curso completo de audio

1

CURSO COMPLETO DE AUDIO

EDITORIAL QUARK S.R.L

ÍNDICE

EDITORIAL QUARK S.R.L CURSO COMPLETO DE AUDIO 2

Capítulo 1. Introducción.........................................................................4

El sonido....................................................................................................4 Frecuencia.................................................................................................7 Curva umbral..........................................................................................11 Curva de sensación dolorosa....................................................................11 La cadena de audiofrecuencia..................................................................11

Capítulo 2. Amplificadores de audio.....................................................14

Definición................................................................................................14

Configuraciones circuitales básicas............................................................14

a) El amplificador base común..................................................................14

b) El amplificador emisor común...............................................................15

c) El amplificador colector común.............................................................24

Resumen sobre polarización.....................................................................25

Recta estática de carga.............................................................................25

Capítulo 3. El transistor en corriente alterna........................................29

Recta dinámica de carga..........................................................................29

Cálculo de los capacitores de paso...........................................................31

Acoplamientos interetapas......................................................................33

a) Acoplamiento RC..................................................................................34

b) Acoplamiento por transformador..........................................................35

c) Acoplamiento directo...........................................................................37 Capítulo 4. Medición de la respuesta en frecuencia en un

amplificador.........................................................................................40

Generalidades.........................................................................................40

El decibel en audio..................................................................................40 Otras expresiones de dB..........................................................................43

Lectura del instrumento y construcción de la curva de respuesta en frecuencia...............................................................................................46

Transductores.........................................................................................49

Micrófonos..............................................................................................49

a) Micrófono de bobina móvil..................................................................50

b) Micrófono de capacitor........................................................................51

c) Micrófonos piezoeléctricos...................................................................52

d) Micrófonos de carbón..........................................................................52

e) Micrófonos de velocidad...................................................................53

f) Micrófonos de reluctancia variable....................................................53

Diagramas polares – direccionalidad..........................................................53

Sensibilidad de los micrófonos...................................................................54

Capítulo 5. Controles de tono...............................................................58

Controles de tono pasivos.........................................................................60

Capítulo 6. Realimentación negativa....................................................66

Realimentación negativa.........................................................................66

Realimentación en controles de tono sistema Baxendall.............................66 Filtros......................................................................................................66

Controles de volumen y balance................................................................73

Capítulo 7. Preamplificadores – Ecualización.......................................75

a) Fono cristal.......................................................................................76

b) Fono magnético...............................................................................76

c) Sintonizador......................................................................................77

d) Cinta.................................................................................................77

e) Micrófono.........................................................................................77

Ecualización............................................................................................77

Ecualizador de discos..............................................................................79

Red de ecualización para fonocaptor cerámico o de cristal........................80

a) Respuesta en frecuencia......................................................................81

b) Elasticidad...........................................................................................81

c) Separación de canales.........................................................................82

d) Fuerza de apoyo................................................................................82

e) Tensión de salida.................................................................................82

f) Diferencia entre canales.......................................................................82

Capítulo 8. Amplificadores Push-Pull...................................................83

Etapas de salida....................................................................................83 Etapas amplificadoras clase B...............................................................87 Amplificador push-pull a transformador..............................................87 Distorsión por cruce.............................................................................88 Etapa de salida complementaria..........................................................89 Etapas excitadoras.....................................................................................90

Capítulo 9. Etapas de potencia............................................................92

Amplificadores de potencia de salida cuasicomplementaria...............92 Amplificadores de acoplamiento directo..............................................94 Amplificador diferencial.......................................................................95 Distorsión en amplificadores................................................................96 Distorsión armónica..............................................................................96 Distorsión por intermodulación............................................................96 Rango dinámico de un amplificador.....................................................98

Capítulo 10. Amplificadores de potencia integrados............................99

Amplificadores de salida en puente.....................................................99 Sistema “Quad”..................................................................................100 Amplificadores finales con circuitos integrados.................................101 Amplificadores de potencia con el CI TDA 1004A...............................102 Amplificadores de potencia con el CI TDA 810 S................................102 Amplificador de audio para autos......................................................103 Amplificador puente con HC 1000......................................................103 Circuitos de potencia híbridos............................................................105

ÍNDICE

EDITORIAL QUARK S.R.L CURSO COMPLETO DE AUDIO 3

Capítulo 11. Disipadores térmicos......................................................109

Disipación térmica..........................................................................................109 Resistencia térmica.........................................................................................109 Área de operación segura en corriente continúa..........................................110 Resistencia térmica total................................................................................111 Área de operación segura para régimen pulsante........................................112 Más acera de la impedancia térmica.............................................................114 Uso de superficies disipadoras.......................................................................114

Capítulo 12.Normas de HI-FI...............................................................119

Características técnicas de los amplificadores...............................................119 Respuesta en frecuencia................................................................................120 Separación entre canales...............................................................................120 Distorsión amónica.........................................................................................121 Distorsión por Intermodulación.....................................................................122 Relación señal-ruido.......................................................................................123 Potencia de salida...........................................................................................123 a) Potencia continua.......................................................................................123 b) Potencia musical. .......................................................................................124 c) Potencia DIN...............................................................................................124 d) Otras potencias...........................................................................................125 Factor de amortiguamiento...........................................................................125 Nivel de entrada.............................................................................................125 Impedancia de entrada...................................................................................126 Nivel de saturación de cada entrada..............................................................126 Nivel de salida.................................................................................................126 Margen de actuación de los controles de tono.............................................126 Actuación de los filtros...................................................................................127 Norma DIN 45500...........................................................................................127 Amplificadores................................................................................................127

Capítulo 13. Reproductores acústicos.................................................129

Introducción....................................................................................................129 Constitución de las bocinas............................................................................129 Clasificación de las bocinas.............................................................................130 Bocinas dinámicas...........................................................................................130 Imán permanente y yugo...............................................................................131 Bobina móvil...................................................................................................131 Cono o diafragma...........................................................................................132 Suspensión Interna del cono o araña.............................................................132 Suspensión externa del cono.........................................................................133 Campana o cuerpo principal..........................................................................133 Cables de conexión de la bobina móvil - polarización...................................133 Tapa de retención del polvo...........................................................................133 Principio de funcionamiento de un bocina dinámica....................................134 Bocinas electrodinámicas...............................................................................135 Bocinas electrostáticas...................................................................................136 Bocinas piezoeléctricas...................................................................................137 Otros tipos de bocinas....................................................................................137

Audífonos.............................................................................................138

Capítulo 14. Características técnicas de las bocinas.................140

Introducción.......................................................................................140 Impedancia....................................................................................................140 Resistencia de la bobina móvil......................................................................142 Respuesta en frecuencia...............................................................................142 Frecuencia de resonancia..............................................................................143 Directividad....................................................................................................143 Potencia máxima y mínima del bocina.........................................................144 Bocinas para tonos graves.............................................................................144 Bocinas para tonos medios...........................................................................146 Bocinas para tonos agudos............................................................................146 Filtros divisores de frecuencia.......................................................................147 Filtros divisores de frecuencia de 3 vías........................................................149 ¿Qué determina la frecuencia de cruce?......................................................151

Capítulo 15. Cajas acústicas...............................................................154

Introducción...................................................................................................154 Bafles infinitos................................................................................................154 Caja reflectora de bajos.................................................................................156 El radiador pasivo..........................................................................................159 Construcción de bafles..................................................................................160 Bocinas...........................................................................................................161

Capítulo 16. Sistemas de grabación...................................................162

Constitución de la cinta magnética...............................................................162 Grabación sobre cinta magnética.................................................................165 Portadora de polarización.............................................................................171 Cabezas magnéticas.......................................................................................172 Ecualización....................................................................................................173

Capítulo 17. Grabadoras de cinta magnética......................................177

Diagrama en bloques de una grabadora.......................................................177 Mecanismos de arrastre de la cinta magnética............................................178 Sistema auto-reverse ....................................................................................183 Protección contra grabación.........................................................................183 Mantenimiento de las partes mecánicas y cabezas.....................................185

