter, Diseño Electrónico, Circuitos y Sistemas, Prentice Hall.

4. Malvino Albert Paul, Principios de Electrónica Ed. Mc Graw Hill.

5. Millman Jacob, Halkias Cristos C., Electrónica integrada circuitos y sistemas

analógicos y digitales, Editorial Hispano Europea, S. A. 9ª Edición.

6. Grob. Circuitos electrónicos y sus aplicaciones. Ed. Mc Graw Hill

7. Floyd, Dispositivos Electrónicos, Editorial Prentice Hall.

12.- PRÁCTICAS PROPUESTAS

Amplificador multietapa

Amplificadores en cascada

Amplificador sintonizado

Amplificador Diferencial espejo de corriente

Respuesta a la frecuencia en baja BJT

Respuesta a la frecuencia en baja JFET

Respuesta a la frecuencia en alta BJT


Respuesta a la frecuencia en alta JFET

Amplificadores retroalimentados

Amplificadores de potencia puch-pull

Puch-pull con preamplificador

TITULAR DE LA MATERIA

ING. ALEJANDRO VILLEGAS GONZÁLEZ


Unidad 1. Amplificadores Multietapa

Introducción:

Los aplicadores multietapa son circuitos electrónicos formados por varios transistores (BJT

o FET), que pueden ser acoplados en forma directa o mediante capacitores. Las

configuraciones clásicas son el par Darlington (alta impedancia de entrada e incremento de

la ganancia de corriente), el par diferencial (Relación de rechazo en modo común elevada),

el amplificador casco de (alta impedancia de salida). Todas estas etapas amplificadoras

pueden ser integradas y encapsuladas en un chip semiconductor llamado Circuito Integrado

(CI). En el CI las polarización de las etapas se hace usando fuentes de corriente, debido a

la mayor facilidad de construcción (a través de transistores). La combinación de distintas

tecnologías permitirá mejorar la prestación de los sistemas diseñados.

Un amplificador se describe un circuito capaz de procesar las señales de acuerdo a la

naturaleza de su aplicación. El amplificador sabrá extraer la información de toda señal, de

tal manera que permita mantener o mejorar la prestación del sistema que genera la señal

(sensor o transductor usado para la aplicación).

Se llama amplificador multietapa a los circuitos o sistemas que tienen múltiples

transistores y además pueden ser conectadas entre sí para mejorar sus respuestas tanto en

ganancia, Zin, Zout o ancho de banda. Las aplicaciones pueden ser tanto de cc como de ca.


1.1.1-Análisis con BJT.

En el circuito de figura 1.1. Se muestra un circuito típico de un amplificador de tensión con

un transistor BJT en emisor común polarizado en la zona activa. Con él se trata de

amplificar una tensión cualquiera vi y aplicarla, una vez amplificada, a una carga que

simbolizamos por la resistencia RL. La zona sombreada resalta el amplificador, que en este

caso, lo constituye un transistor BJT en la configuración emisor común. El cual,

convenientemente polarizado en la zona activa, es capaz de comportarse como un

amplificador de tensión como ya se mencionó en el capítulo anterior.

Los capacitores C1 y C2 que aparecen se denominan capacitores de acoplo y sirven para

bloquear la componente continua. En concreto C1 sirve para acoplar la tensión que

queremos amplificar al amplificador propiamente dicho, eliminando la posible componente

continua que esta tensión pudiera tener. Si no bloqueásemos esta continua se sumaría a las

corrientes de polarización del transistor modificando el punto de funcionamiento del

mismo. Por otra parte, el capacitor C2 nos permite acoplar la señal amplificada a la carga,


eliminando la componente continua (la correspondiente al punto de polarización del

transistor) de forma que a la carga llegue únicamente la componente alterna.

El capacitor C3 es un capacitor de desacoplo, su misión es la de proporcionar un camino a

tierra a la componente alterna. En el capítulo anterior se analizó el efecto de la resistencia

RE desde el punto de vista de su efecto en la estabilización del punto de polarización. Sin

embargo, en este capítulo veremos cómo desde el punto de vista de la amplificación, esta

resistencia hace disminuir la ganancia del amplificador. Al añadir el capacitor de desacoplo

conseguimos que la continua pase por RE mientras que la alterna pasaría por el capacitor C3

consiguiendo que no afecte a la amplificación.

1.1.2 Principio de Superposición:

Vamos a abordar el análisis de este tipo de circuitos amplificadores. Para ello aplicaremos

el principio de superposición. En cada punto o rama calcularemos las tensiones y

corrientes de continua y de alterna por separado, de forma que al final las tensiones y

corrientes finales serán la suma de las calculadas en cada parte. Para ello vamos a suponer

que el valor de la capacidad de los condensadores, así como la frecuencia de las señales

que tenemos es tal que la impedancia que presentan los condensadores es lo

suficientemente pequeña para considerarla nula. Mientras que en continua, estos

condensadores presentarán una impedancia infinita. Es decir, consideraremos que en

continua los condensadores se comportan como circuitos abiertos (impedancia ∞) mientras

que en alterna equivaldrán a cortocircuitos (impedancia 0).


Aplicando estas consideraciones obtendremos los circuitos equivalentes en DC y en AC

que tendremos que resolver separadamente.

Si en el circuito amplificador de la figura 1.1 aplicamos la condición de que los

condensadores se comportan como circuitos abiertos, obtenemos el circuito equivalente en

continua (figura 1.3). Podemos ver como este circuito es, precisamente, el circuito de

polarización del transistor cuyo estudio ya se abordó en el tema anterior y de cuya

resolución obtendríamos las tensiones y corrientes de continua presentes en el circuito.

Si por el contrario, al circuito de la figura 1.1 le aplicamos las condiciones para obtener el

circuito equivalente de alterna, es decir, suponemos que los condensadores se comportan

como cortocircuitos e, igualmente, cortocircuitamos las fuentes de tensión de continua, el

circuito que obtendríamos es el mostrado en la figura 1.4.


En este capítulo abordaremos el estudio y la resolución de este circuito abordando un

modelo para el transistor que nos permita el cálculo de las tensiones y corrientes en el

circuito.

1.1.3. Nomenclatura.

Al aplicar el principio de superposición, es conveniente ser cuidadoso con la nomenclatura

de las distintas variables eléctricas para no confundir ni mezclar las variables de alterna

con las de continua. En la figura 1.5 se muestra la nomenclatura que vamos a seguir

iB=Valor instantáneototal .

ib=Componente alterna .

I B=Valor instantáneototalComponente continua .

Antes de pasar al estudio propiamente dicho del circuito de alterna vamos a definir un par

de conceptos muy importantes a la hora de analizar el funcionamiento de un circuito

amplificador con un BJT, estamos hablando de las rectas de carga estática y dinámica.


1.1.4- Recta de Carga Estática.

La Recta de Carga Estática representa la sucesión de los infinitos puntos de

funcionamiento que puede tener el transistor. Su ecuación se obtiene al analizar la malla de

salida del circuito equivalente en continua.

La Recta de Carga Estática está formada por los pares de valores (VCE, IC) que podría tener

el transistor con esa malla de salida. Para obtener su ecuación matemática

f (VCE,IC)= 0, planteamos las tensiones en la malla de salida del circuito equivalente en

DC.

Si tenemos en cuenta que:

Nos queda:

si suponemos que β≫1

Obtendríamos la ecuación que relaciona la VCE y la IC del transistor, dicha ecuación

representa una recta en el plano de las características de salida, y se conoce con Recta de

Carga Estática


Como ya se ha mencionado anteriormente, esta recta representa todos los posibles puntos

de funcionamiento que podrá tener el transistor con esa malla de salida. El punto de

funcionamiento Q se fijará mediante el circuito de polarización de entrada fijando la IB

correspondiente.

1.1.5.- Recta de Carga Dinámica.

La Recta de Carga Dinámica se obtiene al analizar la malla de salida del circuito

equivalente de AC. Está formada por la sucesión de los pares de valores (vCE, iC). Notar

que a diferencia del caso anterior, en este caso nos referimos a los valores totales (alterna

más continua) tanto de tensión como de corriente. Para obtener la ecuación matemática de

esta recta f (V CE , iC )=0, analizamos la malla de salida del circuito equivalente en alterna


Si tenemos en cuenta que la componente incremental (o de alterna) de una señal se puede

obtener restando el valor de continua al valor total.

Haciendo este cambio de variable en la expresión anterior obtenemos la ecuación de la

Recta de Carga Dinámica

Tenemos la ecuación de una recta que pasa por el punto de funcionamiento (punto Q) y

cuya pendiente es el inverso del paralelo de RC y RL.


La Recta de Carga Dinámica siempre tiene más pendiente que la Recta de Carga Estática.

Únicamente en el caso de un circuito en el que RE=0 y la salida esté en circuito abierto

(RL=∞) ambas rectas coincidirán.

La Recta de Carga Dinámica representa los pares de valores iC y vCE en cada instante como

se puede ver gráficamente en la figura 1.8.


1.2. Análisis con JFET.

Los transistores de efecto de campo (Field Effect Transistor, FET) se clasifican en los

siguientes dos grupos:


El símbolo de cada uno de ellos se muestra a continuación en la figura 1.10.

1.2.1- Estructura y características del JFET.

Los JFETs o Transistores de efecto de campo de unión son dispositivos de tres terminales

de baja potencia. La conducción de corriente la llevan a cabo a través de un solo tipo de

portador por lo cual se le reconoce como transistores unipolares. Sus terminales reciben los

siguientes nombres y se clasifican como lo muestra la figura.

El Principio de funcionamiento de los Transistores de efecto de campo (Field Effect

Transistor) FETS se sustenta en controlar la cantidad de portadores de carga de una región

de semiconductor denominada canal por medio de un campo eléctrico que se produce al


aplicar un voltaje entre la terminal denominada compuerta (Gate) y la terminal

denominada fuente (Source).

Los Transistores de efecto de campo de unión (JFET) se clasifican en:

1.- JFETS canal N, en los cuales su canal se fabrica con material tipo N y la compuerta es

de material tipo P

2.- JFET canal N en los que su canal es de material P y la compuerta de material N.

En la Figura 1.11. Se muestra la estructura de los dos tipos de JFET que existen:

En lo general las principales características de los FETs son:

1.- Alta impedancia de entrada.

2.- Se logran altas escalas de integración en circuitos integrados.


3.- Se pueden utilizar como memorias digitales al almacenar en su capacitancia

información en forma de voltaje.

4.- Se pueden utilizar como resistores controlados por voltaje en la región óhmica de

trabajo.

5.- Su condición de trabajo depende menos de la temperatura que la del BJT.

6.- Presentan la capacidad de manejar grandes corrientes.

7.- Pueden conmutar a altas velocidades.

8.- Son sensibles a la estática.

9.- No se pueden implementar amplificadores de voltaje con una ganancia significativa.

1.2.2- Análisis de la polarización del JFET.

Existen diversas formas de polarización para el FET, dos de las que más se emplean son:

1.- La Auto polarización

2.- La polarización por divisor de voltaje

Ambas formas de polarización se obtienen al resolver simultáneamente la ecuación del

circuito compuerta-fuente con la ecuación de Shockley que rige al JFET y a los MOSFET

decrementales.

En el circuito de la figura se muestra una auto polarización, en ella se puede observar que

con el simple hecho de conectar un resistor entre compuerta y tierra, el potencial de la

compuerta adquiere la tensión de 0 Volts, de tal forma que al circular una corriente ID a

través de la resistencia RS obligara a que la tensión existente entre compuerta y fuente sea


de signo negativo esto es VGS < 0 Volts con lo cual se estará en condiciones de empobrecer

el canal como lo requiere la polarización de los JFET. Además dicha resistencia R GG

facilita el acoplamiento de impedancia entre la fuente de señal y la entrada de circuito con

JFET.

Auto polarización

El desarrollo analítico de lo anteriormente mencionado se detalla en los siguientes

párrafos:

La cual representa una recta cuya pendiente es el negativo del reciproco del Resistor de

fuente RS . La intersección de esta recta con la curva de transconductancia que representa

la ecuación de Shockley


Determina el punto de operación estático en que trabaja el JFET como lo muestra la Figura

1.13.


Obteniendo el circuito equivalente de Thevenin en la compuerta del JFET se tiene

Aplicando la Ley de Voltajes de Kirchoff al circuito compuerta fuente de la figura 1.15.

La cual al igualarse con la ecuación de Shockley proporciona dos valores de VGS

debiéndose utilizar aquel que cumpla con ½ VGS ½ < ½ VGSOFF ½ puesto que la parábola

que representa la curva de transconductancia del JFET abre hacia los dos lados del vértice

VGSOFF siendo la primer rama la que resuelve el funcionamiento del dispositivo.


En cualquiera de las dos técnicas de polarización mencionadas el mejor compromiso entre

la estabilidad del punto de operación y la obtención de un adecuado valor de

transconductancia se encuentra cuando se cumple que el valor de la IDQ = IDSS/2 , lo cual

implica que VGSQ = -0.3 VDSS y gm = 1.414VDSS/IDSS embargo al establecer una

comparación entre la estabilidad del punto Q entre una auto polarización fija y una por

divisor de tensión polarización se puede observar en la figura siguiente que la polarización

por divisor de voltaje ofrece un menor margen de variación en el valor de la IDQ debido a

que la recta de carga al cruzar por el punto Q lo puede hacer con una menor pendiente de

manera aun cuando el JFET pueda presentar un amplio margen de variabilidad en sus

características como lo representan las dos curvas de transconductancia mostradas el

margen de error es menor para la polarización por divisor de tensión que para la auto

polarización.


Figura Margen de error de estabilidad de IDQ para la polarización por divisor de voltaje y la

auto polarización.

1.2.3.-Ejemplos de Polarización del JFET

Ejemplo 1.- (Análisis) Determine el punto de operación para una auto polarización fija en

la que se presentan las siguientes condiciones:


Solución:

Al igualar la ecuación del circuito compuerta fuente con la ecuación de Shockley resulta

Evidentemente que el valor indicado corresponde a VGS1 = - 1.29V el cual al sustituirlo en

Siendo el valor de la transconductancia gm en este punto de operación

Finalmente el valor de VDSQ viene dado por

Ejemplo 2.- (Diseño) Calcule para una auto polarización fija, el valor de RS y RD de

manera que IDQ = 2mA y VDSQ = 5V si se sabe que IDSS = 3.5mA , VDSS = 2.5V y VDD = 9V


Solución.- Se procede utilizando la ecuación de Shockley para despejar de ella VGSQ

Ejemplo 1.- (Análisis) Determine el punto de operación para una auto polarización por

divisor de tensión en la que se presentan las siguientes condiciones:

Se procede calculando el circuito equivalente de Thevenin en la compuerta

Al igualar la ecuación del circuito compuerta fuente con la ecuación de Shockley resulta


El valor correcto corresponde a VGS1 = - 0.234V el cual al sustituirlo en

Siendo el valor de la transconductancia gm en este punto de operación

Finalmente el valor de VDSQ viene dado por

1.2.4-Modelo de señal del JFET.

Por medio del modelo eléctrico de funcionamiento del JFET es posible determinar las

características de impedancia de entrada, impedancia de salida y ganancias de voltaje y

corriente de circuitos con JFET. En dicho modelo se considera que la impedancia de

entrada que existe entre compuerta y fuente es infinita y que el voltaje existente entre

dichas terminales al multiplicarse por la ganancia de transconductancia del JFET controla

el valor de una fuente de corriente dependiente del voltaje antes mencionado. En la figura

1.19. Se muestra dicho modelo


En este modelo el valor de la ganancia de transconductancia corresponde al grado de

pendiente que presenta la curva de la ecuación de Shockley de acuerdo al punto de

operación estático que la polarización haya provocado. La obtención de esta ganancia se

lleva cabo a continuación

1.2.5-Amplificador en fuente común.


