Diseño de un sintetizador para 31 mts para receptores de

radiodifusión

Por Sigfredo Pagel Telecomunicación Vigo

Se propondrá, como ejemplo de realización, un sintetizador para operar en frecuencias

de la gama de HF. Se trata de un sintetizador para la banda de radiodifusión de los 19m, y se utilizará una frecuencia intermedia de 455kHz.

El sintetizador estará basado en el CI Motorola MC145151-2. Se trata de un CI de tecnología CMOS que puede ser combinado con un VCO externo y un filtro de paso bajo para obtener un sintetizador de frecuencia. Se le puede utilizar en receptores de AM, FM, CATV, TV, radioaficionado, etc. Si bien este integrado se encuentra e la lista de los EOL (End of Life), es decir, que se lo dejará de fabricar dentro de algún tiempo, no es menos cierto que con esta disposición se tiene una de las visiones más claras y didácticas de cómo es un sintetizador, luego vendrán las sofisticaciones, pero lo básico y lo más conceptual están aquí en el MC145151.

Este chip presenta dos contadores programables, N y R. El contador N se programa a través de 14 líneas de entrada de datos en paralelo (N0 a N13) y el contador R presenta 3 líneas (RA0, RA1, RA2), Figura 1. El MC145151-2 está constituido por un oscilador de referencia que opera con un cristal externo, un divisor de referencia seleccionable, un detector de fase digital y un contador, divisor por N programable de 14 bits. La alimentación de potencia se debe realizar desde una fuente de 3 a 9V, según las especificaciones que son.

−Frecuencia máxima de entrada de 30MHz. −Divisor programable de 14 bits para la señal del lazo. −Divisor programable con 8 factores de división prefijados, para la señal de

referencia (8, 128, 256, 512, 1024, 2048, 2410, y 8192). −Señal de referencia generada internamente con cristal de cuarzo externo de

la frecuencia deseada.

Para generar las frecuencias deseadas habrá que adoptar los factores de división y la frecuencia de referencia que satisfagan los requisitos del diseño. Se impone, de esta manera, tener en cuenta la relación entre la frecuencia de referencia y la frecuencia de salida del oscilador local que para este dispositivo está fijado por la Ec. 1,

( )0 rf N R f= 1

En la expresión 1 se ha adoptado la siguiente notación.

fR frecuencia de referencia. N factor de división de la señal proveniente del lazo. R factor de división de la señal de referencia. fo frecuencia de salida.

2

En la gama de HF la radiodifusión se transmite en bandas así, por ejemplo, la banda de los 31m se encuentra entre 9415kHz y 10050kHz ocupando, de esta manera, un ancho de 635kHz. Otras bandas de radiodifusión presentan anchos similares pero no necesariamente iguales, unas veces mayores, otras, menores. Dentro de una determinada banda el paso de frecuencia de emisión (salto entre dos posibles frecuencias centrales) se encuentra homologado en 5kHz. Si se tiene en cuenta que el ancho de banda de cada canal está homologado en 10kHz, lo anterior parece una incongruencia; esto no es así dado que la asignación de frecuencias, dentro de una determinada banda, está regulada en todo el mundo por zonas y nunca se asignan frecuencias cercanas con una separación menor de 10kHz para evitar las interferencias.

El sintetizador debe generar frecuencias discretas cada 5kHz que dependen del código que se introduzca, de manera que será ese código el que indique el factor de división para la señal de lazo (N). Cuando se pasa de un código al siguiente se deberá obtener un incremento constante de frecuencia de 5kHz, esto se consigue mediante el divisor por R actuando sobre la frecuencia de referencia fR,

; 5Ro o

ff f kHz

R∆ = ∆ = 2

Para determinar fR y R deberá tenerse en cuenta:

−El paso de frecuencia de salida debe ser ∆fo=5kHz. −El factor de división R debe encontrarse entre los previstos para el dispositivo: 8, 128, 256, 512, 1024, 2048, 2410, y 8192.

Si se parte de los cristales disponibles en el comercio para una determinada frecuencia de referencia y los 8 valores de R por los que se puede dividir esta señal de referencia, se observa que con un cristal de 10.24MHz y un factor de división de 2048 se consiguen pasos exactos de 5kHz. Llegados a este punto hay que decir que una banda tan amplia requeriría unos 8 bits de control, dado que hemos decidido utilizar un bus de control de 7 conmutadores (7 bits de control) el ancho de banda será algo menor. Para la formación del bus de control, 6 líneas irán montados en una batería (“array”) de conmutadores, mientras que el bit menos significativo (LSB) irá en conmutador independiente, dado que sólo se consiguen arrays de 6 unidades.