Capítulo 18. El Receptor de FM..........................................................186

Introducción...................................................................................................186 Las señales de AM y las de FM......................................................................186 El receptor de FM..........................................................................................192 La transmisión estéreo..................................................................................193 El sistema Multiplex en FM...........................................................................194 El receptor de FM estéreo Multiplex............................................................196 Antenas utilizadas..........................................................................................197

Capítulo 18. El Receptor de FM..........................................................200

Introducción ..................................................................................................200 Etapa limitadora de FM ................................................................................200 Distintos tipos de detectores de FM ............................................................201 Control automático de frecuencia ...............................................................207 Circuito de de énfasis ....................................................................................208

CAPITULO 1: INTRODUCCIÓN

EDITORIAL QUARK S.L.R CURSO COMPLETO DE AUDIO 4

Introducción El sonido es una forma de energía que se transmite desde el cuerpo que la irradia a través del medio que lo circunda en forma de ondas de presión. Hasta el siglo pasado, para escuchar música era necesario disponer de los ejecutantes en el lugar, por lo que la buena música era cara y obligaba a asistir a funciones especiales en teatros para tal propósito. Nuestra era técnica permitió ampliar y generalizar esta posibilidad. Alrededor de 1878, Thomas Alva Edison inventó el aparato que hoy llamamos "fonógrafo" que puede considerarse como el puntapié inicial de los sistemas de registro y reproducción del sonido. El avance de la técnica ha sido tal que en la actualidad son muy pocos los hogares que no cuentan con aparatos de grabación y/o reproducción del sonido (grabadoras, tocadiscos, centros musicales, etc.). El propósito de esta obra es instruir al lector para que tenga una base sólida sobre audio y Electroacústica, aunque no posea conocimientos previos. Los temas se tratan con facilidad y la profundidad necesaria para poseer un conocimiento cabal de los mismos, acompañados de dibujos explicativos y ejemplos de ejercitación. "Se busca que el aprendizaje no solamente sea fácil y efectivo sino también apasionante." Entre los temas a tratar podemos mencionar los siguientes: Polarización de Amplificadores de Audio, Amplificadores de Bajo Nivel, Acoplamiento, el dB, Transductores, controles de Tono, Realimentación, Preamplificadores, Ecualizadores, Respuesta en Frecuencia, Amplificadores de Alto Nivel clase B, Estudio de Circuitos comerciales, Amplificadores Puente, Estabilidad Térmica, Normas de Alta Fidelidad, Bocinas, Divisores de Frecuencia, Cajas Acústicas, y Sistemas de Sonido, Grabación y Reproducción Fonomagnética, etc. La última parte está destinada al estudio de los receptores de FM comerciales, dando los conceptos sobre modulación en Frecuencia y el estudio de los diagramas en bloques de los receptores más usuales, puntualizando el sistema FM Multiplex para la transmisión estereofónica. El sonido

Como una primera aproximación podríamos definir el sonido como el movimiento vibratorio de los cuerpos que es transmitido a través de un medio elástico como el aire, en forma de ondas de presión; notemos que no sólo los gases sino también líquidos y sólidos transmiten el sonido. En los sólidos la propagación de las ondas se realiza en ambas direcciones, es decir, longitudinal y transversalmente.



Como fenómeno físico, el sonido puede definirse como la perturbación producida por un cuerpo que está vibrando dentro de un medio y que puede identificarse por sucesivas variaciones de presión que provocan la generación de las denominadas "Ondas Sonoras" que se propagan a través de este medio transportando energía a una determinada velocidad.

Por lo tanto, "sonido" es el movimiento vibratorio producido por un cuerpo y "sensación sonora" -no confundir- es el efecto que produce una onda sonora en el órgano auditivo.

¡Atención! para la producción de un sonido no sólo es necesario que un cuerpo vibre, sino que hace falta un medio material que permita la propagación de la onda sonora. Quizás esto último pueda parecer extraño, pero se demuestra fácilmente colocando un radio dentro de una campana de vidrio. Si en el interior de la campana hay aire, desde el exterior se escuchará el sonido emitido por el radio aunque un poco atenuado. Quitemos ahora el aire contenido en el interior del recipiente;

notaremos que el sonido deja de percibirse ya que deja de existir el medio de transmisión del sonido: "el aire". Consideremos ahora una regla de acrílico común de las que usan los estudiantes, a la que sujetamos contra el borde de una mesa, con la mano.

Con la otra mano doblemos la regla hacia arriba o hacia abajo y soltémosla.

FIGURA 1.1

El aire es un medio de transmisión de

las ondas sonoras. En (a) se observa

que el oído humano percibe la onda

sonora porque hay aire en el interior

de la campana que contiene una

radio funcionando. En (b) el oído no

percibe sonido alguno porque no hay

aire en la campana.

FIGURA 1.2

Consideremos una regla acrílica sujeta

por un extremo.



Vea que el medio que envuelve a la regla es el aire, tal que al pasar la regla de la posición 1 a la 2, comprime el aire que se encuentra encima y enrarece (depresiona) el aire que se encuentra por debajo. Desde la posición 2 a la 3 el camino recorrido es inverso y la situación se invierte (se comprime el aire por debajo de la regla y se expande el que se encuentra por arriba).

Todos los puntos del recorrido de la regla experimentarán variaciones alternativas de presión que se pueden representar como una onda senoidal. El lector ya habrá notado que la señal dibujada tiene forma de onda senoidal, la cual se caracteriza con varios parámetros, como ser: período, amplitud de pico, amplitud de pico a pico, valor instantáneo, frecuencia, etc.

Para faci l i tar el estudio recordemos la definición de cada uno de estos parámetros: Amplitud de la vibración o valor de pico Es la distancia que existe entre el punto en que la regla alcanza la máxima elongación y la posición inicial de la misma (distancia entre los puntos 1 y 2 de la figura anterior). Amplitud pico a pico de la vibración

Es la distancia que existe entre los puntos en que la regla alcanza las máximas elongaciones en ambos sentidos.

Amplitud instantánea

Es la amplitud que alcanza el movimiento de la regla en un instante de tiempo determinado respecto del valor de reposo.

Ciclo Es el recorrido efectuado por la regla al pasar dos veces consecutivas por la posición 1 en el mismo sentido.

Periodo

Es el tiempo empleado por la regla en completar un ciclo; se lo designa con la letra T.

FIGURA 1.3

Al doblar la regla y soltarla, ésta

vibrará y emitirá un sonido.

FIGURA 1.4

Valor de las presiones y

depresiones en función del tiempo

debido a las oscilaciones que

experimente una regla sujeta en

uno de sus extremos.

FIGURA 1.5

Conceptos de Amplitud, Valor Pico

a Pico, Valor Instantáneo, Ciclo y

Periodo d« una onda senoidal.



Frecuencia Es la inversa del período; es decir, es la cantidad de ciclos que completa la regla en la unidad de tiempo, y se la designa con la letra f.

El sonido se propaga con velocidad constante, la cual sólo depende del medio en que se desplaza. Esto quiere decir que la longitud de onda de una señal que se desplaza en el tiempo dependerá del medio y se calcula como: λ = Velocidad de Propagación x Período

Recuerde que para una onda electromagnética, por ejemplo, la longitud de onda se calcula como:

V = Velocidad de la luz

donde la "velocidad de la luz" es la velocidad de desplazamiento de dichas ondas (la luz es como una gama de ondas electromagnéticas que podemos percibir con los ojos), El sonido se propaga a una velocidad mucho menor que las ondas electromagnéticas.

TABLA I Velocidades que adquieren las ondas acústicas en distintos medios

medio velocidad Aire frío (0ºC) 331 m/seg Aire moderado (25ºC) 343 m/seg Hidrógeno frío (0ºC) 1290 m/seg Agua de río 1450 m/seg Agua de mar 1504 m/seg

FIGURA 1.5

Conceptos de Amplitud, Valor Pico

a Pico, Valor Instantáneo, Ciclo y

Periodo d« una onda senoidal.



También se puede definir el sonido como una perturbación del medio que, al llegar al oído, produce una sensación auditiva.

