Tema 1

Dispositivos de Potencia

Regiones operativas de componentes

El Diodo de Potencia Técnicas para mejorar la VBD.

V 1 V 2

da

V 1 V 2

db

El Diodo de Potencia

V máx Imáx V directo T conmut AplicacionesRecitificadores AltaTensión

30Kv 0.5A 10V 100n Alta tensión

Propósito General 5Kv 10KA 0,7 a 2,5V 25u Rectificadores a 50HzRecuperación rápida 3Kv 2KA 0,7 a 1,5V <5u Circuitos conmutados Diodos Schottky 120v 300A 0,2 a 0,9V 30n Circuito s conmutados BTZéner de Potencia 300v 75W Referencias de tensiones

El Diodo de Potencia Características de catálogo:

Tensión inversa de trabajo, VRWM= máxima tensión inversa que puede soportar de forma continuada sin peligro de avalancha.

Tensión inversa de pico repetitiva, VRRM= máxima tensión inversa que puede soportar por tiempo indefinido si la duración del pico es inferior a 1ms y su frecuencia de repetición inferior a 100Hz.

Tensión inversa de pico único, VRSM= máxima tensión inversa que puede soportar por una sola vez cada 10 ó más minutos si la duración del pico es menor a 10ms.

Características Dinámicas

Pérdidas en los diodos

Diodo Schottky de potencia

BJT de potencia

Definición de corte: Cuando se aplica una tensión VBE ligeramente negativa para que I E 0 ; IC I B IC0

Funcionamiento del BJT. Zona activa

Funcionamiento del BJT. Cuasi-saturación

El límite de la zona activa se alcanza cuando VCB=0

Funcionamiento del BJT. Saturación.

Funcionamiento del BJT. Ganancia

BJT en conmutación. Corte

BJT en conmutación. Saturación

BJT en conmutación. Potencia disipada.

PON OFF

16

.V CC . I Cmáx .tr t f

T

Pconducción V CEsat . I C.

tT

Circuitos de excitación de transistores bipolares.

Dispositivo controlado por corriente.

Tiempo de puesta en conducción depende de la rapidez con la

que se inyecte las cargas necesarias en la base del transistor.

Velocidades de conmutación de entrada se pueden reducir

aplicando inicialmente un pico elevado de corriente de base y

disminuyendo la corriente hasta la necesaria para mantener el

transistor en conmutación. Igualmente se necesita un pico de

corriente negativa en el apagado.

Excitación en función a la posición de la carga

Esquema ejemplo.

Formulación.

1

1

2

1 2

1 2

1 2

.. .

i BEB

i BEB

E

V VI

R

V VI

R R

R RR C C

R R

Cuando la señal pasa a nivel alto R2 estará cortocircuitada inicialmente. La corriente de base inicial será IB1.

Cuando C se cargue, la corriente de base será IB2.

Se necesitará de 3 a 5 veces la constante de tiempo de carga del condensador para considerarlo totalmente cargado.

La señal de entrada pasa a nivel bajo en el corte y el condensador cargado proporciona el pico de corriente negativa.

Forma de onda de la IB

Comparación de IB con y sin L

Ejemplo.

• Diseñar un circuito de excitación de un BJT (TIP31C). Que tenga un pico de 1A de corriente de base y de 0.2A en conducción. La tensión de excitación es de 0 a 5V, cuadrada, con un ciclo de trabajo del 50% y una frecuencia de conmutación de 25Khz.

1 1

1 1

2 2

1 2 2

1 2

1 2

5 11 4

5 10,2 16

4

. 4.16 20. . . 1,25

4 16 5

i BEB

i BEB

E

V VI A R

R R

V VI A R

R R R

R R uR C C C C uF

R R

Simulación del ejemplo

Potencias perdidas en ambos casos

Enclavador Baker

• Se usa para reducir los tiempos de conmutación del transistor bipolar.

• Mantiene al transistor en la región de cuasi-saturación.

• Evita que VCE sea muy baja.

• Las pérdidas son mayores.

