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UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DE SAN LUIS POTOSÍ
FACULTAD DE INGENIERÍA
CENTRO DE INVESTIGACIÓN Y ESTUDIOS DE
POSGRADO
MAESTRÍA EN INGENIERÍA ELÉCTRICA
OPCIÓN: CONTROL AUTOMÁTICO
ANÁLISIS, SIMULACIÓN Y CONTROL DE UN
CONVERTIDOR ELEVADOR CON AISLAMIENTO EN
ALTA FRECUENCIA.
PRIMER AVANCE DE TESIS
PRESENTA: ROSA IRIS VIERA
ASESOR: CIRO ALBERTO NUÑEZ
2
INTRODUCCIÓN GENERAL
Desde que la conversión de las fuentes de energía renovables dentro del uso de fuentes
de corriente alterna (CA) o directa (CD), ha tenido un importante crecimiento debido a los
requisitos medioambientales y de energías globales, el diseño y desarrollo de sistemas de
conversión de energía de bajo costo, alta eficiencia y tamaño pequeño, aún sigue siendo
un tema de investigación.
En los sistemas renovables de alimentación de CD, las baterías suelen ser necesarias
para el respaldo de energía de equipos electrónicos. Un convertidor CD-CD bidireccional
aislado de puente completo con alta relación de conversión es ampliamente utilizado para
la carga/descarga de las baterías.
El convertidor de puente completo es el circuito que se suele emplear en aplicaciones con
niveles de potencia altos y el convertidor elevador (boost) aislado de puente completo es
atractivo en aplicaciones como una sola etapa de corrección de factor de potencia (power
factor correction (PFC)) con el requisito de aislamiento (caso que se estudia) o el requisito
de bireccionalidad.
Esta topología tiene las siguientes ventajas: (i) provee aislamiento eléctrico entre la
entrada y la salida del circuito, así como la regulación de la tensión de salida, (ii) se ha
observado que para la operación a alta frecuencia (high frecuency (HF)) de conmutación,
puede proporcionar una amplia gama de conmutación suave (soft switching), mientras
mantienen una mayor eficiencia en comparación con los convertidores alimentados por
voltaje (buck) y los resonantes, para la variación de tensión de entrada, de plena carga a
carga ligera. Sin embargo, una de las razones por las que este tipo de circuito no se ha
utilizado ampliamente es debido a que presenta una limitación severa de desempeño: alta
tensión transitoria a través de los interruptores del puente como consecuencia de la
energía almacenada en la inductancia de dispersión del transformador, causando un
rebasamiento de la tensión nominal de los mismos que puede ser capaz de destruirlos y
por tanto se disminuye la confiabilidad (se explicará más adelante). Algún tipo de circuito
que suprima dichos picos de voltaje del puente completo y den una característica más
satisfactoria en el comportamiento, es necesario.
El punto de partida de esta investigación es un convertidor de CD-CD aislado alimentado
en corriente de puente completo con determinadas características operativas. Por la
limitante anteriormente mencionada, se precisa el estudio de diferentes circuitos de
supresión y se elegirá el más conveniente, tras una comparación según figuras de mérito
y análisis de propagación de fallas. Al esquema final seleccionado, se le implementará un
sistema de control en lazo cerrado.
Los objetivos para la presente etapa se mencionan a continuación.
3
OBJETIVOS DE INVESTIGACIÓN
Conocer las especificaciones de entrada y de salida del convertidor, la función que
realiza y profundizar en el problema fundamental que presenta.
Investigar acerca de las variantes de compensación de picos de voltaje debidos a
la inductancia de dispersión del transformador de la topología en cuestión.
Seleccionar 3 técnicas de reducción de picos de voltaje, para el posterior
desarrollo de una figura de mérito.
AVANCE DE LA PRIMERA ETAPA
Características de operación de la topología
El esquema típico de un convertidor de CD-CD aislado alimentado en corriente de puente
completo se muestra en la Fig. 1 y las especificaciones de entrada-salida se exponen en
la tabla 1. Esta topología será usada para alimentar un banco de baterías, que
normalmente trabajará bajo carga pues al menos una batería estará siendo cargada. Para
la aplicación se requiere una alta confiabilidad del convertidor.
Fig. 1. Circuito convencional de un convertidor aislado alimentado en corriente de puente completo.
Tabla 1. Parámetros del convertidor.