Los sonidos periódicos (repetitivos), a su vez, pueden tener o no carácter musical, mientras que los sonidos aperiódicos (que no se repiten) son generalmente catalogados como ruidos. ;

Los sonidos periódicos se caracterizan por su tono, por su timbre y por su intensidad.

El tono aumenta cuando se pasa de los sonidos graves (bajas

frecuencias) a los sonidos agudos (altas frecuencias). De esta manera, el tono de un sonido queda determinado por su frecuencia, pero muchas veces el sonido no es puro y está compuesto por más de una señal de distintas frecuencias. En ese caso el tono queda determinado por la frecuencia del sonido fundamental.

Así, por ejemplo, si se coloca un fleje de madera sobre una rueda dentada que está girando (es el caso de las "matracas" utilizadas en los festejos de carnaval) el tono del sonido emitido por el conjunto dependerá de la velocidad de giro de la rueda, ya que si gira a mayor velocidad, el fleje golpeará contra los dientes de la rueda mayor cantidad de veces por segundo, y el sonido tendrá un tono más agudo (aumentó la frecuencia de los golpes).

En general, el oído humano no entrenado no está capacitado para distinguir variaciones muy pequeñas en el tono de un sonido, y mucho menos saber cuál es la frecuencia de la señal que le dio origen, si bien puede deducir si se trata de una señal de baja frecuencia o alta frecuencia.

Por esta razón, en música no se habla de frecuencia, sino de "intervalo", adu-ciendo a las relaciones entre frecuencias; las "notas musicales" poseen frecuen-cias características y un grupo de siete notas ocupan un intervalo musical.

TABLA II

Las notas musicales se agrupan en un intervalo que en frecuencias corresponde a una relación igual a "2" entre una nota de un intervalo y la misma nota del intervalo siguiente

Do re mi fa sol la si do

1

2

Así, por ejemplo, si en un intervalo musical el "la" posee una frecuencia de 440Hz, en el intervalo siguiente el "la" emitido tendrá el doble de frecuencia, es decir, 880Hz. Se estudiará más adelante que a este intervalo se le denomina OCTAVA MUSICAL.

FIGURA 1.6

Cuando una maderilla golpea

contra una rueda dentada que está

girando emite una onda sonora

cuyo tono dependerá de la

velocidad de giro de la rueda.



Pero nos podemos hacer la siguiente pregunta: ¿cómo es que la misma nota ejecutada por un violín produce una sensación sonora distinta de la de un piano? Las dos notas tendrán el mismo tono pero causan distinta impresión a nuestros oídos, ya que se distinguirán por el "timbre".

El timbre de un sonido queda deter-minado por la cantidad de armónicas que acompañan a un sonido fundamental cuando éste es emitido y también por la amplitud de esas armónicas. Por ejemplo, una señal senoidal de 1000Hz no se escuchará igual que una onda cuadrada de igual frecuencia ya que la primera es una señal pura mientras que la onda cuadrada como sabemos, posee muchas armónicas impares de la fundamental. Se dice que un sonido es rico en armónicas cuando va acompañado hasta la 6a ó 7a armónica con amplitudes apreciables. Si posee mayor cantidad de

armónicas (más agudos) el sonido se torna muy áspero. Además, los sonidos con armónicas impares (como la onda cuadrada) resultan agradables, mientras que donde predominan las armónicas pares (como la onda triangular) resultan desagradables. Dos personas se distinguen por su timbre de voz, pues si bien pueden decir lo mismo con tonos parecidos, la sensación sonora es distinta en ambos casos. Cuando Ud. habla por teléfono su voz tiende a deformarse, ya que si bien se puede entender perfectamente lo que dice, el sonido parece distinto. Lo que ocurre es que la central telefónica no deja pasar las armónicas superiores a 4000Hz (aproximadamente) ya que la respuesta del canal telefónico está limitada a esa frecuencia.

FIGURA 1.7

Dos señales de igual frecuencia emitidas por

distintos instrumentos se distinguen por su timbre.

FIGURA 1.8 Curva de Intensidad Umbral para las distintas potencias

del espectro audible.



Si un sonido viene acompañado por una i señal que no es armónica de la fundamental, se interpretará como "ruido" ya que la sensación sonora será desagradable. La intensidad de las ondas sonoras determinan las mayores o menores presiones y depresiones que la onda provoca sobre los tímpanos de nuestros oídos. Si volvemos al caso en que vibraba la regla sujeta por un extremo, cuando aumenta la amplitud de las vibraciones aumentará la energía transportada por la onda sonora y mayor será la intensidad del sonido.

"Se dice que un sonido es más intenso cuanto mayor sea la energía transpor-tada por la onda sonora". La intensidad mínima de sonido capaz de ser reproducida por et oído humano es de 10-16 watt/cm2 o, lo que es lo mismo 0,0002 dina/cm2. A esta intensidad mínima se la llama UMBRAL AUDITIVO INFERIOR o INTENSIDAD UMBRAL, ya que es el "umbral" entre las señales que se escuchan, y las que no se escuchan y se la designa como Wo (Wo = 10-16 watt), Se debe tener en cuenta que la respuesta del oído no es lineal con la potencia, sino logarítmica; esto quiere decir que, si asignamos el valor "1" corrió sensación sonora a una potencia 10 veces superior a la de umbral (10 Wo), para que el oído humano reconozca el doble de la sensación sonora inicial hace falta aplicar una potencia de 100Wo.

TABLA III Sensación sonora relativa

Potencias en watt Sensación sonora 10-15 watt (10Wo) 1 10-14 watt (100Wo) 2 10-13 watt (1000Wo) 3 10-12 watt (10000Wo) 4

Esto quiere decir que, para obtener un aumento unitario de la sensación auditiva, se debe aumentar la potencia 10 veces. Dicho de otra manera, el sonido emitido por un amplificador de 10 watt no se escuchara como el doble de la sensación auditiva de un amplificador de 5 watt.

FIGURA 1.9

La curvo de intensidad límite doloroso muestra el umbral

pasado el cual el sonido produce en el oído una

sensación de dolor.



Curva umbral El oído no responde de la misma manera para todas las frecuencias. Se dice que el oído medio humano reconoce señales comprendidas entre 40Hz y 16000Hz pero se ha convenido en señalar que el espectro audible va de 20Hz a 20kHz. Asimismo, la intensidad umbral es distinta para todas las frecuencias. Por ejemplo, el oído responde mejor a las denominadas frecuencias medias (entre 800Hz y 4500Hz aproximadamente). Hemos dicho anteriormente que la intensidad umbral era de Wo = 1016 watt/cm2. Esta intensidad se da para una frecuencia de 1000Hz. Para 100Hz la intensidad umbral ronda el valor Wo1 = 10-12 watt/cm2; es decir, apenas se reconoce cuando la potencia es 10000 veces mayor que la mínima potencia audible para 1000Hz. Los valores de potencia mínima reconocible para cada frecuencia se dan en una CURVA DE INTENSIDAD UMBRAL que abarca todo el espectro audible. Así, por ejemplo, para una frecuencia de 500Hz la intensidad umbral es de 10-14 watt/cm2; es decir, sólo se escucharán los tonos de 500Hz por encima de esa potencia. Idéntico análisis puede efectuarse para cualquier otra frecuencia. Curva de sensación dolorosa

: La curva de intensidad umbral determina el nivel mínimo de intensidad reconocible por el oído humano para distintas frecuencias. Si se aumenta la potencia del sonido llega un momento en que produce una sensación de dolor. La CURVA DE SENSACIÓN DOLOROSA determina el límite, pasado el cual, el sonido produce una sensación de dolor en nuestros oídos. Como se observa, la zona de la gráfica encerrada por las curvas de Intensidad umbral y sensación dolorosa, determina el nivel que pueden tomar los sonidos de distintos tonos para que puedan escucharse por el oído humano sin inconvenientes. Se ve en la gráfica que para un sonido de 1000Hz la intensidad dolorosa (Wd) es de 10-4 watt/cm2 (luego se estudiará que corresponde a 120dB). Se debe deducir entonces que una presión de 1 watt/cm2 con una frecuencia de 1000Hz provocará lesiones muy graves en el oído.