.CE BE D DsV V nV V

DnD1DsD0Vcc

Darlington

Incrementar la Beta del transistor equivalente, con el fin de mejorar la excitación

MOSFET. Curvas características.

zona óhmica , VGS V T V DS , iD kWL

. V GS V T .V DS

V DS2

2

RDS ON

1

k.WL

V GS V T

zona de saturación , V GS V T V DS iD

k2

.WL

V GS V T

2

Diodos en antiparalelo asociados

Efecto de las capacidades parásitas en VG

El efecto de la conmutación de otros dispositivos puede provocar variaciones importantes en la tensión de puerta debido al acoplamiento capacitivo parásito.Cuanto menor sea RG, menos se notará este efecto

Apagado y encendido en un MOSFET

Características dinámicas

PON OFF

16

.V CC . I Dmáx .tr t f

T

Pconducción I D2 . r DS ON .

tT

Circuitos de excitación de MOSFET

Es un dispositivo controlado por tensión.

Estado de conducción se consigue cuando la tensión puerta-fuente

sobrepasa la tensión umbral de forma suficiente.

Corrientes de carga son esencialmente 0.

Es necesario cargar las capacidades de entrada parásitas.

Velocidad de conmutación viene determinada por la rapidez con que la

carga de esos condensadores pueda transferirse.

Circuito de excitación debe ser capaz de absorber y generar corrientes

rápidamente para conseguir una conmutación de alta velocidad.

Carga de las capacidades parásitas

Diferencias de excitación con el BJT

Detalles

Detalles

Ejemplo

• Calcular la excitación de un Mosfet de potencia que tiene las siguientes características:

– VTH=2 a 4V.

– VGSmáx=20V

– VDSmáx=100V

– Capacidades parásitas= las de la figura.

• Se precisa que el Mosfet conmute al cabo de 50ns o menos. Si la tensión de excitación es de 12V y la de alimentación es de 100V calcular la corriente necesaria y la RB que la limite.

Solución

• Vemos que las capacidades de entrada y salida a más de 60V es de 300pF y 50pF respectivamente. Como ambas se tienen que cargar, necesitaremos:

100 12I . 50 . 88

5012 2

. 300 . 6050

148

DGDG DG

GSG GS

dV V VC pF mA

dt nsdV V V

I C pF mAdt ns

Total mA

Circuito propuesto.

12 454 50

148B

V VR normalizado

mA

Simulación.

Funcionamiento del SCR.

Característica estática del SCR

Mecanismo de cebado.

Curvas V e I del SCR durante conmutación.

Formas de provocar el disparo en un SCR

• Corriente de puerta.• Elevada tensión ánodo-cátodo.• Aplicación de Vak positiva antes de que el bloqueo haya terminado.• Elevada deriva Vak.• Temperatura elevada.• Radiación luminosa.

Autodisparo

Autodisparo

Disparo normal

TRIAC

TRIAC. Característica estática

Cuadrantes de disparo del TRIAC

Disparo de un triac.

Formas alternativas de disparo

Circuitos auxiliares

Ejemplo de V e I en una aplicación

Circuito equivalente del IGBT

IGBT. Curva característica

Características de conmutación.

Valores límites del IGBT

Capacidades parásitas en un IGBT

Característica estática del GTO

Funcionamiento del GTO

I G

I A

OFFOFF

2

1 2 1

Formas de onda de IG

Para entrar en conducción se necesita una subida rápida y valor IG suficientes.Se mantiene una IgonPara cortar se aplica una IG negativa muy grande.Debe mantenerse una VG negativa para evitar que conduzca de forma espontánea

Circuito de excitación de puerta del GTO

Conmutación del GTO

Encendido por corriente positiva.

Apagado del GTO por corriente negativa

Comparación entre los dispositivos de potencia

UJT

El transistor uniunión (UJT, unijunction transistor) es un dispositivo de conmutación del tipo ruptura. Sus características lo hacen muy útil en muchos circuitos industriales, incluyendo temporizadores, osciladores, generadores de onda, y más importante aún, en circuitos de control de puerta para SCR y TRIACs.Cuando el voltaje entre emisor y base1 Veb1, es menor que un cierto valor denominado voltaje de pico, Vp, el UJT está CORTADO, y no puede fluir corriente de E a B1 (Ie=0). Cuando Veb1 sobrepasa a Vp en una pequeña cantidad, el UJT se dispara o CONDUCE. Cuando esto sucede, el circuito E a B1 es prácticamente un cortocircuito, y la corriente fluye instantáneamente de un terminal a otro. En la mayoría de los circuitos con UJT, el pulso de corriente de E a B1 es de corta duración, y el UJT rápidamente regresa al estado de CORTE.

UJT. Circuito equivalente.