La Ganancia de voltaje, de corriente y al impedancia de entrada de un amplificador en

fuente común como el mostrado en la figura se obtiene para la banda de paso al suponer

que los capacitores se comportan como corto circuito a estas frecuencias y haciendo cero la

fuente de corriente directa, luego se sustituye el modelo de pequeña señal del JFET y se

analiza el circuito hasta obtener dichas expresiones.


De acuerdo al circuito de pequeña señal se tiene

Por lo cual

1.3. Análisis de circuitos mixtos (BJT y JFET).

1.3.1. Tipos de acoplamiento

El acoplamiento establece la forma en la cual se conectan las distintas etapas

amplificadores, dependiendo de la naturaleza de la aplicación y las características de

respuesta que se desean. Existen distintos tipos de acoplamiento: Acoplamiento directo,

capacitivo y por transformador.


1.3.2- Acoplamiento directo

Las etapas se conectan en forma directa, es permite una amplificación tanto de la

componente de señal como de la componente continua del circuito. Se dice que los

circuitos de cc se acoplan directamente. La Fig.1.23. Muestra una aplicación de

acoplamiento directo.

En corriente continua se tiene

Así


Dado que la malla de entrada será

Entonces

De esta forma se determinan VCEQ1 y VCEQ2. Note que al hacer análisis en cc, los

efectos de la polarización de una etapa afectan a la otra.

Por otro lado, realizando el análisis en ca se tiene

De esta forma despejando ib2 de (7) y reemplazando en

(6)

El efecto de los elementos de la primera y segunda etapa está presentes en la ganancia del

sistema.

1.3.3- Acoplamiento capacitivo.

El acoplamiento capacitivo o por condensador se usa para interconectar distintas etapas, en

las cuales sólo se desea amplificar señal. La presencia del capacitor anula las


Componentes de cc, permitiendo sólo la amplificación de señales en ca. Los aplicadores de

ca usan acoplamiento capacitivo. Permite mayor libertad en el diseño, pues la polarización

de una etapa no afectará a la otra.

Extendiendo el sistema de la Fig. 3 a n-etapas, considerando la relación de ganancia de

cada una de ellas se dice que tiene que la ganancia del sistema será:

Considere amplificador emisor común (sin CE), de dos etapas de la Fig. 1.25. Donde

R1 = 3 [KΩ], R2 = 1 [K Ω], RE = 820 Ω, RC = 2 [K Ω] ; VCC = 10 [V ] : Por otro lado,

hfe = 100, hie pequeño.


Note que en cc ambas etapas quedan separadas, formarán un circuito de polarización

universal, de esta forma el punto de operación para cada etapa será:

En ca alterna analizando cada etapa por separado se tiene, para la etapa 1 se determina la

ganancia de voltaje. Planteando las ecuaciones en el circuito de la Fig. 1.25.

Conclusiones:

Los circuitos multietapa son sistemas construidos a partir de varios transistores, estos

pueden estar acoplados entre sí, ya sea en forma directa o a través de un capacitor.

Cuando las etapas son acopladas por capacitor se habla de circuitos de ca, si son acopladas

en forma directa se habla de circuitos en cc y ca. Las configuraciones multietapa

clásicas, el par Darlington, el amplificador diferencial y el casco de, presentan

características propias, alta impedancia de entrada e incremento de la corriente, alto

RRMC y alta impedancia de salida respectivamente, las cuales pueden ser mejoradas

combinando dichos circuitos con otros elementos, ya sea para su polarización (fuentes de

corriente activas) o como carga. La tecnología BiCMOS aprovecha lo mejor de ambas

familias de transistores, de tal forma de incrementar las prestaciones, en Rin, Av y Rout.


Unidad 2: Arreglos Especiales

2.1 Conexiones Darlington: Es también llamado amplificador compuesto, es una

conexión muy popular de dos transistores de unión bipolar para funcionar como un solo

transistor. La principal característica de esta conexión, es que el transistor compuesto actúa

como una sola unidad, con una ganancia de corriente que es el producto de las ganancias

de corriente de los dos transistores por separado.

En la figura 2.1 se puede observar el diagrama físico de esta conexión:


B

C

βt= β1xβ2

Figura 2.1 Conexión Darlington NPN

2.1.1 Características:

1. Alta ganancia de corriente (βt).

2. Alta impedancia de entrada (Zin).

3. Al estar integrados en el mismo encapsulado requieren menos espacio que los otros

diseños en la misma configuración.

2.1.2 Desventajas:

1. La tensión de base-emisor ahora es el doble de un solo transistor, es decir, para un

transistor de silicio, su voltaje de base emisor es de 0.7v, para el Darlington es el

doble de ese voltaje, en otras palabras, VBE= 2*0.7v= 1.4v.

2. Otro problema es la reducción de la velocidad de conmutación, ya que el primer

transistor no puede inhibir activamente la corriente de base de la segunda etapa,

haciendo al dispositivo lento para apagarse.

2.1.3 Darlington Complementario: Se comporta como un solo transistor PNP, con

una ganancia de corriente igual a β1*β2. Fue desarrollado originalmente porque los

transistores de alta potencia complementaria no estaban disponibles. El transistor

complementario a menudo es usado en una etapa especial conocida como etapa de salida

cuasi-complementaria.


E

En la figura 2.2 se puede observar el diagrama de la conexión de Darlington

complementario.

Figura 2.2 Darlington Complementario

2.1.4 Configuración Darlington en Colector Común: Este es la configuración

mejor aprovechada de este tipo de conexión debido a su gran ganancia de corriente,

recordemos que la configuración de colector común o también llamado seguidor emisor,

solo amplifica corriente no voltaje. En la figura 2.3 se observa el diagrama de conexión

Darlington en colector común.


Figura 2.3 Configuración Darlington Colector Común

2.1.4.1 Fórmulas para la polarización del circuito:

(2.1) (2.6)

(2.2) (2.7)

(2.3) (2.8)

(2.4)

(2.5)

2.2 Amplificador Diferencial: El amplificador diferencial (AD), es un circuito

pensado para amplificar la diferencia de dos señales. Es posible construir circuitos

amplificadores diferenciales con cualquier dispositivo semiconductor que pueda funcionar

como amplificador. Puede implementarse con transistores bipolares o transistores de efecto


de campo. En ambos casos se trata de acoplar dos dispositivos idénticos en su

configuración amplificadora (emisor o fuente común), por el terminal común (emisor o

fuente), correspondiente a la configuración.

En la figura 2.4 se muestra el diagrama en bloque de un amplificador diferencial.

Figura 2.4 Diagrama en bloque de un Amplificador Diferencial

2.2.1 Configuración Básica: En la figura 2.5 se puede observar el diagrama de la

configuración básica del amplificador deferencial.

Figura 2.5 Configuración Básica de Amplificador Diferencial

Para calcular el voltaje de salida se puede calcular de la siguiente manera:

………….. (2.9)


Donde:

Av: Ganancia de Voltaje

V1: Voltaje de entrada 1

V2: Voltaje de entrada 2

2.2.2 Análisis en Corriente Directa (C.D): El análisis en CD es indispensable para la

polarización de los transistores. En la Figura 2.6 se observa el análisis para CD de la malla

1 del amplificador diferencial:

…………(2.10)

Despejando IT:

…………(2.11)

…………….. (2.12)

Figura 2.6 Malla 1 del amplificador Diferencial


En el caso de la figura 2.5, se puede observar que contiene una resistencia de base RB, solo se tiene que incluir en el análisis de CD de la siguiente manera:

…………… (2.13) Pero:

Y: entonces: ……………….. (2.14)Lo ideal es que el voltaje entre colectores de los transistores debería ser cero (0), pero

debido a que los componentes introducen un margen de error ya que es muy difícil hacer

coincidir las características de ambos transistores, es de esperar que el voltaje entre

colectores para CD pueda variar entre 0V y 1.1V; arriba de este valor ya se considera una

mal configuración.

2.2.3 Causas por las que el Voltaje de salida entre colectores no sea cero (0)

1. ; esta corriente es del orden de nano amperes

(nA), y provocan un voltaje de error:

…………… (2.15)

2. Corriente de Offset de entrada: Se define como la diferencia de las corrientes

continúas de base.

……………… (2.16)

Igualmente estas corrientes generan un voltaje de error:

…………. (2.17)


3. Tensión de Offset de Entrada: Se define como la tensión de entrada que

producirá la misma tensión de error de salida en un amplificador diferencial.

………….. (2.18)

2.2.4 Análisis en Corriente Alterna (C.A): En la figura 2.7 se muestra el circuito

equivalente para corriente alterna.

Figura 2.7 Circuito Equivalente para C.A

Para calcular la ganancia de voltaje quedaría de la siguiente manera:


…………... (2.19)

2.2.5 Ganancia en Modo Común (Av(MC)): Si se aplican tensiones iguales a las

entradas, la tensión de salida sería igual a cero. Nadie emplearía deliberadamente un

amplificador diferencial de esta manera. La razón de hablar de este tipo de entrada es

porque las tensiones estáticas, las interferencias y otra clase de señales no deseables, son

señales en modo común, es decir, en las bases se presentan señales iguales que no son

deseables.

……………. (2.20)

2.2.6 Ganancia en Modo Diferencial (Av(MD)): Ya que lo ideal es colocar señales

diferentes que permitan generar una diferencia entre las dos y así amplificar dicha señal de

resultado, se habla de la ganancia en modo diferencial.

…………… (2.21)

2.2.7 Características del Amplificador Diferencial:

1. No requiere el uso de capacitores de de entrada y salida

2. Amplifica prácticamente desde frecuencia cero

3. Es inmune al ruido, es decir, atenúa las señales de ruido presentes en la base.


………….. (2.22)

2.3 Amplificador Diferencial Espejo de Corriente: Es una modificación del

amplificador diferencial básico, con la pequeña variación de que se agrega un diodo de

compensación, el cual, ayuda a anular los efectos de temperatura que disminuyen el voltaje

en el transistor. En la figura 2.8 se muestra la conexión básica del espejo de corriente.

Figura 2.8 Configuración Básica del Espejo de Corriente


El nombre de amplificador espejo de corriente se debe a que la corriente de la resistencia R

(IR), es igual a la corriente de emisor (IE).

…………….. (2.23)

NOTA: Antes de mostrar la configuración de un amplificador diferencial espejo de

corriente, es necesario hablar primero de otra configuración que lleva por nombre

amplificador diferencial con fuente de corriente.

2.4 Amplificador Diferencial con Fuente de Corriente: Al igual que el

amplificador espejo de corriente, este amplificador es una modificación al amplificador

diferencial básico, cuyo único propósito es el de mejorar el diseño del amplificador para

hacerlo más efectivo.

Este diseño presenta un cambio en la forma de obtener la corriente IT, en donde a

diferencia del circuito original, como ya se estudio en el punto 2.2, utiliza una resistencia

RE común para ambos transistores por la cual circula una corriente IT, mientras que el

amplificador fuente de corriente aprovecha la utilidad de un transistor NPN como fuente de

corriente.

En la figura 2.9 se puede observar un amplificador espejo de corriente con la modificación

de fuente de corriente.


Figura 2.9 Amplificador Espejo de Corriente con Fuente de Corriente

2.4.1 Ventajas: La idea de colocar un transistor como fuente de corriente es obtener una

alta impedancia de entrada (Zin), y a su vez evitar el ruido.

2.4.2 Desventaja de esta configuración: Un gran problema que presenta esta

configuración es la dificultad para encontrar en el mercado los diodos de compensación o

también llamados diodos de baja señal, ya que son estos tipos de diodos los que permiten

un funcionamiento optimo de la configuración al asemejarse a los diodos internos de los

transistores. Una forma de disminuir este problema es colocando un transistor en forma de

diodo, como se muestra en la figura 2.10.


Figura 2.10 Diodo de Compensación a partir de un Transistor NPN.

2.5 Carga Activa: Al igual que las configuraciones vistas en el punto 2.3 y 2.4, la

carga activa es una modificación mas para los amplificadores deferenciales, con el único

fin de mejorar su funcionamiento. La carga activa se refiere a una carga manejada por el

transistor. En la figura 2.11 se observa el diagrama de un amplificador diferencial con

carga activa.


Q6

Figura 2.11 Diagrama de un Amplificador Diferencial con Carga Activa

Dado que Q6 es un transistor PNP que se comporta como una fuente de corriente, Q2 ve

una resistencia RC aproximada que tiene un valor de cientos de mega ohms (MΩ). En

consecuencia, la ganancia de tensión es mucho mayor con una carga activa que con una

resistencia normal. Cargas activas de este estilo son usadas en la mayoría de los

amplificadores operacionales encapsulados de la actualidad.

2.6 Amplificador Sintonizado: Se trata de un amplificador Clase C. Es un

amplificador que trabaja dentro de una banda estrecha son una frecuencia central llamada

fr, y el ancho de banda esta dado por las que se denominan frecuencias cuadrantales del

amplificador sintonizado (fl y fh). Estas frecuencias de corte superior e inferior están dadas

por los valores de fr para los cuales la ganancia cae 3dB, o la tensión cae 70.7% de su valor

máximo.


Estos amplificadores se proyectan para rechazar todas las señales cuyas frecuencias se

encuentran por debajo y por encima de la banda de operación. En la figura 2.12 se muestra

el diagrama de un amplificador sintonizado.

Figura 2.12 Diagrama de un Amplificador Sintonizado

2.6.1 Circuito Equivalente para C.D: En la figura 2.13 se puede observar el circuito

equivalente para corriente directa. Obsérvese que en CD el capacitor se comporta como un

circuito abierto, mientras que la bobina se comporta como un cortocircuito de resistencia

(RS) baja.


Figura 2.13 Circuito Equivalente para C.D.

2.6.1.1 Recta de Carga para C.D:Calculando el circuito por Ley de Voltajes de Kirchhoff:

…………….. (2.24)Pero debido a que la RS es muy pequeña la ecuación quedaría solo VCC=VCE

Ahora si de la formula (2.24), despejamos la corriente IC:

………….. (2.25)Como la resistencia es muy baja, se genera un corriente que tiende a infinito. En la grafica 2.1 se puede observar como quedaría la recta de carga para C.D:

Gráfica 2.1 Recta de Carga para CD


2.6.2 Circuito Equivalente para Corriente Alterna (C.A): En la figura 2.15 se muestra el circuito equivalente para C.A:

Figura 2.15 Circuito Equivalente de C.A.

2.6.2.1 Recta de Carga para C.A: Punto Q del transistor: Para calcular la IC(Saturación) el VCE=0V:

…………. (2.26)El VCE=VCC. Por lo tanto la recta de carga para C.A quedaría de la forma en la que muestra la grafica 2.2:

Grafica 2.2 Recta de Carga para C.A


2.6.3 Frecuencia de Resonancia (Fr): Se denomina frecuencia de resonancia a aquella

frecuencia característica de un cuerpo o un sistema que alcanza el grado máximo de

oscilación. Cuando un cuerpo es excitado a una de sus frecuencias características, su

vibración es la máxima posible, es se debe a que el sistema entra en resonancia.