La cadena de audiofrecuencia El sonido puede convertirse en una corriente eléctrica. Llamamos transductores electroacústicos a los dispositivos capaces de convertir una seña eléctrica en un sonido. Así, el micrófono es un transductor que convierte la energía sonora en corriente eléctrica.

FIGURA 1.10

La llamada cadena audiofrecuente abarca todos los procesos que sufre

la señal de audio desde la captación del sonido por medio de

un micrófono hasta la •misión al

medio ambiente por porte de reproductores acústicos.



Para que el transductor sea útil debe proporcionar una salida que represente una réplica exacta de la onda que lo está excitando. La altura o amplitud de la señal eléctrica representa la intensidad del sonido; la frecuencia representa al tono y la forma de onda al timbre. Estos tres elementos deben corresponderse entre sí. Obtenida la corriente eléctrica como una réplica exacta de la onda sonora que le dio origen, el sonido puede amplificarse, grabarse y reproducirse por medios eléctricos y electrónicos.

FIGURA 1.11

Diagrama en bloques de una cadena

de audiofrecuencia completa.



Los procesos que sufre la señal desde su conversión en corriente eléctrica hasta la reproducción por medio de bocinas u otros reproductores electro-acústicos se lleva a cabo en la denominada "CADENA DE AUDIOFRECUENCIA”. Si consideramos a un disco fonográfico como el medio de grabación de la corriente eléctrica correspondiente al sonido que le dio origen, el primer eslabón de la cadena de audiofrecuencia sería un micrófono; luego las corrientes eléctricas producidas por éste son amplificadas con el objeto de que adquieran el nivel necesario para que puedan excitar a una cabeza grabadora magnética. Así se puede grabar en cinta magnética la señal requerida (llamada "Señal de Audio") para que puedan grabarse muchos discos según la información almacenada en la cinta. Posteriormente, una cabeza lectora transmitirá la señal de audio a una aguja especial denominada "estilo grabador". Dicha púa va cavando un surco en el disco que gira a velocidad constante (generalmente a razón de 33 1/3 de revoluciones por minuto). De esta manera, en los surcos del disco queda grabada la información que luego se podrá recoger con un cabezal reproductor (fonocaptor) obteniendo así nuevamente una señal eléctrica que deberá ser amplificada y por medio de reproductores acústicos se convertirá nuevamente en sonido que será expulsado al medio ambiente. Digamos, entonces, que la cadena audiofrecuente es el "eslabón" entre el INTÉRPRETE y el OYENTE y no sólo se puede conseguir mediante la grabación de discos sino también mediante una emisión radiofónica o por medio de la grabación de cintas magnetofónicas. A lo largo de este curso nos ocuparemos de cada uno de los elementos que integran estas cadenas de audio. En última instancia, la finalidad que perseguimos es tratar de reproducir un sonido exactamente igual al que se produce en el lugar de origen, dentro de lo que percibe el oído humano o, a veces, introducirle deformaciones que resulten agradables al oyente.

CAPITULO 2: AMPLIFICADORES DE AUDIO


Amplificadores de audio En receptores de radio, amplificadores o equipos de audio, etc., la señal ingresante al "amplificador de audio" puede tener una frecuencia comprendida entre 20Hz y 20kHz. Esos equipos se pueden construir a partir de distintas configuraciones especiales. Por ejemplo, podría ser necesario amplificar la señal que entrega un generador de baja impedancia o la señal que suministra un sintonizador de alta impedancia; en estos casos no podría utilizar el mismo amplificador, Además, podría necesitar un amplificador de corriente, de tensión o de potencia. Existen distintas configuraciones y existen varías formas de polarizar a un transistor, cada una con sus ventajas y desventajas. Definición Se dice que un amplificador de audio es aquel que incrementa el nivel de una determinada señal que posee una frecuencia comprendida dentro del espectro audible (20Hz a 20kHz). Para el diseño de un amplificador interesan características tales como la potencia de salida, impedancia de carga, impedancia de entrada, nivel de la señal de entrada, tensión de alimentación, etc. Configuraciones circuitales básicas (Temas de repaso) Básicamente, a un transistor se lo puede utilizar en tres configuraciones distintas a saber:

a- Configuración Base Común b- Configuración Emisor Común c- Configuración Colector Común

a) El amplificador base común

Las principales características son: • Baja impedancia de entrada (entre 50 ohm y 300 ohm) • Alta impedancia de salida (entre 100 Kilohm y 1 Megohm). • Posee alta ganancia de tensión. • No posee ganancia de corriente. • La señal de salida no está desfasada respecto de la de entrada.



En la figura 2.1 vemos el circuito de un amplificador base común. Si observamos el circuito, la polarización del emisor es tal que la juntura base-emisor queda en directa, constituyendo así un circuito de muy baja resistencia de entrada (diodo en directa) que oscila entre 50 y 300 ohm, mientras que el colector queda polarizado en inversa, lo que hace que la salida tenga una resistencia elevada que oscila entre 100 kohm y 1 Mohm.

La ganancia de corriente:

es menor que la unidad pero se asemeja a 1; varía entre 0,98 y 0,999, pero lo que aquí importa es que la ganancia de resistencia es muy grande (aproximadamente Rs/Re = 1500) con lo cual la etapa posee gran ganancia de tensión. Existe una familia de curvas que caracterizan el funcionamiento de cada transistor en la configuración base común, y se llaman curvas características para conexión base común (o base a tierra, o base a masa).

Muchas veces es cómodo trabajar con una sola batería y para ello se polariza al transistor (figura 2,2). Los resistores de base Rb y Ra dan a la base una polarización positiva respecto de emisor a los fines de que la juntura BE quede polarizada en directa mientras que el colector es positivo respecto del emisor. Cl es un camino a tierra para la señal alterna a los fines de obtener máxima señal sobre la resistencia de carga Rc. La señal a la salida está en fase con la seña) de entrada, pues un aumento de la tensión de base provocará un incremento de la corriente de colector y, a su vez, aumentará la señal sobre Re que es la carga (salida) del circuito. Observe que Cl es un cortocircuito para corriente alterna; anula los resistores Ra y Rb ya que no hay caída de tensión de señal alterna sobre éstos.

b) El amplificador emisor común

En este tipo de circuito la señal de entrada se aplica entre base y emisor del transistor. Aquí también la polarización del transistor es tal que el emisor queda polarizado en directa, condiciones imprescindibles para que el transistor funcione como tal. Se trata de un amplificador de impedancia de entrada moderada, no muy alta impedancia de salida, posee ganancia de tensión y corriente y la señal de salida está desfasada 180° respecto de la seña! aplicada a la entrada.

FIGURA 2.1

Amplificador base común.

FIGURA 2.2

Amplificador base común con una sola batería o fuente

de alimentación.



Tensión de entrada = Tensión Base-emisor Tensión de salida = Tensión Colector-Emisor Corriente de entrada = Corriente de Base Corriente de salida = Corriente de Colector

Desarrollemos este tema analizando el circuito de un amplificador emisor común (figura 2.3). La resistencia de entrada varía con la polarización, siendo un valor normal 5000 ohm, aunque puede variar entre 100 ohm y 10.000 ohm, según la polarización. La resistencia de salida es moderada, es decir, unos 50.000 ohm según el transistor y su polarización.

Aquí la corriente de colector se controla con la corriente de base, de aquí que con pequeñas variaciones de la corriente de base se obtengan grandes variaciones de la corriente de colector, razón por la cual, actuando como amplificador de corriente, se define lo que se llama factor β.

Por lo dicho, en un amplificador base común se utiliza el parámetro:

Y aquí se usa:

Pero la diferencia fundamental es que este circuito (emisor común) tiene ganancia de corriente y también ganancia de tensión, por lo cual se puede tener una ganancia de potencia que puede llegar a 10.000 veces (40dB), lo que lo hace muy popular. Nótese que, si al aplicar una señal de entrada aumenta la tensión de base, aumentará la Ib, lo que hará aumentar la Ic; si esto ocurre, aumentará la caída de tensión sobre RL y, por ley de Kirchhoff, disminuirá la tensión colector-emisor (tensión de salida) pues:

Vcc = VRL + Vce

FIGURA 2.3

Amplificador emisor común.