VBB : Tensión interbase. rBB : Resistencia interbaseVE : Tensión de emisor. IE : Intensidad de emisor. VB2 : Tensión en B2, (de 5 a 30 V para el UJT polarizado). VP : Tensión de disparoIP : Intensidad de pico (de 20 a 30 µA.). Vv : Tensión de valle de emisor Iv : Intensidad valle del emisor. VD : Tensión directa de saturación del diodo emisor (de 0,5 y 0,7 V). µ : Relación intrínseca (de 0,5 a 0,8)

r BB r B1 r B2

r B1

r B1 r B2

V P V R1 V D

UJT. Funcionamiento

El transistor monounión (UJT) se utiliza generalmente para generar señales de disparo en los SCR. En la figura se

muestra un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres terminales, conocidos como emisor E, base1 B1 y base2

B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre bases rBB con

valores en el rango de 4.7 y 9.1 K). Cuando se aplica el voltaje de alimentación Vs, se carga el condensador C a través

de la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en circuito abierto. La constante de tiempo del circuito de

carga es T1=RC. Cuando el voltaje del emisor VE, llega a un valor pico Vp, se activa el UJT y el capacitor se descarga a

través de RB1 a una velocidad determinada por la constante de tiempo T2=RB1C. T2 es mucho menor que T1. Cuando

el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el

ciclo de carga.

El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar el SCR. El periodo de oscilación,

T, es totalmente independiente del voltaje de alimentación Vs y está dado por:

T RC ln1

1

PUT.

El transistor monounión programable (PUT) es un pequeño

tiristor con el símbolo de la figura. Un PUT se puede utilizar

como un oscilador de relajación, tal y como se muestra. El

voltaje de compuerta VG se mantiene desde la alimentación

mediante el divisor resistivo del voltaje R1 y R2, y

determina el voltaje de disparo Vp. En el caso del UJT, Vp

está fijado por el voltaje de alimentación, pero en un PUT

puede variar al modificar el valor del divisor resistivo R1 y

R2. Si el voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de

compuerta VG, se conservará en su estado inactivo, pero si

el voltaje de ánodo excede al de compuerta más el voltaje de

diodo VD, se alcanzará el punto de disparo y el dispositivo

se activará. La corriente de pico Ip y la corriente de valle Iv

dependen de la impedancia equivalente en la compuerta RG

= R1R2/(R1+R2) y del voltaje de alimentación en Vs. En general Rs está limitado a un valor por debajo de 100 Ohms.

T RC ln 1R2

R1

Aplicación con UJT

RT (resistencia de carga de CT): De

ellos depende la frecuencia de

oscilación.

UJT: Proporciona el impulso VOB1 a

la puerta del SCR.

R1: Proporciona un paso a la corriente

de base del UJT (IBB) antes de

dispararlo. Evita que IBB circule por

la puerta del SCR produciendo un

disparo indeseado.

Valor: El necesario para que VGK

esté por debajo de la mínima tensión

de disparo.

R2: Estabiliza el funcionamiento del

dispositivo frente a aumentos de

temperatura.

Aplicación con UJT

RT máxV BB V P

I P

RT mínV BB V V

I V

RT máx RT RT mín

T RT .CT . ln11

dondeV P

V BB

R1 máxr BB .V GK mín

V BB

R2 100 a 300

DIAC

Diac (Diode Alternative Current): dispositivo bidireccional simétrico (sin polaridad) con dos electrodos principales, MT1 y MT2, y ninguno de control. Su estructura es la representada. En la curva característica tensión-corriente se observa que: V(+ ó ) < VS ; el elemento se comporta como un circuito abierto. V(+ ó ) > VS; el elemento se comporta como un cortocircuito. Se utilizan para disparar esencialmente a los triacs.

Otros dispositivos de disparo

Optoacopladores

También se denominan optoaisladores o dispositivos de acoplamiento óptico. Basan su funcionamiento en el empleo de un haz de radiación luminosa para pasar señales de un circuito a otro sin conexión eléctrica.

Fundamentalmente este dispositivo está formado por una fuente emisora de luz, y un fotosensor de silicio, que se adapta a la sensibilidad espectral del emisor luminoso.