La siguiente tarea consistirá en determinar el código N para lograr una banda de frecuencias dada dentro de la banda de los 31 mts.

Los bits del código N de que dispone nuestro chip son de un total de 14 bits, de los cuales los 7 menos significativos serán asignados al "bus" de datos (para un control con un paso fijo) y los 7 restantes se dejarán fijos para centrar la banda.

El “bus” de datos, 7 conmutadores uno por cada bit de control, permite obtener una banda donde caben 127 posibles frecuencias cubriendo un ancho* de

* Nótese que la banda principal de los 31m se encuentra comprendida entre 9250kHz y

10000kHz, un ancho de 750kHz, de los cuales aquí sólo se utilizarán 635kHz.

3

127×5000kHz=635kHz. De esta forma, código N puede descomponerse en 2 partes:

128N b c= + 3

b= Número del canal (7 bits). c= Valor fijo de 7 bits, para centrar la frecuencia en el entorno de los 15MHz.

Figura 1 Esquema básico del sintetizador de frecuencias con MC145151-2

Se va a trabajar con una frecuencia intermedia de 455kHz y además se requiere por razones de cobertura, en este caso particular, hacer operar al oscilador local por debajo de la frecuencia de la señal. De esta forma, la frecuencia mínima del OL será f01=9.415−455=8.960MHz. Habrá que localizar ahora un entero para c, tal que la frecuencia de salida sea lo más próxima a la frecuencia del canal 0 (idealmente, con b=0), para ello establecemos la Ec. 4.

6 61

1288.96 10 10.24 10 14

2048o R

N cf f c

R

×= × = = × ⇒ = 4

Como se observa, el valor de “c” que satisface la Ec. 4 es exactamente c=14 y resulta entero. Esto no es casual, se produce por la adecuada imposición de la frecuencia mínima del sintetizador en 8.960MHz.

Veremos ahora cómo se obtiene el código a partir de lo calculado. Para b=0, canal 1, el código vale N=0+128c=128×14=1792. Este valor se representa en binario por 0001110 y corresponde a la asignación de los 7 bits fijos del registro N. A partir de este valor, en la Figura 2a marcamos con “X” los diferentes bits variables (127 posibles) para la sintonía, canales N0−N6. En Figura 2b, los bits de sintonía están todos a cero por tratarse del primer canal. Estos bits se incrementarán de uno en uno a medida que se sintonizan los diferentes canales.

4

Figura 2 Estructura del código: a) genérico; b) canal 0

La generación de los diferentes canales se muestra en la Tabla 1.

Canal b N=b+128c fOL=N∆f fRF

0 (0000000) 1792 5 kHz 8960 kHz 9415 kHz … ……. …. … …. ….

127 (1111111) 1919 5 kHz 9595 kHz 10050 kHz

Tabla 1

El esquema en bloques representativo de este diseño se puede observar en la Figura 3 donde se indica el primer valor N=1792 correspondiente al canal 0: fOL1=8960kHz (frecuencia de recepción fRF1=8.960+0.455=9.545MHz).

Se ha puesto de manifiesto también el número por el cual se divide el oscilador de referencia que es el 2048.

Figura 3 Diagrama en bloques final del sintetizador

En la Tabla 2 se facilitan las frecuencias susceptibles de recepción† hasta el

canal Nº: 119. Se pretende facilitar la sintonía mediante la correspondiente codificación binaria de los 7 bits de control.

† Cabe recordar que el último canal que se puede recibir con esta configuración es el

Nº 127, a pesar que la tabla se ha truncado en el Nº 119.