Ganancia de corriente del transistor en la configuración emisor común



Como Vcc es constante, si aumenta VRL deberá disminuir Vce. En síntesis, un aumento de la señal de entrada provocará una disminución (mayor) de la tensión de salida por lo cual hay una inversión de fase entre entrada y salida, al revés de lo que ocurría en un circuito Base-Común. Aquí también es necesario, a los fines de simplificar la construcción del circuito, polarizar al transistor con una sola batería o fuente de alimentación y para ello hay muchas formas de hacerlo; una de ellas es la denominada polarización fija, que consiste en colocar un

resistor entre base y batería con el fin de polarizar la juntura base-emisor en directa (figura 2.4).

Para calcular el valor de la resistencia de base, basta con fijar un valor de corriente de base. Sabemos que habrá además una caída de tensión sobre RL que no debe ser demasiado alta para que el colector siga siendo positivo respecto de la base.

Para hacer el cálculo de Rb se emplea la malla formada por Vcc, Rb y la juntura BE del transistor (figura 2.5). Ejemplo 1:

Si consideramos la Vbe = 0,6V y queremos una corriente de base de 50µA con una Vcc = 6V, la Rb debe ser de:

un valor comercial que se asemeje a este valor es 100 kohm: por lo tanto, adoptamos una Rb = 100 kohm. Es fácil notar que, pase lo que pase, la Ib permanece constante frente a variaciones de temperatura o por cambios de transistor pues para todos los transistores Vbe = 0,6V (Si) o Vbe = 0,2V (Ge) aproximadamente.

Ocurre que todos los transistores "no" son iguales y su p puede variar por cambios de temperatura (además de variar entre transistores), con lo cual, si es fundamental que Ic no varíe, tendría que cambiar el valor de Rb cada vez que se cambia de transistor, lo que complica el análisis.

FIGURA 2.4

Amplificador emisor común con polarización fija.

FIGURA 2.5

Determinación de la corriente que circula por Rb.



Esto hace que la polarización fija no sea la más adecuada, ya que es inestable frente a cambios de transistores y frente a variaciones de temperatura, por lo que resulta Imposible mantener fija la corriente típica de colector, Para solucionar en parte este problema, se utiliza la polarización automática que consiste en conectar e! resistor Rb entre base y colector, que cumple la función de "sensar" la tensión entre colector y base para polarizar a ésta. Es decir, existe una retroalimentación desde el colector hacia la base (realimentar significa tomar una muestra de alguna

parte del circuito y enviarla a otra parte del circuito con el fin de variar alguna característica del mismo), La polarización automática, aunque tiene la desventaja de disminuir la ganancia del amplificador, mejora algunas fallas de la polarización fija (figura 2,6). Para calcular el valor de Rb debemos saber cuál es el valor de tensión que pretendemos que exista en colector y cuál es la corriente que circulará por la base.

Analizando el circuito y aplicando Kirchhoff puede deducirse que;

Ejemplo 2:

Si se desea tener una tensión entre colector y emisor Vce = 4V con una corriente de base de Ib = 50µA, debemos colocar una Rb (figura 2.7), que se calcula:

Casualmente, esta vez el valor calculado para Rb = 68 kohm coincide con un valor comercial. Para calcular la polarización de un circuito con polarización automática se debe recurrir al circuito de entrada (figura 2.8). Se deduce que:

Si consideramos que Ic es mucho mayor que Ib se puede decir que:

FIGURA 2.3

Amplificador emisor común con polarización fija.

FIGURA 2.6 Circuito emisor común con

polarización automática. Este circuito surge como

consecuencia de necesitar cambiar el transistor o en caso

de una variación de temperatura, dado que mantiene Ic constante.

FIGURA 2.7 Determinación de la corriente

que circula por Rb.

FIGURA 2.8 En la polarización automática la

Ic se calcula a partir de este. circuito.



Luego:

Reemplazando la relación:

Si se trabaja matemáticamente se llega a:

En la fórmula de cálculo de Ic se ve que ahora el β no influye tanto sobre el valor de la corriente de colector, razón por la cual no hay grandes variaciones de Ic con la temperatura o por cambios del transistor. Aunque la variación de B sea grande debido a que se cambió el transistor o hubo una variación de temperatura, el circuito no se verá afectado, dado que Ic permanece casi constante. Ejemplo3

Calcular la polarización (figura 2.9). Q es un transistor de silicio (Vbe = 0,6 V) que posee un β = 200. Aplicando la fórmula (1):

Supongamos que hay una variación del 50% del P por cualquier causa, lo que lo lleva a un valor β’ = 300, nos preguntamos, ¿variará mucho la corriente de colector? Para aplacar dudas, calculemos el nuevo valor de Ic.

FIGURA 2.9 Ejemplo de cálculo de le donde se observa que a una variación

del 50% del β le corresponde una variación mínima de Ic.



Se puede comprobar entonces que una variación del 50% en e! valor del β provoca en este caso una variación inferior al 5% en la corriente del colector, lo que indica que ha aumentado la estabilidad del circuito. En este circuito la retroalimentación negativa también estará presente para la señal alterna que deseamos amplificar; es decir, existe una disminución en la ganancia del circuito, pero la estabilidad lograda compensa ampliamente esta pequeña desventaja ya que, con el precio actual de los transistores, si necesitamos mayor ganancia, siempre podemos recurrir a más etapas en amplificación. Como vemos, logramos estabilidad térmica bajando la ganancia del sistema. Si consideramos despreciable la corriente de base frente a la corriente de colector, podemos calcular la tensión colector-emisor de la siguiente manera (figura 2.10):

Como Ic » Ib; trabajando matemáticamente:

Aplicando esta fórmula al ejemplo que hemos analizado, podremos conocer cuánto vale la tensión colector-emisor.

FIGURA 2.10 Cálculo de la tensión colector-

emisor en un circuito de polarización automática.



La baja tensión Vce indica que el transistor está operando cerca de la zona de saturación. Recordemos que esta zona tiene su límite para una Vce = IV. Para otras aplicaciones resulta necesario graduar la ganancia de la etapa a voluntad (ganancia de tensión) y además que el circuito sea térmicamente estable; para ello suele utilizarse una retroalimentación de corriente en el circuito de polarización, por medio de la colocación de un resistor en el emisor del transistor. En el circuito así constituido cualquier aumento en la corriente de

colector por alguna causa, desarrollará una tensión sobre el resistor de emisor tal que, si la tensión de base permanece constante, polariza en forma inversa la juntura Base-Emisor que compensará la variación de la corriente de colector.

La polarización "fija" de la base se consigue por medio de un divisor resistivo.

Veamos lo siguiente, la polarización de la base es Vce · R2 / (R1 + R2) o sea no depende de ningún parámetro del transistor. Un aumento de Ic aumenta VRe que es la caída sobre Re (figura 2.11).

Para calcular la corriente de colector es necesario conocer el valor de la tensión de la base respecto a tierra y la resistencia que "ve" la base. El cálculo se facilita si consideramos que I1 es mucho mayor que Ib. Dibujando la batería del otro lado se comprenderá mejor el circuito de entrada (figura 2.12):

Reemplazando:

El desarrollo que estamos haciendo es una aplicación del teorema de Thevenin que dice que cualquier circuito puede ser reemplazado por un generador de tensión en serie con una resistencia. Aplicando este teorema al circuito que está conectado entre base y tierra del transistor, tenemos que R2 está conectada a la base junto con R1 y Vcc. Ahora bien, el generador de tensión VB se calcula como la tensión que cae entre base y tierra del transistor cuando éste ha sido desconectado; esta tensión es la que cae sobre R2 y es la VB, fórmula (2).

FIGURA 2.11 Transistor con polarización por

divisor resistivo.

FIGURA 2.12 Cálculo de la tensión de base

para poder hallar Ic.