Para el amplificador sintonizado de la figura 2.12, la fórmula para calcular la frecuencia de

resonancia es:

………….. (2.27)

En la grafica 2.3, muestra la frecuencia de resonancia, acompañado por el ancho de banda

dado por las frecuencias de baja y de alta (fl y fh).

Grafica 2.3 Frecuencia de Resonancia.

En la base de amplificador sintonizado de la figura 2.12, se observa la señal que muestra la

grafica 2.4:

Diseño con Transistores Página 70<180

Grafica 2.4 Señal de Entrada en la Base del Amplificador Sintonizado

Una forma o impulso es rico en armónicos múltiplos de la frecuencia de entrada. En otras

palabras, los impulsos son equivalentes a un grupo de ondas SENO con frecuencias f, 2f,

3f,……nf.

El circuito tanque resonante solo presenta una alta impedancia (Z), a la frecuencia

fundamental f, lo que produce una ganancia de tensión grande a esta frecuencia. Por el

contrario, el circuito tanque presenta una impedancia (Z) baja, para los armónicos de orden

superior produciendo una ganancia de tensión muy pequeña.

2.6.4 Factor de Calidad (Q): También denominado factor de selectividad, es un

parámetro que mide la relación entre la energía reactiva que almacena y la energía que

disipa durante un ciclo completo de la señal. Es un parámetro importante para los

osciladores, filtros y otros circuitos sintonizados, pues proporciona una medida de lo aguda

que es su resonancia.

……………. (2.28)

.............. (2.29)

2.6.5 Ancho de Banda (Bw): Es la longitud, medida en hertz (Hz), del rango de

frecuencias en el que se concentra la mayor parte de la potencia de la señal.

…………… (2.30)


…………….. (2.31)

El amplificador sintonizado completo tiene un factor de calidad (Q), menor al factor de

calidad de la bobina (QL), ya que incluye el efecto de la resistencia de carga (RL), así como

la resistencia de la bobina (RS).

En la figura 2.16 se muestra el circuito equivalente de CA, del circuito tanque en conjunto

con el transistor y la resistencia de carga.

Figura 2.16 Circuito Equivalente de C.A.

………….. (2.32)Para calcular el factor de calidad para una bobina (QL):

.................. (2.33)La reactancia inductiva (XL), se calcula de la siguiente manera:

................... (2.34)


Los amplificadores clase C, tienen un factor de calidad Q<10, esto significa que el ancho

de banda es menor que el 10% de la frecuencia de resonancia. En consecuencia, los

amplificadores clase C son amplificadores de banda estrecha.

La salida de un amplificador clase C, es una tensión senoidal grande a la frecuencia de

resonancia, con un decrecimiento rápido en las frecuencias por encima y por debajo de

dicha frecuencia de resonancia.

Unidad 3 Respuesta a la frecuencia

3.1. Respuesta en alta y baja frecuencia del amplificador BJT

3.1.1. Respuesta en Frecuencia de un Amplificador

La respuesta en frecuencia de un amplificador es una representación de su ganancia en

función de la frecuencia.

Figura 3.1

3.1.2. Respuesta de un amplificador de alterna


La Figura representa la respuesta en

frecuencia de un amplificador de alterna. En

la región de frecuencias medias la ganancia

de tensión es mínima. En este margen es

donde suele funcionar un amplificador. En

bajas frecuencias, la tensión de salida

disminuye debido a que los condensadores de

acoplo y de desacoplo ya no funcionan como cortocircuitos. En lugar de ello, sus

reactancias capacitivas son suficientemente grandes como para hacer caer parte de la

tensión de la señal alterna. El resultado es una pérdida de ganancia de tensión a medida que

se aproxima a cero hercios (0 Hz).

En altas frecuencias la ganancia de tensión decrece por dos razones en especial:

1.- Un transistor tiene capacidades internas en sus uniones, como se

representa en esta figura. Estas capacidades proporcionan caminos

cortocircuitados para la señal alterna. A medida que la frecuencia

aumenta, las reactancias capacitivas decrecen lo suficiente como para

entorpecer el funcionamiento normal del transistor. El resultado es

una pérdida de ganancia de tensión.

2.- Las capacidades parasitas de las

conexiones es otra razón para la pérdida de

ganancia de tensión a altas frecuencias. En

esta figura se ilustra que cualquier cable de

conexión en un circuito de transistor actúa


Figura 3.2.

como una placa de condensador, y el chasis actúa como la otra placa. Las capacidades

parasitas de las conexiones son capacidades no deseadas que forman caminos de

derivación para la señal de alta frecuencia y le impiden alcanzar la resistencia de carga.

Esto es equivalente a decir que la ganancia de tensión decrece.

3.1.2.1. Frecuencias de corte

Las frecuencias a las que la ganancia de tensión es igual a 0,707 de su valor máximo se

denominan frecuencias de corte.

En la Figura, es la f1 frecuencia de corte

inferior y f2, es la frecuencia de corte superior.

Las frecuencias de corte también se denominan frecuencias de mitad de potencia porque la

potencia en la carga a esas frecuencias es la mitad de su valor máximo.

Cuando la ganancia de tensión es 0,707 de su valor máximo, la tensión de salida es 0,707

del valor máximo. Recuérdese que la potencia es igual al cuadrado de la tensión dividida

por la resistencia. Cuando se eleva a1 cuadrado 0,707 se obtiene 0,5. Esta es la razón por la

que la potencia de carga a las frecuencias de corte es la mitad de su máximo valor.

3.1.2.2. Banda media

Se definirán frecuencias medias de un amplificador como el margen de frecuencias entre

10f1, y 0, lf1. En las frecuencias medias la ganancia de tensión del amplificador es

aproximadamente máxima y se denomina Amed. Tres características importantes de


cualquier amplificador de alterna son su Amed, f1 y f2. Dados estos valores, se puede saber

cuánta ganancia de tensión hay en las frecuencias medias y dónde se reduce a 0,707 Amed.

3.1.2.3. Fuera de las frecuencias medias

Aunque un amplificador funciona normalmente en las frecuencias medias, hay veces en las

que se desea saber la ganancia de tensión fuera de esta banda. Esta es una aproximación

para calcular la ganancia de tensión de un amplificador:

(3.1)

Dados Amed, f1, y f2, se desea calcular la ganancia de tensión a cualquier frecuencia f. Esta

ecuación supone que un condensador dominante está produciendo la frecuencia de corte

inferior y otro produce la frecuencia de corte superior. Un condensador dominante es aquel

que es más importante que los otros para determinar la frecuencia de corte. Sólo hay que

analizar tres zonas de frecuencia: las frecuencias medias, las frecuencias inferiores y las

frecuencias superiores.

En las frecuencias medias, f1/f ≈ 0 y f/f2 ≈ 0. Por tanto, ambos radicales en la Ecuación

anterior son aproximadamente igual a 1, y la Ecuación se simplifica a:

Banda media: A = Amed

Por debajo de las frecuencias medias f/f2 ≈ 0. Como resultado, el segundo radical es igual a

1 y queda de la siguiente forma:

Por debajo de las frecuencias medias:


(3.2)

Por encima de las frecuencias medias f1/f ≈ 0. Por consiguiente, el primer radical es igual a

1 y se simplifica como sigue:

Por encima de las frecuencias medias:

(3.3)

3.1.3. Respuesta de un amplificador de continua

Un diseñador puede usar acoplamiento directo entre las etapas de un amplificador. Esto

permite al circuito amplificar todas las frecuencias hacia la frecuencia de cero hercios (0

Hz). Este tipo de amplificadores se denomina amplificador de continua.


La Figura representa la respuesta en frecuencia de un amplificador de continua. Como no

hay frecuencia de corte inferior, las dos características importantes de un amplificador de

continua son Amed y f2. A partir de estos valores indicados en una hoja de características,

tenemos la ganancia de tensión del amplificador en las frecuencias medias y su frecuencia

de corte superior.

La mayor parte de los amplificadores de continua se diseñan con una capacidad dominante

que proporciona la frecuencia de corte superior. Por esto, se puede utilizar la siguiente

fórmula para calcular la ganancia de tensión de los amplificadores de continua típicos:

Formula:

(3.4)

Ejemplo:

3.1.4. Ganancia de tensión en decibelios

La ganancia de tensión es la tensión de salida dividida por la tensión de entrada:

(3.5)

La ganancia de tensión en decibelios se define como:


(3.6)

Si un amplificador tiene una ganancia de tensión de 100.000, obtiene, una ganancia de

tensión en decibelios de:

Etapas en Cascada

En la figura se muestra dos etapas de

ganancia de tensión, la ganancia de tensión

total del amplificador de dos etapas es

idealmente el producto de las ganancias

individuales de tensión: A=A1 A2 (3.7)

Al calcular la ganancia de tensión en decibelios en lugar de la ganancia de tensión en las

unidades habituales se aplica la siguiente formula:

(3.8)

Ejemplos:

¿Cuál es la ganancia total de tensión de la figura en decibelios?


A1db=20 log100=40db

A2db=20 log200=46db

Adb=¿ 40db+46db ¿

A=(100 ) (200 )=20000

Adb=20 log 20000=86db


3.1.5. Diagrama de Bode

Un Diagrama de Bode es una

representación gráfica que sirve

para caracterizar la respuesta

en frecuencia de un sistema.

Normalmente consta de dos

gráficas separadas, una que

corresponde con la magnitud de

dicha función y otra que

corresponde con la fase. Recibe su

nombre del científico que lo desarrolló, Hendrik Wade Bode.

El diagrama de magnitud de Bode dibuja el módulo de la función de transferencia

(ganancia) en decibelios en función de la frecuencia (o la frecuencia angular) en escala

logarítmica. Se suele emplear en procesado de señal para mostrar la respuesta en

frecuencia de un sistema lineal e invariante en el tiempo.

El diagrama de fase de Bode representa la fase de la función de transferencia en función de

la frecuencia (o frecuencia angular) en escala logarítmica. Se puede dar en grados o

en radianes. Permite evaluar el desplazamiento en fase de una señal a la salida del sistema

respecto a la entrada para una frecuencia determinada.

La respuesta en amplitud y en fase de los diagramas de Bode no pueden por lo general

cambiarse de forma independiente: cambiar la ganancia implica cambiar también desfase y

viceversa. En sistemas de fase mínima (aquellos que tanto su sistema inverso como ellos

mismos son causales y estables) se puede obtener uno a partir del otro mediante

la transformada de Hilbert.


http://es.wikipedia.org/wiki/Transformada_de_Hilbert

http://es.wikipedia.org/wiki/Radi%C3%A1n

http://es.wikipedia.org/wiki/Grado_sexagesimal

http://es.wikipedia.org/wiki/Sistema_LTI

http://es.wikipedia.org/wiki/Respuesta_en_frecuencia

http://es.wikipedia.org/wiki/Respuesta_en_frecuencia

http://es.wikipedia.org/wiki/Procesado_de_se%C3%B1al

http://es.wikipedia.org/wiki/Frecuencia_angular

http://es.wikipedia.org/wiki/Decibelio

http://es.wikipedia.org/w/index.php?title=Hendrik_Wade_Bode&action=edit&redlink=1

http://es.wikipedia.org/w/index.php?title=Hendrik_Wade_Bode&action=edit&redlink=1

http://es.wikipedia.org/wiki/Fase_(onda)

http://es.wikipedia.org/wiki/Frecuencia

Si la función de transferencia es una función racional, entonces el diagrama de Bode se

puede aproximar con segmentos rectilíneos. Estas representaciones asintóticas son útiles

porque se pueden dibujar a mano siguiendo una serie de sencillas reglas (y en algunos

casos se pueden predecir incluso sin dibujar la gráfica).

3.1.5.1. Octavas

En la música las octavas significan duplicar la frecuencia, en la electrónica significa en

cocientes como f 1/ f y f 2/ f . Por ejemplo, si f 1= 100 Hz y f = 50 Hz, el cociente f 1/ f es:

f 1

f=100 Hz

50 Hz=2

Se puede describir esta relación diciendo que esta una octava por debajo de f 1.

Otro ejemplo, suponga que f = 400 kHz y f 2 = 200 kHz. Entonces:

f 2

f=400 KHz

200 KHz=2

Lo que indica que f esta una octava por encima de f 2.

3.1.5.2. Décadas

Una década tiene un significado similar en cocientes como f 1/ f y f 2/ f , excepto que se

utiliza un factor de 10 en lugar de 2. Por ejemplo, si f 1 = 500 Hz y f = 50 Hz

f 1

f=500 Hz

50 Hz=10

Se puede describir esta relación diciendo que f esta una década por debajo de f 1.

Otro ejemplo, suponga que f 2 = 2 MHz y f = 200 kHz. Entonces:


f 2

f= 2 M Hz

200 KHz=10

Este resultado significa que f está una década por encima de f .

3.1.5.3. Circuito RC de desacoplo

Este circuito se denomina a menudo red de retardo de fase porque a altas frecuencias la tensión de salida va por detrás de la tensión de entrada. Dicho de otra forma: si la tensión de entrada tiene un ángulo de fase de 0°, la tensión de salida tiene un ángulo de fase comprendido entre 0º y -90º.

A bajas frecuencias, la reactancia capacitiva se aproxima a infinito, y la tensión de salida se hace igual a la tensi6n de entrada. A medida que crece la frecuencia, la reactancia capacitiva decrece, lo cual hace disminuir la tensión de salida. Recuérdese de cursos básicos de electricidad la tensión de salida para este circuito es:

V out=XC

√ R2+XC2

V ¿(3.9)

Si reordenamos la ecuación anterior, la ganancia de tensión del circuito RC de desacoplo viene dado por la expresión:

A=XC

√R2+XC2(3.10)

Como el circuito tiene solo dispositivos pasivos, la ganancia de tensión es siempre menor o igual a 1.

La frecuencia de corte de una red de retardo de fase se produce donde la ganancia de tensión es 0,707. La ecuación para la frecuencia de corte es:

f 2=1

2πRC(3.11)


A esta frecuencia, Xc = R y la ganancia de tensi6n vale 0,707.

3.1.5.4. Condensador de acoplo a la entrada

Cuando se acopla una señal alterna a la entrada de

una etapa de amplificación, el circuito equivalente es

como el de la Figura. La resistencia del generador y

la resistencia de entrada de la etapa, aparecen junto

al condensador. Este circuito de acoplamiento tiene

una frecuencia de corte de f 1=1

2 πRC dónde:

R=RG+R¿ (3.12)

3.1.5.5. Condensador de acoplo a la salida

La figura muestra el lado de salida de una etapa bipolar.


Al aplicar el teorema de Thevenin se obtiene el circuito equivalente de la Figura

Se puede usar la Ecuación (3.11) para calcular la frecuencia de corte, donde:

R=RC+RL (3.13)

3.1.5.6. Condensador de desacoplo de emisor

El circuito Thevenin de la figura es lo que se aprecia desde

el condensador. La frecuencia de corte viene dada por la

expresión:

f = 12π Z out C

(3.14 )

Zout=ℜ⋰⋰[r ' e+R1⋰⋰R2⋰⋰ RG

β ](3.15)

Ejemplo:

Calcular la frecuencia

de corte inferior

correspondiente a cada

condensador de acoplo

y desacoplo.

Valores:


Β= 150

VCC=10V

Ic= 1.1 mA

RG= 600 Ω

R1= 2.2KΩ

R2= 10KΩ

RC= 3.6KΩ

RE= 1KΩ

RL= 10KΩ

CIN= .47µf

CE= 10µf

COUT= 2.2 µf

Solución:

Para el CIN.