5

fRF_kHz Control 7bit fRF_kHz Control 7bit fRF_kHz Control 7bit

C0 9415 0000000 C40 9615 0101000 C80 9815 1010000

9420 0000001 9620 0101001 9820 1010001

9425 0000010 9625 0101010 9825 1010010

9430 0000011 9630 0101011 9830 1010011

9435 0000100 9635 0101100 9835 1010100

9440 0000101 9640 0101101 9840 1010101

9445 0000110 9645 0101110 9845 1010110

9450 0000111 9650 0101111 9850 1010111

9455 0001000 9655 0110000 9855 1011000

C9 9460 0001001 C49 9660 0110001 C89 9860 1011001

9465 0001010 9665 0110010 9865 1011010

9470 0001011 9670 0110011 9870 1011011

9475 0001100 9675 0110100 9075 1011100

9480 0001101 9680 0110101 9880 1011101

9485 0001110 9685 0110110 9885 1011110

9490 0001111 9690 0110111 9890 1011111

9495 0010000 9695 0111000 9895 1100000

9500 0010001 9700 0111001 9900 1100001

9505 0010010 9705 0111010 9905 1100010

C19 9510 0010011 C59 9710 0111011 C99 9910 1100011

9515 0010100 9715 0111100 9915 1100100

9520 0010101 9720 0111101 9920 1100101

9525 0010110 9725 0111110 9925 1100110

9530 0010111 9730 0111111 9930 1100111

9535 0011000 9735 1000000 9935 1101000

9540 0011001 9740 1000001 9940 1101001

9545 0011010 9745 1000010 9945 1101010

9550 0011011 9750 1000011 9950 1101011

9555 0011100 9755 1000100 9955 1101100

C29 9560 0011101 C69 9760 1000101 C109 9960 1101101

9565 0011110 9765 1000110 9965 1101110

9570 0011111 9770 1000111 9970 1101111

9575 0100000 9775 1001000 9975 1110000

9580 0100001 9780 1001001 9980 1110001

9585 0100010 9785 1001010 9985 1110010

9590 0100011 9790 1001011 9990 1110011

9595 0100100 9795 1001100 9995 1110100

9600 0100101 9800 1001101 10000 1110101

9605 0100110 9805 1001110 10005 1110110

C39 9610 0100111 C79 9810 1001111 C119 10010 1110111

Tabla 2

Desarrollo del circuito final

El VCO para este proyecto estará basado en la configuración Clapp-Gouriet. Se comenzará por determinar los componentes utilizando la rutina ClappG desarrollada para este oscilador en el entorno MatLab; la rutina se detalla a continuación partiendo de la frecuencia máxima del oscilador para nuestra banda que, en este caso, es fOLmáx=9.595 MHz, en fOLmáx se trabaja con la capacidad mínima del varactor y ésta está limitada por la tensión de alimentación.

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function ClappG(fOL)

disp(‘ ClappG(fOL)') % % Esta rutina calcula los componentes de un oscilador Clapp-Gouriet para frecuencias % de la banda de HF a partir de valores normalizados de impedancia sin tener en cuenta % la capacidad del varactor, valor que se considerará en el siguiente paso con la rutina % ClappL donde se recalculará L. ( ver solid State Design W. Hayward pag. 34). % Los valores de frecuencia se ingresan en Hz. % wOL=2*pi*fOL; Cfb=1/(wOL*45); Cc=1/(100*wOL); Co=1/(750*wOL); L=140/wOL; disp (' ____________________________________') disp ' ' disp(' Cfb(pF) Cc(pF) Co(pF) L(uH) ') disp(' ') a=Cfb*1e12; b=Cc*1e12; c=Co*1e12; d=L*1e6; disp([a,b,c,d]) disp ' _______________________________________'

De la ejecución de esta rutina surgen los valores nominales de sus componentes: >> ClappG(9.595e6) ___ClappG(fOL) __________________________________ Cfb(pF) Cc(pF) Co(pF) L(uH) 368.6062 165.8728 22.1164 2.3222 ___________________________________ >>

Sobre la base de estos valores se adoptarán los condensadores comerciales más próximos que son: Cfb=390pF y Cc=180pF. En estas condiciones la inductancia deberá recalcularse para que resuene con estos valores comerciales, para ello, hemos desarrollado una rutina denominada ClappL. Esta rutina debe incorporar las capacidades anteriores y, además, la capacidad del varactor, la capacidad base-emisor del transistor y una capacidad Cs, trimmer, en paralelo con la inductancia (para ajustes ulteriores); la rutina es:

function ClappL(fOL, Cfb, Cc, Cv, Cs, Cbe)

disp(' ClappL( fOL, Cfb, Cc, Cv, Cs, Cbe)') % % Esta rutina permite calcular la capacidad resonante de un oscilador ClappG % y la inductancia necesaria L para que el oscilador opere a una fOL dada. %

7

% CT=(1/((1/Cc)+(1/Cfb)+(1/(Cfb+Cbe))))+Cv+Cs Den=((4*(pi^2)*fOL^2)); L=1/(CT*Den)

La capacidad base-emisor (Cbe) del transistor se ha supuesto en 10pF, el trimmer Cs=15pF en la mitad de su recorrido y la capacidad del varactor Cv para una determinada condición, por ejemplo, se puede utilizar un varactor del tipo BB105, similar a una de las secciones del BB204.