En tanto la resistencia de Thevenin RB la calculamos con el transistor desconectado y cortocircuitando la fuente de alimentación (II). Observe el circuito de la figura recién vista, donde al cortocircuitar la fuente de continua (Vcc) Rl y R2 quedan conectados en paralelo.

En la figura 2.13 vemos qué ocurre si reemplazamos VB y RB en el circuito de la figura 2.11.

Lo hecho no es más que una aplicación del teorema de Thevenin para simplificar el cálculo de la corriente de colector.

Aplicando Kirchhoff en el circuito de la figura, se tiene:

Como Ic = Ie

También

Despejando:

FIGURA 2.13 Equivalente del circuito con

polarización por divisor resistivo.



Donde: VB y RB se calculan por medio de las fórmulas (2) y (3). Vbe = 0,2 V para el germanio y 0,7 para el silicio. Β ganancia de corriente en emisor común dado por el fabricante.

Para que la señal alterna no desarrolle una tensión sobre el resistor Re, se coloca un capacitor de desacople entre emisor y tierra. De esta forma el capacitor en paralelo con Re deriva la señal de CA a tierra para impedir pérdidas de ganancia. En síntesis, el agregado de Re tiende a estabilizar la corriente de colector. Dado que generalmente Re » Rb/P, si varía el P, Ic se mantiene constante, entonces hay mayor estabilidad (figura 2.14).

De la misma forma que hemos procedido anteriormente, podemos calcular la tensión Colector-Emisor aplicando Kirchhoff en el circuito de salida.

Ejemplo 4: Calcular la polarización de un transistor con polarización por divisor resistivo que posee los siguientes datos:

R1 = 82KΩ Vcc =10V R2 = 8200Ω Silicio Rc = 2700Ω Q Re = 120Ω β = 200 Aplicando las fórmulas vistas:

FIGURA 2.14 Circuito con polarización por

divisor resistivo y capacitor de desacople de emisor.



El transistor está polarizado con Ic = 1,33mA y Vce = 6,25V. En síntesis, el agregado de Re proporciona una estabilidad adicional al circuito ya que permite sensar la corriente de emisor. Se conecta un capacitor en paralelo para que la corriente alterna se derive a tierra por él sin producir caída de tensión alterna sobre Re, lo que disminuiría la ganancia. Existen otras polarizaciones para la configuración emisor común pero todas ellas buscan mayor ganancia de tensión y aumento en la estabilidad del circuito que son los factores determinantes para la elección del circuito adoptado para cada caso. c) El amplificador colector común

En este circuito la señal de entrada se aplica entre colector y base que, como sabemos, es una juntura polarizada en inversa para que el transistor trabaje correctamente: de esta manera se logra que la impedancia de entrada de un transistor en esta configuración sea muy alta (resistencia elevada), mientras que la salida se toma entre colector y emisor, siendo la impedancia de salida bastante baja. Esta etapa posee una ganancia de potencia bastante baja comparada con la que se puede obtener en una etapa emisor común.

La tensión de salida es siempre menor que la tensión de entrada: por lo tanto, la ganancia de tensión es menor que la unidad. Este circuito se utiliza como elemento adaptador de impedancias (figura 2.15). Acomodamos el circuito para poder verlo como comúnmente se utiliza (figura 2.16).

FIGURA 2.15 Configuración colector común

con dos baterías.



Si aumenta la señal de entrada, aumenta la corriente de emisor y por lo tanto la señal sobre la RC con lo cual, como ocurre en la configuración base común, aquí no hay inversión de fase. Resumen sobre polarización Los transistores se deben polarizar para que la juntura Base-Emisor esté en directa y la juntura Base-Colector trabaje en in versa: para

ello se usa generalmente la polarización por divisor resistivo, polarización fija o polarización automática. Cada configuración tiene características particulares, las cuales podemos sintetizar en el siguiente cuadro.

TABLA III

CONFIGURACIÓN RESISTENCIA ENTRADA

RESISTENCIA SALIDA

GANA CORRIENTE

GANA TENSIÓN

BASE COMÚN

Baja

50 o 300 ohm

Alta

100 K a 1 Mohm

No

Si

EMISOR COMÚN

Baja-Moderada

100 a 10.000 ohm

Moderada-Alta

5 K a 1Mohm

Si

Si

COLECTOR COMÚN

Alta

100 K a 1 Mohm

Baja-Moderada

100 a 1000 ohm

Si

No

Recta estática de carga

Los transistores pueden ubicar su funcionamiento en una zona de trabajo donde su respuesta es lineal, una zona denominada "ZONA DE CORTE" y una tercera zona que determina la "SATURACIÓN" del transistor. Se debe establecer un punto de funcionamiento del transistor dentro de su región activa (zona lineal) con el objeto de obtener a la salida del amplificador una señal réplica de la de entrada pero de mayor amplitud. El punto de reposo del transistor, que hemos aprendido a calcular pa ra las distintas polarizaciones, se debe hallar sin aplicar señal externa y se le llama punto "Q" de funcionamiento, punto de reposo o simplemente punto de trabajo. Ubicando este punto Q sobre las curvas características de salida del transistor y aplicando métodos gráficos se puede predecir el comportamiento del amplificador cuando se le aplica una señal a la entrada. Si la señal de salida no es fiel a la de entrada, lo más probable es que no se haya elegido correctamente el punto de reposo.

FIGURA 2.15 Configuración colector común

con dos baterías.

FIGURA 2.16 Colector común:

a) con dos baterías. b) con una batería.



Al polarizar un transistor se debe elegir los componentes asociados (resistores, alimentación, etc.) con sumo cuidado, ya que el punto Q no debe quedar en cualquier parte de la zona activa del transistor. Se debe tener en cuenta las especificaciones dadas por el fabricante, tales como Potencia Máxima de Disipación (Pe max), Tensión Máxima de Colector (Ve max), Corriente Máxima de Colector (Ic max), Factor (J de Amplificación, etc (figura 2.17). Para pequeñas señales, si el transistor está bien polarizado se puede asegurar que la tensión de salida no será distorsionada, "pero no es la misma la tensión de colector que la señal de salida", ya que esta última no debe poseer generalmente una componente de continua, razón por la cual se colocan capacitores de desacople a la salida del circuito (y también a la entrada) lo que obliga a analizar el circuito sin componente continua y con componente continua (figura 2.18).

En este circuito, la tensión de continua del colector del transistor no aparece sobre la resistencia de carga RL a causa del bloqueo impuesto por Cb 2 pero la señal sobre RL es una réplica amplificada de la señal de entrada.

Los valores de los capacitores deben ser tales que a la frecuencia mínima de trabajo no ofrezcan resistencia apreciable al paso de la señal. Para la ubicación del punto de trabajo se recurre generalmente a métodos gráficos, utilizando las curvas de salida del transistor en la configuración en que se esté utilizando el dispositivo. Si se conocen los elementos asociados a la salida del transistor pueden calcularse los resistores de polarización de base, previa

ubicación del punto de reposo del transistor, partiendo de la denominada RECTA ESTÁTICA DE CARGA del transistor (figura 2.19) Para trazar esta recta sobre la familia de curvas, se obtiene la ecuación de la malla de salida del circuito, Por ejemplo, en el circuito de un transistor en emisor común con polarización por divisor resistivo se tiene que:

FIGURA 2.17 Q1 y O2 son dos puntos de

reposo posibles en que debe estar polarizado el transistor

para que opere en zona activa.

FIGURA 2.18 Para que los circuitos de la señal

alterna no interfieran con la polarización estática del transistor

se agregaron los capacitores de desacople Cb1 y Cb2.



En esta ecuación, Vcc, Re y Re son valores conocidos mientras que Vce e Ic son variables. En geometría se estudia que la ecuación (4) representa una recta y para trazarla hace falta conocer dos puntos de dicha recta. Los puntos elegidos serán: a) para Vce = 0 debemos calcular el valor de Ic. b) para Ic =0 debemos calcular el valor Vce. a) Cuando Vce = 0, de la fórmula (4):

despejando:

b) Cuando Ic = 0, de la fórmula (4):

Es decir, los puntos elegidos para trazar la recta serán:

Si ubicamos estos puntos sobre las curvas de salida del transistor y trazamos una recta que pase por ellos, encontraremos la recta estática de carga del circuito (figura 2.20).