Tensión de Entrada (V)
Frecuencia (Hz)
Factor de Potencia
THD de voltaje
(%)
THD de corriente
(%)
Tensión de Salida (V)
Corriente Batería
(A)
Potencia (kW)
Eficiencia (%)
220 ± 15% 60 ± 5% > 0,9 < 3 < 5 125 con rizo
< 100 mV rms
20 máx. 2,4 > 90
Los modos de funcionamiento del convertidor se representan en la tabla 2. La secuencia
de señales de disparo para los interruptores operando dentro de un ciclo de conmutación
típico es el siguiente: (i) y ON (1), (ii) todos los interruptores del puente ON, (iii) y
ON y (iv) de nuevo todos los interruptores ON. En otras palabras, un modo de
4
transferencia de energía, cuando sólo un par de interruptores diagonalmente opuestos
están en ON, siempre es seguido por un modo "elevador", donde todos los interruptores
están en ON y no se transfiere energía.
Tabla 2. Modos de funcionamiento del convertidor.
Modos Q1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D4 VT(t)
Mode 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
Mode 2 1 0 0 1 1 0 0 1 VBAT/n
Mode 3 1 1 1 1 0 0 0 0 0
Mode 4 0 1 1 0 0 1 1 0 -VBAT/n
Durante un ciclo de conmutación típico, cuando sólo un par de interruptores
diagonalmente opuestos están en ON, la corriente de entrada cae y el convertidor está en
un modo de transferencia de energía. Cuando todos los interruptores están en ON, la
corriente de entrada se eleva, pero la energía no se transfiere a la salida, se almacena en
la inductancia de dispersión del transformador. Al apagar algún par de los interruptores de
la diagonal del puente, se produce una alta tensión transitoria a través de los interruptores
debido a la energía almacenada, que se redistribuye en la capacidad parásita de los
mismos, tensión que sobrepasa a la nominal del interruptor y que por tanto puede ser
capaz de destruir los dispositivos.
La búsqueda de circuitos o alternativas que reduzca o evite este efecto es indispensable
para el correcto desempeño del convertidor, de aquí que una serie de investigadores
hayan dedicado su tiempo al estudio de posibles variantes de referencias.
Estado del arte
Se realizó una búsqueda bibliográfica a partir del año 2000 hasta la actualidad. Se
encontraron 37 artículos que proponen soluciones para el problema planteado.
Esencialmente se tienen 3 variantes fundamentales: (i) la utilización de circuitos que
pueden ser activos comúnmente conocidos como “clamps” (enclavamiento) o pasivos
conocidos como “snubbers” (amortiguadores), todos en sus múltiples representaciones,
(ii) mediante el uso de inductores y condensadores como tanque resonante, con variados
esquemas y (iii) realizar un buen diseño del transformador de manera que la inductancia
de dispersión se reduzca lo suficiente y el estrés en los interruptores pueda ser asimilado
por su capacidad nominal.
5
El objetivo de los investigadores en los estudios experimentales, es lograr la conmutación
de los dispositivos lo más cercano a cero voltaje (zero voltaje switching (ZVS)) y/o
conmutación a cero corriente (zero current switching (ZCS)) para disminuir o eliminar las
pérdidas de encendido y/o apagado.
Otra solución particular (topología 15) es que aprovechando un esquema bidireccional
(por la aplicación para el cual se utiliza), mediante la técnica de modulación (PWM) del
secundario, naturalmente se hace el clamp de la tensión a través de los dispositivos del
lado primario, lo que elimina la necesidad de un circuito clamp o un snubber. El
inconveniente en este caso, es que en el lado del segundario del transformador, el puente
de diodos se debería cambiar por un puente de interruptores, lo que aumenta la
complejidad del esquema y el riesgo de fallas. Para el caso de una topología de cargador
de baterías, en donde no se necesita de bidireccionalidad, ésta no es una solución
recomendada.
De los artículos encontrados, en sus cuatros variantes incluyendo esta última, se derivan
17 topologías, como se muestra en la Fig. 2. Además en la tabla 3 se exponen los datos
de caracterización, los investigadores que la estudiaron, el año de los artículos, las citas
que poseen y que por ciento representa del total y en la tabla 4 se muestran los datos de
potencia y eficiencia de los convertidores. Lo anterior para tener una panorámica del
estudio de esta clase de sistemas en el estado del arte.