Figura 4 Característica de capacidad del varactor ½ BB204 (BB105)

Recurriendo a la Figura 4 se tiene que para una tensión de alimentación de 5V el varactor presenta una capacidad aproximada de Cv,mín=30pF. Ésta sería la capacidad mínima correspondiente a la frecuencia máxima del oscilador que, como sabemos, debe ser fOLmx=9.595MHz. Entrando en la rutina ClappL se tiene, >> ClappL(9.595e6, 390e-12, 180e-12, 30e-12, 15e-12, 10e-12) ClappL(fOL, Cfb, Cc, Cv, Cs, Cbe) CT = 1.3916e-010 L = 1.9771e-006 >>

Prácticamente un inductor de 1.98uH. Se introducirá en la rutina anterior, el valor de fOlmín=8.96 MHz y

aumentaremos gradualmente el valor de capacidad del varactor hasta alcanzar el mismo valor de inductancia anterior (L=1.98uH). Resultó un valor Cv,mx≈50pF. >> ClappL(8.96e6, 390e-12, 180e-12, 50e-12, 15e-12, 10e-12) ClappL( fOL, Cfb, Cc, Cv, Cs, Cbe) CT = 1.5916e-010 L = 1.9823e-006 >>

Si observamos la curva del varactor vemos que para obtener 50pF habría que aplicar una tensión cercana al voltio. La duda que nos queda es si el PLL será capaz de entregar esa tensión con holgura. Al montar el circuito se vio que se

8

estaba muy en el límite por lo que se optó por dos varactores en paralelo. Pueden utilizarse dos varactores BB105 o un BB204 en conexión paralelo. Habrá que recalcular L aplicando la rutina ClappL en forma iterada.

Ahora el incremento de capacidad en pF por cada varactor es de 60/2 a 85/2, es decir ∆Cv=12.5pF y el valor máximo de capacidad por varactor (42.5pF) se logrará con facilidad para una tensión de unos 2V con un incremento ∆Vv=3V. Por su parte, la inductancia que satisfará al circuito será ahora del orden de 1.63uH.

En la Tabla 3 se muestran los valores de los componentes del VCO que acabamos de diseñar, en el circuito, que se encuentra en la parte izquierda de la Figura 5, estos componentes figuran con sus denominaciones literales.

Frecuencia [MHz] Cfb [pF] Cc [pF] Cv[pF] L [uH]

fOlmx=9.59’5 390 180 60 1.626 fOlmín=8.96 390 180 85 1.625

Tabla 3

El circuito completo del sintetizador se exhibe en la Figura 5. Los bloques del filtro de lazo y del amplificador separador del oscilador, ambos enmarcados, se tratarán en próximas secciones.

Figura 5 El sintetizador para la banda de los 31 mts

Se ha desarrollado además un circuito de detección de enganche conectado al pin Nº 28 del PLL, Figura 5, donde el transistor PNP BC560 actúa como conmutador. Este circuito permite visualizar, con precisión, el instante del enganche del PLL que se produce cuando el pin Nº 28 (LD) toma el nivel alto, en estas condiciones el transistor se corta y, obviamente, el LED se apaga.

Diseño del inductor

Utilizaremos un núcleo toroidal como el T-37-2 de Amidon como el mostrado en la Figura 6. Para el cálculo se utiliza la expresión recomendada por el fabricante con un AL=40 en este caso y un factor de seguridad de 0.9.

9

[ ]

[ ]1.7

100 100 220.9 100 0.9 40

L

L HN vueltas

A H vueltas

µ

µ= = ≈

× × 5

En general se redondea hacia arriba sobre la base de las recomendaciones del fabricante. Si la inductancia estuviera algo por debajo del valor exacto necesario siempre nos queda el trimmer de ajuste capacitivo que finalmente contribuirá al ajuste final. Hay que tener en cuenta que siempre existe un cierto desconocimiento de las capacidades actuales de los componentes activos.