Zi=R2⋰⋰R1⋰⋰βr ' e

r ' e=25 mvIc

= 25 mv1.1 mA

=22.7 Ω

Zi=10 K⋰⋰2.2 K⋰⋰150 (22.7 )=1.18 KΩ

R=600Ω+1.78 kΩ=1.78 kΩ(se desprecialaresistencia del generador)

f 1=1

2πRC= 1

2π (1.78 kΩ )(.47 µf )=190 Hz

Para el COUT.

R=RC +RL=(3.6 KΩ+10 KΩ )=13.6 KΩ

f 2=1

2πRC= 1

2π (13.6 KΩ )(2.2 µf )=5.32 Hz


Para el CE.

Zout=ℜ⋰⋰[r ' e+R1⋰⋰ R2⋰⋰ RG

β]

R=1 KΩ⋰⋰[22.7 Ω+ 10 KΩ⋰⋰2.2 KΩ⋰⋰600 Ω150 ]=25.1 Ω

f 3=1

2π Zout C= 1

2π (25.1 Ω)(10 µf )=635 Hz

El capacitor dominante es el paralelo al emisor.

3.1.6. Teorema de Miller

Un amplificador inversor produce una tensión de salida desfasada 180º respecto a la

tensi6n de entrada.

3.1.6.1. Condensador de realimentación.

La figura representa un amplificador con un

condensador entre sus terminales de entrada y de

salida. Este condensador algunas veces se

denomina condensador de realimentación debido a


que la salida del amplificador se realimenta a la entrada. En este circuito el condensador

de realimentación afecta a los circuitos de entrada y de salida simultáneamente.

3.1.6.2. Conversión del condensador de realimentación

Por el teorema de Miller, señala que el circuito

original se puede reemplazar por un circuito

equivalente. Este circuito es más fácil de analizar

porque el condensador de realimentación se ha

descompuesto en dos nuevas capacidades, C ¿ yCout .

Los valores de C ¿ yCout . Se pueden calcular por la siguientes formulas.

C ¿=C ( A+1 )(3.16)

Cout=C ( A+1A )(3.17)

Las Ecuaciones (3.16) y (3.17) son válidas para cualquier amplificador inversor, como el

amplificador en EC, el amplificador en EC con resistencia de emisor sin desacoplar, o un

amplificador operacional inversor. En estas ecuaciones, A es la ganancia de tensión en las

frecuencias medias. Normalmente, A es mucho mayor que 1, y Cout es aproximadamente

igual a la capacidad de realimentación. Lo más sorprendente del teorema de Miller es el

efecto que tiene sobre la impedancia de entrada C ¿ Es como si la capacidad de

realimentación hubiese sido amplificada para obtener una nueva capacidad que es A+ 1

veces mayor. Este fenómeno, conocido como el efecto Miller, tiene aplicaciones útiles

porque crea condensadores artificiales o virtuales que son mucho mayores que el

condensador de realimentación.


3.1.6.3. Circuito de desacoplo de colector

La Figura muestra una etapa en EC con capacidad parasita de las conexiones C parasita. Justo

a la izquierda esta C 'C un valor que normalmente se especifica en la hoja de características

de un transistor. Esta es la capacidad interna entre el colector y la base. Aunque C 'C y

C parasita son muy pequeñas, tendrán efecto cuando la frecuencia de entrada es

suficientemente alta.

La frecuencia de corte de esta red de retardo de fase es:

f 1=1

2πRC(3.18)

Donde:

R=RC⋰⋰RL

C=C ' C+Cparasita(3.19)


3.1.6.4. Circuito de desacoplo de la base

El transistor tiene dos

capacidades internas C 'Cy C ' e

como se representa en la

figura Como C 'C es un

condensador de

realimentación, es posible convertirlo en sus dos componentes. La componente de entrada

de Miller aparece en paralelo con C ' e La frecuencia de corte de este circuito de desacoplo

de base viene dada por la Ecuación (3.18), donde R es la resistencia de Thevenin que ve la

capacidad. La capacidad es la suma de C ' e y la componente de entrada de Miller.

3.2 Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador JFET.

3.2.1. Formulas

Para la respuesta a baja y alta frecuencia del JFET como el circuito que se muestra en la

figura

Se utilizan tres fórmulas parecidas a las del BJT para la baja frecuencia.


Fórmulas para la baja frecuencia

En el capacitor de entrada ¿

f 1=1

2πRC(3.20)

R=RG+Zi

Zi=R1⋰⋰R2

En el capacitor de salida ¿

f 2=1

2 πRC(3.21)

R=R c+RL

En el capacitor de Emisor ¿

f 3=1

2πRsC(3.22)

Fórmulas para la alta frecuencia

Ciss es la capacidad de entrada cuando la salida esta cortocircuitada.

Ciss=Cgs+Cgd (3.23)

Coss es la capacidad que ve el FET cuando las entradas están cortocircuitadas.


Coss=Cgd+Cds (3.24)

Crss es la retroalimentación.

Crss=cgd (3.25)

Cgd=Ciss−Crss (3.26)

Cds=Coss−Crss (3.27)

Cin ( M )=Cgd ( Av+1 )(3.28)

Cout ( M )=Cgd ( Av+1Av )(3.29)

Unidad 4: Amplificadores Retroalimentados


4.1 Configuración General: En la figura 4.1 se muestra el diagrama en bloques de un amplificador retroalimentado.

Figura 4.1 Diagrama en Bloques de un Amplificador Retroalimentado

4.1.1 Ganancia de Lazo Cerrado: Del análisis de la figura 4.1 se obtiene las siguientes relaciones:

1.) ………… (4.1) 2.) ……….. (4.2)

3.) ………… (4.3) 4.) ……………….. (4.4)

Sustituyendo (4.3) en (4.2):

…………….. (4.5)

Sustituyendo (4.5) en (4.1):

……….. (4.6)


Despejando de (4.6) la incógnita SO:

………….. (4.7)Finalmente, sustituyendo (4.7) en (4.4):

………………(4.8)

De la fórmula (4.8) se obtiene:

A: Ganancia de la Etapa A

β: Red β (Etapa de retroalimentación)

Ahora, si de la fórmula (4.8), el producto de la ganancia de la etapa A por la red β es

mucho mayor que 1(βA>>1), la fórmula se puede simplificar de la siguiente manera;

…………. (4.9)

4.2 Topologías de la Retroalimentación: En los amplificadores reales, las señales

de entrada y salida pueden ser voltajes o corrientes. Si el voltaje de salida es la señal de

retroalimentación, puede compararse con el voltaje de entrada para generar la señal de

voltaje de error, o con la corriente de entrada para generar la señal de corriente de error.

Según el tipo de señales muestreadas y sumadas en un amplificador retroalimentado, se

pueden formar una de las cuatro combinaciones según el tipo de conexión que se establece

en la entrada u en la salida respectivamente, estas son:

1. Serie-Paralelo

2. Paralelo-Serie


3. Serie-Serie

4. Paralelo-Paralelo

4.2.1Topologia Serie-Paralelo (Amplificador de Voltaje): Este tipo de topología

presenta una alta impedancia de entrada y una baja impedancia de salida. En la figura 4.2

se muestra la topología de la retroalimentación Serie-Paralelo:

Figura 4.2 Topología Serie-Paralelo

4.2.2 Topología Paralelo-Serie (Amplificador de Corriente): Al contrario de la

topología serie-paralelo, esta topología presenta baja impedancia de entrada y una alta

impedancia de salida. En la figura 4.3 se muestra la topología Paralelo-Serie:


Figura 4.3 Topología Paralelo-Serie

4.2.3 Topología Serie-Serie [Amplificador de Transconductancia (Tensión de

Entrada y Corriente de Salida)]: Esta configuración presenta alta impedancia de

entrada y alta impedancia de salida. En la figura 4.4 se muestra la topología Serie-Serie.

Figura 4.4 Topología Serie-Serie

4.2.4 Topología Paralelo-Paralelo [Amplificador de Transresistencia

(Corriente de Entrada y Tensión de Salida)]: Esta topología presenta una baja

impedancia de entrada y una baja impedancia de salida. En la figura 4.5 se muestra la

topología Serie-Serie.


Figura 4.5 Topología Paralelo-Paralelo

4.3 Efectos de la Retroalimentación: Los efectos principales el usar

retroalimentación son los siguientes:

1. Reducción de la sensibilidad a las variaciones de la fuente.

2. Capacidad para controlar el ancho de banda.

3. Estabilización de un sistema inestable.

4. Capacidad para controlar la respuesta transitoria del sistema.

5. Permite que el circuito sea inmune al ruido.

4.4 Tipos de Retroalimentación: Existen básicamente dos tipos de

retroalimentación, los cuales son:

4.4.1 Retroalimentación Negativa: En este tipo la señal de salida (o una fracción de

esta), es retroalimentada de manera continua al lado de entrada, y se resta a la señal de


entrada creando una señal de error que a su vez es corregida por el amplificador para

producir la señal de salida deseada.

4.4.2 Retroalimentación Positiva: En este tipo la señal de salida es retroalimentada de

manera continua al lado de entrada y se agrega a esta a fin de crear una señal de error más

grande y así crear una señal de salida mayor, hasta que la señal de salida llegue al voltaje

límite de saturación.

4.5 Respuesta a la Frecuencia: Como ya se estudió en la unidad 3, los

amplificadores responde de forma diferente a frecuencias bajas y altas, dependiendo del

cálculo del capacitor de corte en baja y el capacitor de corte en alta.

En el amplificador retroalimentado la ganancia está dada por la relación de la re y la rf, por

tanto, sin tomar en cuenta que la ganancia de la etapa A es muy grande, el amplificador va

a tener una ganancia mucho menor que dicha etapa, lo que trae como ventaja una gran

estabilidad de la señal de salida y un aumento considerable en el ancho de banda.

En la gráfica 4.1a se muestra la respuesta a la frecuencia de un amplificador en emisor

común para una ganancia de 400, mientras que en la gráfica 4.1b se muestra la respuesta a

la frecuencia de un amplificador retroalimentado para la misma ganancia en la etapa A.


Grafica 4.1a Respuesta a la Frecuencia Grafica 4.1b Respuesta a la Frecuencia Amplificador en Emisor Común Ampl. Retroalimentado

4.6 Ejemplo de Amplificador Retroalimentado: En la figura 4.6 se muestra el

diagrama de un amplificador retroalimentado de 2 etapas.


Figura 4.6 Amplificador Retroalimentado de 2 Etapas

De la figura 4.6 si se tiene una re=100Ω y una rf=1KΩ, para calcular la ganancia del

circuito seria:

Sin importar cuál sea la ganancia de la etapa A (Amplificador multietapa, que se espera

que sea muy alta), la ganancia del amplificador retroalimentado es de 11 con una

estabilidad grande.

La red β se calcularía de la siguiente manera:

4.7 Formulas para el Diseño de un Amplificador Retroalimentado de 2

etapas:

Nº

Fórmula

Descripción Fórmula

4.11 Ganancia de Lazo Cerrado

4.12 Ganancia de Etapa 2


4.13 Resistencia de Carga

4.14 Resistencia Dinámica

4.15 Ganancia de Etapa 1

4.16

Impedancia de Entrada de la

Etapa 2

4.17 Resistencia de Base

4.18 Resistencia de Polarización (1)

4.19 Resistencia de Polarización (2)

NOTA: Hay que recordar que para que los amplificadores funcionen de manera eficiente

deben presentar 2 características en especial; alta impedancia de entrada para evitar la

demanda de corriente de la fuente de alterna, y una baja impedancia de salida para evitar

las caídas de tensión internas y así de esta forma aprovechar casi el 100% de la señal de

entrada a la salida.

4.8 Amplificadores con Retroalimentación Positiva (Oscilador)


El funcionamiento de este amplificador es igual al de retro negativa con la diferencia que

la señal de retroalimentación se suma a la señal de entrada provocando una señal de

amplificación cada vez más grande.

Se de la formula, el producto de la etapa por la etapa A ( ), se logra mantener en

uno (1), se estará creando un oscilador.

4.8.1 Criterios del Oscilador: Para crear un oscilador exitosamente deberá cumplir con

el siguiente criterio:

1.

2. El desfasamiento sea

Si no se logra cumplir con este criterio podría suceder lo siguiente:

1. <1: La señal empezaría a disminuir hasta que desaparecer, como se muestra

en la figura 4.7.

Figura 4.7 < 1


2.- > 1 La señal empezaría a crecer hasta tender a infinito, lo que ocasionaría

que se perdiera el rastro de la señal de forma visible, como se muestra en la figura

4.8.

Figura 4.8 > 1


Unidad 5: Amplificadores de Potencia.

5.1 Conceptos básicos y aplicación.

Los amplificadores de potencia son convertidores que transforman la energía de fuente en

seña potencia de salida. Estos pueden ser tipo clase A, AB, B y C. Los cuales tienen

distintos parámetros de eficiencia y uso.

Introducción:

Un amplificador de potencia convierte la potencia de una fuente de corriente continua

(Polarización VCC de un circuito con transistores), usando el control de una señal de

entrada, a potencia de salida en forma de señal. Si sobre la carga se desarrolla una gran

cantidad de potencia, el dispositivo deberá manejar una gran excursión en voltaje y

corriente. Los puntos de operación deben estar en un área permitida de voltaje y corriente

que asegure la máxima disipación, (SOA, Safe Operating Area). Se deben considerar los

voltajes de ruptura y efectos térmicos permitidos en los dispositivos de estado sólido,

considerar la característica no lineales en el funcionamiento y usar los parámetros para

gran señal del dispositivo.

5.1.1- Clasificación de los amplificadores de potencia.

Existen cuatro clasificaciones básicas de amplificadores de potencia: A, AB, B y C. En

clase A, el amplificador está polarizado de tal forma que la corriente por el colector fluye

durante el ciclo completo de la señal de entrada. Para clase AB, la polarización del

amplificador es de tal forma que la corriente de colector solamente fluye para un lapso


menor a los 360º y mayor a los 180º de la onda correspondiente. Para el funcionamiento en

clase B, la corriente IC fluirá solo durante 180º de la onda de entrada. Finalmente, para

funcionamiento en clase C, el dispositivo conducirá durante un periodo inferior a los 180o

correspondiente a la onda de entrada. La Fig. , muestra el comportamiento de las distintas

clases. Los amplificadores tipo AB y B usan configuraciones transistorizadas llamadas

push-pull.

Cada uno de estos amplificadores posee características de eficiencia y distorsión distintos,

por lo cual, sus aplicación será a distintas áreas.

5.1.2- Relaciones básicas en los amplificadores de potencia.

Para analizar los amplificadores de potencia se requiere de ciertas cantidades y relaciones.

Como el amplificador de potencia convierte la potencia de cc de la fuente de alimentación

en una señal de potencia en la carga, la eficiencia de este proceso está dada por:

…………..(5.1)

Donde η es la eficiencia, PL (AC), es la potencia media de señal en la carga y PCC, la

potencia media de salida en la fuente de alimentación.

El peak instantáneo y la potencia media disipada en el dispositivo de amplificación,

considerando un transistor bipolar como dispositivo de potencia, se tiene

………….(5.2)

Donde PCE es la disipación media de colector, PL es la potencia total, es decir, potencia cc

más potencia ca en la carga.

Para la evaluación de las distintas cantidades de potencia, se usa la relación básica dada

por (5.3), donde p es la potencia instantánea, v e i son el voltaje y la corriente instantáneos.

