La figura 6.47 muestra un "mezclador de doble puerta", donde M1 y M2 pueden ser vistos como un transistor con dos puertas. Identificar los inconvenientes de este circuito.

Solucin:Para M2 para operar como un interruptor, la tensin de puerta debe caer a VTH 2 por encima de cero (por qu?), Independientemente de las tensiones de saturacin de los dos transistores. Por esta razn, el mezclador de doble puerta llama normalmente para grandes cambios de LO que la topologa activa de un solo equilibrada hace. Adems, puesto que la corriente de RF de M1 est ahora multiplica por una alternancia de onda cuadrada entre 0 y 1, la ganancia de conversin es un medio:

Adems, todos los componentes de frecuencia producidos por M1 aparecen en la salida sin necesidad de traduccin debido a que se multiplican por el valor medio de la onda cuadrada, 1/2. Por lo tanto, la mitad del ruido de parpadeo del dispositivo M1-alta frecuencia y por lo tanto a pequea emerge en SI. Tambin, de baja frecuencia venci componentes resultantes de la distorsin de orden par (captulo 4) en M1 directamente corromper la salida, lo que lleva a una baja IP2. El mezclador de doble puerta no requiere formas de onda diferenciales LO, una ventaja menor. Por estas razones, esta topologa se utiliza raramente en el diseo moderno de RF.

Con un LO sinusoidal, las corrientes de drenaje de los dispositivos de conmutacin salen de ondas cuadradas, que queda aproximadamente igual a una fraccin de cada medio ciclo, T [Fig. 6.48 (a)]. Como se mencion anteriormente, el circuito presenta poca ganancia de conversin durante estos perodos. Ahora queremos para estimar la reduccin en la ganancia.

Un par diferencial que tiene un overdrive de equilibrio de (VGS 2 VTH) eq conducir ms de su corriente de cola para una tensin de entrada diferencial, Vin, de 2 (VGS 2 VTH) eq (para dispositivos de abogados cuadrados). Suponemos que las corrientes de drenaje son ms o menos igual para Vin (VGS 2 VTH) EQ / 5 y calcular el valor correspondiente de T. Tomamos nota de la Fig. 6.48 (b) que, si cada forma de onda de composicin nica LO tiene una amplitud mxima de Vp, DC, a continuacin, LO y LO alcanzar una diferencia de (VGS 2 VTH) EQ / 5 aproximadamente en T / 2 (VGS 2 VTH) eq / 5 / (2Vp, LOLO) segundos. Multiplicando este resultado por un factor de 4 para tener en cuenta el tiempo total en ambos flancos ascendente y descendente y la normalizacin al perodo LO, suponemos que la ganancia total del mezclador que se reduce a

Ejemplo 6.14Repita Ejemplo 6.12, pero tomar la gradual LO bordes en cuenta.La ganancia se expresa por la ecuacin. (6.68) se debe multiplicar por 1 - 2 0.0318 0.97:

As, la gradual LO transiciones menor la ganancia por aproximadamente 0,2 dB.El segundo fenmeno que degrada la ganancia se refiere a la capacitancia total visto en el drenaje del transistor de entrada. Considere un mezclador activo en un medio del ciclo de LO (Fig. 6.49). Con abrupta LO bordes, M2 y M3 est en est apagado, dando una capacidad total en

nodo P igual a

Tenga en cuenta que CGS3 es sustancialmente menor que CGS2 en esta fase (por qu?). La corriente de RF producido por M1 se divide entre CP y la resistencia visto en la fuente de M2, 1 / gm2 (si se descuida efecto del cuerpo). Por lo tanto, la ganancia de conversin de voltaje se reduce por un factor de gm2 / (SCP 1 gm2); es decir, la Ec. (6.72) debe ser modificado como