Debido a la cantidad de esquemas y la similitud que existen entre algunos de ellos, sólo
será expuesto el principio de funcionamiento de 3 topologías: 2, 3 y 4. La selección está
hecha con base en la cantidad de artículos que la estudian, la cantidad de citas que tienen
los artículos, que tan recientes son y la eficiencia del convertidor y que tan complejo
puede ser el esquema. Por ejemplo las topologías que contenían snubbers conformados
por flyback (7, 9, 10 y 14) fueron desechadas pues por el uso del transformador y los
demás componentes aumentaba el número de elementos, los índices de fallas y por lo
general son estudiadas por un reducido número de autores cada una, lo mismo que
sucede con 13, 6, 8, 15 y 16, que además por lo general no tienen grandes eficiencias (la
13 contiene 94, pero un alto índice de fallas). El esquema 12 es similar al 4, con el mismo
principio de funcionamiento de tanque resonante, pero el 4 es mayormente estudiado. Del
circuito 11 y 1 no se tienen prácticamente datos de comportamiento en eficiencia. Entre el
2 y el 5, lo que varía es la parte del secundario. Con el apoyo de la tabla 2 y 3, se puede
observar que en eficiencia son comparables los valores máximos alcanzados. Sin
embargo, la topología 5 contiene 2 artículos de los mismos autores que no son muy
citados, con respecto a la cantidad que citan a la 2, por lo que esta parece más confiable.
El esquema 17 aunque parece tener una alta eficiencia, tiene poco seguimiento y no
resulta confiable.
6
Fig. 2. Topologías encontradas en la literatura.
7
Tabla 3. Datos de caracterización de las topologías.
TOPO- LOGÍA
PALABRAS CLAVES
AUTORES AÑO CITAS
CANT. DE ARTÍCULOS
QUE LA ESTUDIA
ARTÍCULO QUE LA
ESTUDIA
PORCIENTO QUE
REPRESENTA
1
bidireccional, clamp-diodo-
resist-condens-no
paralelo
Lizh Zhu; Jih-Sheng Lai; Fred C. Lee. (EUA)
2005 32
2
[1]
5,41
Lizhi Zhu (EUA) 2006 149 [12]
2
clamp-interrupt-condens, puente diodos
Lizhi Zhu; Kunrong Wang; Fred C. Lee; Jih-Sheng Lai. (EUA)
2003 37
9
[4]
24,32
Malte Mohr; Friedrich W. Fuchs. (Alemania).
2007 14 [5]
Kunrong Wang; Fred C. Lee; JasonLai. (EUA).
2000 41 [8]*
Malte Mohr; Wulf Toke Franke; Bjoern Wittig; Friedrich Wilhelm
Fuchs. (Alemania). 2010 63 [21]
Vesa Väisänen; Tomi Riipinen; Pertti Silventoinen (Finlandia)
2010 12 [23]**
En-Sung Park; Sung Jin Choi; J. Moon Lee; B.H. Cho (Korea)
2004 29 [37]
Prasanna U R; Akshay K Rathore (Singapur)
2011 4 [6]
2012 5 [7]*
2013 28 [34]
3
no clamp circuit, dos diodos-2 capacit
(doblador tensión)
Xin Kong; Lim Thian Choi; Ashwin M. Khambadkone.
(Singapur) 2004 21
7
[11]
18,92
Xin Kong; Ashwin M. Khambadkone. (Singapur)
2007 85 [13]
Morten Nymand; Michael A.E. Andersen (Dinamarca)
2008 12 [15]
2010 97 [16]
Morten Nymand; René Tranberg; Mark E. Madsen;
Udaya K. Madawala; Michael A. E. Andersen; (Dinamarca)
2009 6 [20]
Vesa Väisänen; Tomi Riipinen; Pertti Silventoinen (Finlandia)
2010 12 [23]**
Xuancai Zhu; Dehong Xu; Hidetoshi Umida; Kazuaki Mino
(China) 2005 3 [28]
4
no clamp, capacitor-
paralelo-1rio, puente diodo
Chris Iannello; Shinguo Luo; Issa Batarseh. (EUA)
2002 40
6
[2]
16,22
2003 14 [3]
Jiann-Fuh Chen; Ren-Yi Chen; Tsorng-Juu Liang. (China)
2008 45 [14]
Ren-Yi Chen; Tsorng-Juu Liang; Jiann-Fuh Chen; Ray-Lee Lin; Kuo-Ching Tseng.
