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MODULACIÓN DE DOBLE DESPLAZAMIENTO DE FASE PARA REDUCIR LA
POTENCIA REACTIVA EN UN CONVERTIDOR DC-DC DE DOBLE PUENTE
ACTIVO
STEPHANY CATHERIN SANDOVAL CASTRO
DAVID EDUARDO CARMONA TORRES
UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS
FACULTAD DE INGENIERÍA
INGENIERÍA ELECTRÓNICA
Bogotá, D.C.
Noviembre de 2016
UDFJC
1
MODULACIÓN DE DOBLE DESPLAZAMIENTO DE FASE PARA REDUCIR LA
POTENCIA REACTIVA EN UN CONVERTIDOR DC-DC DE DOBLE PUENTE
ACTIVO
STEPHANY CATHERIN SANDOVAL CASTRO 20111005054
DAVID EDUARDO CARMONA TORRES 20111005065
Proyecto de grado
Director: Javier Antonio Guacaneme Moreno
Modalidad: Investigación - Innovación
UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS
FACULTAD DE INGENIERÍA
INGENIERÍA ELECTRÓNICA
Bogotá, D.C.
Noviembre de 2016
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"Esta investigación es financiada por el Fondo Nacional para la financiación de la ciencia,
la tecnología y la innovación "Fondo Francisco José de Caldas" del Departamento
Administrativo de Ciencia, Tecnología e innovación - COLCIENCIAS.
(Contrato: FP44842 - 031 2016)."
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Agradecimientos
Quiero agradecer a Dios, por mi vida y por llenarla de de grandes bendiciones, por permitirme conocer personas maravillosas, que han dejado huella en mi corazón, y por llenarme siempre de fortaleza y de amor para afrontar cada momento y llegar a donde estoy. A mis padres Esperanza y Luis me enseñaron que solo con disciplina y trabajos se logran grandes cosas, gracias a su formación y confianza en mí pude levantarme en momentos difíciles. A mi hermana Karen por ser mi confidente y cómplice de mil locuras, logrando ser siempre un escape en los momentos estresantes. A mis profesores que con cada una de sus enseñanzas han marcado mi vida y me han hecho crecer como persona a nivel intelectual y personal, en especial al profesor Javier Guacaneme por su apoyo incondicional y su paciencia, el siempre fue el polo a tierra para poder llevar a cabo este proyecto, llenándonos siempre de su buena energía. Agradezco a David Carmona mi compañero de tesis, pero más que eso, un amigo incondicional, con el cual pude compartir gran parte de este camino, fue un placer vivir esta aventura contigo y espero que vengan muchas más, gracias por siempre estar dispuesto a escucharme, y aguantarme. A mis padrinos Gustavo y Carolina por llenar mi vida de grandes enseñanzas y ser mi polo a tierra cuando muchas veces no he sabido qué hacer. A la Universidad Distrital Francisco José de Caldas por convertirse en mi segundo hogar y permitir formarme. Agradezco a José Manuel Vargas por ser un gran amigo, seguirme en todas mis locuras, y aconsejarme siempre. Agradezco a todos mis amigos por ser una apoyo incondicional siempre , y llenar mi vida de grandes momentos y sacarme siempre una sonrisa: David Carmona, Manuel Vargas, Maria Fernanda Vargas, Maria Fernanda Cruz, Andres Fuentes, Dilan Serrano, Alex Morales, Ferney Castañeda, Juliana Garzon, Santiago Galindo, Alejandro Cortés y Laura Scarpetta .
STEPHANY SANDOVAL
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Agradecimientos
Doy gracias a Dios, por darme la oportunidad de vivir y por estar conmigo en cada paso
que doy, por fortalecer mi corazón e iluminar mi mente y por haber puesto en mi camino
a aquellas personas que han sido mi soporte y compañía durante todo el periodo de
estudio.
Agradezco a mi tío Elkin, pues su incondicional apoyo me llevo a donde estoy, él ha sido
una parte muy importante para llevar a cabo esta etapa de mi vida, sus enseñanzas y su
experiencia me han inspirado para formarme como ingeniero.
A mi abuela Merceditas, Porque gracias a su apoyo consejos y oraciones, he llegado a
realizar la más grande de mis metas. La cual constituye la herencia más valiosa que
pudiera recibir, te amo.
A mis padres Stella y Juan Carlos, por darme la vida, quererme mucho, creer en mí y
porque siempre me han apoyado. Gracias papás por darme una carrera para mi futuro,
todo esto se los debo a ustedes.
A mi hermana Ana María, por ser un apoyo en todo momento, divertirme en los peores
momentos, y ser la mejor compañía.
Mis abuelos Josefa y Orlando, por quererme y apoyarme siempre, esto también se lo
debo a ustedes.
A mi tío José, por estar pendiente y confiar en mí, estar siempre cuando lo necesito y
creer en que soy capaz.
A nuestro docente director Javier Guacaneme por su gran apoyo y motivación para la
culminación de nuestros estudios profesionales y para la elaboración de esta tesis.
A mi compañera de tesis Stephany Sandoval, por su dedicación, tolerancia y
principalmente por su amistad, Amigos por siempre.
Al grupo de investigación LIFAE por aceptarnos en su grupo, facilitarnos los
implementos, y por hacer esto un poco más fácil.
A la Universidad Distrital Francisco José de Caldas, por formarme, y Permitirme
ser miembro de su comunidad.
A esos amigos, con los que nos apoyamos en nuestra formación profesional y que hasta
ahora, seguimos siendo amigos, gracias por su amistad y gracias por su apoyo:
Stephany Sandoval, Jhonathan Ramírez, María Fernanda Vargas, José
Manuel Vargas, Laura Scarpetta, María Fernanda Cruz y Alex Morales.
GRACIAS A TODOS…
DAVID CARMONA.
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DEDICATORIA
Para mis padres Stella y Juan Carlos, por ser el pilar fundamental en todo lo que soy, en toda mi educación, tanto académica, como de la vida, por su incondicional apoyo perfectamente mantenido a través del tiempo. Todo este trabajo ha sido posible gracias a ellos. Y quiero decirles que vamos por más, los amo.
DAVID CARMONA.
Le dedico este trabajo a mis padres Esperanza y Luis los cuales se han desvivido para permitir que este sueño hoy sea realidad, que gracias a su gran amor, su educación hoy soy lo que soy, y estoy segura que es un peldaño más de cosas grandes que han de venir, se lo dedico con todo mi amor a mi hermana Karen como muestras de que aunque a veces el camino sea un poco difícil, siempre hay que disfrutar cada pasa, la recompensa será satisfactoria si se hacen las cosas con el corazón. Todos es posible si así lo sueñas. Y nunca hay que dejar de sonreír. Los amo.
STEPHANY SANDOVAL.
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ÍNDICE
ÍNDICE……………………………………………………………………………………...I
ÍNDICE DE FIGURAS……………………………………………………………..........IX
ÍNDICE DE TABLAS………………………………………………………………..…..XI
LISTADO DEACRÓNIMOS…………………………………………………………...XII
1. CAPÍTULO 1……………………………………………………………………..14
1.1 Introducción...……………….…….……………………………………………….15
1.2 Planteamiento del problema………………………………………………………..16
1.3 Objetivos…………………………………………………………………………...17
1.3.1 Objetivo general…………………………………………...……………………..17
1.3.2 Objetivos específicos……...……………………………………………………..17
1.4 Justificación…………………………………....…………………………………..18
2. CAPÍTULO 2……………………………………………………………………..19
2.1 Marco teórico……………………………………..………………………………..20
2.1.1 Convertidores DC- DC unidireccionales………………………………………...20
2.1.1.1 Reductor o “Buck”..............................................................................................20
2.1.1.2 Elevador o “Boost”.............................................................................................20
2.1.1.3 Elevador-Reductor o “Flyback”..........................................................................21
2.1.2 Convertidores DC-DC Bidireccionales…………………………………………..22
2.1.2.1 Convertidor de doble puente completo bidireccional sin bobina………………22
2.1.2.2 Convertidor de doble medio puente bidireccional……………………………..22
2.1.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones ..
hhhhhhhh suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo….
…………....elevador…………………………………………………………………….....23
2.1.2.4 Convertidor medio puente y “push-pull” bidireccional………………………..24
2.1.2.5 Conmutación a cero corriente (ZCS)..................................................................24
2.1.2.6 Conmutación a cero voltaje (ZVS).....................................................................24
2.2 Estado del arte……………………………………………………………………...27
2.2.1 DAB……………………………………………………………………………...27
2.2.1.1 Flujo de potencia……………………………………………………………….30
2.2.1.2 Configuraciones del DAB……………………………………………………...32
2.2.1.3 Análisis de estados de funcionamiento…. ...………………….……………….33
2.2.1.4 Conmutación suave a cero tensión…………………………………………....36
2.2.2 Estrategias de modulación………………………………………………………..37
2.2.2.1 Modulación SPS………………………………………………………………..37
2.2.2.2 Modulación EPS....……………………………………………………………..37
2.2.2.3 Modulación DPS...……………………………………………………………..38
2.2.2.4 Modulación TPS....…………………………………………………………….38
3. CAPÍTULO 3……………………………………………………………………....40
3.1 Diseño del DAB etapa de potencia………………….……………………………..41
3.1.2 Cálculos de diseño SPS……....…………………………………………………..41
3.1.3 Elección de dispositivos………………………………………………………….43
3.1.3.1 Transformador y bobina………………………………………………………..43
3.1.3.2 Semiconductor………………………………………………………………….44
3.2 Diseño e implementación de la modulación DPS en Psoc® 5lp…………………...44
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4. CAPÍTULO 4……………………………………………………………………….51
4.1 Simulación………………………………………………………………………….52
4.1.1 Parámetros de simulación………………………………………………………..52
4.1.2 Simulación ideal del DAB con SPS……………………………………………...53
4.1.3 Simulación ideal del DAB con DPS……………………………………………..56
4.2 Comparación SPS vs DPS………………………………………………………….59
4.3 Simulación real del DAB con SPS…………………………………………………60
4.4 Simulación real del DAB con DPS………………………………………………...62
5. CAPÍTULO 5…………………..…………………………………………………...63
5.1 Implementación……………..……………………………………………………...64
5.1.1 Implementación de las estrategias de modulación……………………………….64
5.2 DAB………………………………………………………………………………..65
5.2.1 Puentes activos…………………………………………………………………...65
5.2.2 Transformador e inductancia……………………………………………………..66
5.2.3 Etapa de acondicionamiento……………………………………………………..67
5.2.4 Dispositivos de medición………………………………………………………...68
5.3 Análisis de resultados……………………………………………………………....69
5.3.1 Análisis comportamiento tensión………………………………………………...70
5.3.2 Análisis comportamiento de corriente…………………………………………...72
5.3.3 Análisis flujo de potencia………………………………………………………...74
5.4 Análisis de potencia activa………………………………………………………... 75
5.4.1 Análisis de potencia reactiva…………………………………………….……….76
5.4.2 Análisis de la conmutación suave ZVS…………………………………………..77
6. CAPÍTULO 6……………………………………………………………………….79
6.1 Conclusiones……………………………………………………………………….88
6.2 Trabajos Futuros……………………………………………………………………81
REFERENCIAS……..……………………………………………………………………82
ANEXOS…………………………………………………………………………………..86
a. Código modulación DPS…………………………………………………………….86
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ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 1. Convertidor reductor. (a) Convertidor DC-DC reductor. (b) Circuito equivalente cuando el
interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto…………………………..20
Figura 2. Convertidor elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Circuito equivalente cuando el interruptor está
cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto………………………………………………21
Figura 3. Convertidor reductor-elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Equivalente del circuito cuando el
interruptor está cerrado. (c) Equivalente del circuito cuando el interruptor está abierto……………...……….21
Figura 4. Convertidor bidireccional doble puente sin bobina………………………………………………………22
Figura 5. Convertidor doble medio puente bidireccional…………………………………………………..……....23
Figura 6. Convertidor de puente completo bidireccional, con conmutaciones suaves y capacidad de arranque
a tensión cero en modo elevador…………………………………………………………………………….…………..23
Figura 7. Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional……………………………………….….……....24
Figura 8. (a) Conmutación a cero corriente (ZCS). (b) Conmutación a cero voltaje…….……………………..25
Figura 9. Modos de voltaje en el interruptor resonante. (a) Notación general. (b) Implementación para modo
de media onda (c) Implementación para onda completa…………………………..………………………..............25
Figura 10. Convertidor elevador. (a) Estructura básica del circuito. (b) Equivalencia en estado estacionario
del circuito (c) Implementación ZVS………………………………………………..………………………………….26
Figura 11. DAB (convertidor de puente completo dual)...................................................................................28
Figura 12. Modelo simplificado del DAB monofásico…………………….……..…………………………………..28
Figura 13. Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 > Vac2……………………………….……...29
Figura 14. Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 < Vac2……………………………….……...29
Figura 15. Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1=Vac2………………………………….…….30
Figura 16. Potencia de salida vs desfase…………………………………………………………………….….……..31
Figura 17. Flujo de potencia (a) flujo directo (b) flujo inverso………………………………………….….……...31