Qu importancia tiene esta divisin actual? En otras palabras, cmo se compara C^2 P ^2 con g^2 m2 en la expresin anterior? Tenga en cuenta que gm2 / CP es muy por debajo del mximo de fT M2 porque (a) la suma de CDB1, CSB2, CSB 3 y CGS3 es comparable o mayor que CGS2, y (b) la baja tensin de saturacin del M2 (impuesta por la altura libre y los requisitos de ganancia) tambin conduce a una baja fT. Por lo tanto, observamos que el efecto de CP puede llegar a ser crtica para frecuencias ms altas que aproximadamente un dcimo de la mxima fT de los transistores.Ejemplo 6.15Si la resistencia de salida de M2 en la Fig. 6.49 no se descuida, cmo debera ser incluido en los clculos?Solucin Dado que la frecuencia de salida del mezclador es mucho menor que las frecuencias de entrada y LO, un condensador est generalmente ligada a partir de cada nodo de salida a tierra para filtrar los componentes no deseados (Fig. 6.50). Como resultado, la resistencia se ve en la fuente de M2 en la Fig. 6,50 es simplemente igual a (1 / gm2) || RO2 porque el condensador de salida establece una tierra de CA en el drenaje de M2 en la frecuencia de entrada.

Ejemplo 6.16Comparar las ganancias de conversin de voltaje de mezcladores activos de un solo equilibradas y de doble equilibrada.De la Fig. 6.43 (a), reconocemos que (VX1 - VY1) / VRF es igual a la ganancia de conversin de voltaje de un mezclador balanceado simple. Tambin, VX1 = VY2 y VY1 = VX2 si VRF =-2VRF. Por lo tanto, si Y2 est en cortocircuito a X1 y X2 a Y1, estas tensiones de nudo permanecen sin cambios. En otras palabras, VX 2 VY en la Fig. 6.43 (b) es igual a 2 VX1 -VY1 en la fig. 6.43 (a). Por tanto, la ganancia de conversin de voltaje diferencial de la topologa de doble equilibrado est dada por

que es la mitad de la de la contraparte de un solo equilibrada. Esta reduccin se plantea porque el espacio para la cabeza de tensin limitado no permite una resistencia de carga de RD en la Fig. 6.43 (b) (Ejemplo 6.11).

RUIDO EN MEZCLADORES ACTIVOSEl anlisis de ruido en mezcladores activos es algo diferente del estudio llevado a cabo en la Seccin 6.2.3 para los mezcladores pasivos. Como se ilustra conceptualmente en la Fig. 6.51, los componentes de ruido de inters se encuentran en el rango de RF antes de conversin descendente y en el rango SI despus de conversin descendente. Tenga en cuenta que la traslacin de frecuencia de ruido de RF por los dispositivos de conmutacin prohbe el uso directo de pequea seal AC y anlisis de ruido en simuladores de circuitos (como se hace para los LNA), necesitando simulaciones en el dominio del tiempo. Por otra parte, el ruido aportado por los dispositivos de conmutacin exhibe estadsticas variables en el tiempo, lo que complica el anlisis.

ANLISIS CUALITATIVOPara comprender mejor el comportamiento de ruido de mezcladores activos, comenzamos con un estudio cualitativo. Primero vamos a suponer transiciones LO abruptos y consideramos la

En esta fase, el circuito se reduce a una estructura cascada, con M2 contribuir algo de ruido debido a la capacitancia en el nodo P (captulo 5). Re llamada desde el anlisis de LNA cascada en el captulo 5 que, a frecuencias muy por debajo de fT, la corriente de ruido de salida generada por M2 es igual a Vn, M2CPs [Fig. 6.52 (b)]. Este ruido y la corriente de ruido de M1 (que es dominante) se multiplican por una alternancia de onda cuadrada entre 0 y 1. El transistor M3 juega un papel idntico en el prximo ciclo de la mitad de la LO.Consideremos ahora un caso ms realista donde las transiciones LO no son bruscos, lo que permite M2 y M3 para permanecer en forma simultnea durante una parte del perodo. Como se representa en la Fig. 6.53, el circuito ahora se asemeja a un par diferencial cerca del equilibrio, amplificando el ruido de M2 y M3-mientras que el ruido de M1 tiene poco efecto sobre la salida porque se comporta como una perturbacin de modo comn.