(China)
2008 40 [17]
P.Parvathy; Dr.N.Devarajan (India)
2012 1 [27]
Stanislaw Jalbrzykowski; Tadeusz Citko (Polonia)
2008 39 [18]
8
5
clamp-interr-condens, 2 diodos-2 capacit
Oday A. Ahmed; J.A.M Bleijs. (Reino Unido)
2009 9
2
[19]
5,41
2011 6 [24]
6
clamp-diodos -resists-condens -transform, puente diodo
Chongming Qiao; Keyue M. Smedley (EUA)
2001 19 1 [9] 2,70
7 clamp-flyback Tsai-Fu Wu; Yung-Chu Chen; Jeng-Gung Yang; Chia-Ling
Kuo (China) 2010 37 1 [22] 2,70
8
inductancias-interrupt-serie, induct-paralelo, dos diodos-2rio
Linquan Zhou; Xinbo Ruan (China)
2003 4 1 [10] 2,70
9 clamp-flyback y snubber en
2rio
Tsai-Fu Wu; Jeng-Gung Yang; Chia-Ling Kuo; Kun-Han Sun;
Yu-Kai Chen (China) 2011 3 1 [25] 2,70
10
clamp-flyback-inductor
adicional 1rio
Ahmad Mousavi; Pritam Das; Gerry Moschopoulos
(Canadá) 2010 6 1 [26]* 2,70
11
clamp diodo-inductor-
condens-no paralelo
A. Averberg; K.R. Meyer; A. Mertens (Alemania)
2008 27 1 [29] 2,70
12
no clamp, capacitor en paralelo con 2 interr 1rio
H. Wang; H.S.H. Chung; S. Tapuchi; A. Ioinovici (China)
2009 27 y 3 1 [30]* 2,70
13 snubber entre el full bribge y el transform.
Xin Zhang; Henry Shu-hung Chung; Xinbo Ruan; Adrian
Loinovici (China) 2010 14 1 [31] 2,70
14 clamp-flyback conectado en
entrada
Ehsan Adib; Hosein Farzanehfard (Irán)
2009 53 1 [32] 2,70
15
PWM 2rio funciona
como clamp en 1rio
Pan Xuewei; Akshay K. Rathore (Singapur)
2014 29 1 [33] 2,70
16
clamp-int-condens-
induct-diodo, 2 diodos-2
capacit segundario
Osama.Y.K. Al-Atbee; J.A.M Bleijs (Reino Unido)
2015 no y
1 1 [35]* 2,70
17
clamp-int-condens-
induct, puente diodos
segundario
Janis Zakis (Letonia); Dmitri Vinnikov (Estonia); Valery Kolosov; Evgen Vasechko
(Ucrania)
2013 3 1 [36] 2,70
TOTAL ARTÍCULOS 37
Notas (se aplican tanto para la tabla 3 como para la tabla 4):
* significa que los autores escribieron dos artículos de la misma topología. El que se presenta es el principal,
el segundo artículo es la profundización de la topología o una comparación con otras. En la referencia
aparecen como [38], [39], [40], [41] y [42], según el orden en que se muestra el símbolo en la tabla.
9
** significa que en el artículo se analizan a detalle las dos topologías.
Tabla 4. Datos de potencia y eficiencia de las topologías.
TOPOLOGÍA PALABRAS CLAVES AÑO ARTÍCULOS
QUE LA ESTUDIA
POTENCIA ANÁLISIS
DE EFICIENCIA
1 bidireccional, clamp-diodo-resist-condens-no paralelo 2005 [1] - -
2006 [12] 3 kW 92
2 clamp-interrupt-condens, puente diodos
2003 [4] 1,6 kW -
2007 [5] 20 kW -
2000 [8]* 1,6 kW 93,3
2010 [21] 20 kW 90
2010 [23]** 10 kW 92
2004 [37] 5 kW 90
2011 [6] 1 kW asumen 90
2012 [7] 300 W -
2013 [34] 500 W 94
3 no clamp circuit, dos diodos-2 capacit (doblador
tensión)
2004 [11] 1,2 kW 83
2007 [13] 600 W 90,5
2008 [15] 1,5 kW 98
2010 [16] 1,5 kW 99
2009 [20] 1,2 kW 97,9
2010 [23]** 10 kW 92
2005 [28] 4 kW 94,5
4 no clamp, capacitor-paralelo-1rio, puente diodo
2002 [2] 5 kW -
2003 [3] 6 kW -
2008 [14] 1,6 kW 87,4
2008 [17] 1 kW 92
2012 [27] - -
2008 [18] 1,4 kW 92
5 clamp-interr-condens, 2 diodos-2 capacit 2009 [19] 1,2 kW 95
2011 [24] 1,2 kW 92,8
6 clamp-diodos-resists-condens -transform, puente diodo
2001 [9] 250 W 90
7 clamp-flyback 2010 [22] 1,5 kW 90
8 inductancias-interrupt-serie, induct-paralelo, dos diodos-2rio
2003 [10] 480 W -
9 clamp-flyback y snubber en 2rio 2011 [25] 1,5 kW 91,5
10 clamp-flyback-inductor adicional en 1rio 2010 [26]* 600 W 92
11 clamp diodo-inductor-condens-no paralelo 2008 [29] 1,2 kW -
12 no clamp, capacitor en paralelo con 2 interr 1rio 2009 [30]* 5 kW 93
13 snubber entre el full bribge y el transform. 2010 [31] 5 kW 94
14 clamp-flyback conectado en entrada 2009 [32] 200 W -
15 PWM 2rio funciona como clamp en 1rio 2014 [33] 250 W 93
16 clamp-int-condens-induct-diodo, 2 diodos-2 capacit
segundario 2015 [35]* 1,5 kW 90
17 clamp-int-condens-induct, puente diodos segundario 2013 [36] 1,5 kW 96,5
10
Nota: en los casos donde se observan el símbolo “-”, es debido a que en el artículo no se realiza un análisis
de eficiencia y por tanto no se tienen los datos.