Esta recta es útil porque no importa que varíe la corriente de base como consecuencia de la aplicación de una señal, los valores de Ic y Vce se ubicarán sobre dicha recta. Además, conociendo los valores máximos de la señal a aplicar y trasladándolos a la gráfica se podrá calcular cuáles son los valores correspondientes de la corriente de colector.

FIGURA 2.19 Curvas características de salida del transistor en configuración

emisor común.

FIGURA 2.20 A partir de los datos del circuito

se puede construir la RECTA ESTÁTICA DE CARGA.



Supongamos polarizar la base tal que circule una corriente Ib*; se puede hallar el punto de reposo buscando la intersección entre la curva representativa de Ib2 y la Recta Estática de Carga; luego, trazando rectas paralelas a los ejes de Ic y Vce se pueden conocer rápidamente los valores de Icq y Vcq (tensión y corriente de colector de reposo). Ejemplo 5: Se desea levantar la Recta Estática de Carga del amplificador del ejemplo Nº 4 (figura 2.21).

Como se ve, trazando una paralela al eje Vcc que pase por una Icq = 1,33mA, cortará a la Recta Estática de carga en un punto Vceq = 6,25V que coincide con los datos calculados anteriormente. Por supuesto, al aplicar una señal alterna a la entrada, variará la corriente de base, lo que hará cambiar los valores de Ic y Vce (si Vce aumenta Ic debe disminuir y viceversa). Si crece Ib aumentará Ic y bajará Vce; por el contrario, si Ib disminuye también lo hará Ic, lo que provocará un aumento de Vce.

"Note que Vce no puede valer menos de O volt, ni más de 10 volt."

FIGURA 2.21 Ubicación del punto “Q” sobre la

RECTA ESTÁTICA DE CARGA.

CAPITULO 3: EL TRANSISTOR EN CORRIENTE ALTERNA


El transistor en corriente alterna Recta dinámica de carga Se ha visto que por métodos gráficos se pueden predecir los distintos valores de Ic y Vce que puede tomar un transistor polarizado cuando se le aplica una señal de entrada, pero en el razonamiento no se ha tenido en cuenta a la carga que se le aplica al circuito a través de un capacitor. La Recta Estática de Carga es muy útil para analizar el funcionamiento del circuito sin que a éste se le aplique señal, es decir, donde se ubicaría el

punto de reposo si hubiese algún corrimiento de algún parámetro a causa de determinados factores, como por ejemplo la temperatura. Analicemos el circuito de la figura 3.1. Cuando se aplica una señal de corriente alterna, C2 es un corto circuito; lo mismo ocurre con el capacitor de desacople de emisor CE y la fuente de alimentación (por considerarla como un capacitor cargado de alta capacidad). De esta manera el emisor estará conectado a tierra y Re estará en paralelo con la carga RL (figura 3.2). Para analizar el comportamiento del circuito para señales alternas gráficamente es necesario

construir una RECTA DINÁMICA DE CARGA que contemple el paralelo entre Rc y RL y ahora RE = 0 a causa de la muy baja impedancia que pasa a tener CE. Para trazar la Recta Dinámica de Carga se tiene en cuenta el punto de reposo del transistor ya que sin señal se ubicará sobre dicho punto. La

técnica consiste en trazar una recta que pase por el punto Q con pendiente 1/Rd, siendo Rd el paralelo entre Rc y RL (figura 3.3).

Ejemplo 1

Se tiene un amplificador polarizado en configuración emisor común con divisor resistivo al

que se le aplica una señal de corriente alterna que provoca una variación en la corriente de base de 10µA pico a pico. Se desea conocer cómo cambiará la corriente de colector si los datos del circuito son los siguientes (ver figura 3.4):

FIGURA 3.1

En el análisis del circuito para la señal alterna se debe tener en cuenta

los capacitores de acoplamiento (en inglés “By-pass”).

FIGURA 3.2 En corriente alterna CB1, CB2. y CE2

son un cortocircuitos.



Para resolver este problema utilizando métodos gráficos recurrimos a los datos dados por el fabricante, donde generalmente encontramos las familias de curvas del transistor (figura 3.5). Este método es aplicable porque consideramos una pequeña señal de entrada (ANÁLISIS PARA PEQUEÑAS SEÑALES). Para trazar la recta estática de carga en primer lugar obte-nemos los puntos necesarios con los datos del circuito, a) Cuando Vce = 0

b) Cuando Ic =0

Con estos datos construimos la recta estática de carga sobre la familia de curvas (figura 3.6). Debemos ahora trazar la recta dinámica de carga. Para hacerlo debemos conocer los valores de Icq y Rd.

FIGURA 3.3 La recta dinámica de carga se traza

sobre la familia de curvas del transistor tal que pase por el punto Q

con pendiente 1/Rd.

Con β =400

FIGURA 3.4 Se desea conocer el comportamiento

de este circuito para corriente alterna.



Con los datos calculados se puede trazar la Recta Dinámica de Carga (RDC) pero para quienes no son muy hábiles en matemáticas digamos que conocemos un punto de la RDC que es el punto Q (ver figura 3.7), para calcular otro punto digamos que una variación de 5,2mA en la corriente de colector provocará una variación de tensión de:

Trazada esta recta debemos averiguar qué variación de le provoca una variación de la corriente de base de 10µA, según solicita el enunciado del problema. A partir del punto Q dibujamos la señal hasta cortar los puntos de IB que correspondan; luego trazando paralelas al eje horizontal hallaremos la correspondiente corriente de colector. De la gráfica se deduce que IBq = 16µA (ver figura 3.8). Dibujemos ahora esta señal sobre la familia de curvas (figura 3.9). Observamos en el gráfico que una corriente de base de 21 µA provoca una corriente de colector del orden de los 7,2mA y una corriente de base de 11µA generará una corriente de colector de 3,4mA. Por lo tanto la corriente de colector tendrá la forma que muestra la figura 3.10. De la gráfica se desprende que la respuesta del transistor no es

lineal ya que el pico positivo de la corriente entrante es amplificado un poquito más que el pico negativo. De todos modos la alinealidad no es tan grande como para que provoque una gran distorsión.

Si analiza detenidamente este ejemplo podrá comprender que el punto Q debe ubicarse siempre en el centro de la R.E.C para tener igual excursión de la señal en los semiciclos positivos y negativos. Cálculo de los capacitores de paso Hemos dicho que tanto los capacitores de acoplamiento de entrada y salida, como el capacitor de desacople de emisor, se deben comportar como un cortocircuito para la señal de trabajo. La forma de cálculo de estos capacitores está íntimamente ligada con la impedancia del circuito ”que ven estos elementos” ya que el efecto resistivo debe ser mucho menor que dicha impedancia para todas las señales que se desea amplificar.

FIGURA 3.5 Familia de curvas del transistor de

salida 2A238 en configuración común.

FIGURA 3.6 Trazado de la Recta Estática de carga a partir de los elementos del circuito.



La reactancia de un capacitor se calcula como:

De aquí se deduce que, en la medida que aumenta la frecuencia de la señal tratada, menor será el efecto de oposición del capacitor al paso de las señales. Por lo tanto, el peor caso se presenta con las señales de menor frecuencia, donde el capacitor puede que no se comporte como un cortocircuito. Para calcular el valor del capacitor necesario, éste debe tener una "resistencia" (en realidad reactancia) 10 veces menor que el valor de la

impedancia que él verá a la mínima frecuencia de trabajo del amplificador. Por ejemplo, si la impedancia de entrada de un amplificador es de 5000

ohm, el capacitor de paso de entrada no debe presentar una reactancia superior a 500 ohm para la frecuencia mínima de operación. Ejemplo 2

Calcular el valor del capacitor de desacople de una resistencia de emisor de 100 ohm si la mínima frecuencia de operación del transistor será de 20Hz. Sabemos que:

Y que:

Luego:

FIGURA 3.7 R E C y R D C sobre la familia de

curvas de un transistor 2A238.