……………..(5.3)

Si se considera que v e i son formas de onda periódica, con componente media (cc), la cual

puede ser cero y una componente de ca, no necesariamente sinusoidal, así se tendrá.


……………(5.4)

………………..(5.5)

Tomando el periodo completo de la onda, se tiene que:

………………(5.6)

Donde, Pdc es la contribución de la componente continua y Pac es la contribución de la

componente alterna a la potencia media. Si las componentes de ca son tipo sinusoidal, se

tiene:

………………….(5.7)

……………...……(5.8)

Reemplazando en la ecuación (5.6), se tiene:

………….(5.9)

Como 2 = √2√2, entonces:

……………..(5.10)

Cuando la señal de corriente tiene componente continua el valor rms de la forma de onda

está dado por:


……..…(5.11)

Donde IDC , es la componente continua de la señal, I1rms es el primer armónico de la señal,

Inrms es el n − ésimo armónico de la señal.

5.1.3- El amplificador Clase A

En operación clase A, el amplificador reproduce toda la señal de entrada, la corriente de

colector es distinta de cero todo el tiempo, lo cual se considera muy ineficiente, ya que

para señal cero en la entrada, se tiene un ICQ > 0, luego el transistor disipa potencia.

Amplificador Emisor común

Sea la configuración de emisor común de la Fig. 1, la cual funciona en clase A. Por

simplicidad se hace la resistencia de emisor RE = 0. El primer paso será seleccionar RL

para máxima potencia de salida.

En la Fig. 5.2, se muestra las rectas de carga para dos puntos Q del amplificador, las cuales

se intersectan con la curva PCE. Se observa que IC2 será la máxima corriente permitida para

iC y VCE1 será el máximo voltaje permitido para vCE , para el transistor en cuestión. El


óptimo elegido será el punto de reposo Q1, debido a que IC1 < IC2, lo cual implica una

disminución en la corriente de colector, lo que trae consigo una disminución en la

distorsión y una menor corriente de base requerida para obtener IC1.

Para que la realización sea factible, VCE1 debe ser menor que VCEO, así se tomará que VCE1

= VCC . Lo cual puede no ser necesariamente efectivo para otras configuraciones en clase

A.

Para valores ICMax y VCEMax, se tiene que el punto Q estará dado por la tangente a la curva

PCEMax, dado por las coordenadas ICQ = ICMax / 2 y VCEQ = VCEMax / 2 como se indica en la

Fig. . Se asume que la señal de entrada puede manejar el transistor entre el corte y la

saturación, de esta forma para una variación en la corriente de base, se tiene la variación en

la corriente de colector, y una variación en la potencia.


5.2- Análisis de expresiones de potencia y eficiencia.

El amplificador clase A, estudiado anteriormente tiene una resistencia de colector separada

Rc y una RL, lo mejor que se puede hacer en este caso es adaptar las impedancias RL =

RC para obtener el rendimiento máximo del 25% cuando la resistencia de carga pasa a ser

la RC, la resistencia de colector. Recibe como mucho el doble de potencia de salida y el

rendimiento máximo aumenta el 50%.

De acuerdo a la curva, se pueden establecer las curvas para iC , vCE , PCC ,PCE y PL. El

valor de la onda de potencia instantánea pCC, estará dada por el producto VCC iC y tiene la

misma forma que iC . PCE = icvCE. Note que la forma de onda de PCE tiene una frecuencia

el doble de las otras formas de onda. La potencia en la carga será:

…………..(5.12)


Luego de acuerdo a (5.11), considerando que la corriente tiene componente continua y

alterna, se tiene:

…………(5.12)

De la curva de la Fig. 5.3, se determina I CQ=I CMax

2=

V CEMax

2 RL

=V CC

2RL , luego

……………(5.14)

Por otro lado, la potencia promedio entregada por la fuente será:


………..…..(5.15)

Finalmente, la eficiencia estará dada por:

…………….(5.16)

La eficiencia de este amplificador es baja, 25%, esto debido principalmente a que se

mantiene una corriente de reposo en la carga, la cual no es usada (desperdiciada). Como la

potencia en el transistor corresponde a la potencia de la fuente menos la potencia en la

carga (total, es decir la ca y la dc), se tiene que

…………….(5.17)

El cual tiene dos componentes, el primero será cc y le segundo ac. Se define

adicionalmente un Factor de Merito (FM)

B. Configuración emisor común con transformador de acoplo Sea el circuito de la Fig. 5a.

Una forma de mejorar la eficiencia del amplificador clase A es usar el acoplo de la carga

mediante un transformador. ? Cómo es eso?


Al considerar este acoplamiento, hace que la recta de carga en cc pase por VCEQ = VCC ,

pues RCC = 0, luego la recta de carga de alterna corta el eje del voltaje en un valor 2VCC .

Como consecuencia de esto, cuando no hay señal, no existirá corriente por el colector. La

carga vista por el colector será

……………..(5.18)

Para este caso la potencia en la carga será:

………….(5.19)

Como sólo la carga recibe componente alterna, la corriente efectiva será la amplitud sobre

√2, luego:

……………….(5.20)

……………(5.21)

Debido a que VCEQ = VCC, se tiene que VCEMax = 2VCC , por lo tanto, de la curva se

determina que I CMax=V CC

R1L

, así


……………..(5.22)

Dado que la potencia media de la fuente es PCC = VCC ICQ, entonces:

…………(5.23)

…..……….(5.24)

Finalmente, la eficiencia de la conversión será:

Por otro lado se tiene

…………(5.25)

……………..(5.26)


Y el Factor de Merito

5.2.2- Análisis de amplificador clase A.

Ejemplo 1: Sea el amplificador clase A de la Fig.5.7, sabiendo que a la carga RL se le

entrega una potencia de 2W calcular

• La potencia de la fuente PCC

• ICQ para que el transistor trabaje en clase A

• Características del transistor Dado que el rendimiento es el 50%, se tiene.


Como PL(AC) = V2 CC/ R1L = 2W, esto implica que R0L = 202 /2W = 100 [Ω] , además, PL

= (ICQ / √2 )2 R1 L , entonces

5.2.3- Análisis de Amplificador Clase B.

En esta operación, se usa un transistor para amplificar el ciclo positivo de la señal de

entrada, mientras un segundo dispositivo se preocupa del ciclo negativo. Esta es la

configuración push-pull.

Se requieren dos transistores para producir la onda completa. Cada transistor se polariza en

al punto de corte en lugar del punto medio del intervalo de operación. La corriente de

colector es cero cuando la señal de entrada es cero, por lo tanto el transistor no disipa

potencia en reposo.

De la curva dada en la Fig. 5.9, se obtiene:

Luego, la potencia en la carga será nuevamente la indicada en (5.12). En este caso, cada

transistor opera durante un semi-ciclo, por lo tanto, el valor efectivo de la onda será

ICMax /2 , así, la potencia total en la carga por cada transistor será:


Luego, la potencia total en la carga suministrada por ambos transistores

Para determinar la potencia promedio PCC , entregada por VCC , se debe determinar la

corriente media consumida, la cual se llamará ICC, (que corresponde a la media de la

corriente iCC ). De acuerdo a la Fig. 5.10 la onda de corriente producida sera la

superposición de los dos semiciclos.

Así se tiene que


Finalmente, se tiene el rendimiento:

Lo que corresponde a un 78.5% de eficiencia en la conversión. Por otro lado, la potencia

disipada en el colector Será:

Sea el circuito de la Fig. 5.11 que corresponde a un amplificador de simetria

complementaria. La carga será de acoplamiento directo


Para este amplificador se tiene

Simetría complementaria con acoplamiento capacitivo Para este caso se tiene que la

alimentación de cada transistor es VCC / 2 y la carga será RL.


Ejemplo 2: Sea el amplificador clase B de la Fig. 5.13.Considere una carga de 8 [Ω].

Calcule la potencia de señal máxima en la carga, la disipación correspondiente a cada

transistor y la eficiencia.

Como la potencia esta dada por

5.3- Análisis de efecto térmico y distorsión.

5.3.1- Análisis térmico.

Potencia de Salida Útil y Potencia Disipada Máxima: El agregado del circuito de

polarización, estabilización y eventual compensación térmica, para que el circuito opere en

un clase B práctico y particularmente, las resistencias de estabilización R10 y R11


conectadas en los emisores introducen una modificación en la resistencia de carga

dinámica, que ahora pasa a ser ( RC + R10 ) para el transistor T3 y (RC + R11 ) para el

transistor T4 por lo que si consideramos el circuito equivalente de carga dinámica de T3

por ejemplo, en él puede verificarse que siendo la potencia de señal de salida la que

establece la ecuación (I.35.), es decir:


Ps=(I cmax)(V cemax )

2 Ahora I cmax=

(V cemax)RC+R10

…..…(5.27)

En tanto que si llamamos Vomax a la tensión que se desarrolla sobre la carga RC la misma

resulta ser una fracción de Vcemax establecida por el divisor:

Vomax=Vocemax ∙Rc

R c+Rc…………..(5.28)

En consecuencia, la potencia realmente aprovechada en la carga RC , o potencia de salida

útil que llamaremos Pu resulta ser:

Pu=I cmax ∙ Vomax

2=

V cemax

2(RC+R10)∙ V cemax ∙

RC

RC+R10

En consecuencia:Pu=V cemax

2∙ RC

2 ∙(RC+R10) o bien V cemax=

RC+R10

RC√2 ∙ Pu ∙ RC

Por igual motivo la potencia disipada máxima determinada por la ecuación (XI.8.) sufre

una leve modificación al considerarse la nueva resistencia de carga dinámica. Asimismo y

a los efectos de considerar apartamientos de las condiciones nominales que frecuentemente

ocurren en los circuitos reales, consideraremos un +10 % de variación en la tensión de la

fuente de alimentación y un –20 % de variación en la resistencia de carga RC de modo

entonces, que la potencia disipada más exigente sería la que seguidamente se indica:

PdMAX=(1,1∙V CC)

2

10 ∙(R10+0,8 ∙ RC)…………(5.29)

5.3.2- Distorsión.

Existen varios tipos de distorsión. La más conocida y usada como spec es la distorsión

armónica total, normalmente unida al nivel de ruido. En este caso, la distorsión producida

al recortarse una onda, o al producirse una onda triangular por un slew-rate bajo puede

medirse perfectamente con este parámetro.


El nivel de ruido se puede considerar como una distorsión, aunque completamente

diferente de la distorsión armónica. El mayor problema es que siempre hay un cierto nivel

de ruido en la línea y se amplifica, llegando a ser audible. La amplificación diferencial es

una buena solución para ese problema. Hay otro tipo de distorsión, poco conocida y difícil

de medir, que parece ser exclusiva del campo del audio, por sus grandes ganancias y su

necesidad de baja distorsión armónica, llamada transient intermodulation.

En amplificación de pequeña señal, no se produce excesiva distorsión por tres motivos:

Ganancias moderadas.

Amplitud del voltaje reducida.

Intensidad de colector (drenador) con muy pequeñas variaciones.

Ninguno de estos puntos se suele cumplir en la amplificación de potencia, y la

consecuencia en grandes señales es:

o Gran amplitud de voltaje:

o distorsión por el efecto Early (en BJT y MOS).

o En los mosfet: las altas capacidades CGD y CGS hacen que se reduzca el ancho de

banda notablemente (aunque esto no sea propiamente una distorsión)

Intensidad en el transistor:

Intensidad de colector con grandes variaciones:

o Variaciones muy grandes de beta

o Variación de la impedancia de salida hoe

o Variación de la impedancia de entrada hie


o Variación de Vbe

En el caso de los mosfet, intensidad de drenador con grandes variaciones:

gm es variable con respecto de ID.

Cuando ID es pequeña, se produce un comportamiento marcadamente a lineal en

todos los mosfet.

Variación de la impedancia de salida Rs

Variación de ID supone variación de VGS, y esto implica la carga y descarga de la

capacidad equivalente de entrada Cjss

Grandes ganancias:

Aparición del efecto Miller. En el caso de los mosfet de potencia, cuya capacidad

de entrada es alta (200pF), el problema es aún mayor.

Con pequeñas ganancias, el efecto de las anteriores causas de distorsión es mínimo, pero

en grandes ganancias, sus consecuencias son muy notables.

5.3.3 Distorsiones medibles.

La tendencia de las etapas de muy alta gama, ya asentadas en el mercado y con un buen

número de seguidores incondicionales es reducir el factor de realimentación negativa,

incluso a costa de una mayor "distorsión". Lógicamente ellos se lo pueden permitir... ¿o

no? Entre un Technics con un 0,01% THD y un Gryphon con un 0,01%, ¿usted no elegiría

el Gryphon? Luego algo debe haber aparte de THD.


IMD

SMTPE

El test SMTPE es uno de los más antiguos para esta

distorsión. Existe una relación muy cercana entre THD de

bajo orden e IMD ya que se suelen generar de la misma

manera.

A la derecha se puede ver la onda de prueba, una de 60Hz

sumada a otra de 7000 Hz de un valor 4 veces menor.

Pero es una representación de lo que ocurre cuando se

·"generaliza" la distorsión armónica para varias ondas, ya

que en todos los casos el mecanismo de generación de

THD genera también IMD.

Concretamente, esta cifra se mueve en: IMD=A*THD,

siendo A un número entre 3 y 4. IMD se incrementa con las

variaciones bruscas en la ganancia (recorte, saturaciones,

cruce por cero...) y disminuye con las funciones de

transferencia suaves, por lo que esta ley no es universal,

pero sí una buena aproximación.

CCIF

El test CCIF es más apropiado para medir este fenómeno

en audio. Consiste en aplicar una señal de 14kHz y 15kHz

(o 18kHz y 19kHz) y crea componentes de IMD en 1, 2, 3,

4, 5kHz... Es una medida que tiene relación con THD por

que también señala una dependencia del punto de


http://www.pcpaudio.com/pcpfiles/doc_amplificadores/distorsion/SMPTEbig.gif

http://www.pcpaudio.com/pcpfiles/doc_amplificadores/distorsion/SMPTEdetbig.gif

http://www.pcpaudio.com/pcpfiles/doc_amplificadores/distorsion/imd.gif

http://www.pcpaudio.com/pcpfiles/doc_amplificadores/distorsion/CCIF.gif

operación, es decir, una no linealidad, pero también tiene

relación con la velocidad del amplificador, ya que en el

punto de máxima variación de tensión se produce el doble

de distorsión (también medible mediante análisis de

Fourier) que THD, la cual no nos revelaría este

comportamiento, si se produce.

En el ejemplo se puede ver un análisis utilizando esta

técnica. Se trata de una etapa de gran velocidad, y muy

bajo factor de realimentación. En ella se puede apreciar

que las componentes más distantes (1, 2,3kHZ) están muy

por debajo de las dos ondas de prueba, mientras que las

que se pueden medir por SMTPE son más notables. THD

de esta etapa es de 0,03%, lo que se corresponde con los

resultados SMPTE (0,1%) y da una idea de que no se

producen grandes limitaciones de velocidad, ya que la

componente de 1kHz está en 0,03%

5.3.4 - Distorsiones temporales.TIM (SID)

Otala, el descubridor de ésta distorsión llegó a justificar cambios audibles en base a una

distorsión que hasta entonces no se había tenido en cuenta. Un ejemplo de algo que puede

pasar, que bajo ciertos criterios técnicos no tenga cabida pero sí los tenga a nivel de oído.