A continuación se presentan las 3 topologías seleccionadas Fig. 3, 4 y 5 y algunos
comentarios de interés:
Topología 2
Fig. 3. Esquema de la topología 2.
Se presenta un nuevo método para la selección de la capacitancia del circuito clamp
activo. El enfoque desarrollado puede reducir la energía que circula a través de los
interruptores del puente mediante una elección apropiada de la frecuencia de resonancia
entre la inductancia de fuga del transformador y la capacitancia del clamp en relación con
la frecuencia de conmutación. El condensador absorbe el pico de voltaje, limitando la
tensión a través de los dispositivos, teniendo como logro el ZVS de los semiconductores
lo que permite la selección y uso de interruptores de baja tensión con una baja resistencia
en estado activo. Por otra parte el interruptor del clamp se puede desactivar muy cerca de
la condición de ZCS, por lo que las pérdidas de apagado disminuirán considerablemente,
mejorando la eficiencia del convertidor.
Topología 3
Fig. 4. Esquema de la topología 3.
11
Se presenta un nuevo enfoque de diseño de baja inductancia de fuga del transformador.
Niveles muy bajos de inductancias parasitarias del circuito se consiguen mediante el
diseño óptimo del transformador y de los elementos del convertidor.
La inductancia del transformador puede reducirse mediante un extenso entrelazado de los
devanados primario y secundario. Los circuitos clamp en el lado de tensión primaria se
pueden eliminar mediante el uso de Mosfets de potencia totalmente calificados para la
avalancha repetitiva. La tensión nominal de los interruptores primarios se reduce, lo que
disminuye significativamente las pérdidas de encendido en los interruptores. Por último,
los diodos rectificadores de carburo de silicio permiten el apagado rápido del diodo, lo que
reduce aún más las pérdidas.
Topología 4
Fig. 5. Esquema de la topología 4.
Se presenta un convertidor que opera sin disipación de energía en la conmutación. Con el
fin de lograr el ZCS bajo un amplio rango de la carga y con varias tensiones de entrada, el
tiempo de encendido del convertidor elevador se mantiene constante y la tensión de
salida se regula mediante la variación de la frecuencia de conmutación con un tiempo de
apagado constante de los transistores e igual al tiempo de la sobrecarga de los
condensadores conectados en paralelo.
El convertidor propuesto no genera oscilaciones parásitas, ya que todas las capacitancias
e inductancias parásitas están incluidas en un circuito del tanque resonante, por lo tanto
está desprovista de altos picos de corriente y de tensión no controlados.
CONCLUSIONES
Se presentó el convertidor y sus características, así como sus especificaciones de
desempeño.
12
Se encontraron 19 topologías que proponen soluciones para el problema
planteado. Aunque esencialmente los autores se enfocan en 3 de ellas.
La selección está hecha con base en la cantidad de artículos que la estudian, en la
eficiencia del convertidor y que tan complejo puede ser el esquema, pues se busca
confiabilidad.
TAREAS FUTURAS
En la siguiente etapa se parte de las 3 topologías seleccionadas y se realiza un estudio de
las mismas a partir del diseño de una figura de mérito. Esta es una técnica que evalúa
cada uno de los elementos y el comportamiento funcional del esquema. En la tabla 5 se
muestran las actividades a realizar para el próximo semestre. Las celdas que se
encuentran con una cruz, son tareas ya cumplidas.
Tabla 5. Actividades a realizar para el próximo semestre.
Actividades 2016 2017
5 6 7 8 9 10 11 12 1
Revisión bibliográfica x x x x
Capacitación en desarrollo de figuras de mérito
x
Análisis de figuras de mérito con las opciones de compensación de
picos de voltaje
Capacitación en análisis de modos de falla y propagación de fallas
x
Análisis de modos de falla de las opciones analizadas
Análisis de la propagación de las fallas
Capacitación acerca de diseño magnético
13
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14
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Ing. Rosa Iris Viera
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Dr. Ciro Alberto Nuñez