Optoacopladores

Optoacopladores

Circuito con optoacopladores

Acopladores Inductivos

Circuito Equivalente

Ejemplo de acoplo inductivo

Problemas generados por el calor

Tiempo medio entre fallos para diversos semiconductores. MIL-HDBK-217

Producción de calor

.R m mP V I

20,5. . . . 2C MP C V sen t

20,5. . . . 2L MP L I sen t

Resistores:

Capacitores:

Inductores:

6,51. .n mcore máxP f B

Transferencia de calor

Transferencia de calor

Convección

Conducción

Radiación

.c

c s

qT

h A

.

. c

q LT

k A

4 41,2 1 2. . .rq F A T T

qc = flujo de calor por convección desde la superficie.

hc = coeficiente de transferencia de calor de convección.

As = superficie de transmisión de calor.

q = flujo de calor por conducción.

L = longitud de conducción.

Ac = área transversal de conducción.

k = coeficiente de conductividad térmica del material.

T = diferencia de temperaturas.

coeficiente de emisividad (0 a 1)

Constante de Stefan-Boltzmann

= área de radiación

T1 y T2 = diferencias de temperatura superficial

F1,2 = factor de diferencia entre las dos superficies de los diferentes cuerpos

Conductividad térmica

Resistencias térmicas

Resistencias térmicas

1,2 1,2. ThT P R

Impedancia térmica

Comportamiento dinámico

Disipadores

Transitorios en las líneas de alimentación

Topología de protección

Componentes para protección

Características

Circuitos de protección

a) Protección en líneas equilibradas de comunicaciones.

b) Protección contra descargas en antenas. Insuficiente protección de componentes posteriores.

c) Gran capacidad de absorción de corriente. Ideal para líneas de red.

d) Circuito mejorado. El inductor permite la conmutación de sobrecorriente del varistor al descargador.

e) Evita la corriente de seguimiento de la red.

f) También evita la corriente de seguimiento de la red, pero mejora el anterior.

Circuitos de protección

g) Dobla la capacidad energética de limitación de sobretensiones.

h) Igual que el anterior pero más rápido.

i) Ideal para líneas de comunicaciones, es mejor que el circuito “d”, pero peor cuando los impulsos de sobretensión tienen una pendiente lenta.

j) El automatismo sirve para evitar que el varistor quede cortocircuitado en caso de envejecimiento.

k) Circuito básico de protección en modo común.

Protecciones contra excesos eléctricos

Dispuestos de mayor a menor capacidad de disipación de energía y de menor a mayor velocidad de respuesta.

Protecciones para red

El primero es un circuito básico que puede proteger una línea de red en modo diferencial y en modo común.

El segundo es un circuito de protección en modo común con tres escalones. Puede quedar un cierto nivel de tensión diferencial.

El tercero es un circuito completo de protección en modo común y en modo diferencial.

Protecciones para líneas de entrada de datos.

Protecciones para líneas de entrada de datos.

Protecciones con diodos supresores de sobretensiones.

Protecciones con diodos supresores de sobretensiones.

Protecciones terciarias contra sobretensiones de alta frecuencia.

Protección de alta seguridad.

Filtros de red comerciales

Protección contra transitorios. Snubbers

ivPPIL

Circuito de protección de transistor

i

v

P

i

v

P

v

P

i

ILDLDsC

Pérdidas en función a C

Formulación.

2

0

1..................................0

2

1....

2..................................................................

tL L

f

f f

t L fLC L c f f f x

tf

S x

I t I tdt t t

C t Ct

I tIV t I dt v t t t t t t

C C CV t t

.

2L f

f

I tC

V

Si la corriente del interruptor llega a cero antes de que el condensador se cargue por completo la tensión del condensador se calcula a partir de la primera ecuación, saliendo:

El condensador se elige a veces de forma que la tensión del interruptor alcance su valor final al mismo tiempo que la corriente vale cero

.

2L f

S

I tC

V

Formulación.

Para calcular el valor de la resistencia, ésta se elige de forma

que el condensador se descargue antes de que el transistor

vuelva a apagarse. Se necesitan de 3 a 5 intervalos de tiempo

para que se descargue el condensador.

2

2

2

5 ,5

1

21

122

ONON

S

S

R S

tt RC R

C

W CV

CVP CV f

T

Formulación.

Las pérdidas en el transistor varían con el circuito que se añade. La

primera fórmula se refiere a las pérdidas en el transistor sin circuito

de protección.

2 22

0 0

1

2

11

2 24

Q L S s f

T tf L fLQ Q Q L

f f

P I V t t f

I t fI t tP v i dt f I dt

T Ct t C

Comparación sin y con snubber.