Figura 18. Topologías DAB a) con ZVS , b)active-clamp snubber, c) passive-clamp snubber,(d)
amortiguación de retroceso, (e) medio puente alimentado por voltaje con doblador de tensión, (f) convertidor
hibrido, (g)convertidor ZVS-ZCS converter, (h)convertidor serie resonante, (i) topología con diferentes
capacitores resonantes, (j) con LLC tanque resonante………………………………………….………..….………32
Figura 19. Esquema completo del convertidor DAB…………………………………………….………….….…….33
Figura 20. Análisis de dispositivos en conducción con modulación SPS…………………………………...…….34
Figura 21. Voltaje primario, voltaje secundario del transformador, tensión y corriente en la inductancia (a)
cuando 0 <De<Di <1, (b) cuando 0<Di <De<1……………………………………………….………………….....35
Figura 22. (a) Rama resonante primer puente, (b) Corriente mínima en la inductancia cuando T1 está
desactivado…………………………………………………………………………………………………………………37
Figura 23. (a) control SPS. (b) control EPS. (c) control DPS. (d) control TPS……………………...…………..39
Figura 24. Señal de corriente el Lf, (a) ángulo nominal 50°, (b) ángulo nominal 90°….……………………….42
Figura 25. Núcleo de ferrita para el transformador de alta frecuencia………………………………………......43
Figura 26. Núcleo para la bobina externa…………………………………………………………….……………....44
Figura 27. Diagrama de flujo diseño modulación DPS en Psoc® 5lp…………………………….……..………..45
Figura 28. Diagrama del hardware para la implementación de DPS en Psoc® 5lp…………….…….………..46
Figura 29. Configuración PWM1 (referencia), 50% de ciclo útil, T=100 us…………………….…….…………47
Figura 30. Señal S1, señal de disparo 80 ns para el desfase y señal S3………………………….…….…………47
Figura 31. Señales principales S1,S3,S5 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°, (b) desfase interno en
45° y externo en 0°……………………………………………………………………………………………….…….….48
Figura 32. Señales S1,S3,S5 y S7, (a) Desfase interno y desfase externo 0°; (b) Desfase interno 45° y desfase
externo 45°; (c) Desfase interno 45° y desfase externo 90°; (d) Desfase interno 90° y desfase externo 45°; (e)
Desfase interno 0° y desfase externo 45°; (f) Desfase interno -90° y Desfase externo -45°…………….……..49
Figura 33. S1,S3,S5 y S7 y sus complementarias S2, S4, S6 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°; (b)
desfase interno -90° y desfase externo en 90°……………………………………………………………..…...50
Figura 34. Esquema del convertidor, (a) circuito general; (b) módulo puente 1; (c) módulo puente….…….53
Figura 35. Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp, corriente en la
inductancia iL para SPS………………………..………………………………………………………………………...54
Figura 36. Tensión VL y corriente iL, (a) De=90°, (b) De=20°…………………………………………………...55
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Figura 37. Corriente de salida io con un desfase de 90°…………………………………………….….….....55
Figura 38. Flujo de potencia usando SPS……………………………………………………………….…....56
Figura 39. Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp, corriente en la
inductancia iL para modulación DPS…………………………………………………………………………….….....57
Figura 40. Vs, Vp, VL y iL; (a) 0<De<Di<1, (b) 0<Di<De<1 (c)-1<De<Di<0, (d) -1<De<Di<0, (e)(g) Di
(+), De(-), (f)(h) Di (-) De(+)................................................................................................................... .........58
Figura 41. Comportamiento de la potencia de salida con respecto a el De y Di………………………….…......59
Figura 42. Potencia instantánea cuando se entregan 10 kW, (a) SPS ángulo De =50°, (b) DPS ángulo De
=90° ángulo Di=50°………………………………………………………………………………………………………60
Figura 43. Corriente y tensión en la inductancia De=90°…………………………………………………………..61
Figura 44. Flujo de potencia con SPS con parámetros ideales vs parámetros reales………………...……...61
Figura 45. Corriente y tensión en la inductancia, (iL) y (VL), (a) Di=50°, De=90°, (b) Di=90°, De=50°.....62
Figura 46. Montaje de la etapa de modulación con el Psoc® 5lp…………………………………………….……64
Figura 47. Visualización del desfase interno y externo actual……………………………………………………...65
Figura 48. Módulo de IGBT de Semikron® AN-8005..………………………………………………………….…..65
Figura 49. Núcleo para el transformador de alta frecuencia……………………………………………........66
Figura 50. Transformador y bobina resultante………………………………………………………………….…....67
Figura 51. Conversor de TTL a CMOS………………………………………………………………………………...68
Figura 52. Sensor de corriente de efecto hall acs712-20A……………………………………………………….....69
Figura 53. Señales de salida de parte AC de cada puente.(a) sin desfase (b) modulación DPS con un desfase
interno de 45° y un desfase externo de 25°………………………………………………………………………….....69
Figura 54. Forma de onda experimental de la corriente en la bobina, (a) con un desfase externo 25° a una
frecuencia de 20 kHz; (b) un desfase externo de 45° a una frecuencia de 10 kHz…………………………….....70
Figura 55. Comparación real vs ideal casos de modulación según ángulo de desfase (Di) y (De), (a) Di=0°,
De=0°; (b) Di=0°, De=-90° ; (c) Di=90°,De=45°; (d) Di=45°, De=90°; (e) Di=-75°,De=-90°; (f) Di=-
90°,De=90°…....……………………………………………………………………………………………………......…72
Figura 56. Comparación entre las señales obtenidas en la práctica y las simuladas, (a) Di=0°, De=45°; (b)
Di=45°; De=45°; (c) Di=90°. De=45°; (d) Di=45°, De=90°……………………………………………………...74
Figura 57. Flujo de potencia V1 y V2……………………………………………………………………………….....75
Figura 58. Curva del Flujo de potencia con respecto al desfase interno y externo…………………….……......76
Figura 59. Flujo de potencia reactiva según la variación del desfase interno………………………….…….....77
Figura 60. Evidencia de conmutación suave ZVS, (a) modulación SPS; (b) modulación DPS……….……....78
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ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 1. Dispositivos de conducción según el intervalo……………………………………….35
Tabla 2. Parámetros generales para el DAB monofásico……………………………………..41
Tabla 3. Parámetros para la elección de Dispositivos…………………………………...……43
Tabla 4. Parámetros de los Semiconductores…………………………………………….……..44
Tabla 5. Parámetros de simulación Psim® 6.0…………………………..……………….…....52
Tabla 6. Parámetros transformador………………………………………..………………....…66
Tabla 7. Valores del conversor TTL a CMOS. …………………………………………..….….67
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LISTADO DE ACRÓNIMOS
DAB Doble puente activo. Dual active Bridge
SPS Cambio simple de fase, Simple Phase Shift
EPS Cambio de fase extendido, Extended Phase Shift
DPS Cambio de doble desplazamiento de fase. Dual Phase Shift
TPS Cambio de triple desplazamiento de fase, Triple Phase Shift
DC Corriente directa
AC Corriente alterna
RMS Medida cuadrática, Root mean square.
TTL Lógica transistor a transistor, transistor-transistor logic
CMOS Semiconductor complementario de óxido metálico, complementary metal
oxide semiconductor
V Voltaje
H Henrios
I Corriente
A Amperios
F Faradios
R Resistencia
Fs Frecuencia de conmutación
S Potencia aparente
Q Potencia reactiva
P Potencia activa
L Inductancia
Lf Inductancia equivalente referida al primario.
VL Voltaje en la bobina
iL Corriente en la bobina
C Condensador
Vp Voltaje primario
Vs Voltaje secundario
ZVS Conmutación con tensión cero. Zero, Voltage Switch
ZCS Conmutación con corriente cero. Zero , Current Switch
HS Conmutación dura, Hard Switch
De Desfase externo
Di Desfase interno
V1 Fuente 1
V2 Fuente 2
S1 - S8 Pulsos de conmutación
° Grados
MOSFET Transistor de efecto de campo metal-óxido-semiconductor, Metal oxide
semiconductor Field effect transistor.
IGBT Transistor bipolar de puerta aislada, Insulated Gate Bipolar Transistor
PQA Analizador de calidad de potencia, power quality analyzer
PCB Circuito impreso. Print circuit board
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LCD Pantalla de cristal líquido, Liquid Crystal Display
Psoc® Sistema de programación en chip. Programmable System on Chip
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CAPÍTULO 1
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1.1 INTRODUCCIÓN
La evolución de los dispositivos semiconductores en los últimos años ha permitido un
avance en todas las ramas de la electrónica, gran parte de estos avances se han logrado en el
área de la electrónica de potencia. La aparición de los conmutadores de estado sólido
permite reducir el tamaño y mejorar la eficiencia de los sistemas de conversión de energía,
los cuales tienen como objetivo la transformación de energía eléctrica , ya sea de corriente
alterna (AC) a directa (DC), de directa (DC) a alterna (AC), AC-AC o DC-DC.
Existen diversas topologías de dichos convertidores unidireccionales, las cuales al ser
configuradas de una manera particular permiten tener convertidores bidireccionales, una de
estas configuraciones es el convertidores DC-DC de doble puente activo (DAB), el cual
permite transferir energía tanto de la fuente de entrada a la fuente de salida, como de forma
inversa, por medio del cambio de la dirección de la corriente; por ello es utilizado en un
gran número de aplicaciones en donde se necesita la gestión y el transporte de energía
eléctrica.
Por otra parte, el desarrollo de los semiconductores no es lo único que ha llevado a los
convertidores a ser más versátiles, el desarrollo de nuevos algoritmos de modulación y
nuevas técnicas de conmutación; como la conmutación suave, han permitido reducir el
tamaño y aumentar su densidad de energía en los convertidores. Entre estas nuevas técnicas
de modulación se encuentra el desplazamiento de fase simple (SPS) que es una de las
modulaciones más utilizadas en la actualidad pues su implementación es sencilla, la
modulación (EPS) la cual agrega un desfase interno en uno de los puentes del convertidor,
la modulación de doble desplazamiento de fase (DPS) que como su nombre lo indica
agrega un nuevo desfase a la modulación de desplazamiento de fase simple pero esta vez en
los dos puentes del convertidor, este desfase es igual para los dos puentes, lo cual mejora
considerablemente la eficiencia del convertidor, por último se encuentra el desplazamiento
triple de fase (TPS) el cual consiste en que los desfases que se hacen internamente en cada
puente del convertidor sean independientes, sin embargo, su implementación es más
compleja, lo que genera que esta modulación no sea tan usada.
Con este trabajo se busca diseñar e implementar un convertidor DC-DC bidireccional de
doble puente activo DAB, en el cual se emplea una modulación DPS, para evaluar los
beneficios que presenta frente a la modulación SPS.
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1.2 PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA
La energía eléctrica se ha convertido en pilar fundamental para el avance tecnológico, cada
vez es más frecuente encontrar un sin número de nuevos dispositivos que requieran de ella
para su funcionamiento, en la actualidad se consume 50 veces más energía que hace un
siglo, y según el consejo mundial de la energía se cree que en los próximos veinte años el
consumo energético mundial aumentará en un 50%. [1]
lo que obliga a que se desarrollen e implementen dispositivos que logren manejar altas
densidades de energía con la mayor eficiencia posible, por ello se ha retomado los estudios
de convertidores DC-DC bidireccionales, utilizando nuevos dispositivos semiconductores,
nuevos algoritmos de conmutación; y otros métodos de conmutación como son SPS, EPS,
DPS y TSP, lo cual ha permitido reducir su tamaño y mejorar su eficiencia.
Es por ello que se busca implementar la modulación SPS y DPS en un convertidor
bidireccional DC-DC (DAB), para lograr contrastar el funcionamiento del convertidor
frente a los dos algoritmos, logrando identificar las ventajas que ofrece uno sobre el otro y
para mostrar los convertidores DAB como dispositivos eficientes para el almacenamiento
y/o la transferencia de energía en el país.
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1.3 OBJETIVOS
1.3.1 Objetivo general.
● Diseñar e implementar una modulación de doble desplazamiento de fase (dual
phase shift DPS) para evaluar sus características al utilizarlo en un convertidor DC-
DC bidireccional, doble puente activo DAB y compararlo con la modulación de
desplazamiento de fase simple (simple phase shift SPS).
1.3.2 Objetivos específicos.
● Definir las características de los semiconductores y elementos reactivos necesarios
para los requerimientos de diseño con el objetivo de maximizar su vida útil.
● Diseñar una modulación DPS y evaluar su rendimiento frente a una modulación
SPS.
● Implementar la modulación DPS en el microcontrolador programable Psoc® 5LP
basado en una CPU ARM cortex M3 la cual gracias a su versatilidad y potencia, es
una muy buena solución en cuanto a desarrollo de técnicas de modulación de cierta
complejidad para convertidores DC-DC.
● Controlar un doble puente activo DAB por medio de la modulación DPS y SPS.
● Evaluar el contenido de potencia reactiva del convertidor al usar los dos sistemas de
modulación SPS y DPS logrando así determinar las variaciones del estrés eléctrico
en los semiconductores.