Figura 6 Esquema del inductor para el tanque del VCO

Diseño del filtro de lazo

Diseñaremos un filtro de lazo pasivo como el de la Figura 7 partiendo de los datos que facilita el fabricante del circuito integrado. La estructura del filtro consta de una resistencia serie R1 y un condensador C en serie, a su vez, con una resistencia R2; las fórmulas se detallan en la página 28 de las características de la familia de sintetizadores de Motorola MC145xxx. Los parámetros que se utilizarán a continuación se definen en la Figura 7.

Se adopta un filtro pasivo, definido como Tipo 1, cuya respuesta al escalón normalizada permitirá obtener el valor de ωnt.

Se comenzará adoptando un factor de amortiguamiento típico (ζ=0.7) luego, entrando a la respuesta al escalón de la Figura 7, se observa un sobreimpulso normalizado a 1.05 y un establecimiento del escalón, dentro del 10%, para ωnt≈8.

Otros datos son la tensión de alimentación VDD=5V, el factor de división medio N=Nmed=1850 y un tiempo de enganche de t=32ms, éste no se puede bajar más allá debido al pequeño paso de frecuencia (5kHz) y al filtro pasivo.

La ganancia del detector de fase viene dada por la Ec. 6.

5

0.44 12.56

DDV

k V radφπ

= = ≈ 6

La pulsación natural del lazo ωn viene dada por la expresión 7,

( )1 2

8250

0.032VCO n

n

K K trad s

N R R C t

φ ωω = = = ≈

+ 7

10

El factor de amortiguamiento se relaciona mediante la Ec. 8,

20.5 n

VCO

NR C

K Kφ

ζ ω

= +

8

La variación de frecuencia del VCO, para cubrir nuestra banda, deberá ser de ∆fVCO=635×103 Hz. Para conseguir tal excursión, la capacidad de cada varactor deberá variar entre 30pF y 42.5pF (véase Tabla 3) y, para conseguir esta ∆C=12.5pF, la tensión sobre el varactor deberá evolucionar entre 5V y 2V ⇒ ∆VVCO =3V.

Figura 7 Filtro “lag-lead” modificado y la respuesta de 2º orden Tipo 1

Con estos valores se calcula la ganancia kVCO del VCO.

3

6635 102 6.28 1.33 10

3VCO

VCO

VCO

f rad s rad sk

V V V Vπ

∆ × = = = × ∆

9

Luego, de la Ec. 7 se puede despejar una de las constantes de tiempo del filtro de lazo, como surge de la Ec. 10.

La Ec. 10 permite establecer:

( )6

31 1 2 2 3

0.4 1.33 104.6 10

1850 62.5 10VCO

n

K KR R C s

N

φτω

−× ×= + = = ≈ ×

× × 10

11

Por su parte, la Ec. 8 permite despejar la otra constante de tiempo,

6

2 2

0.7 1850 100.002

0.5 0.5 250 0.4 1.33n VCO

NR C s

k kφ

ςτ

ω

−×= = − = − ≈

× × 11

Si ωn >>250rad/seg., τ2 podría adoptar valores negativos: ¡un absurdo total! Al adoptar una capacidad razonable C (1uF, por ejemplo) se obtienen, de las

Ecs. 10 y 11, también valores razonables para las resistencias R1, R2:

C=1uF R1≈4k7 Ω R2≈2k2 Ω C’=68nF

Estos valores corresponden a los literales de la Figura 5. Se recomienda incorporar un condensador C’≤0.1C para no interferir sobre ωn; con C’ se consigue aumentar la atenuación en frecuencias altas donde el filtro original, que carece de C’, sólo presenta un divisor de tensión R2/(R1+R2).

Sobre el oscilador con Cristal

El oscilador de referencia es un oscilador basado en un cristal de cuarzo, externo al integrado, que aprovecha un amplificador interno on chip (inversor digital) como dispositivo activo. En la Figura 8 se muestra la disposición empleada por Motorola en el integrado.

Figura 8 Oscilador con cristal con inversor digital “on chip”

Valores aproximados para las capacidades externas C1=C2 pueden obtenerse de la Tabla 1 donde, para una frecuencia cercana a la nuestra, C1=C2=40pF.

La resistencia R1* podría situarse entre 560Ω y 1kΩ. Para la capacidad C1, situada a la entrada del inversor digital, conviene utilizar un pequeño trimmer de una capacidad máxima de 40pF que permita “tirar del cristal” y centrar así exactamente la frecuencia central a recibir.