A nivel teórico el desfase a 10kHz es de 4º y es ese el desfase medido en el armónico

fundamental de la salida. No es gran cosa comparada con la distorsión que posee.

Veámoslo en el análisis de frecuencias de la salida:


http://www.pcpaudio.com/pcpfiles/doc_amplificadores/distorsion/ccif2big.gif

Nº Frecuencia Amplitud Amplitud

normalizada

1 1.000E+04 9.539E+00 1.000E+00

2 2.000E+04 2.672E-01 2.801E-02

3 3.000E+04 3.581E-01 3.754E-02

4 4.000E+04 1.153E-01 1.209E-02

5 5.000E+04 2.122E-01 2.225E-02

Distorsión armónica total = 5.324501E+00 por ciento.

Efectivamente, un 5% de distorsión armónica es una cifra alta

En las etapas diferenciales la corriente de polarización la produce una fuente constante, por

lo que esta etapa nunca podrá proporcionar a ese condensador más corriente de lo que hay.

En estos gráficos podemos ver los caminos de carga y descarga del condensador de Miller.

Existe una relación directa entre el valor de éste condensador, la ganancia total, y la

corriente de polarización. El caso es que para variaciones muy bruscas de la tensión, el

condensador se carga a través de una fuente de corriente, lo que limita la tasa de variación

de su voltaje.

Éste es el motivo de construir amplificadores con un gran ancho de banda, no para que

nuestro can oiga música supersónica, como muchas veces se ha sugerido por

desconocedores de un fenómeno científico probado y relacionado con la audición, sino

para que no tenga lugar ésta limitación. Esta velocidad supone cómo de rápido se va a

corregir sus propios errores la etapa.

Personalmente no veo necesario aumentar el ancho de banda por encima de 50kHz para

que podamos oírlo, porque no podemos, pero sí veo necesario aumentarlo por encima de

100, incluso de 500kHz para poder atender a las bruscas variaciones de tensión que


produce la música. En las válvulas, el transformador de salida limita el ancho de banda a

40kHz en los mejores casos, pero no produce una limitación en la tasa de variación, de ahí

que sus agudos se mantengan cristalinos y que la música tenga dinamismo.

5.3.5- Distorsiones térmicas.

Se puede comprobar en un op-amp de potencia que a baja frecuencia se genera distorsión

armónica que decrece con una pendiente de 6dB/oct a medida que aumenta la frecuencia.

Es una causa de IMD, pero cuya acción es sumamente lenta y con gran diferencia entre las

frecuencias. Puede generar componentes armónicas de IMD que afectan a frecuencias

mucho mayores. Por mis experiencias puedo decir que es audible, pero difícilmente

medible mediante los test convencionales. Aunque no haya podido encontrar una relación

causa efecto obvia más que en etapas con grande derivas térmicas, me baso en que cuando

una etapa requiere compensación térmica (las de salida), la tonalidad no alcanza el nivel

esperado hasta que no se ha producido la estabilidad térmica.

Este tipo de distorsión se agrava en los integrados, donde las modulaciones térmicas en el

punto de operación de las etapas se ven afectadas por la proximidad física. También es

obvio que una resistencia tiene un cierto coeficiente térmico y esto varía su valor, siendo

habitualmente causa de variaciones en la ganancia total y punto de operación de las etapas

restantes. Además, ésta modulación es amplificada.

5.3.6- Mecanismos de audición.

Resulta curioso como los ciertos amplificadores de válvulas clase A con cifras altas de

distorsión parecen y pueden sonar mejor y con más potencia que otro con salida en clase

AB de la misma potencia.


Efectos de la distorsión: timbre.

El timbre resultante de una distorsión armónica tiene una estrecha relación entre su

estructura de armónicos y la de un instrumento que crea una secuencia semejante. La

división más sencilla es viento, cuerda y percusión.

Además de la absorción de las ondas del material, en él también se pueden crear

armónicos, que son de orden 2n. Esto ocurre principalmente en trompetas y trompas, con

paredes más delgadas, y no en el flautín, con paredes más gruesas. El sonido resultante

también es diferente. Las trompetas son más estridentes, aparte de que la carga espacial

genera armónicos de orden par.

De esto se deduce en gran parte que cada instrumento tiene su timbre, y que la adición de

timbre no es inocua ni mucho menos, pero en muchos casos puede pasar desapercibida o

resultar beneficiosa con valores de hasta el 5% THD. En instrumentos de cuerda, la adición

de armónicos de 2º y 4º orden por parte de la electrónica contribuirá a enfatizar el timbre,

puede hacer que los violines suenen con más presencia, pero no será lo mismo para

instrumentos de viento, donde el timbre se verá falseado.

Efectos de la distorsión: tipos de componente.

Cada circuito tiene un tipo de distorsión característica. Las etapas clase A, suelen tener

distorsión de 2º orden, por eso parecen sonar más altos los amplificadores clase A single-

ended. Las etapas push-pull tienden a cancelar el 2º armónico y hacen que el predominante

sea el 3º, dando una sensación de sonido poco hiriente.

Además, cada tipo de componente tiene un tipo de distorsión característica y

predominante. En las válvulas es la de 2º orden, en transistores es 2º y 3º orden (no

simétricos) y en operacionales monolíticos sólo 3º.


Un armónico f7 que cree una THD de un 0,1% es audible y molesto, pero una distorsión de

2º orden con la misma THD puede no serlo. Por este motivo, un nivel de distorsión

armónica de un 1% de 2º orden (como en muchos amplificadores a válvulas) puede pasar

desapercibida.

En conclusión, no todas las distorsiones son iguales, y aceptando que la distorsión no

puede ser 0, lo mejor es que sea de 2º orden.

5.4. Análisis y diseño de amplificadores de potencia.

A continuación se inicia el análisis y diseño de amplificadores lineales de potencia,

comenzando con los de clase A, con sus ventajas y desventajas, y continuando con

amplificadores clase B, analizando los criterios de diseño de amplificadores acoplados

inductivamente y los de acoplamiento directo, incluyendo los distintos casos de simetría

complementaria, y configuración puente.

Por último se pasa al diseño de amplificadores de potencia realimentados con el análisis y

diseño de fuentes de alimentación lineales, variables y con protección o control de

corriente de salida, para lo cual se desarrolla un diseño por parte de los alumnos de una

fuente completa la cual debe ser realizada como proyecto final de la materia.

En cada uno de los casos de estudio, en el diseño se utiliza para comprobación de

funcionamiento las herramientas de simulación correspondiente.

5.5- Efectos de ruido.


RUIDO: Se denomina ruido en la comunicación a toda señal no deseada que se mezcla con

la señal útil que queremos transmitir. Es el resultado de diversos tipos de perturbación que

tiende a enmascarar la información cuando se presenta en la banda de frecuencias del

espectro de la señal, es decir, dentro de su ancho de banda. El ruido se debe a múltiples

causas: a los componentes electrónicos (amplificadores), al ruido térmico de las

resistencias, a las interfaces de señales externas, etc. Es imposible eliminar totalmente el

ruido, ya que los componentes electrónicos no son perfectos. Sin embargo es posible

limitar su valor de manera que la calidad de la comunicación resulte aceptable.

INTERFERENCIA: Es cualquier cosa que altera, modifica o interrumpe la señal cuando

viaja a lo largo del canal entre fuente y receptor. Los ejemplos más comunes son:

Interferencia Electromagnética (EMI)

Interferencia del Co-channel (CCI)

Interferencia adyacente (ACI)

Interferencia de intersimbolo (ISI)

Interferencia del Común-modo (CMI)

5.5.1- Ruido aleatorio.

También conocido como ruido térmico, es generalmente el más importante y tiene su

origen en la agitación o movimiento caótico de los electrones en los componentes

electrónicos. Presenta una densidad espectral de igual potencia en todo el ancho de

banda, por lo que se suele denominar "ruido blanco", ya que una distribución espectral

de este tipo, pero en la banda visible de las ondas electromagnéticas, produciría luz

blanca. Existen también otros ruidos "coloreados" de los cuales el más popular es el

ruido rosa, utilizado para hacer mediciones, cuya potencia decrece a ritmo de 3 dB por

octava.


5.5.2- Ruido periódico.

Este tipo de ruido suele generarse fuera del equipo, al que se acopla de alguna forma. A

diferencia del ruido aleatorio, el periódico puede ser totalmente eliminado mediante un

adecuado diseño del equipo), una instalación adecuada. El tipo más frecuente de ruido

periódico es el llamado "zumbido", consistente en oscilaciones de 50 Hz y sus

armónicos, provenientes de la red eléctrica. Suele deberse a inducciones o a defectos en

la puesta a tierra de los circuitos.

La medida del ruido periódico es similar a la del ruido aleatorio, excepto que se

necesita disponer de un osciloscopio o de un analizador de espectros para identificar la

frecuencia de! ruido periódico. Este tipo de medidas sólo se realiza por parte de los

técnicos de mantenimiento. En el apartado de "otros ruidos" habría que citar el "ruido

de granalla" que se produce en los semiconductores por la generación y recombinación

aleatoria de algunos pares electrón-hueco. El ruido de granalla presenta, al igual que el

térmico, un espectro plano dentro de la gama de frecuencias. Este tipo de ruido no

suele encontrarse en las especificaciones de los equipos actuales, ya que es de muy

poco valor en los semiconductores modernos. Debe citarse también el "ruido digital",

que se produce cuando la señal analógica es cuantificada después del muestreo.

Conclusión:

Los amplificadores de potencia son fundamentales para diversas aplicaciones, tales como

audio radio frecuencia. Solo se han mostrado algunos conceptos básicos, con el fin de

entender las magnitudes más importantes, tales como la eficiencia, Potencia de señal y

potencia disipada por el transistor.


Práctica Nº 1

Amplificador Multietapa

Objetivo de la Práctica

Diseñar y construir un amplificador multietapa, con una ganancia total de 25 y que por

separado cada una de 5 de ganancia y que multiplicado de la ganancia total.

2.2 Materiales y Equipos:

2 transistores BC547

Resistencias (Según cálculos realizados)

Osciloscopio.

Generador de señales.

Fuente de CD sencilla

3 Puntas para osciloscopio.

Multímetro digital.

3 Capacitores de 1uF.

2 capacitores de 47uF.


Diagrama a Montar para la Práctica

Av =5 en la segunda etapa

Para la etapa 2:

…………(1)

Para una Rc=5.1KΩ

5=5.1 K /¿10 Kℜ+r ´ e


ℜ+r ´ e=5.1 k /¿10 k /5

ℜ+r ´ e=3377.481Ω /5 = 675.49Ω

Calcular r´e

r ´ e= 25 mA1mA 2 a

=25 Ω

r ´ e=( ℜ+r ´ e )−r ´ e=675.49Ω−25 Ω=650.49Ω

Despejando RE y sustituyendo:

Vcc=Vce+ Ic ( ℜ+ℜ+Rc )

ℜ=Vcc−VcE−Ic(Rc+ℜ)

Ic

ℜ=12 v−6 v−1.25 mA (5.6 K+650.49 Ω)

1.25 mA

ℜ=12 v−6 v−5.75 v1.25 mA

=250 Ω

Calculando VBB y RB:VBB=VBE+ Ic(ℜ+r ´ e)

VBB=0.7+1mA (250 Ω+650 Ω)VBB=0.7 v+0.9 v=1.6 v

RB=β (RE+re)/10= (200) (900Ω)/10= 1800Ω

Ahora hay que calcular la impedancia y las resistencias R1 y R2 los cuales nos permitirán

calcular el capacitor que nos permitirá alcanzar la ganancia adecuada.

Fl´´´=300HzZE=RE//[r ´ e+R 1/¿ R 2/ β ]

ZE=1300Ω//160Ω=142.68Ω

R 1= RB

1[VBBVcc ]

= 18000 Ω

1−[ 1.6 v12 v ]

=20769.23 Ω=18 K

r 2=RBVccVBB

=18000 Ω[ 12 v1.6 v ]=135000 Ω=120 KΩ


CE 1= 12 π (300 Hz )(142.68)

=3.4718 μF

Amplificador Multietapa siendo provado.


Osciloscopio mostrando amplificación y generador de señales.

Resultados Obtenidos

1. Av1=¿ 4.8

2. AVT= Alta ganancia final

3. Av2=5.2

Conclusiones

Se logró diseñar y construir un amplificador multietapa, con una ganancia de voltaje

estable de 5.2, de esta forma, se pudo observar el comportamiento del circuito, dando

como resultado un alto grado de estabilización de la onda en la salida, sin importar la

frecuencia en la que se opera.


Recomendaciones

Tener en cuenta los valores de las resistencias se debe tener los valores más aproximados a

ellas y conocer bien la polarización del transistor.

Practica Nº 2

Amplificador de cascada


Diseñar y construir un amplificador en cascada usando tres transistores (2 BJT y 1FET) la

cual tiene que tener una ganancia de 25.

Material y Equipo necesario

2 transistores BC547 y 1 transistor



Osciloscopio.



Puntas para osciloscopio.

Multimetro digital.


2 capacitores de 47Uf

Diagrama a montar


Cálculos

Etapa 3: Se calcularan los voltajes correspondientes

Vcc=VCE2+VEE 2

12=6 v+VRE2

VRE 2=12 v−6 v

I 3=VRE 2ℜ2

= 6 v220Ω

=27.28 mA

VBB2=0.7v+6v=6.7v

Por medio a sus especificaciones de su hoja de datos se harán los siguientes cálculos


Vc 1=VBB 2

Vc 1=Vcc−VRc 1

VRC 1=Vcc−Vc 1=12 v−6.7 v=5.3 v


Se calculara la Etapa 2

Vcc=VRC 1+VcE+VRE1

12 v=+5.3 v+6v+VRE 1

VRE 2=12 v−6 v−5.3 v=0.7 v

Para R1=10K

R 2=10 k (12−1.6 v )

1.6 v=6.5 K ≈ 6.8 K

Calcularemos la Etapa 1

Zin2=R 1/¿ R 2/¿ β(r ´ e2+ℜ)

Zin2=10k /¿65 k /¿200(25Ω+680Ω)=8164 Ω

VDS=6v RD=3.9K

VGS(off)=-1.8v VGS=-0.75v ID=1.25mA

Av=−gm¿


gm= AvRD /¿ Zin2

= 53.9 k /¿8.2 K

=1891 µS

Av2=5

Av2=Rc /¿Zin 3/ré

Ré 3= 25 mv27.28 mA

=.9164 ≈ 1 Ω

Zin3=β ¿

Β=200

Zin=200(220/¿220)=200 (110)=22000 Ω

Para Rc=5.1K Ic=1mA

Av=Rc/¿ Zin3/r ´ e+ℜ

r ´ e+ℜ=RC /¿Zin3 / Av

r ´ e+ℜ=5.1 /¿22000 /5=4140.22/5=828 Ω

r ´ e2=25 mA1 mA

=25Ω

r ´ e=( ℜ+r ´ e )−r ´ e=828 Ω−25 Ω=803 Ω=820 Ω

Vcc=Vce+ Ic ( ℜ+ℜ+Rc )

ℜ=Vcc−Vce−Ic(Rc+ℜ)

Ic

ℜ=12 v−6 v−1mA (5.1 K+680 Ω)

1 mA

ℜ=12 v−6 v−5.75 v1mA

=220 Ω

Calculando VBB y RB:

VBB=Vbe+ Ic(ℜ+r ´ e)

VBB=0.7+ .001mA (220 Ω+680 Ω)


Vbb=0.7 v+0.9 v=1.6 v

VBB=[ R 1R 1+R 2 ]Vcc= VBB

VCC=[ R 1

R 1+R 2]

VBBR1+VBBR 2=R 1Vcc

R 2=R 1Vcc−VBBR1/VBB

VDD=VDS+ ID (Rd+RS )

RS=VDD−VDS−IDRD / ID

Rs=12 v−6 v−1.25 mA (3.9 K )/1.25 mA

RS= 1.25 v1.25 mA

=900Ω

VSS=VGS+VS

VS=IDRS=1.25 mA (900 Ω)=1.125 v

VSS=[ R 1R 1+R 2 ]VDD

R1=18k

R 2=18 k (12 v−.375)/0.375

R 2=565 K ≈ 560 K


Circuito Amplificador de cascada.