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1.4 JUSTIFICACIÓN
Los convertidores DC-DC bidireccionales han tenido una gran evolución en los últimos
años, esto ha incrementado su área de aplicación, convirtiéndose en una solución versátil a
problemas de almacenamiento y distribución con alta densidad de energía, las primeras
evoluciones se dieron en cuestión de componentes, una de las más representativas fue
cambiar los transformadores lineales por transformadores de alta frecuencia, lo cual redujo
considerablemente su tamaño. Sin embargo, uno de los problemas por resolver son las
pérdidas en el sistema, para ello se empezaron a enfocar todos los estudios en los sistemas
de conmutación, surgiendo diferentes alternativas entre ellas la modulación DPS.
Es por eso que diseñar e implementar esta modulación permite evaluar su funcionamiento
con el objetivo de mejorar considerablemente la eficiencia del convertidor, específicamente
en un convertidor de doble puente activo (DAB), reduce el estrés eléctrico en los
semiconductores por medio del uso de la conmutación suave extendiendo la vida útil de los
dispositivos, además con esta modulación no es necesario sobredimensionar los
componentes del convertidor, en especial el transformador de alta frecuencia
Esto permite potencializar el desarrollo de diferentes aplicaciones en el país, como por
ejemplo el uso de vehículos eléctricos, ya que una de las limitantes para su
comercialización masiva, es la falta de infraestructura de electrolineras, al igual que
dispositivos que permitan recargar los autos en casa, lo cual se pueden implementar
mediante el uso de convertidores DC-DC como el DAB, sin olvidar que también se usan
directamente en los vehículos eléctricos como sistemas de gestión energética [2], ahora
bien, continuando en la misma rama del transporte, pero en la línea aeronáutica, este
dispositivo facilita la carga de baterías de aviación[3] y el manejo de transitorios fuertes
cuando se realiza el cambio de AC-DC [4]; otro campo de acción de este dispositivo es en
el área de las energías renovables, ya que permiten el transporte y almacenamiento de
energía[5], al igual funciona como interfaz de conexiones Back to Back [6]-[7], las cuales
permiten el manejo de altas densidades de energía, también se pueden usar en sistemas de
alimentación ininterrumpida UPS [8], los cuales son sistemas para alimentar cargas críticas.
El aporte académico que este proyecto ofrece, es mostrar de forma práctica el uso de
topologías de conmutación suave y de técnicas de modulación para reducir el estrés en
tensión y corriente que se presenta en los semiconductores que se usan para la
implementación del prototipo en la Universidad Distrital Francisco José de Caldas, además
permite aplicar conceptos aprendidos durante la carrera y la interrelación entre la
electrónica de potencia y otras áreas como sistemas embebidos , logrando ser a su vez la
base para otros proyectos de investigación.
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CAPÍTULO 2
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2.1 MARCO TEÓRICO
2.1.1 Convertidores DC- DC unidireccionales.
2.1.1.1 Reductor o “Buck”. Para muchas aplicaciones es indispensable producir una señal continua, para esto se puede
utilizar la topología de reductor que consiste en insertar un filtro pasa-bajo el cual consta
de una condensador y una bobina (C-L) después del interruptor en el convertidor básico,
como se muestra en la figura 1 (a). El diodo proporciona un camino a la corriente de la
bobina cuando el interruptor está abierto y se polariza en inversa cuando el interruptor está
cerrado. [9]
Figura 1. Convertidor reductor. (a) Convertidor DC-DC reductor. (b) Circuito
equivalente cuando el interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el
interruptor está abierto, tomada de [9].
Cuando el interruptor está cerrado en el convertidor reductor de la Figura 1 (a), el diodo se
polariza en inversa y el circuito equivalente es el mostrado en la Figura 1 (b); Cuando el
interruptor está abierto, el diodo se polariza en directa para dejar pasar la corriente de la
bobina como se representa en el circuito equivalente de la Figura 1 (c).
2.1.1.2 Elevador o “Boost”. La figura 2, muestra el esquema de un convertidor elevador. Este funciona abriendo y
cerrando periódicamente un interruptor electrónico. Se denomina convertidor elevador
porque la tensión de salida es mayor que la de entrada.
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21
Figura 2. Convertidor elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Circuito equivalente cuando
el interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto,
tomado de [9].
Cuando el circuito está cerrado figura 2 (b), el diodo está polarizado en inversa. La
variación de la corriente es constante, por lo que la corriente aumenta linealmente cuando el
interruptor está cerrado; Cuando el interruptor está abierto figura 2 (c), la corriente en la
bobina no puede variar de forma instantánea, por lo que el diodo se polariza en directa para
proporcionar un camino a la corriente de la bobina [9].
2.1.1.3 Elevador-Reductor o “Flyback”. La figura 3 muestra el esquema de un convertidor elevador-reductor o flyback. En este tipo
de convertidores la salida del convertidor reductor-elevador puede ser mayor o menor que
la tensión de entrada.
Figura 3. Convertidor reductor-elevador. (a) Esquema del circuito. (b) Equivalente del
circuito cuando el interruptor está cerrado. (c) Equivalente del circuito cuando el
interruptor está abierto tomado de [9].
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Cuando el interruptor está cerrado como en la figura 3 (b). La variación de la corriente en la
bobina es constante, por lo que la corriente en la misma aumenta linealmente. Cuando el
interruptor está abierto figura 3(c), la corriente en la bobina no puede variar
instantáneamente, por lo que el diodo está polarizado en directa y pasará corriente por la
resistencia y el condensador [9].
2.1.2 Convertidores DC-DC Bidireccionales.
2.1.2.1 Convertidor de doble puente completo bidireccional sin bobina
Es un convertidor bidireccional que utiliza dos puentes completos y un transformador. La
característica principal de este convertidor es que no tiene bobina, en este caso, las únicas
inductancias que aparecen en el convertidor son las propias del transformador [10].
El flujo de energía se controla con la inductancia de dispersión del transformador y, la
manera de hacerlo es implementando un control por desplazamiento de fase entre el puente
del primario y el puente del secundario y también variando la frecuencia [10].
Figura 4. Convertidor bidireccional doble puente sin bobina tomada de [11].
2.1.2.2 Convertidor de doble medio puente bidireccional.
Esta topología de convertidor bidireccional está basada en el uso de dos convertidores de
medio puente. En esta topología, se pretende minimizar los elementos que se usan en un
convertidor con dos puentes completos. Se puede llegar a tener conmutaciones a tensión y
corriente cero (ZVZCS) bajo las condiciones adecuadas de técnica de conmutación [11].
Esto con el fin de alcanzar altos rendimientos. Esta topología permite manejar altas
densidades de energía, y por sus características especialmente en cuestión de tamaño, es
una alternativa para reemplazar a los convertidores de puente completo en aplicaciones de
potencia media. [12].
El principio de funcionamiento de éste convertidor, al igual que el convertidor puente
completo, consiste en controlar simétricamente los interruptores del primario y del
secundario con ciclos de trabajo del 50%. Al hacer esto, la entrada del convertidor funciona
como un convertidor elevador con ciclo de trabajo del 50% imponiendo la tensión de
entrada en cada uno de los condensadores del primario. Después se utiliza control por
desplazamiento de fase y variación de la frecuencia entre ambos medios puentes del
convertidor. Para conseguir variar la tensión de salida, se utiliza la inductancia de
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23
dispersión del transformador, como único elemento para almacenar y transferir el flujo de
potencia del convertidor del primario al secundario [13].
Figura 5. Convertidor doble medio puente bidireccional [13].
2.1.2.3 Puente completo bidireccional con esquema unificado para conmutaciones
suaves y capacidad de arranque desde tensión cero en modo elevador.
Este convertidor bidireccional, incorpora un esquema unificado para conseguir
conmutaciones suaves. Una rama adicional formada por un interruptor y un condensador en
serie se utiliza para alcanzar conmutaciones suaves en ambas direcciones del flujo de
potencia. Cuando el convertidor opera en modo reductor, con la técnica de conmutación
adecuada y para determinados rangos de funcionamiento, la topología puede llegar a
alcanzar conmutaciones a tensión y corriente cero (ZVZCS) [13].
Cuando el convertidor funciona en modo elevador, la misma rama para las conmutaciones
suaves se utiliza para limitar el voltaje transitorio de pico en los interruptores. Al mismo
tiempo, el interruptor adicional consigue conmutación suave para sí mismo, teniendo
conmutación a tensión cero (ZVS). Esta topología tiene la capacidad de arrancar desde
tensión cero en modo elevador a través de un devanado auxiliar colocado en la bobina del
convertidor [11].
Figura 6. Convertidor de puente completo bidireccional, con conmutaciones suaves y
capacidad de arranque a tensión cero en modo elevador, tomada de [11].
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24
2.1.2.4 Convertidor medio puente y “push-pull” bidireccional.
Esta topología está constituida principalmente por un transformador de alta frecuencia, un
medio puente en un lado del transformador y por una salida del tipo Push-Pull alimentada
en corriente. Para evitar desequilibrio de tensión en los condensadores del medio puente, se
adiciona un devanado en el transformador con un arreglo de diodos. Este devanado se
utiliza también cuando el convertidor transfiere energía del Push-Pull al medio puente, ya
que por medio de este se cargan simultáneamente los condensadores del medio puente. En
la figura 7 se muestra el esquema del convertidor medio puente y Push-Pull bidireccional
[14]-[15].
Figura 7. Convertidor Medio Puente y Push-Pull Bidireccional, tomada de [11].
En busca de obtener una mayor eficiencia y el manejo de mayor tensión a menor densidad
volumétrica, Schwarz [16] plantea el uso de conmutación suave, la cual es aplicable para
cualquiera de las topologías anteriores; genera menores pérdidas y una gran ventaja en la
implementación de convertidores de decenas de kilovatios; existen dos clases de
conmutación suave: la técnica de conmutación a cero corriente (zero current switching
ZCS) y la técnica de conmutación a cero tensión (zero voltage switching ZVS).
2.1.2.5 Conmutación a cero corriente (ZCS). Consiste en un arreglo de semiconductores y elementos resonantes auxiliares, bobinas y/o
condensadores para un interruptor de resonancia en modo de corriente como se muestra en
la figura 8(a), el inductor L, está en serie con el interruptor para lograr la conmutación de
corriente cero.
2.1.2.6 Conmutación a cero voltaje (ZVS) Al igual que en el caso anterior se basa en un arreglo de semiconductores y elementos
resonantes auxiliares como se muestra en la figura 8(b), el condensador C, está en paralelo
con el interruptor para lograr la conmutación de tensión cero.
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25
Figura 8. (a) Conmutación a cero corriente (ZCS). (b) Conmutación a cero voltaje,
tomada de [17].
Como en el caso de ZCS, la estructura del interruptor determina el modo de funcionamiento
del modo de tensión del interruptor resonante. Si en el conmutador ideal se implementa el
interruptor por medio de un transistor, y un diodo anti-paralelo D1, como se muestra en la
Figura 9 (b), el voltaje a través del condensador Cr, se sujeta por D1 a un valor mínimo, y
el interruptor resonante funciona en un modo de media onda, pero si el diodo D1 se coloca
en serie con el transistor como se muestra en la Figura 9 (c), el voltaje en el condensador
Cr, oscila libremente generando que el interruptor resonante funciones en modo de onda
completa [17].
Figura 9. Modos de voltaje en el interruptor resonante. (a) Notación general. (b)
Implementación para modo de media onda (c) Implementación para onda completa,
tomada de [17].
Se puede ver que en el (ZCS), la interacción de resonancia entre L y C, se inicia por el
encendido de S1, mientras que en el (ZVS) es iniciada por el apagado de S1 [17]. Es decir
que se puede implementar esta topología en un circuito convertidor básico.
El funcionamiento en estado estacionario de un convertidor elevador convencional, como
se muestra en la Figura 10 (a), se pueden tratar como una fuente de corriente constante, en
la que el suministro de potencia a una carga es de tensión constante 𝑉, por medio del
control del ciclo de trabajo del interruptor como se muestra en la Figura 10 (b). Cuando el
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26
interruptor convencional se sustituye por el interruptor de (ZVS) el cual consiste en agregar
una bobina 𝐿𝑟 y un condensador 𝐶𝑟, la estructura del convertidor elevador queda como se
muestra en la figura 10 (c). Dado que el comportamiento del circuito es en gran parte
determinado por los valores de 𝐿𝑟 y 𝐶𝑟, los siguientes parámetros se definen como.
1) Impedancia característica: 𝑍𝑛 ≡ √𝐿𝑟
𝐶𝑟
2) Frecuencia angular resonante 𝜔 ≡ 1
√𝐿𝑟𝐶𝑟
3) Frecuencia resonante 𝑓𝑛 ≡ (𝜔
2) 𝜋
4) Resistencia de carga normalizada 𝑟 ≡ 𝑅𝑜
𝑍𝑛
Figura 10. Convertidor elevador. (a) Estructura básica del circuito. (b) Equivalencia en
estado estacionario del circuito (c) Implementación ZVS, tomada de [17].