El amplificador separador

En la Figura 5 se ha incluido un “amplificador separador”, un amplificador muy sencillo que tiene por misión suministrar suficiente señal al PLL a partir del oscilador local VCO. En un principio se trató de obviar este bloque pero hay que

12

tener en cuenta que el transistor oscilador, incorporado en el NE602/12, presenta una polarización interna, fijada por el fabricante del integrado, suficiente para excitar al buffer del propio integrado desde la base del transistor incorporado, pero la salida de señal en emisor no supera los 200mVp-p

‡ que resulta insuficiente para

excitar correctamente la entrada del detector de fase del PLL.

Figura 9 Amplificador separador de acopole débil

Por otra parte, al acoplar muy débilmente la salida del VCO con dicho amplificador separador, éste evita en gran parte que se produzcan fluctuaciones de frecuencia, permitiendo, además, entregar al detector de fase una señal cuya amplitud sea del mismo orden que la referencia.

Placa impresa del sintetizador y anexos

La platina, Figura 10, ha sido desarrollada en el programa PIA e incluye, además del sintetizador, los circuitos anexos de la primera conversión, a través del chip NE612, y un amplificador de RF.

El prototipo experimental fue implementado con una matriz de conmutación que se encuentra en el esquinero superior izquierdo, se trata de un simple conmutador de bus (7 polos§, 2 posiciones) que se consideró aceptable para lo fines didácticos que se persiguen.

Debajo del conmutador se encuentra el integrado MC145151, más abajo, el cristal y un poco más abajo todavía, escorado a la derecha, está el detector de enganche.

En la base inferior de la placa, a la izquierda, se encuentra el conector de entrada, luego un sistema de filtro de doble sintonía con un amplificador de alta o de RF. Esta circuitería es opcional ya que el sistema funciona correctamente sin amplificación previa.

En el costado derecho superior se encuentra de arriba abajo el conector de alimentación, más abajo el varactor seguido de la bobina del oscilador. En segunda línea, siempre de arriba hacia abajo está el diodo protector y el regulador de 5V, más abajo en transistor separador y más abajo todavía el mezclador NE602/12.

‡ En el mejor de los casos, utilizando un inductor con núcleo toroidal de elevado Q. § El conmutador de bus está formado por una batería de 6 conmutadores “mini” y un

conmutador extra para el bit menos significativo (LSB) para formar el bus de 7 líneas.

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Figura 10 Placa impresa del sintetizador, 1er mezclador y amplificador de RF

Si se deseara una mayor sofisticación, en lugar del conmutador de bus, podría emplearse alguna lógica digital sencilla de conversión serie-paralelo, utilizando un teclado numérico para ingresar directamente el número de canal que se desee escuchar. Otra alternativa es utilizar un dispositivo con entrada de datos serie, así se puede sintonizar el dispositivo vía puerto serie mediante un sencillo programa en Visual Basic.

Ajustes

Queda por realizar el ajuste del sintetizador para lo cual conviene sintonizar la frecuencia máxima, el canal 127 de acuerdo con la Tabla 2, para lo cual se ponen los 7 conmutadores de la matriz de conmutación a “1”, donde el VCO debiera generar la máxima frecuencia del VCO (9.5950 MHz), y se conecta un osciloscopio al emisor del transistor oscilador a través de un separador o buffer.

Se comenzará variando la capacidad del trimmer Cs, hasta que el indicador LED muestre un leve parpadeo, en este instante el PLL entra en mecanismo de captura. Se continúa ajustando levemente, hasta el preciso instante en que el parpadeo desaparezca y el LED se corte.

Para verificar que el PLL se encuentra enganchado en fase, el osciloscopio deberá exhibir una disminución de frecuencia (ensanche de la onda) al poner a 0 el bit más significativo (MSB).

Posteriormente, se deberá posicionar el conmutador con todos sus bits a cero, frecuencia mínima del VCO (8.96 MHz) donde no deberá manifestarse cambio

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alguno en el LED hecho que significa que el PLL se mantiene enganchado en toda la banda útil de recepción.

Finalmente, se aplica un generador de señal con una frecuencia conocida que deberá recibirse en la frecuencia intermedia del mezclador cuando el conmutador esté posicionado con sus bits de acuerdo con la frecuencia aplicada, Tabla 2.