Ejemplo 6.17Comparar mezcladores activos de un solo equilibradas y de doble equilibrado en trminos de su comportamiento ruido. Supongamos corriente de polarizacin total del ltimo es el doble del anterior.Solucin. Primero vamos a estudiar las corrientes de ruido de salida de los mezcladores [Fig. 6.54 (a)]. Si la corriente total de ruido de entrada diferencial de la topologa de un solo equilibrada es I^2nsing , que la del circuito de doble equilibrado es igual a I^2n, = 2I^2nsing, (por qu?). A continuacin, determinamos los voltajes de ruido de salida, teniendo en cuenta que las resistencias de carga difieren por un factor de dos [Fig. 0.54 (b)]. Tenemos

Pero recuerdo del ejemplo 6.16 que la ganancia de conversin de voltaje del mezclador de doble equilibrada es la mitad de la de la topologa de un solo equilibrada. Por lo tanto, los voltajes de ruido de entrada-referido de los dos circuitos estn relacionados por

En esta derivacin, no hemos incluido el ruido de las resistencias de carga. El lector puede demostrar que la Ec. (6.81) sigue siendo vlida incluso con su ruido de tenerse en cuenta. Por consiguiente, el mezclador balanceado simple exhibe menos ruido de entrada y consume menos energa.Ejemplo 6.17 continuacin.

Es importante hacer una observacin en relacin con el mezclador de la figura. 6.53. El ruido generado por el oscilador local y su tope se vuelve indistinguible del ruido de M2 y M3 cuando estos dos transistores son equilibrados. Como se representa en la Fig. 6,55, un par diferencial que sirve como tope de LO puede producir una salida de ruido mucho ms alta que la de M2 y M3. Por tanto, es necesario simular el comportamiento del ruido de mezcladores con el circuito de LO presente.

Estudiar el efecto del ruido LO sobre el desempeo de los mezcladores activos de doble balance.

Dibujo del circuito como se muestra en la Fig. 6.56, observamos que la tensin de ruido LO se convierte en corriente por cada par de conmutacin y suma con polaridades opuestas. Por lo tanto, la topologa de doble balance es mucho ms inmune a LO-ruido una propiedad til obtenida a costa de la perdida de ruido 3-dB expresado por la ecuacin. (6.81) y la mayor disipacin de potencia. Aqu, hemos asumido que los componentes de ruido en LO y LO- son diferenciales. Estudiamos este punto en el problema 6.6, concluyendo que esta suposicin es razonable para un buffer diferencial cierto, pero no para un circuito cuasi-diferencial.

ANLISIS CUANTITATIVOConsidere el mezclador balanceado simple representado en la Fig. 6.51. De nuestro anlisis cualitativo, identificamos tres secciones en el circuito: la seccin de RF, la seccin de la variable en el tiempo (conmutacin), y la seccin de IF. Para estimar la tensin de ruido de entrada-mencionada, se aplica el siguiente procedimiento: (1) para cada fuente de ruido, determinar una "ganancia de conversin" a la salida SI; (2) multiplicar la magnitud de cada ruido por la ganancia correspondiente y sumar todos los poderes resultantes, obteniendo as el ruido total en la salida SI; (3) dividir el ruido de salida por la ganancia global de la conversin de la mezcladora para referirse a la entrada. Comencemos el anlisis asumiendo abrupta LO transiciones con un ciclo de trabajo del 50%. En cada medio ciclo de la LO, el circuito se asemeja a la de la Fig. 6,57, es decir, el ruido de M1 (En 1, M1) y cada uno de los dispositivos de conmutacin se multiplica por una alternancia de onda cuadrada entre 0 y 1. Hemos visto en el Ejemplo 6.4 que, si el ruido blanco se enciende y se apaga con el ciclo de trabajo del 50%, el espectro resultante es todava blanco, mientras que la realizacin de la potencia media. Por lo tanto, la mitad de las potencias de ruido (cuadrado cantidades actuales) de M1 y M2 se inyecta en nodo X, generando una densidad espectral de ruido de salida dada por Donde

Indica la corriente de ruido inyectado por M2 en nodo X. El ruido total en el nodo X es, por tanto, igual a

La potencia de ruido debe duplicarse para tener en cuenta que en el nodo Y y luego se divide por el cuadrado de la ganancia de conversin. De la ecuacin. (6,76), la ganancia de conversin en presencia de una capacitancia en el nodo P es igual a para bordes abruptos LO Tenga en cuenta que se dan de la CP utilizada para la contribucin de ruido de M2 y clculo de ganancia (6.75) y (6.78), respectivamente, y un poco diferente. Sin embargo, suponemos que son aproximadamente iguales. Por tanto, la tensin de ruido de entrada-mencionada est dada por

Si el efecto de CP es insignificante, a continuacin, Ejercicio 6.19