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27
2.2. ESTADO DEL ARTE
2.2.1 DAB.
La potencia que puede manejar un convertidor se define por su topología y por el número
de dispositivos de conmutación ya sean MOSFETs o IGBT que utilice; el DAB es un
convertidor que se compone de ocho interruptores, los cuales están distribuidos en dos
puentes en H, lo que hace que sea un dispositivo robusto, simétrico, con gran modularidad,
con una alta eficiencia y capaz de manejar altas densidades de potencia, al usar un
transformador para unir los dos puentes, genera que el convertidor tenga un aislamiento
galvánico lo que le da seguridad. Otra de las ventajas que ofrece este convertidor
bidireccional es que permite tener un control simple y transparente para la transmisión de
potencia bidireccional, ya que cuenta con abundantes algoritmos de control que expanden
el rango de la conmutación suave logrando mejorar su eficiencia hasta un 97% [18] , ya que
las pérdidas son menores y se reduce las interferencia electromagnéticas; además la
frecuencia de la corriente de entrada y de salida es el doble que la frecuencia de
conmutación, esto le da una superioridad frente a otros convertidores bidireccionales.
El DAB fue propuesto en 1988 [19] por Mohan y Peterson, se caracteriza por tener
componentes activos tanto a la entrada como en la salida, con la mínima topología, y menor
tensión en los dispositivos, no tienen componentes reactivos extras y usa la inductancia de
fuga del transformador como elemento principal de transferencia de energía, sin embargo
esta primera propuesta utiliza transformadores de frecuencia lineal lo cual limitaba el
sistema, luego se evolucionó al uso de transformadores de alta frecuencia lo cual aumentó
las posibles aplicaciones ya que redujo su tamaño, y su costo.
El DAB clásico [20] como se muestra en la figura 11, está compuesto por dos puentes
activos conectados por un transformador de alta frecuencia el cual se alimenta con ondas
cuadradas y un DC-link de condensadores a cada extremo DC de los puentes el cual se usa
para filtrar el rizado que se presenta en la corriente que consume el lado DC [21] en
muchos montajes se utiliza una inductancia en serie con el transformador para así lograr
ajustar la inductancia de fuga lo que hace que el convertidor pueda manejar mayor
transferencia de energía. Al utilizar transformadores de alta frecuencia se puede aumentar
considerablemente la frecuencia de conmutación de los interruptores, lo cual como se había
mencionado anteriormente permite reducir el tamaño del sistema, y además da la
posibilidad de utilizar técnicas de conmutación suave como ZVS, que reducen el estrés
eléctrico en los dispositivos. La máxima frecuencia de conmutación se tiene cuando las
pérdidas en la inductancia de fuga y la corriente de recuperación del diodo no se pueden
manejar [19].
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28
Figura 11. DAB (convertidor de puente completo dual), tomada de [11].
Al realizar un modelo simplificado del DAB monofásico como se muestra en la figura 12,
se puede analizar la tensiones que debe soportar el inductor y los modos en que se puede
configurar el convertidor, logrando así determinar el comportamiento de la corriente IL, el
cual depende de la magnitud de la tensión y de la inductancia.
Figura 12. Modelo simplificado del DAB monofásico, tomada de [21]
Estos modos de configuración dependen directamente de la relación de espiras del
transformador; se tienen tres casos diferentes:
● modo reductor: cuando Vac1 es mayor que Vac2, en la figura 13 se ven las señales
de tensión, y la forma de onda de la corriente.
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29
Figura 13. Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 > Vac2.
● Modo elevador: cuando Vac1 es menor que Vac2, en la figura 14 se ven las señales
de tensión y corriente de este modo, se logra ver que en la señal de corriente la
única diferencia es un cambio de pendiente, resultado de la nueva relación entre
Vac1 y Vac2.
Figura 14. Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1 < Vac2.
● Modo seguidor: cuando Vac1 es igual Vac2, la tensión en los bornes es igual lo que
genera una corriente de forma trapezoidal como se ve en la figura 15, y lo cual
permite que se tenga conmutación suave en los dos puentes .
Figura 15. Señales de tensión y corriente en el DAB cuando Vac1=Vac2.
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30
2.2.1.1 Flujo de potencia.
El flujo de potencia en el convertidor se realiza por medio de una diferencia de fase entre la
tensión del primario y el secundario del transformador, en donde la diferencia de tensión es
soportada por la inductancia de dispersión, y es por ello que es usada como elemento de
transferencia de energía, el flujo se presenta desde la fuente que se adelanta en fase con
respecto a la otra, si decimos que 𝑉𝐴 es la entrada ,𝑉𝐵 es la salida, 𝜑 es el desfase entre las
dos señales, 𝑛 es la número de vueltas del transformador y que 𝐿𝑘es la fuga del primario (se
refiere a la inductancia y un inductor externo) entonces podríamos decir que la potencia es
igual a:
𝑃 = 𝑉𝐴𝑉𝐵
𝑛𝜔𝜔𝑘 𝜑 (1 −
𝜑
𝜋) (1)
Al analizar el comportamiento del desfase con respecto a la potencia de salida del puente se
logra determinar el punto en donde se hace conmutación suave, la cual depende de D que es
igual a:
𝐷 =𝑉𝐵
𝑛𝑉𝐴 (2)
Entonces si D>1 se conoce como motoring, el desfase es positivo lo que significa que el
puente de entrada adelanta al puente de carga, si D<1 es regenerative el desfase es
negativo, el puente de carga adelanta el puente de fuente, esto nos permite determinar la
región para realizar conmutación suave que es cuando D=1 siendo D el parámetro de
medición esto se puede ver en las curvas de la figura 16.
Figura 16. Potencia de salida vs desfase, tomada de [22].
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31
Según lo anterior se puede identificar dos flujos, los cuales se ven más claramente en la
figura 17, en la figura 17(a) se ve un flujo directo en el cual la potencia, va de la fuente a la
carga, el cual se logra con un desfase positivo, y en la figura 17(b) se observa un flujo
inverso el cual se produce cuando el puente dos tiene un desfase negativo.
Figura 17. Flujo de potencia (a) flujo directo (b) flujo inverso.
El flujo máximo de potencia se da cuando se tiene un desfase de 90°, en cualquiera de los
sentidos.
2.2.1.2 Configuraciones del DAB.
Existen diferentes topologías del DAB como se ve en la figura 18, las cuales buscan
encontrar forma de realizar conmutación suave.
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32
Figura 18. Topologías DAB a) con ZVS , b)active-clamp snubber, c) passive-clamp
snubber,(d) amortiguación de retroceso, (e) medio puente alimentado por voltaje con
doblador de tensión, (f) convertidor hibrido, (g)convertidor ZVS-ZCS converter,
(h)convertidor serie resonante, (i) topología con diferentes capacitores resonantes, (j) con
LLC tanque resonante, tomado de [3]
La figura 18 (a) muestra un convertidor DAB con ZVS convencional, en el cual se usa un
capacitor externo en paralelo con el interruptor, que junto a la capacitancia parásita
mantiene la tensión en el interruptor durante la transición según [23] las pérdidas son
proporcionales a la capacitancia en paralelo al interruptor; este método solo funciona en
condiciones específicas lo cual limita su uso ya que solo puede manejar bajas corrientes.
El segundo método de convertidores es el de múltiples puertos, entre ellos se encuentran
active-clamp, passive clamp y flyback los cuales se muestran en la figura 18 (b, c, d)
respectivamente [24]-[25], estos consisten en colocar un nivel DC en la parte de baja
tensión para reducir el rizado de la corriente y de esta manera sea más eficiente la salida en
la carga, sin embargo, la diferencia entre el nivel DC y el transformador hace que sea
necesario una gran amortiguación de condensadores; por eso es necesario utilizar métodos
como los mostrados en [26] de conmutación suave, aunque estos no garantizan la
conmutación de todos los interruptores, en el flyback figura 18 (d) esto se soluciona usando
un amortiguador de retroceso el cual consiste en que el DC y AC absorben la diferencia
entre el inductor y la inductancia de fuga del transformador, y la corriente pico que circula
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33
se omite gracias a los nuevos dispositivos auxiliares pero esto a su vez aumentan el costo y
el tamaño del convertidor.
Un tercer método es el de voltaje alimentado el cual se muestra en la figura 18 (e) [3], por
medio de ZVS, el desfase y el cambio del ciclo útil, se logra tener la siguiente salida de
potencia:
𝑃 = 𝑉𝐴𝑉𝐵
2𝑛𝜔𝜔𝑘𝜑 (1 −
𝜑
𝜋) (3)
𝑃 = 𝑉𝐴𝑉𝐵
4𝑛𝜔𝜔𝑘[𝜑 (1 −
𝜑
𝜋) + (𝐷 − 𝜑) (1 +
𝜑−𝐷
𝜋)] (4)
2.2.1.3 Análisis de estados de funcionamiento.
La conmutación de un convertidor DAB se puede hacer mediantes diversas estrategias las
cuales se explicará más adelante, se realizar análisis tanto para SPS como para DPS. En la
figura 19 se muestra el convertidor DAB, haciendo referencia tanto al interruptor, como al
diodo que se encuentra en anti-paralelo a él, ya que se busca identificar en cada instante
cual es el dispositivo que conduce.
Figura 19. Esquema completo del convertidor DAB.
El comportamiento del DAB para la modulación SPS, la cual solo tiene un desfase, que se
realiza entre el voltaje primario y secundario del transformador se muestra en la Figura 20,
en ella se muestran las señales de Vp y Vs como la de la corriente en la inductancia, y las
corrientes de entrada y salida. Se divide en 4 intervalos que corresponden a los cambios de
tensión que ve la inductancia, en la parte inferior se indica qué dispositivo se activa en cada
instante tanto en el puente uno como en el puente dos, Tn hace referencia a los
interruptores, y Dn al diodo que va en antiparalelo a él, siendo n el número del interruptor
al que se quiere hacer referencia.
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34
Figura 20. Análisis de dispositivos en conducción con modulación SPS, tomada de [19].
Para el análisis utilizando modulación DPS, se divide el funcionamiento en dos casos, el
primer es cuando 0<De<Di<1 y el segundo caso se presenta cuando 0<Di< De <1. En la
figura 20, se muestran las señales del voltaje primario y secundario del transformador, al
igual que la forma de onda de la tensión y la corriente en la inductancia, para los dos casos.
Se divide en seis intervalos de tiempo los cuales corresponden a los cambios de nivel
resultantes en la inductancia a causa de los desfases, se puede notar como la única
diferencia entra las formas de onda tanto de tensión como de corriente en la inductancia se
presenta, entre el intervalo t2 y t3; en este intervalo el nivel de la tensión para el primer
caso decae a cero, lo que genera en la corriente una recta con pendiente cero, esto no pasa
en el caso dos en donde en este intervalo se hace solo un cambio de nivel, lo que produce
que la corriente cambie de pendiente.
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35
Figura 21. Voltaje primario, voltaje secundario del transformador, tensión y corriente en
la inductancia (a) cuando 0 <De<Di <1, (b) cuando 0<Di <De<1, tomada de [27].
Para cada intervalo, los dispositivos conductores se relacionan en la tabla 1 [27].
Tabla 1. Dispositivos de conducción según el intervalo.
El desfase De y Di van de 0 a 1, y la suma de los dos no puede ser mayor a 1, el desfase Di
se realiza tomando como referencia la rama uno del primer puente, y el desfase De se hace
con respecto al flanco de subida del voltaje primario.
Según eso, la ecuación de básica de potencia es:
𝑃 =𝑛𝑉𝐻𝑉𝑉𝐿𝑉
2𝑓𝑠𝐿[(𝑑2(1 − 𝑑2) −
1
2𝑑1
2)] (5)
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36
𝑃 =𝑛𝑉𝐻𝑉𝑉𝐿𝑉
2𝑓𝑠𝐿[(𝑑2 (1 − 𝑑1 −
1
2𝑑2))] (6)
En donde P es la potencia de transferencia, fs es la frecuencia de conmutación, L la
inductancia y d1 el desfase interno Di y d2 el desfase externo De, la ecuación (5) representa
la potencia cuando 0<Di<De<1, y (6) cuando 0<De<Di<0.
Según la fórmula anterior se puede concluir que la potencia del DAB es inversamente
proporcional al valor de la inductancia media, lo que genera que cuando se quiera trabajar
altas densidades de potencia se utiliza solo la inductancia de fuga del transformador.
2.2.1.4 Conmutación suave a cero tensión.
Para lograr conmutación suave a cero tensión (ZVS), se tiene en cuenta la capacitancia
parásita de salida de los MOSFETs, ya que esta permite alcanzar la mínima corriente que
necesita la inductancia de fuga durante la desconexión de cualquiera de los dispositivos,
cuando la capacitancia de resonancia es mayor, la corriente que se requiere para ZVS
aumenta, lo cual limitaría el rango de conmutación suave.