Se muestra el material utilizado en la práctica.

Resultados Obtenidos:

4. Primera etapa = 5 de ganancia

5. Segunda etapa =4.8 de ganancia

6. Tercera etapa= 1 de ganancia


Conclusiones

Se logro diseñar y construir un amplificador en cascada en tres etapas, con una ganancia de

25, de esta forma, se pudo observar el comportamiento del circuito el cual nos permitió

trabajar con un FET y dos BJT, los cuales tienen diferentes características y hay que

encontrar un punto de equilibrio entre los dos.

Recomendaciones

Se recomienda tener en cuenta la función de los dos diferentes transistores, tener en

cuentas las betas como las diferentes configuraciones ya que por una mala polarización

puede resultar fatal.


Práctica Nº 3“Amplificador Sintonizado”

Objetivo de la Práctica:

Diseñar y construir un amplificador sintonizado con transistor BJT, cuya frecuencia de

resonancia sea de 1.5MHz.

Materiales y Equipos:


1 transistor (Q) NPN 2N2222.

1 capacitor (C) (cálculos).

2 capacitores de 1uF (Cin y Cout).

1 bobina (L) de 15uH.

RB de 4.7k.

RL 10k.

Fuente de C.D.

Osciloscopio.


Multimetro digital.


Protoboard.

Diagrama a Montar para la Práctica:


Calculo del Capacitor (C): Para una frecuencia de resonancia (Fr) de 1.5MHz, y una bobina (L) de 10uH, haciendo

uso de la formula (2.27) se obtiene el valor del capacitor:

Sustituyendo valores:

Cálculo del punto Q:

1. Sustituyendo valores en la fórmula (2.34) se obtiene la reactancia inductiva:


2. Ahora hay que sustituir el valor de XL en la formula (2.33), para de esta forma

obtener el valor del punto Q del inductor:

3. Sustituyendo el valor anterior en la formula (2.32):

4. Con el valor conseguido en el punto anterior podemos obtener la resistencia de

carga final, sustituyendo en la formula (2.29):

5. Finalmente haciendo uso de la fórmula (2.28) se obtiene el Q del amplificador

sintonizado:

Cálculo del Ancho de Banda:

Haciendo uso de la fórmula (2.31) se obtiene el ancho de banda:


Amplificador Sintonizado montado en protoboard


Fuente de D.C que Alimenta al Circuito.


Generador de Señales


1.- A una frecuencia de resonancia de 1.6MHz se logro la máxima ganancia permitida por

el amplificador sintonizado cuyos valores fueron:

2.- A una frecuencia de corte en alta de 1.71MHz se obtuvo el 70% de la ganancia total de

dicho amplificador. Los valores resultantes fueron:


En CH1 se muestra el voltaje de entrada, en el CH2 voltaje de salida.

Conclusiones

En la realización de la práctica de laboratorio se logro diseñar y construir exitosamente un

amplificador sintonizado. Esto permitió observar como es su comportamiento en la

frecuencia de resonancia y en frecuencias cercanas a esta, confirmando de esta manera los

cálculos obtenidos de forma teórica, y conocer un poco del funcionamiento de equipos que

en la vida cotidiana están compuestos por este tipo de amplificadores.

Recomendaciones

1.- Para que el amplificador funcione correctamente es recomendable el uso de bobinas

identificables por colores (como las resistencias), ya que poseen un recubrimiento contra el

ruido evitando que este se cuele entre la señal y no se logre observar el resultado esperado.


2.- También se recomienda realizar cálculos con otro valor de inductor para de esta manera

tener una segunda opción lista para probar.

Práctica Nº 4“Amplificador Diferencial”


Diseñar y construir un amplificador diferencial espejo de corriente que incluya una fuente

de corriente por transistor para obtener una ganancia de voltaje de 20

Material y Equipo Necesario:



Resistencias (Según cálculos de diseño)

Osciloscopio

Generador de señales

Fuente doble

Multimetro digital

Puntas para osciloscopio

Protoboard

Caimanes

3.3 Diagrama del amplificador a montar:


Calculo de IR:

Para una R= 10K, y haciendo uso de la formula 2.23 (con una pequeña modificación):

Haciendo uso de la fórmula 2.12 se tiene que:

Ahora hay que calcular la resistencia dinámica (r’e) del transistor:


Sustituyendo este valor en la fórmula 2.19, y despejando RC:

Amplificador Diferencial montado en Protoboard


Conexión con Fuente de CD doble.

Resultados


En el Osciloscopio se Muestra los Valores de Entrada Salida del Amplificador Diferencial


Recomendaciones

Al momento de construir esta práctica, se deben buscar los valores más cercanos a las

resistencias calculadas, si se logran encontrar de preferencia resistencia de precisión, para

que la ganancia obtenida sea del valor esperado.

También afecta un poco el hecho de que los transistores, a pesar de que son de la misma

matricula, poseen betas distintas lo que altera un poco el resultado final.

Conclusiones

En la práctica realizada se logro construir exitosamente un amplificador diferencial espejo

de corriente con fuente de corriente a una ganancia cercana a la calculada. Muchos de estos

amplificadores se encuentran dentro de un encapsulado conocido por todos que es el

amplificador operacional, por lo que es de mucha importancia su estudio para lograr una

mayor comprensión del mismo y un manejo básico de los amplificadores operacionales.


Práctica Nº 5Respuesta a la baja Frecuencia BJT.


“Diseñar y construir un amplificador con transistor BJT, para obtener una ganancia de 20

además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte de 300HZ”

Materiales y Equipos

Protoboard.

1 Transistor BC547

1 resistencia de 10KΩ.

1 resistencia de 3.9KΩ

1 resistencia de 120Ω


1 resistencia de 68KΩ


1 capacitor de 2.524µf aproximado.

1 capacitor de .19µf aproximado.

1 capacitor de .949µf aproximado.

1 Fuente Variable.

Generador de Funciones.

Osciloscopio.

Puntas de osciloscopio.



Cable para conexiones.

Desarrollo de la Práctica

Diagrama a montar:

Cálculos:

Suponiendo los siguientes valores

Av=20 RL=10 KΩ IC=1 mA Vcc=12 v VCE=6 v fl=300 Hz Rc=3.9 K Ω

Av=RC⋰⋰RLℜ+ré

20=2.8 K Ωℜ+ré

ℜ+ré=2.8 K Ω20

=140.287 Ω

ré=25 mVIC

=25 mV1mA

=25 Ω ré=( ℜ+ré )−ré ℜ=115Ω


Vcc+VCE+ Ic(RC +ℜ+ℜ)

ℜ=Vcc−VCE−IC (RC +ℜ)

ICℜ=

12 v−6v−1 mA (3.9 KΩ+115Ω)1 mA

ℜ=1.985 v1mA

=1985 Ω=1.8 K Ω

VBB=IBRB+VBE+ IC (ℜ+ℜ ) VBB=0.7 v+1.985 v=2.685 v

RB= βRE10

=250(1985)

10=52500 Ω

R 1= RB

1−VBBVCC

= 52500 Ω

1−2.685 v

12 v

=67632.85 Ω=68 KΩ

R 2=RBVCCVBB

=52500 Ω12 v

2.685 v=234636.87 Ω=220 K Ω

En base a la fórmula calcularemos los capacitores

f 1=1

2 πRC(3.11)

Para Cin y f ´ l=30 Hz

Zi=R2⋰⋰R1⋰⋰βr ' e

r ' e=25 mvIc

=25 mv1mA

=25 Ω

Zi=52500Ω⋰⋰6250Ω=5585 Ω

Zi=Rin

R=RG+R¿ (3.12 )

Se desprecia la resistencia del generador por ser muy baja.

f ´ l= 12 πRC

=2 πRCf ´ l=1Cin= 12 πRf ´ l

= 12 π (5585 Ω)(30 Hz)

=0.949 µF

Para el Cout y f ' ' l=60 Hz

Utilizando la formula 3.13

R=RC +RL=(3.9 KΩ+10 KΩ )=13.9KΩ


Cout= 12 πRf ' ' l

= 12 π (13.9 KΩ )(60 Hz)

=190 nf

Para el CE. Y f ' ' ' l=300 Hz

Aplicando las formulas 3.14 y 3.15

R=ℜ⋰⋰[r ' e+R1⋰⋰ R2

β]

R=1985Ω⋰⋰[25 Ω+52500250 ]=210.12Ω

CE= 12πRC

= 12 π (210.12Ω )(300 Hz)

=2.624 µF



Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica y observa la

amplificación.

En esta foto se muestra el montaje de la práctica con cada uno de los elementos además de

ciertos arreglos en los capacitores para obtener el valor deseado.


En esta figura observamos los valores medidos por el osciloscopio, con una frecuencia de

300Hz. Además de las señales de entrada y salida, la señal de salida es la desea ya que esa

señal es la que corta a 300 Hz con una amplificación de 20.

Conclusiones

Una de las formas de aprender el funcionamiento real de los componentes, es aprender a

usarlos en la práctica, ya que es donde pones a prueba los conocimientos obtenidos en las

clases, y donde aprendes a solucionar problemas presentados al momento. En la

realización de la práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un

amplificador de respuesta abaja frecuencia BJT. Esto permitió observar cómo es su

comportamiento en la frecuencia de 300Hz, confirmando de esta manera los cálculos

obtenidos de forma teórica.

Recomendaciones

1. Estar concentrados en lo que se está realizando para evitar que la práctica falle por

errores insignificantes.

2. Medir las betas de los transistores para evitar fallas en los cálculos.


3. Utilizar el puente universal para medir los capacitores ya que muchas veces no son

el valor que nosotros vemos en la matricula.

4. Tener el material suficiente para poder cambiar si alguno se daña.

Práctica Nº 6Respuesta a la baja Frecuencia JFET.


“Diseñar y construir un amplificador con transistor FET, para obtener una ganancia de 20

además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte de 300HZ”


Protoboard.

1 Transistor 2N5457

1 resistencia de 3MΩ.








1 capacitor de 9.57nf aproximado.

1 Fuente Variable.


Osciloscopio.





Diagrama a montar:


Cálculos:


Av=20 VDD=24 v VDS=12 v VGS ( off )=−1.8 vVGS=−0.75 I=1 mA

R 2=3 MΩ

gm=gmo(1−( VGSVGS (off ) ))gm=5000 μS[1−[−0.75 v

−1.8 ] ]gm=5000 μS [1−0.41666666 ]=2.91666 mS

Av=Rdgm Rd= Avgm

= 202.91666 mS

=6857.14 Ω=7.5 K Ω

VDD=IDRD+VDS+ IDRS

IDRS=VDD−VDS−IDRD

RS=VDD−VDS−IDRDIS

=24 v−12 v−(1 mA )(6800 Ω)

1mA=5.2 v

1 mA=5.1 K Ω

Vg=VS+VGS=5.1 v+(−0.75 v )=4.45 v

Vg=[ R 1R 1+R 2 ]VDD VgR 1+VgR 2=R 1 VDD

VgR 2=( R 1 VDD−VgR 1 ) VgR2=[ VDD−Vg ] R 1


R 1= VgR 2VDD−Vg

=(4.45 v)(3 M Ω)24 V −4.45 V

=682864.45 Ω=680 K Ω

De acuerdo a la fórmula 3.20, para f ' l=30 Hz

Zin=R 1⋰⋰ R 2=554347.82 Ω=R

Cin= 12 π (30 Hz)(554347.82 Ω)

=9.57 nF

De acuerdo a la fórmula 3.21, para f ' ' l=60 Hz

Zout=RD+R 2=R

Cout= 12 π (60 Hz)(16800 Ω)

=0.157 µF

De acuerdo a la fórmula 3.22, para f ' ' ' l=300 Hz

ZS=RS

Cout= 12 π (300 Hz)(5200 K Ω)

=0.102 µF


Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica y observar la

amplificación.


De acuerdo con los datos mostrados por el osciloscopio se comprobaron los cálculos ya

que nos daba una amplificación aproximada a 20, además de tener una frecuencia de corte

de 300 Hz en el Cout.

Conclusiones

En la realización de la práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un

amplificador de respuesta abaja frecuencia FET. Esto permitió observar cómo es su

comportamiento en la frecuencia de 300Hz, confirmando de esta manera los cálculos

obtenidos de forma teórica.

Recomendaciones

1. Estar concentrados en lo que se está realizando para evitar que la práctica falle por

errores insignificantes, además de no perder la paciencia ya que en muchas

ocasionas la práctica no funciona a la primera y hay que hacer modificaciones.

2. Verificar las curvas del transistor.





Práctica Nº 7Respuesta a la Alta Frecuencia BJT.


“Diseñar y construir un amplificador con transistor BJT, para obtener una ganancia de 20

además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte alta de 300KHZ”


Protoboard.

1 Transistor BC547










1 Fuente Variable.


Osciloscopio.






Diagrama a montar:

Cálculos:


Av=20 RL=10 KΩ IC=1 mA Vcc=12 v VCE=6 v fl=300 KHz

Rc=6 K Ω

Av=RC⋰⋰RLℜ+ré

20=2.8 K Ωℜ+ré

ℜ+ré=2.8 K Ω20

=140.287 Ω


ré=25 mVIC

=25 mV1 mA

=25 Ω ré=( ℜ+ré )−ré ℜ=154 Ω

Vcc+VCE+ Ic(RC +ℜ+ℜ)

ℜ=Vcc−VCE−IC (RC +ℜ)

ICℜ=1.14 v

1 mA=1140Ω=1.2 KΩ

VBB=IBRB+VBE+ IC (ℜ+ℜ ) VBB=0.7 v+1.3 v=2 v

RB= βRE10

=250(1140)

10=28500 Ω

R 2=68 K

R 1= R 2VBBVCC−VBB

=13.6 K Ω=12 K Ω

En base a la fórmula calcularemos los capacitores

f 1=1

2 πRC(3.11)

Para Cin y f ´ l=50 Hz

Zi=R2⋰⋰R1⋰⋰β (r ' e+ℜ)

r ' e=25 mvIc

=25 mv1mA

=25 Ω

Zi=9047.16 Ω

Zi=Rin

R=RG+R¿ (3.12 )

Se desprecia la resistencia del generador por ser muy baja.

f ´ l= 12 πRC

=2 πRCf ´ l=1Cin= 12 πRf ´ l

= 12 π (9047.16 Ω)(50 Hz )

=0.35µF

Para el Cout y f ' ' l=80 Hz

Utilizando la fórmula 3.13

R=RC +RL=(6 KΩ+10 KΩ )=16 KΩ


Cout= 12 πRf ' ' l

= 12 π (16 KΩ )(80 Hz)

=0.135 µf

Para el CE. Y f ' ' ' l=300 Hz

Aplicando las formulas 3.14 y 3.15

R=ℜ⋰⋰[r ' e+R1⋰⋰ R2

β]

CE= 12πRC

= 12 π (66.08Ω )(300 Hz)

=2.87 µF



Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica y observa la

amplificación fuera exacta o aproximada si no de lo contario se tendría que recalcular.