En la figura 22(a) se tiene una rama del puente uno, en donde L es la inductancia del
transformador, C1 y C2 son las capacitancias en paralelo con los interruptores T1 y T2;
cuando se tiene un t=0 en donde T1 está desactivado, el valor del condensador es lo
suficientemente grande para asegurar muy poco cambio en la tensión a través de t1 durante
su intervalo de desconexión. Una vez que el dispositivo se apaga, la corriente del inductor
resuena a través de las capacitancias del amortiguador, la corriente ip fluye a través de L, el
puente de salida es reemplazado por un primario con la polaridad adecuado, cuando t=tm es
cuando ip resuena a cero, como se ve en la figura 22 (b), de ahí se puede concluir que:
Cuando t= 0.
𝑖𝑝 = 𝐼𝑚𝑖𝑛, 𝑣𝐶1 = 0, 𝑣𝐶2 = 𝑉𝑖 (7)
Cuando t = tm
𝑖𝑝 = 0, 𝑣𝐶1 = 𝑉𝑖 , 𝑣𝐶2 = 0 (8)
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Figura 22. (a) Rama resonante primer puente, (b) Corriente mínima en la inductancia
cuando T1 está desactivado, tomada de [28].
Se tiene una conmutación ZVS para cualquier potencia cuando el DAB está configurado en
modo seguidor, en todo el barrido de desfase, cuando está configurado como elevador o
reductor existe un ángulo mínimo de desfase para garantizar ZVS el cual está asociado al
valor mínimo de corriente.
2.2.2 Estrategias de modulación.
La estrategia de control es una de las líneas de investigación importantes para DAB,
depende de la topología y de la variante que se quiere implementar; a continuación se
mencionan los principales métodos de control:
2.2.2.1 Modulación SPS.
El control de SPS que se muestra en la figura 23 (a), consiste en realizar la conmutación por
medio de señales cuadradas de ciclo útil del 50%; y generar un desfase entre los puentes, en
otras palabras hacer un cambio de ángulo entre la señal del primario con respecto a la señal
del secundario del transformador.
Esto hace que el voltaje a través del inductor de fuga del transformador cambie, haciendo
que la dirección del flujo de potencia y magnitud pueda ser controlada [22].
Las ventajas de esta estrategia son su simplicidad, y la facilidad para lograr conmutación
suave, sin embargo, presenta problemas cuando se trabaja fuera del rango de ZVS ya que
reduce su eficiencia notablemente, y tiene picos altos de corriente que se deben filtrar.
2.2.2.2 Modulación EPS.
En el control de EPS figura 23 (b), se tiene una relación de cambio interno de fase en uno
de los puentes, esto genera que la señal de salida de dicho puente tenga un nuevo nivel de
onda cuadrada; durante los intervalos de tiempo de la tensión cero de la onda de tres
niveles, la parte posterior del flujo de energía es cero, por lo que la potencia de circulación
disminuye para una potencia de transmisión dada.
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38
También se realiza a su vez el desfase entre los puentes, esto permite controlar la dirección
de flujo de potencia y la magnitud, mientras que la relación de cambio de fase interna se
utiliza para disminuir la potencia de circulación y ampliar la gama (ZVS). El EPS, es más
complejo de implementar, y tiene una gran desventaja que es su asimetría, ya que cuando se
invierte el flujo de potencia, se debe reconfigurar para lograr ver los efectos de esta
modulación. [22].
2.2.2.3 Modulación DPS.
A diferencia del control de EPS, en el control DPS Figura 23 (c), el desfase interno se
realiza por igual en los dos puentes lo que genera que las señales del primario y el
secundario del transformador sea una señal de tres niveles, y a su vez se realiza un desfase
externo entre cada puente, con el fin de manejar el flujo de potencia como en los casos
anteriores
En comparación con el control de EPS, los estados de funcionamiento de los dos puentes
serán los mismos cuando se cambian los estados de conversión de voltaje o el flujo de
potencia de direcciones. Por lo tanto, el control DPS tiene un mejor rendimiento dinámico
[22], reduce el estrés de corriente, mejora la eficiencia, y expande el rango de ZVS.
2.2.2.4 Modulación TPS.
Al igual que el control de DPS, los pares de conmutadores cruzados conectados en ambos
puentes completos se conectan con una relación de cambio de fase interna. Sin embargo, las
relaciones de cambio de fase interiores pueden ser desiguales, lo que hace que pueda
controlar tres grados de libertad.
De hecho, el control de TPS se propuso después de SPS, EPS y DPS; como una forma
unificada de control de cambio de fase. SPS, EPS, y DPS, también se puede considerar
como casos especiales de control de TPS. Desde el punto de vista de la implementación, el
control SPS requiere un grado único de control; las EPS y el control DPS requieren dos
grados de control, y se necesitan tres grados de control para el control de TPS. Por lo tanto,
el control de TPS es el control más complejo de implementar, por esta razón no es muy
usado en la actualidad [22].
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Figura 23. (a) control SPS. (b) control EPS. (c) control DPS. (d) control TPS, tomada de
[29].
Para este trabajo de grado se desarrollará el control DPS, pues, es la forma más eficiente de
realizar el control del DAB, ya que evita tener picos altos de corriente y un mejor manejo de
tiempos muertos, a diferencia del TPS es más sencillo de implementar y puede obtenerse el
mismo resultado en cuanto a eficiencia.
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CAPÍTULO 3
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41
3.1 Diseño del DAB etapa de potencia.
Con el fin de analizar los efectos de la modulación SPS y DPS sobre un convertidor
bidireccional DAB, se propone el diseño de un prototipo monofásico con una potencia
nominal de 10 kW; en la tabla 2 se enumeran los parámetros generales con los que se va a
trabajar. Se realiza el análisis de diseño utilizando modulación SPS, ya que en este punto
en donde se obtiene la mayor potencia y se presenta la mayor cantidad de potencia reactiva,
por lo cual se hace necesario sobredimensionar algunos de los dispositivos a manejar. Se
configura el DAB en modo seguidor, para garantizar que la relación de transformación
efectiva sea igual a uno, lo cual permite tener conmutación suave en todo el rango de
trabajo.
Tabla 2. Parámetros generales para el DAB monofásico.
3.1.2 Cálculos de diseño.
La transferencia de potencia del convertidor se define en la fórmula (9), en donde 𝑓𝑠 es la
frecuencia de conmutación, él (𝜑) es el ángulo de desfase externo con el cual se logra la
potencia deseada y 𝐿𝑓 es la inductancia resultante de sumar la inductancia de fuga del
transformador y la inductancia de la bobina externa.
𝑃𝑜 =𝑉𝑖
2∗𝑑𝑒𝑓
2∗𝜋∗𝑓𝑠∗𝐿𝑓∗ 𝜑 ∗ [1 −
|𝜑|
𝜋] (9)
De esta fórmula se despeja 𝐿𝑓 como se muestra en (10)
𝐿𝑓 =𝑉𝑖
2∗𝑑𝑒𝑓
2∗𝜋2∗𝑓𝑠∗𝑃𝑛𝑜𝑚∗ 𝜑 ∗ (𝜋 − 𝜑) = 80 𝜇𝐻 (10)
Si se asume un valor de 𝜑𝑛𝑜𝑚
= 50, y se reemplazan los demás valores se obtiene (11)
𝐿𝑓 =400𝑉2 ∗ 1
2 ∗ 𝜋2 ∗ 20𝑘𝐻𝑧 ∗ 10𝑘𝑊∗ 0.8726 ∗ (𝜋 − 0.8726) = 80 𝜇𝐻
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42
El ángulo nominal 𝜑𝑛𝑜𝑚
es el valor de desfase que se requiera para obtener la potencia
nominal, se asume un valor menor a 90° para lograr tener un margen de operación, ya que
con 90° se llega al máximo del convertidor. La potencia máxima que se maneja cuando se
tiene un ángulo de 90° es de P= 12.5 kW lo que genera que el rango de trabajo de
convertidor sea 0 < |Po| < 12.5 kW. El valor obtenido de inductancia permite hacer las
elección correcta del transforma de alta frecuencia y del inductor externo, ya que las suma
de sus inductancias debe ser menor a 80 uH, ya que si llega a ser mayor la potencia en
sistema será menor.
Para calcular la corriente que debe soportar tanto el transformador como el inductor
externo, se analiza la forma de onda de la corriente en 𝐿𝑓la cual se ve en la figura 24, el
análisis se hace con el ángulo nominal (𝜑𝑛𝑜𝑚
= 50°) que corresponde a la figura 24(a), en
ella se ve que la corriente pico es igual a 83.29 A, y calculando el valor rms de la señal se
obtiene que la corriente de entrada para la potencia nominal que es de 53.68 A, lo que
implica que la potencia aparente nominal sea de 21.47 kVA, en la figura 24(b) se muestra la
forma de onda para el desfase máximo el cual es igual de 90°, se logra ver que la corriente
pico es de 123.34 A, y el valor rms es igual a 83.63 A, lo que implica que la potencia
aparente máxima que debe manejar tanto la bobina como el transformador es de 33.452
kVA. La corriente rms mínima que debe soportar los semiconductores es de 37.96 A
Figura 24. Señal de corriente el Lf, (a) ángulo nominal 50°, (b) ángulo nominal 90°.
En la tabla 3, se indican los parámetros necesarios para la elección de dispositivos
necesarios para hacer el montaje físico.
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Tabla 3. Parámetros para la elección de Dispositivos.
3.1.3 Elección de dispositivos
3.1.3.1 Transformador y bobina
Para la construcción del transformador de alta frecuencia se selecciona un núcleo de ferrita
WCM5277, de la compañía WEST COAST MAGNETICS [30], el cual se muestra en la
figura 25, este núcleo tiene una frecuencia de trabajo de máximo 100 kHz, y soporta un
potencia de 25 kW.
Figura 25. Núcleo de ferrita para el transformador de alta frecuencia, tomada de [30].
La bobina también requiere manejar una alta cantidad de potencia y de corriente, para su
implementación se propone un núcleo de ferrita KF10 de la compañía EMIKON POWER
COILS [31], el cual se muestra en la figura 26, y el cual soporta hasta 240A para
frecuencias de hasta 70 kHz.
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Figura 26. Núcleo para la bobina externa, tomada de [31].
3.1.3.2 Semiconductor.
Para la elección de los semiconductores se tuvo en cuenta principalmente la corriente
mínima que debía soportar, es así que se elige un MOSFET de potencia STY112N65M5
[32], el cual tiene como característica un ID de 96 A, otros parámetros relevantes se
muestran en la tabla 4.
Tabla 4. Parámetros de los Semiconductores.
3.2 Diseño e implementación de la modulación DPS en Psoc® 5lp.
Para el diseño de la modulación DPS, se plantea el diagrama que flujo que se muestra en la
figura 27.
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Figura 27. Diagrama de flujo diseño modulación DPS en Psoc® 5lp.
Luego se implementa usando el microcontrolador programable Psoc® 5LP basado en una
CPU ARM cortex M3, cuyo programa de desarrollo es Psoc® creator 3.3 [32]; para realizar
las pruebas y ver las señales de control de cada interruptor se usa el programa logic® 1.2.10
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[33] realizado por Saleae logic® 1.2.10, que es un analizador lógico de 16 canales,
suficiente para ver las ocho señales de cada interruptor en tiempo real y los tres pulsos de
disparo para hacer los desfases.
Para realizar la modulación DPS se diseña el esquema que se ve en la figura 28 , en donde
se implementaron bloques de PWM, los cuales son señales cuadradas con un ciclo útil del
50%; en la figura 29 se ven los parámetros con los que se configuraron cada uno de estos
módulos, un reloj principal de 10 MHz, ya que la frecuencia de conmutación que se desea
para los interruptores es de 10 kHz; para ellos es necesario tener un periodo de 100 us,
partiendo de la fórmula f=1/T, timers para realizar los desfases entre las señales, y
compuertas NOT para las señales complementarias de cada rama de los puentes del DAB.
Figura 28. Diagrama del hardware para la implementación de DPS en Psoc® 5lp.
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Figura 29. Configuración PWM1 (referencia), 50% de ciclo útil, T=100 us.
Se colocan cuatro bloques de PWM; PWM1, PWM2, PWM3 y PWM4, que representan las
señales principales S1, S3, S5, y S7 respectivamente, las señales S2, S4, S6 y S8 son
señales complementarias de las señales principales.
Para realizar los desfases se utilizan bloques de timers; para el desfase externo
(TimerDE) y para el desfase interno (TimerDI_1 y TimerDI_2), uno para cada puente del
convertidor, se toma como señal de disparo la señal S1, ya que con respecto a ella se
realizan los desfase de cada rama y de cada puente del convertidor; el TimerDI_1 genera un
pulso de que dura 80ns el cual es la señal de disparo para el PWM2 (S3), es así cómo se
logra realiza el desfase con respecto a PWM1 (S1) como se muestra en la figura 30.
Figura 30. Señal S1, señal de disparo 80 ns para el desfase y señal S3.
Para realizar la señal del interruptor S5, se implementa el bloque PWM3 y para el
interruptor S7 el bloque PWM4, para realizar el desfase interno de este puente se hace lo
mismo que en el caso anterior teniendo en cuenta que TimerDI_1 y TimerDI_2 tiene el
mismo valor de retardo, ya que el desfase interno es igual para los dos puentes, como se
muestra en la figura 31.
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En la figura 31(a) se ven las cuatro señales principales (S1, S3, S5, S7) sin ningún desfase
(De, Di1 y Di2 en 0°), en la figura 31(b) se realiza un desfase interno de 45° (Di1=Di2=45)
para ver claramente lo mencionado anteriormente.
Figura 31. Señales principales S1, S3, S5 y S7, (a) desfase interno y externo en 0°, (b)
desfase interno en 45° y externo en 0°.
Ahora bien, para generar el desfase externo es decir, el desfase entre cada puente del DAB
se implementa el bloque TimerDE, este genera un pulso que hace que PWM1 (S1) y
PWM3 (S5) se desfasen; este pulso al igual que TimerDI_1 y TimerDI_2 dura 80 ns,
suficiente para que Pwm3 comience a funcionar.
El rango de desfase tanto para De, como para Di, está entre -90° y 90° con saltos de
aproximadamente dos grados partiendo desde 0°, esto para poder manejar el flujo de la
potencia en las dos direcciones de DAB. En la figura 32, se muestran diferentes casos
desfase, en la figura 32(a), se ven las cuatro señales principales sin ningún desfase, en la
figura 32(b), se tiene el mismo desfase de 45° para De como para Di, en la figura 32(c), De
es mayor que Di, siendo De igual a 90° y Di igual a 45°, en la figura 32(d), se tiene en caso
inverso cuando De es menor a Di, en la figura 32(e), se muestra un Di de 0° y un desfase
externo de 45° lo cual como se mencionó anteriormente sería equivalente a tener una
modulación SPS con un desfase de 45°, y por último se observa un desfase negativo tanto
en Di como en De en la figura 32(f).
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Figura 32. Señales S1,S3,S5 y S7, (a) Desfase interno y desfase externo 0°; (b) Desfase
interno 45° y desfase externo 45°; (c) Desfase interno 45° y desfase externo 90°; (d)
Desfase interno 90° y desfase externo 45°; (e) Desfase interno 0° y desfase externo 45°; (f)
Desfase interno -90° y Desfase externo -45°.
Para generar las señales complementarias S2, S4, S6 y S8 se niegan las señales principales
S1, S3, S5 y S7 respectivamente con una compuerta NOT, esto se evidencia en la figura 33,
en la figura 33(a), se muestran las ocho señales sin ningún desfase, y en la figura 33(b), se
realiza el desfase máximo positivo que es de 90° para De y el desfase máximo negativo que
es -90° para Di.
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Figura 33. S1, S3, S5 y S7 y sus complementarias S2, S4, S6 y S7, (a) desfase interno y
externo en 0°; (b) desfase interno -90° y desfase externo en 90°.
El código fuente utilizado para realizar la modulación DPS se puede ver en el anexo 1.
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CAPÍTULO 4
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4.1 SIMULACIÓN
4.1.1 Parámetros de simulación.
Para realizar el análisis del comportamiento del convertidor bidireccional DAB utilizando
control SPS y el control DPS, se utiliza como herramienta de simulación el software
PSIM® 6.0 [34] para obtener los datos que serán posteriormente, analizados utilizando
Matlab® [35].
El convertidor se simula utilizando todos los elementos de esta topología, incluyendo el
inductor que representa la suma de la inductancia de dispersión del transformador de alta
frecuencia y de la inductancia externa que se conecta en serie. Los parámetros que se
utilizar para cada uno de los dispositivos se encuentran en la tabla 5, y el esquemático
general del mismo se muestra en la figura 34.
Tabla 5. Parámetros de simulación Psim® 6.0.
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Figura 34. Esquema del convertidor, (a) circuito general; (b) módulo puente 1; (c) módulo
puente.
Para realizar la caracterización que se quiere del sistema, se colocan sensores de tensión y
de corriente en los extremo DC de cada puente para obtener el valor de potencia de salida
en las dos direcciones del convertidor, a su vez se mide la señal de tensión y corriente en el
inductor haciendo énfasis en la forma de onda que se obtienen para cada caso, por último se
colocan sensores para medir la tensión de los bornes del transformador.
4.1.2 Simulación ideal del DAB con SPS.
En la simulación, al implementar la modulación SPS, se configura el convertidor DAB en
modo seguidor, lo que implica que las dos fuentes estén encendidas al mismo valor, se usan
MOSFETs con parámetros ideales. Para la implementación de la modulación SPS, se
utilizan dos generadores de onda cuadrada con ciclo útil del 50%, el generador uno, es la
señal de activación S1 y S4, y por medio de una compuerta NOT, se obtiene las señales
complementarias S2 y S3, con el generador dos, se implementan las señales para el segundo
puente igual que se hizo con el primero, con la única diferencia que se realizan variaciones
al desfase que se tienen con respecto al generador uno.
En la figura 35, se muestran los ocho pulsos de activación, la señal de voltaje del primario
del transformador (Vp) , y la señal de corriente en la inductancia iL.
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Figura 35. Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp,
corriente en la inductancia iL para SPS.
El desfase externo De, que se hace entre la señal S1 y S5, genera que la señal de tensión en
la inductancia varié, lo cual se ve reflejado en la inclinación de la pendiente de la señal
trapezoidal de la corriente, se obtiene esta forma por el modo seguidor en el cual está
configurado el convertidor. En la figura 36, se muestra la tensión y la corriente en la
inductancia cuando se tiene un desfase de 90°, con este desfase se logra obtener la máxima
potencia en el sistema, en contraste con las mismas señales pero esta vez con un desfase de
20°.
Figura 36. Tensión VL y corriente iL, (a) De=90°, (b) De=20°.
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El cambio de pendiente de la señal de corriente, genera que se maneje una gran cantidad de
potencia reactiva, por lo que hace necesario sobredimensionar los dispositivos, para que
estos puedan soportar esa potencia adicional, el cual es uno de los defectos que presenta la
modulación SPS. este efecto se ve reflejado en la corriente de salida medida antes del
condensador, ya que esta presenta valores instantáneos negativos, que representa la
corriente de retorno que se está realimentando en el sistema como se muestra en la figura
37, en donde se usa un desfase externo de 90°.
Figura 37. Corriente de salida io con un desfase de 90°.
EL flujo de potencia se analiza realizando variaciones en el desfase en pasos de 10°, desde -
180° hasta a 180°, en la figura 38 se muestra el comportamiento obtenido, se logra
evidenciar como el flujo es bidireccional, ya que cuando se tiene un desfase negativo el
flujo va en inverso de V2 a la fuente V1, que es la parte negativa de la curva, y cuando el
desfase es positivo el flujo es directo desde la fuente V1 a la fuente V2, lo que corresponde
a la parte positiva, los valores máximos de potencia se logran cuando el desfase externo
está en -90° y 90° respectivamente. Es así que se logra comprobar la simetría que se tiene
con respecto al flujo de potencia bidireccional.
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Figura 38. Flujo de potencia usando SPS.
4.1.3 Simulación ideal del DAB con DPS
Para realizar el análisis del convertidor con modulación DPS se utilizan los mismos
parámetros que en el caso anterior, el DAB configurado en modo seguidor y parámetros en
los MOSFETs ideales.
En la figura 39 se muestran los ocho pulsos de conmutación S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7 y
S8, en donde se nota el desfase interno que se realiza entre las señales S1 y S3 en el puente
uno y entre S5 y S7 en el puente dos, al igual que el desfase externo que se realiza entre S1
y S5, también se tiene la señal Vp y la corriente iL. Cabe resaltar, que al tener un desfase
interno, la señal de tensión Vp adquiere un nuevo nivel, lo cual produce que la señal VL sea
escalonada; estos cambios de tensión se ven reflejados en los flancos de subida y bajada de
la señal de corriente, ya que esta deja de estar compuesta por una sola pendiente, a ser la
sumatoria de diferentes pendientes, es así que la señal de corriente iL pasa a tener una
forma mucho más suave, lo que da como resultado la reducción de la potencia reactiva (Q).
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Figura 39. Pulsos de activación para los ocho MOSFETs, Voltaje en el primario Vp,
corriente en la inductancia iL para modulación DPS.
Al tener dos desfases que pueden ser tanto negativos como positivos, se obtienen diferentes
combinaciones, las cuales se logran dividir en ocho grupos, en la figura 40,, se muestran las
señales en los bornes del transformador Vp y Vs, la tensión en la inductancia VL y la
corriente iL para cada uno de los casos, en la figura 40(a), se tiene el primer caso, que es
cuando el desfase externo es menor al desfase interno entre 0 y 1 siendo 1, un desfase de
180° (0 < De ≤ Di < 1 ), la figura 40(b), representa el caso dos, cuando el desfase interno
es menor que el desfase externo (0 < Di < De < 1), en la figura 40(c) se muestra el caso
tres, el cual se presenta cuando los dos desfases son negativos y el desfase interno es menor
al desfase externo entre -1 y 0 siendo -1 igual a 180° (-1 < Di < De < 0), en la figura 40(d),
está el caso cuatro, que es contrario al anterior cuando el desfase interno es mayor que el
desfase externo (-1 < De < Di < 0), en la figura 40(e), se observa el caso cinco, cuando el
desfase interno es positivo y en magnitud mayor al desfase externo el cual es positivo, en la
figura 40(f), se tiene en caso seis en donde el desfase interno es positivo pero en magnitud
menor que el desfase externo que es negativo, en la figura 40(g), se muestra el caso siete
en donde el desfase interno es negativo pero en magnitud mayor al desfase externo, y por
último el caso ocho que se representa en la figura 40(h), el cual consiste en que el desfase
interno es negativo pero en magnitud menor al desfase externo que es positivo.
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Figura 40. Vs, Vp, VL y iL; (a) 0<De<Di<1, (b) 0<Di<De<1 (c)-1<De<Di<0, (d) -
1<De<Di<0, (e) (g) Di (+), De (-), (f) (h) Di (-) De (+).
Se logra identificar dos tipos de señales, de tensión y de corriente, la primera se obtiene
siempre y cuando la magnitud del desfase externo sea menor a la magnitud del desfase
interno |De|<|Di|, en este caso se tiene en la tensión una caída a cero, lo que genera que la
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corriente no tenga pendiente en ese instante, esa es la única diferencia entre las dos formas
de onda de la corriente, la segunda señal resulta cuando la magnitud del desfase interno es
menor que la magnitud del desfase externo |Di|≤|De|, esta señal es más escalonada que la
anterior y los cambios de pendiente dependen del ancho de cada escalón.
Cuando De es negativo, Vs ocurre primero que Vp, entonces, el flujo de potencia es
inverso, va de la fuente V2 a la fuente V1, esto genera que la señal de tensión que se ve en
la inductancia sea negativa, y que se genere el flanco de subida en la corriente.
4.2 Comparación SPS vs DPS.
La modulación DPS da como ventaja una variedad de combinaciones de ángulos de desfase
que generan la misma potencia de salida, en la figura 41, se ve por medio de una gráfica en
tres dimensiones este comportamiento; el eje Z es la potencia de salida según los desfases,
el eje Y es el desfase interno Di en el cual se realizan variaciones del ángulo de desfase en
pasos de 5° desde -90° hasta 90° y por último el eje X es el desfase externo De en aumentos
de 10°, desde -180° hasta 180°.
Se puede deducir que la modulación SPS es un caso particular de la modulación DPS el
cual se presenta cuando el ángulo de desfase Di es 0°.
Figura 41. Comportamiento de la potencia de salida con respecto a el De y Di.
Al colocar un plano que intercepte con la curva en la potencia deseada de 10 kVa se logra
determinar los ángulos de trabajo para cualquiera de las dos formas de modulación. Para el
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caso de la modulación SPS el ángulo de desfase De es de 50°; para la modulación DPS se
eligen los ángulos de desfases De iguales a 90° y Di igual a 50°, entre las diferentes
combinaciones posibles.
En la figura 42, se muestra la potencia instantánea cuando se entrega 10 kW, en la figura 42
(a), se ve la potencia de salida cuando se tiene modulación SPS, en ella se puede observar
un nivel negativo grande, este representa la potencia reactiva que se está devolviendo al
sistema, en la figura 42 (b), se ve la potencia de salida cuando se realiza la modulación
DPS, en este caso específico se tiene un De=90° y Di=50°, se nota como el pico negativo
de la potencia disminuye considerablemente su tamaño, reduciendo así la potencia reactiva
en el sistema.
Figura 42. Potencia instantánea cuando se entregan 10 kW, (a) SPS ángulo De =50°, (b)
DPS ángulo De =90° ángulo Di=50°.
4.3 Simulación real del DAB con SPS
Luego de realizar el análisis con parámetros ideales, se hizo el mismo estudio, pero ahora
con parámetros reales en los MOSFETs, los cuales se encuentran especificados en capítulo
3, estos datos corresponden al MOSFETs seleccionado en la etapa de diseño, también se
agregó la resistencia de pérdidas de la inductancia Ri la cual tiene un valor de 180 mΩ. Esto
con el fin de notar algún cambio relevante en el comportamiento del DAB
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Se logran identificar pequeños cambios en la forma de la corriente iL, los cuales son
generados principalmente por la resistencia de pérdidas asociada a la inductancia, esto hace
que la forma de onda de esta señal sea más senoidal; la tensión VL también presenta
variaciones ya que se generan pequeñas pendientes en cada uno de los escalones de la
señal, esto es fruto de los parámetros de los MOSFETs. En la figura 43, se observa la
corriente y la tensión obtenida con un desfase externo de 90°.