En esta foto se muestra el montaje de la práctica con cada uno de los elementos además de

ciertos arreglos en los capacitores para obtener el valor deseado.


En esta figura se muestra como se ajustó el osciloscopio una frecuencia de 300KHz que

sería nuestra frecuencia de corte que deseábamos.

Posteriormente con el montaje y con la frecuencia del osciloscopio ajustada se prosiguió a

medir con el osciloscopio cada una de señales para saber la amplificación y si a hacia el

corte a la frecuencia establecida.


En esta figura observamos los valores medidos por el osciloscopio, con una frecuencia

aproximada de 300KHz. Además de las señales de entrada de 12mV y salida de 220mV.

Haciendo el cálculo correspondiente se demuestra que es una amplificación aproximada a

20 de ganancia ya que nos da como resultado 18.33 de ganancia. A la frecuencia

establecida de 300KHz.

Conclusiones

En la realización de la práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un

amplificador de respuesta alta frecuencia BJT. Esto permitió observar cómo es su

comportamiento en la frecuencia de 300KHz, además de obtener nuevos conocimientos

prácticos ya que en veces existen conflictos en el saber cómo corregir los errores y poder

confirmando de esta manera los cálculos obtenidos de forma teórica.

Recomendaciones

1. Evitar que existan conflictos en el equipo.

2. Medir las betas de los transistores para evitar fallas en los cálculos.




4. Admitir los errores que uno comete para poderlos corregir estos errores como

equipo.

Práctica Nº 8

Respuesta a la baja Frecuencia JFET.


“Diseñar y construir un amplificador con transistor JFET, para obtener una ganancia de

20 además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte de 300KHZ”


Protoboard.

1 Transistor 2N5457




1 resistencia de 3.3MΩ


1 capacitor de 41.8pf aproximado.




1 Fuente Variable.


Osciloscopio.






Diagrama a montar:

Cálculos:


Av=20 VDD=24 v VDS=12 v VGS ( off )=−1.8 vVGS=−0.5

I=1.1 mA

gm=gmo(1−( VGSVGS (off ) ))gm=5000 μS[1−[−0.5 v

−1.8 ] ]gm=3611.11µS

Av=Rdgm Rd= Avgm

= 203611.111mS

=5538.46 Ω=5.6 K Ω

VDD=IDRD+VDS+ IDRS


IDRS=VDD−VDS−IDRD

RS=VDD−VDS−IDRDIS

=24 v−12 v−(1.1 mA )(5.6 K Ω)

1.1 mA=715.78Ω=680 Ω

VSS=VS+VGSVS=IDRS=(1.9 mA ) (680Ω )=1.292 v

VSS=−0.5+1.292 v=0.722 v

VSS=[ R 1R 1+R 2 ]VDD

R 2=3.3 MΩ

VSSR 1+VSSR2=R 1VDD

−VSSR 1+R 1VDD=VSSR 2

R 1 (VDD−VSS )=VSS R 2

R 1= VSSR 2VDD−VSS

= 0.722 v24 V−0.722 v

=3.3 M Ω

R 1=102354.15 Ω=100 KΩ

De la hoja de datos obtengo:

Ciss=7.0 pF Crss=3.0 pF

Por lo tanto

Cgd=Crss=3.0 pF

Cgs=Ciss−Crss=7.0 pF−3.0 pF=4 pF

Coss=Cgd+Cds

Av (miller )=3611.11µS (3589.74359 )=12.96

Cin (miller )=Cgd ( Av+1 )

Cin (miller )=3.0 pF (12.96+1 )=41.8 pF

Cout (miller )=Cgd[ Av+1Av ]=3.0 pF [ 12.96+1

12.96 ]=3.23 pF=3.0 pF

Para f ' l=300 KHz

R=R 1⋰⋰R 2=3589.74 Ω


Cin= 12 π (300 KHz )(3589.74 Ω)

=147.786 pF

C=Cds+Cout (miller )

Cds=C−Cout (miller )

Cds=(147.786 pF−3.23 pF )=144.55 pF


Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica, además de

hacer los arreglos correspondientes con laos capacitores.

En la figura se denotan el armado de la práctica, y ciertos arreglos como capacitores tanto

cerámicos como electrolíticos.


De acuerdo con los datos mostrados por el osciloscopio se comprobaron los cálculos ya

que nos daba una amplificación aproximada a 20, además de tener una frecuencia de corte

de 300 KHz.


Conclusiones

La práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un amplificador de

respuesta alta frecuencia JFET. Esto permitió observar cómo es su comportamiento en la

frecuencia de 300kHz comprobando los cálculos obtenidos de forma teórica. Ay que se

hacia el corte a esta frecuencia.

Recomendaciones

1. Verificar los cálculos antes de empezar a montar asi como las formulas dispuestas

para hacer los cálculos.

2. Verificar las curvas del transistor.




5. Mantener la paciencia y tener disponibilidad de tiempo para evitar cometer errores.


Practica Nº 9

“Amplificador de 2 Etapas Retroalimentado”


Diseñar y construir un amplificador retroalimentado de 2 etapas, con una ganancia sin

retroalimentación de 400 y una ganancia de retroalimentación de 5.




Osciloscopio.




Multimetro digital.


2 capacitores de 47uF.


Diagrama del Amplificador a Montar:

Calculo de la etapa de retroalimentación:

Para una re propuesta de 120Ω

Haciendo uso de la fórmula 4.10, despejando rf y sustituyendo los valores de re y Avf


11.5 Para la etapa 2:

…………(1)

Despejando RC en 1y sustituyendo:

Para RE:

Para calcular la resistencia de base:

Para calcular las resistencias que polarizan la base:


Ahora hay que calcular la impedancia de entrada para esta etapa ya que servirá de

resistencia de carga para la etapa 1:

Cálculos de la etapa 1:

Para Av2=20 re=120Ω

Nuevamente se calcula la RB para obtener las resistencias de polarización de base:



8.


10.

Conclusiones

Se logró diseñar y construir un amplificador de 2 etapas retroalimentado, con una ganancia

de voltaje estable de 5.2, de esta forma, se pudo observar el comportamiento del circuito

con y sin retroalimentación, dando como resultado un alto grado de estabilización de la

onda en la salida, sin importar la frecuencia en la que se opera, ya que como se sabe una

de las características principales de este tipo de amplificador es su gran ancho de banda.

Recomendaciones


Se recomienda realizar 2 diseños probables para este tipo de amplificador, uno como el que

se construyó en esta práctica, y el 2º con una etapa de seguidor emisor o Colector común, a

la salida, de esta forma la ganancia de voltaje no se ve afectada, y por lo tanto la resistencia

de carga puede ser muy baja.

Practica Nº 10

“Amplificador de potencia”


Diseñar y construir un amplificador potencia clase B/AB para amplificar el sonido.



Tic 42C y Tic 41

2 disipadores

2 diodos

Osciloscopio.





1Capacitores de 470 uF

1capacitores de 10 uF.



Cálculos

Pout=1W Vcc=18vR2=8ΩR=3.9KΩ

Calcular el Pout y VppPout=(Vpp)2/8(RL)

Vpp=√ 8 (RL)(1 W )

Vpp=√ 8 (8Ω)(1W )

V (out) pp=8v

Vin=8 vpp

Calcular Ipol

Ipol=Vcc−2VBE /2 R

Ipol=18 v−1.4 v2 (3.9 K )

=16.6 v7.8 K

=2.12 mA


ip=VCEQRL

= 9 v8Ω

=1.125 Amp

ℑ=1.125 Ampπ

=360.12 mA

PCD=(Vcc )(ICD)PCD=(18 v ) (360.12 mA )=6.482 W

Calcular μ %

μ %= PoutPCD

∗100 %

μ %= 1W6.48W

∗100 %=15 %

Circuito amplificador de potencia montado en proto-booard.


Bocinas de 8 Ω.Resultados Obtenidos:

En este circuito se alcanzan las condiciones al cumplir que son 1 W de potencia a 8

V de alimentación.

Señal de entrada proporcionada por el generador.


Conclusiones

Se logró diseñar y construir un amplificador este amplificador nos ayuda adquirir la

potencia que queremos dependiendo de su polarización teniendo en cuenta todos los

parámetros a alcanzar.

Recomendaciones

Al trabajar con este circuito a hay que tener en cuenta que no cualquier diodo se puede

usar, también hay que considerar los disipadores ya que con ello nos ayuda a disipar el

calor y conocer la configuración de estos transistores ya que son diferentes a los que

hemos estado utilizado anteriormente.


Practica Nº 11

“Amplificador con Preamplificador”


Diseñar y construir un amplificador potencia clase B/AB que contenga un preamplificador,

tomando la señal de un celular.


Tic 42C y Tic 41

2 disipadores

2 diodos

Resistencias (de acuerdo a los cálculos)

Osciloscopio.





1Capacitores de 470 uF

1capacitores de 10 uF.

Bocina



Cálculos

Pout=1W

Vcc=18v

R2=8Ω

R=3.9KΩ


Calcular el Pout y Vpp

Pout=(Vpp)2/8(RL)

Vpp=√ 8 (RL)(1 W )

Vpp=√ 8 (8Ω)(1W )

V (out) pp=8v

Vin=8 vpp

Calcular Ipol

Ipol=Vcc−2VBE /2 R

Ipol=18 v−1.4 v2 (3.9 K )

=16.6 v7.8 K

=2.12 mA

ip=VCEQRL

= 9v8Ω

=1.125 Amp

ℑ=1.125 Ampπ

=360.12 mA

PCD=(Vcc )(ICD)

PCD=(18 v ) (360.12 mA )=6.482 W

Calcular μ %

μ %= PoutPCD

∗100 %

μ %= 1W6.48W

∗100 %=15 %

Av=10

Av=R 3/¿ Rl /R 4

Calcular lasR4 yRb

R 4=R 3/¿ RL / Av=470Ω/¿30(8) /10=10Ω≈ 47 Ω

Rb=βℜ10

=278 (47 )

10=1306.6 Ω

VBB=0.7∗0.0846=1.546


R 1=Rb[ VccVBB ]=15 K

R 2= Rb1−[VBB /Vcc ]

=1428 Ω≈1.5 K

Fig. Circuito con pre amplificación montada en proto booard.


En este circuito se alcanzan las condiciones al cumplir que son 1 W de potencia a 8

V de alimentación.

Conclusiones

Con la práctica anterior más un preamplificador se logró construir este amplificador este

nos permite aumentar nuestra amplificación de esta manera al conectar una bocina se

puede escuchar más fuerte y claro si está bien polarizado y si tiene los cálculos correctos.


Recomendaciones

Al trabajar con este circuito a hay que tener en cuenta que no cualquier diodo se puede

usar, también hay que considerar los disipadores ya que con ello nos ayuda a disipar el

calor y conocer la configuración de estos transistores ya que son diferentes a los que

hemos estado utilizado anteriormente.

Proyecto Final

Oscilador De Cambio de Face

Objetivo: “Construir un circuito oscilador a una frecuencia de 1kHz, que

genere la señal de entrada para un amplificador de potencia PUSH-PULL”

Materiales y Equipos:


Osciloscopio.



3 Puntas para osciloscopio.


5 Capacitores.

Desarrollo del Proyecto


a-) Diagrama a montar:

Requerimientos:

1.-

2.- El voltaje de salida del oscilador debe ser el voltaje de entrada de una etapa de potencia

con una potencia de 1W y una bocina de 8Ω.

Criterio de Oscilación:

Frecuencia de Oscilación:

Cálculos:


12

Las R del diagrama deben ser iguales, al igual que los capacitores; por lo tanto:Para un capacitor C=0.01uF

Para el cálculo del criterio de oscilación:Si se establece una Rc= 4.7k, tenemos:

Ya se tiene la parte de oscilación, ahora solo se tiene que calcular las resistencias de polarización:Teniendo la Rc= 4.7k, y se propone una corriente de 1mA y un voltaje colector emisor 6v:

de esta fórmula se despeja la RE:

Este circuito se acopla a una etapa de PUSH-PULL realizado en la practica 11, como se muestra en el siguiente diagrama.


Nota: Los calculos para la etapa de potencia estan en la practica 11, solo

hay que cambiar el generador por la salida del oscilador.

Resultados:


Circuito Oscilador montado con el amplificador de potencia

Onda resultante de entrada salida


Criterios de Evaluación

Descripción Cantidad Ponderación

Prácticas 11

2 primeras (2% c/u), restantes (4%

c/u )

Proyecto Final 1 20%

Reportes de Prácticas 11 5%

Exposición de investigación 1 5%

Evaluaciones 3 10% c/u


Evaluaciones Realizadas

1.- Primer parcial:

1.1- Para el siguiente amplificador calcule la frecuencia inferior de corte (F l), y la

frecuencia superior de corte (Fh), si se tiene que c’e=c’c=5pF:

Datos:

Vin= 1mV

RG= 50Ω

Cin= 1µF

R1= 2.2KΩ

R2= 10KΩ

RC= 3.6KΩ

RE=1KΩ

CE= 47uF

Cout= 4.7uF


RG

R2

R1

Vcc

RL

Cout

CE

Cin

RC

RE

RL= 10KΩ

Vcc=12v

β=200

Solución: Primero se debe calcular la corriente de colector, para ello se hace lo siguiente:

Teniendo la corriente de trabajo, se puede calcular la resistencia dinámica del transistor

(r’e):

Ahora para calcular la frecuencia inferior de corte se debe calcular para cada capacitor

externo presente en el circuito, y una vez realizado esto se toma el valor más alto de todos.

El cálculo se hace del siguiente modo:


La frecuencia inferior de corte es 195.5Hz

Ahora para la frecuencia de corte superior se realiza lo siguiente:

En este caso la frecuencia de corte superior es la más baja de las 2, es decir, 4MHz.


1.2 Para el siguiente amplificador calcular la ganancia en modo común (AvMC), la

ganacia en modo diferencial (AvMD), la corriente de colector (Ic), el voltaje de salida

(Vout) y el RRMC.

Datos:

Vcc=15v


VEE=-15v

Rc=180k

RE=270k

Vin=1mV

β=200

Solución: Para calcular la Ic:

Para calcular la ganancia en modo común:

Para la ganancia en modo diferencial:

Para el voltaje de salida:


2.- Segundo Parcial:

2.1 Para el siguiente amplificador calcular la impedancia de entrada, la ganancia de

la etapa 1, ganancia de la etapa 2 y voltaje de salida.


Datos:

Rs=600Ω R 1=10 KΩ R 2=2.2 KΩ RC=3.6 KΩℜ=2.2 KΩ β=100

RL=10 KΩ

Para la segunda etapa se repiten los valores

Solución.


2.2 Para el siguiente amplificador encontrar el rendimiento (η%):


Datos:

R 1=200 Ω R 2=100Ω Rc=100Ω ℜ=68 Ω RL=100ΩVcc=30V

Para alterna:

Como voltaje pico se toma el valor más bajo, entre el voltaje corte en cd y el resultado de

Ic*rc=6.85v; por lo tanto el valor a tomar en cuenta es 6.85v.


2.3 Para el siguiente amplificador calcular el rendimiento:


Datos:

R 1=100 Ω R 2=100ΩVcc=30 V RL=50 Ω

Solucion:


diseño con transistores

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