Figura 43. Corriente y tensión en la inductancia De=90°.
El flujo de potencia mantiene su forma, con la única diferencia de que la potencia de salida
se reduce por los parámetros reales, sin embargo esta disminución no es muy significativa
como se ve en la figura 44 en donde la curva morada representa la potencia con parámetros
ideales y la curva verde la potencia con parámetros reales.
Figura 44. Flujo de potencia con SPS, con parámetros ideales vs parámetros reales.
4.4 Simulación real del DAB con DPS.
Al usar los mismos parámetros del caso anterior, se logra ver que los cambios se mantienen
cuando se usa modulación DPS, en la figura 45, se muestran las dos formas de onda, la
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62
corriente y la tensión en la inductancia, en la figura 45(a), cuando |Di|< |De| y en la figura
45(b), es cuando |De| < |Di|.
Figura 45. Corriente y tensión en la inductancia, (iL) y (VL), (a) Di=50°, De=90°, (b)
Di=90°, De=50°.
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CAPÍTULO 5
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5.1 IMPLEMENTACIÓN
5.1.1 Implementación de las estrategias de modulación.
Para la implementación de las técnicas de modulación se utiliza el Psoc® 5lp, en el cual se
generan los ocho pulsos de activación, la modulación SPS al ser un caso particular de la
modulación DPS se obtendrá cuando el desfase interno sea igual a 0°.
En la figura 46, se muestra en montaje final de la etapa de modulación, el cual consta del
Psoc® 5lp, una LCD de visualización y cuatro pulsadores.
.
Figura 46. Montaje de la etapa de modulación con el Psoc® 5lp.
Con los cuatro pulsadores se realiza la variación de los ángulos de desfase, estos se denotan
de la siguiente manera: UP_DI incrementar ángulo interno, Down_DI disminuir ángulo
interno, UP_DE incrementar ángulo externo y, DOWN_DE disminuir ángulo externo, cada
activación de los pulsadores cambia el desfase 1.8° respectivamente según sea el caso,
partiendo de un desfase 0° y llegando a los límites de desfase establecidos de -90° y 90°
para cada caso.
La LCD de 16x2, se utiliza para visualizar la variación en grados con que se realizan los
desfases, en ella se imprime el ángulo interno y externo de desfase actual, como se muestra
en la figura 47, para facilitar su visualización, el software hace una aproximación al entero
más cercano obviando los decimales, es decir puede haber un error de +-0.5°.
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Figura 47. Visualización del desfase interno y externo actual.
5.2 DAB.
El montaje físico del convertidor, se realiza para manejar un flujo de potencia de 200
vatios, esto debido a limitaciones en el núcleo con el que se construyó el transformador.
5.2.1 Puentes activos.
Para la implementación del DAB, se utilizan dos módulos de IGBT de Semikron® AN-8005
[36], los cuales se muestra en la figura 48, estos se componen en esencia por un
rectificador, y tres ramas de IGBT, la activación de cada interruptor es independiente y se
hace por medio de una señal externa CMOS de (0 a 15 voltios). De cada módulo se usan
solo dos ramas con el fin de obtener el puente en H de cada extremo, para los pulsos de
activación se hace necesario realizar una etapa de acondicionamiento, la cual se especifica
más adelante, la cual permite que las señales provenientes del Psoc® que son señales TTL
de (0 a 5 voltios), se amplifiquen para tener 0-15 voltios.
Los dos módulos se conectan por medio de un transformador de alta frecuencia y una
inductancia conectada en serie al transformador, es importante tener especial atención al
hacer la conexión de los dos puentes a los bornes del transformador, ya que un error en esta
conexión puede cambiar el sentido de los desfases. En los extremos DC de los puentes se
conecta un reóstato de 100 Ω, el cual ayuda a manejar la potencia reactiva de sistema y así
no afectar los condensadores internos de los módulos, el convertidor es alimentado con
170V en cada extremo, que es el valor que se obtiene al rectificar la red.
Figura 48. Módulo de IGBT de Semikron® AN-8005, tomado de [36].
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5.2.2 Transformador e inductancia.
Se diseña un transformador de alta frecuencia usando un núcleo de ferrita EA77-625 [37],
el cual se muestra en la figura 49. En la tabla 6 se especifican los parámetros que hay que
tener en cuenta para la construcción del transformador.
Figura 49. Núcleo para el transformador de alta frecuencia, tomado de [37].
Tabla 6. Parámetro transformador.
Parámetros Valor
Potencia máxima 200 vatios
Número de vueltas totales 100
Número de vueltas primario 50
Número de vueltas secundario 50
Relación de transformación 1
Calibre del cobre 18
Para disminuir la potencia de salida y así garantizar los 200 vatios se utiliza una bobina en
serie al transformador, la cual permite aumentar el valor de la inductancia de dispersión,
dicha bobina consta de dos toroides de ferrita y de 83 espiras , logrando así una bobina de
997uH y una resistencia en serie de 182 mΩ. Las dimensiones del transformador y la
bobina obtenida se observan en la figura 50.
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Figura 50. Transformador y bobina resultante.
5.2.3 Etapa de acondicionamiento.
Como se mencionó anteriormente, es necesario realizar una etapa de acondicionamiento
para las señales del Psoc®, esta etapa consta de transistores de potencia TIP 31c [38], en
corte y saturación, como se muestra en la figura 51(a) y con los valores que se prestan en la
tabla 7. Este montaje se realiza para cada una de las ocho señales de modulación. Por la
configuración del conversor de TTL a CMOS, la señal de salida es la negada de la señal de
entrada como se ve en la figura 51(b), sin embargo esto no genera ningún cambio en la
forma de la modulación.
Tabla 7. Valores del conversor TTL a CMOS.
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Figura 51. Conversor de TTL a CMOS.
5.2.4 Dispositivos de medición.
Los dispositivos que se usan para la adquisición de datos son: un sensor de corriente de
efecto hall acs712-20A [39], el cual se muestra en figura 52, con él se mide la corriente en
la inductancia iL; este sensor funciona convirtiendo la señal de corriente medida en un una
señal de voltaje, la relación de equivalencia que maneja es de 100 mV por 1 A, la forma de
onda de la señal resultante se visualiza en uno de los canales de un osciloscopio digital, en
el otro canal se visualiza la tensión en la inductancia VL. También se usan dos PQA
(Power Quality Analyzer), los cuales se ubican en cada uno de los extremos DC de los
puentes en donde está V1 y V2, con estos dispositivos se mide el voltaje, la corriente, la
potencia activa y la potencia reactiva que ve cada una de las fuentes, cuando se realicen las
variaciones del desfase interno y del desfase externo.
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Figura 52. Sensor de corriente de efecto hall acs712-20A, tomado de [39].
5.3 Análisis de Resultados.
Se hace la conmutación de los puentes utilizando los dos tipos de modulación (DPS) y
(SPS); en la figura 53, se ve la salida AC de cada puente en la figura 53(a) se tienen las dos
señales sin desfases que es como se encuentra en el primer momento, ya que desfases
programados en el Psoc están en 0°. En la figura 53(b), se muestra un segundo momento
cuando ya se tiene un desfase interno de 45° y un desfase externo de 25°, es decir
implementando DPS.
Figura 53. Señales de salida de parte AC de cada puente.(a) sin desfase (b) modulación
DPS con un desfase interno de 45° y un desfase externo de 25°.
El comportamiento de la tensión y la corriente fue muy cercano al esperado, sin embargo,
uno de los cambios que se realizaron por los dispositivos que se están usando ee el
disminuir la frecuencia de conmutación de 20 kHz a 10 kHz, ya que se presentaba mucho
ruido y picos muy altos de corriente, esto a causa de los diodos que están en paralelo con
cada uno de los IGBT, en la figura 54, se muestra la señal de corriente obtenida en la
bobina, para los dos casos de frecuencia, en la figura 54(a) se ve la señal de corriente que se
obtiene con un desfase interno 0° y un desfase externo de 25° y con una frecuencia de
conmutación de 20 kHz, en la figura 54(b), se tiene la señal de corriente cuando se tiene
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un desfase interno de 0° y un desfase externo de 45° con una frecuencia de conmutación de
10 kHz. Se logra apreciar la disminución que se obtiene de los picos de corriente al
disminuir la frecuencia de conmutación.
Figura 54. Forma de onda experimental de la corriente en la bobina, (a) con un desfase
externo 25° a una frecuencia de 20 kHz; (b) un desfase externo de 45° a una frecuencia de
10 kHz.
5.3.1 Análisis comportamiento tensión.
La forma de onda a analizar es VL, la tensión que se tiene sobre la inductancia. Se compara
la señal obtenida en la práctica, con la obtenida en la simulación, se tiene un error debido a
que en el LCD de visualización muestra el valor entero del ángulo en cuestión, y se
aproximan los decimales al entero más cercano, es decir que el ángulo mostrado puede
estar con un error de +- 0.5°.
Cuando se tienen desfases intermedios tanto interno como externo se logran combinaciones
que generan señales escalonadas, que lograrlas con otras técnicas sería más complicado
obtener; en la figura 55, se muestran las formas de onda de mayor relevancia, en la figura
55(a), se muestra la señal cuando se tiene Di=0° y De=0° lo cual implica que no hay flujo
de potencia en el sistema, en la figura 55(b), se observa el punto máximo de la modulación
SPS con un ángulo De=-90° y un ángulo Di=0°, la señal en el otro límite es igual, y en la
figura 55 de la (c) se obtiene un ejemplo de la forma que onda resultante cuando |De| < |Di|
en la figura 55 (d) y (e) se observan dos ejemplos de la forma de onda que se obtiene
cuando |Di| < |De|, y por último en la figura 55 (f) es la señal resultante cuando |De| =|Di|.
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Figura 55. Comparación real vs ideal casos de modulación según ángulo de desfase (Di) y
(De), (a) Di=0°, De=0°; (b) Di=0°, De=-90° ; (c) Di=90°,De=45°; (d) Di=45°, De=90°;
(e) Di=-75°,De=-90°; (f) Di=-90°,De=90°.
5.3.2 Análisis comportamiento de corriente.
Con respecto a la señal de corriente en la inductancia, la cual se mide con el sensor de
corriente en la salida AC del primer puente del DAB, se puede observar cómo los cambios
de pendiente se hacen de forma más suave, dependiendo directamente de los cambios de
nivel en la señal de tensión, es así que cuando se tiene el máximo desfase interno; se
obtiene una señal de corriente con una forma de onda muy cercana a una sinusoidal. Es
importante mencionar que los picos de corriente que se presentan en la señal coinciden con
las transiciones del apagado y encendido de los interruptores en los puentes.
La corriente se mantuvo entre 130 mV y 300 mV, por la conversión que realiza el sensor
que es 100 mV por cada amperio, se puede afirmar que la corriente en la inductancia se
mantuvo entre 1.3 A y 3 A.
En la figura 56 se realiza una comparación entre las señales obtenidas en la práctica y lo
obtenido en la simulación, se nota una diferencia en la forma de onda a causa de los
parámetros usados en la simulación ya que la carga resistiva en paralelo a las fuentes fue de
solo 16 Ω, y al estar las fuentes activas la pendiente superior se compensa, suceso que no
pasa en la realidad ya que la carga resistiva es mayor, de 100 Ω, también incluye
parámetros como la Ron de los IGBT.
En la figura 56(a), se muestra las señales de voltaje y corriente cuando se tiene una
modulación SPS, con un De=45° y un Di=0°, en esta imagen se puede notar cómo los
cambios son pronunciados, al aumentar Di, como se hace en la figura 56(b), en donde se
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aumenta a 45°, se logra obtener pequeños cambios en las pendientes de la señal lo que
hace que la forma sea más suave y simétrica especialmente en el flanco de bajada, y por
último cuando se aumenta Di a 90°, como se ve en la figura 56(c), se tiene una señal más
uniforme, comparándola con el caso anterior, en la gráfica experimental de esta figura se
logra ver un poco más claro, como la pendiente de la corriente se vuelve cero en un
momento determinado, fruto del nivel de cero que se presenta en la señal de tensión, en la
figura 56(d), se presente la otra forma de la señal de corriente que se presenta en el sistema,
esta se da cuando |Di| < |De|, ya que no tiene el nivel de cero en la tensión, la señal
resultante tiene una forma más senoidal
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Figura 56. Comparación entre las señales obtenidas en la práctica y las simuladas, (a)
Di=0°, De=45°; (b) Di=45°; De=45°; (c) Di=90°. De=45°; (d) Di=45°, De=90°.
5.3.3 Análisis flujo de potencia.
La primera característica que se busca comprobar en el convertidor, es su bidireccionalidad,
así como el comportamiento de la potencia en el sistema, aprovechando que se tienen los
datos de la potencia activa que se obtiene para cada combinación de desfases en las dos
fuentes tanto V1 como V2; se realiza una gráfica en donde se muestra el comportamiento
de dicha potencia (P). con respecto a las variación del desfase externo, para la fuente V1 y
para la fuente V2; esta se ve en la figura 57, las curvas azules, son la representación del
comportamiento de la potencia activa en V1 para cada desfase interno, y las curvas rojas
son la potencia activa en V2; claramente se ve, que cuando el desfase externo está en 0°, se
intersectan las dos curvas ya que en este punto la potencia que manejan las dos fuentes es
igual, lo que significa que no hay flujo de potencia. Cuando se empieza a incrementar el
ángulo externo de forma positiva el flujo de potencia va de la fuente V1 a la fuente V2, lo
que se ve reflejado en cómo V1 disminuye mientras la potencia activa en V2 va en
aumento; fenómeno opuesto se presenta cuando la variación en el ángulo es negativa ya que
cambia el sentido del flujo de potencia activa del sistema, ahora es V2 la que le entrega
potencia a V1.
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Figura 57. Flujo de potencia V1 y V2.
5.4 Análisis potencia activa.
Continuando con el análisis de la bidireccionalidad del convertidor DAB, se logra
reconstruir la curva tridimensional de flujo de potencia con respecto a los desfases tanto
interno como externo, la cual se ve en la figura 58, en el eje X se tiene, el desfase externo
con variaciones de 5°, y en el eje Y está el desfase interno el cual tiene variaciones de 15°,
y por último en el eje Z el flujo de la potencia activa, es importante recordar que en la
implementación se colocaron como ángulos límites de variación -90° y 90° para los dos
desfases tanto interno como externo.
En esta gráfica se puede confirmar nuevamente la bidireccionalidad del flujo de potencia
del sistema, la cual se comporta de forma simétrica en las dos direcciones, cuando el
desfase externo es positivo, el flujo de potencia va de la fuente V1 a la fuente V2 que es
equivalente a la parte positiva de la curva, y cuando el desfase externo es negativo se
observa que el flujo de potencia va de la fuente V2 a la fuente V1, que es la parte negativa
de la curva, los su pico máximo de flujo de potencia se presenta en |90|.
Ahora bien, con respecto al desfase interno se tiene un comportamiento muy similar en
simetría, se obtiene el punto máximo de potencia cuando se tiene un desfase de 0°, que es
equivalente a tener una modulación SPS, sin embargo, es en este punto donde mas potencia
reactiva se tiene, fenómeno que se estudiará con claridad más adelante.
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Figura 58. Curva del Flujo de potencia con respecto al desfase interno y externo.
5.4.1 Análisis potencia reactiva
Uno de los objetivos de realizar un desfase interno es obtener una reducción en la potencia
reactiva, para así lograr tener mayor eficiencia en el convertidor, ya que el flujo de potencia
aparente pasará a ser en gran proporción potencia activa; en la figura 59 se ve la potencia
reactiva para cada desfase externo, y se logra ver como se reduce a medida que se varía el
ángulo de desfase interno, siendo 0° el punto máximo de potencia reactiva y 90° el punto
mínimo de potencia reactiva, para cada uno de los casos; esta reducciones es
aproximadamente del 68,2%
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Figura 59. Flujo de potencia reactiva según la variación del desfase interno.
Esta reducción se ve reflejada en la las pérdidas que se tienen por la disipación de calor en
el sistema, con una modulación SPS, el sistema debe manejar una mayor cantidad de
energía, pues se tiene presente toda la componente de potencia reactiva, esto genera que el
transformador empiece a calentarse, al igual que las cargas que están conectadas en paralelo
a las fuentes, lo que hace que sea necesario tener dispositivos sobredimensionados para
poder manejar la componente reactiva.
Cuando se logra reducir la potencia reactiva por medio de la modulación DPS, la potencia
que maneja el sistema es en su mayoría potencia activa, lo que hace que el transformador
esté en su punto óptimo de trabajo.
5.4.2 Análisis de la conmutación suave ZVS.
La configuración con la que se implementó el convertidor DAB, garantiza que en todo el
rango de operación del sistema se tenga conmutación suave [27], al igual la frecuencia de
conmutación es lo suficientemente grande para que las capacitancias parásitas de salida de
los MOSFETs, generen el valor mínimo de corriente para realizar la conmutación suave,
esto reduce el estrés eléctricos de los semiconductores, en la figura 60, se muestra los
efectos de la conmutación suave sobre la tensión en la bobina, en la figura 60(a), se observa
la tensión obtenida cuando se usa modulación SPS , con un desfase externo de 90; se logra
ver como el encendido del IGBT se genera por medio de la conmutación dura lo que genera
el ruido que se ve en intervalo dos, sin embargo en el intervalo tres, que es cuando los
diodos conducen se ve como la señal tiene una caída más suave generada por el ZVS, lo
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mismo pasa en los intervalos cuatro y cinco, en la figura 60(b) se observa la tensión
obtenida cuando se usa una modulación DPS, con un desfase De=90 y un desfase Di = 45,
en esta señal se puede ver que se tiene un comportamiento similar de conmutación suave.
Figura 60. Evidencia de conmutación suave ZVS, (a) modulación SPS; (b) modulación
DPS.
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CAPÍTULO 6
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6.1 Conclusiones
A pesar de que la implementación del DAB no se pudo llevar a cabo para la potencia
deseada de 10 kW, se realizó para una potencia de 200 W; se obtienen resultados muy
cercanos a los esperados en simulación especialmente en la forma de onda del voltaje y la
corriente en la inductancia, al igual que la curva del flujo de potencia, lo que permite
comprobar que el convertidor DAB tiene una respuesta similar de trabajo con potencias
relativamente bajas y potencias altas.
Al configurar el DAB en modo seguidor se pudo comprobar que efectivamente se tiene
conmutación suave ZVS en todo el rango de operación, lo cual reduce el estrés eléctrico en
los semiconductores, y los picos de corriente que se presentan en la inductancia, cuando se
hace el cambio de los dispositivos que están en conducción.
Al comparar la potencia reactiva obtenida con las dos formas de modulación, se evidencia
que utilizando la modulación DPS se tiene reducción del 68,2%, de dicha potencia, lo cual
representa una gran ventaja ya que permite reducir el volumen del DAB al usar el
transformador a su valor efectivo, y reducir el tamaña de los condensadores necesarios para
el filtrado de la corriente de salida, a su vez reduce las pérdidas por disipación de calor, y
alargar la vida útil de los semiconductores ya que la potencia que maneja es en su mayoría
potencia activa.
Se logra ver que al implementar el desfase interno no se tiene un cambio significativo en la
curva que representa el flujo de potencia, lo que implica que cuando se utiliza DPS se tiene
un comportamiento similar al obtenido con modulación SPS, lo que garantiza que se
tendrán todas las ventajas de esta modulación pero ahora con el agregado de poder reducir
reactivos con el desfase interno.
La modulación DPS nos permite tener un mayor rango de operación, ya que para un mismo
desfase externo, la modulación SPS se puede obtener solo un valor de potencia de salida, en
cambio con la modulación DPS se obtiene un gran rango de potencias de salida las cuales
dependen del desfase interno.
Se logra concluir que para la modulación DPS, se presentan dos formas de onda de tensión
y de corriente en la inductancia, las cuales no depende del signo de los desfases sino a la
relación que existen entre ellos, una se presenta cuando |De| < |Di| y la otra cuando |Di| <
|De|, estas generan que la corriente que se ve en la inductancia sea cambios más suaves que
la que se tiene cuando se usa SPS.
Con el uso del Psoc® para desarrollar la modulación DPS, se logra concluir que el coste
computacional que se requiera para su implementación de esta estrategia de modulación, no
es muy superior al que implicaría el realizar la modulación SPS, lo que es una razón más
para elegir la modulación DPS sobre la SPS.
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6.2 Trabajos futuros.
Los convertidores bidireccionales como el DAB tienen una gran versatilidad de
aplicaciones, es esta área se pueden proponer trabajos futuros, otra área de trabajo está
enfocada en mejorar el DAB por medio de nuevas estrategias de modulación y/o haciendo
uso de dispositivos de última tecnología para su construcción física. Por último existe otra
área de trabajo la cual consiste en aplicar la estrategia de modulaciones DPS en otras
topologías de convertidores u otras aplicaciones; a continuación se enumeran algunos
posibles trabajos futuros:
● Implementar la modulación de triple desplazamiento de fase (TPS), para de esta
forma reducir la potencia reactiva y comprobar si es más eficiente frente a la
modulación SPS, y DPS.
● Implementar en una microrred un convertidor DC-DC de alta densidad de energía
con modulación DPS, y TPS y verificar su eficiencia al reducir la potencia reactiva
del sistema.
● Se propone diseñar e implementar un sistema de carga de baterías de vehículos
eléctricos (electrolinera), implementando un convertidor DAB con modulación
DPS, para manejar altas densidades de energía en bajo volumen, ya sea de carga
rápida o lenta.
● Diseñar e implementar un sistema de control que permita la variación dinámica de
los desfases de la modulación DPS en un convertidor DAB.
● Diseñar e implementar un convertidor DAB de alta densidad de energía usando
DPS.
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ANEXOS
● Anexo 1:
Código control
#include <project.h>
#include <math.h>
#define HIGH 1
#define LOW 0
volatile uint16 DI=970u; //750 for -90, 1250 for +90, 970 for 0 Degrees
volatile uint16 DE=970u;
uint16 step=5u;
uint8 N;
void print_phase_degrees();
CY_ISR(key_isr_Handler)
{ //There is a switching offset of ~1.5us which is ~30 units
if(~(UP_DI_Read()) & pin_key_Read()){
if(DI<1211u) // 1215 corresponds to +90 deggrees 1210+5=1215
DI = DI + step; // Each step of 5 degrees is equivalent 13.88
}
if(~(DOWN_DI_Read()) & pin_key_Read()){ //
if(DI>726u) //725+5=730 for -90 degrees
DI = DI - step; //495 is 180 degrees minus 1.44 from error
} //730 corresponds to -90
if(~(UP_DE_Read()) & pin_key_Read()){
if(DE<1211u) // 1215 corresponds to +90 deggrees 1210+5=1215
DE = DE + step; // Each step of 5 degrees is equivalent 13.88
}
if(~(DOWN_DE_Read()) & pin_key_Read()){
if(DE>726u) //725+5=730 for -90 degrees
DE = DE - step; //495 is 180 degrees minus 1.44 from error
}
Pin_Reset_Write(HIGH);
Pin_Reset_Write(LOW);
TimerDE_WriteCounter(DE);
TimerDI_1_WriteCounter(DI);
TimerDI_2_WriteCounter(DI);
print_phase_degrees();
}
void print_phase_degrees(){
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//for DI
if(DI>=970){
if(DI<=975) //When 0 degrees or first step
N = roundf(((DI - 965)/2.777777777777)-1.8) ;
else
N = roundf((DI - 965)/2.777777777777) ;
LCD_Position(1,10);
LCD_PrintString(" ");
LCD_PrintNumber(N);
LCD_PutChar(LCD_CUSTOM_0);
LCD_PrintString(" ");
}
else{ //for negative angles
N = -1*(roundf((DI-15 - 965)/2.777777777777)+1.8);
LCD_Position(1,10);
LCD_PrintString("-");
LCD_PrintNumber(N);
LCD_PutChar(LCD_CUSTOM_0);
LCD_PrintString(" ");
}
//for DE
if(DE>=970){
if(DE<=975) //When 0 degrees
N = roundf(((DE - 965)/2.777777777777)-1.8) ;
else
N = roundf((DE - 965)/2.777777777777) ;
LCD_Position(0,10);
LCD_PrintString(" ");
LCD_PrintNumber(N);
LCD_PutChar(LCD_CUSTOM_0);
LCD_PrintString(" ");
}
else{
N = -1*(roundf((DE-15 - 965)/2.777777777777)+1.8);
LCD_Position(0,10);
LCD_PrintString("-");
LCD_PrintNumber(N);
LCD_PutChar(LCD_CUSTOM_0);
LCD_PrintString(" ");
}
}
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int main()
{
CyGlobalIntEnable; /* Enable global interrupts. */
/* Place your initialization/startup code here (e.g. MyInst_Start()) */
key_isr_StartEx(key_isr_Handler);
Pin_Reset_Write(LOW);
TimerDI_1_Start(); //Timer for first DI
TimerDI_1_WritePeriod(180u);
TimerDI_1_WriteCounter(DI);
TimerDE_Start();
TimerDE_WritePeriod(238u);
TimerDE_WriteCounter(DE);
TimerDI_2_Start();
TimerDI_2_WritePeriod(180u);
TimerDI_2_WriteCounter(DI);
PWM2_Start();
PWM1_Start();
PWM3_Start();
PWM4_Start();
LCD_Start();
LCD_Position(0,0);
LCD_PrintString("D Externo: 0");
LCD_PutChar(LCD_CUSTOM_0);
LCD_Position(1,0);
LCD_PrintString("D Interno: 0");
LCD_PutChar(LCD_CUSTOM_0);
}