FIGURA 3.8 Esta es una señal de corriente alterna aplicada a la entrada del amplificador.

FIGURA 3.9 A través de la gráfica, dada una IB,

puede conocerse el valor de IC.



despejando

Si queremos dar el valor del capacitor en µF multiplicamos el segundo término por 106, luego:

Reemplazando valores:

En general el valor de Re es mayor, al igual que la frecuencia mínima de opera-ción, con lo cual el valor Ce disminuye bastante. Valores normales están comprendidos entre 50 µF y 220µF. Del mismo modo se pueden calcular los capacitores de paso (CB1 y CB2) obteniéndose valores normales que oscilan entre 10µF y 100µF.

Acoplamientos interetapas

Para conectar el transductor de entrada al amplificador, o la carga u otra etapa es necesario un medio de acoplamiento que permita adaptar impedancias para que exista máxima transferencia de energía. Los acoplamientos interetapas más utilizados son: a) Acoplamiento RC b) Acoplamiento a transformador c) Acoplamiento directo

a) Acoplamiento RC

FIGURA 3.10 Señal en colector del transistor provocada por una corriente de

base alterna de 10µA pico a pico.

FIGURA 3.11 Para el acoplamiento RC entre etapas

basta un capacitor y dos resistores.

FIGURA 3.12 Acoplamiento RC de dos etapas amplificadoras con transistores;

observe la polaridad del capacitor electrolítico:

a) con transistores NPN b) con transistores PNP.



Este tipo de acoplamiento es muy utilizado aunque con él no se produce una perfecta adaptación de impedancias y por lo tanto, no habrá máxima transferencia de energía. Separa totalmente a la señal de los circuitos de polarización (figura 3.11). El resistor R1 puede ser el resistor de carga (o polarización) de la primera etapa mientras que R2 puede ser el resistor de polarización de base, si la segunda etapa es

un transistor. El capacitor C deja pasar las señales alternas provenientes de la primera etapa y evita que la tensión de polarización quede aplicada en la entrada de la segunda etapa. La capacidad del capacitor C tiene que ser la adecuada a las frecuencias de las señales

que se desean amplificar; por ejemplo, para acoplar etapas de audio su valor debe ser elevado (algunos microfarad) para que su reactancia sea pequeña a la menor frecuencia que se desea amplificar. Una capacidad pequeña ofrecería una reactancia elevada a! paso de las bajas frecuencias, por lo que éstas quedarían atenuadas. Si se desea acoplar etapas amplificadoras con transistores usando capacitores electrolíticos, la posición del capacitor dependerá de la polaridad de los transistores. Veamos un ejemplo en la figura 3.12

Con transistores NPN la base es menos positiva que el colector; por lo tanto, el capacitor electrolítico se conecta con el positivo del lado de! colector de !a primera etapa Generalmente se utiliza un acoplamiento con resistor y capacitor en etapas amplificadoras de audio de bajo nivel. Veamos el circuito de la figura 3.13. Cada etapa tiene su polarización, como ya hemos visto, utilizando resistores de polarización, Re en emisor y capacitores para permitir que la corriente alterna no se desarrolle sobre ellos. El acoplamiento lo produce el capacitor Cc junto con R1 y Rb2, donde R1 sirve de carga para el primer transistor y Rb2 suministra la polarización necesaria a la base del segundo transistor.

En la figura 3.14 podemos ver qué ocurre al acoplar tres etapas amplificadoras mediante transistor y capacitor.

FIGURA 3.13 Dos etapas acopladas a través de

resistor y capacitor.

FIGURA 3.14 En el acoplamiento RC interetapa, la

ganancia óptima se consigue ajustando el valor de las resistencias

de colector.



Allí se observa un amplificador de tres etapas emisor común, acopladas por resistor-capacitor. La ganancia óptima del conjunto se obtiene ajustando el valor de las resistencias de colector. Si Re es muy grande, en ella habrá una excesiva caída de tensión que disminuirá la polarización del colector; por el contrario, si Re es baja habrá una amplificación insuficiente. En este circuito el punto de funcionamiento de los transistores está dado por las resistencias Rb ya que se trata de un circuito de polarización fija. En los preamplificadores de audio de varias etapas (tres, cuatro o más), los transistores están conectados en cascada y, debido a la alta ganancia del conjunto, el

circuito puede tornarse inestable, por lo que es necesario desacoplar las etapas con el fin de evitar una retroalimentación desde la salida hacia la entrada a través de la línea de alimentación.

Veamos el circuito de la figura 3.15 donde se agrega un resistor de desacople en serie con el resistor de base del segundo transistor: La constante de tiempo R1. C1 debe ser tal que la frecuencia realimentada que se debe amplificar sea derivada a masa a través de Cl; además R1 debe ser pequeña para que el suministro de tensión de Q1 no se reduzca demasiado, con lo cual Cl debe tomar un valor alto (100µF o más).

La finalidad de este filtro es la de compensar la influencia de la impedancia interna de la fuente de alimentación en el acoplamiento de impedancias interetapas. En otras palabras, impide que se amplifique el ruido que puede estar montado sobre señal, emanada de la fuente de alimentación. b) Acoplamiento por transformador El acoplamiento a transformador se utiliza con el fin de obtener máxima ganancia de potencia; para ello deben adaptarse las impedancias de entrada y de salida del transistor.

FIGURA 3.15 Amplificadores en cascada, R1 y C1

forman un circuito de desacoplamiento para evitar la

realimentación de señal a través de las líneas de alimentación.

FIGURA 3.16 Acoplamiento a transformador.



En la figura 3.16 vemos un circuito acoplado a transformador: Se emplea un transformador reductor T1 para acoplar la entrada del transistor con lo cual, si bien hay una disminución de la tensión aplicada (por ser un transformador reductor), hay un mayor suministro de potencia ya que, por el teorema de máxima transferencia de potencia, se logrará transferir máxima energía cuando las partes están perfectamente adaptadas (igual impedancia). Para adaptar la salida también usamos un

transformador reductor ya que el parlante posee baja impedancia, en contraposición con la alta impedancia del colector del transistor. Este T2 adapta las impedancias de colector y bocina, permitiendo así que la potencia entregada a la bocina sea máxima.

En este circuito se tiene una polarización por divisor de tensión, donde R1 y R2 dan la polarización adecuada a la base, y Re da la estabilización necesaria para evitar problemas por cambios en los parámetros del transistor; Cl se coloca para evitar que la señal se atenúe sobre R1, y C2 para impedir que la señal se desarrolle sobre Re, así el rendimiento del circuito aumenta.

En síntesis, un acoplamiento a transformador permite adaptar impedancias y aísla niveles de continua, pero posee la desventaja fundamental de que sus características varían con la frecuencia, razón por la cual suele distorsionar (aunque muy poco) a todas aquellas señales que no están compuestas por una sola frecuencia. Además, es pesado y de gran tamaño; si se quiere disminuir las pérdidas, el costo aumenta considerablemente.

Pero el acoplamiento por transformador posee también otras

aplicaciones como ser: invertir la fase de la señal aplicada al bobinado primario, sumar o restar dos o más señales aplicadas a varios bobinados primarios del transformador, etc. (figura 3.17). En el circuito, Q1 es un amplificador de audio polarizado en ciase A (permite amplificar toda la señal) que debe transferir su energía a los transistores Q2 y Q3; para ello se utiliza el transformador TI como sistema de acoplamiento. Los bobinados L2 y L3 entregan la señal a Q2 y Q3 con fases opuestas. Este sistema permite aumentar el rendimiento de una etapa de audio y es muy utilizado en los receptores comerciales. Recuerde que la relación entre los bobinados L1-L2 y L1-

L3 debe ser tal que permita la adaptación de impedancias (figura 3.18).

En este otro ejemplo, el transformador T2 recibe la señal proveniente de los transistores Q2 y Q3. Las corrientes circularán en sentido opuesto, restándose los campos magnéticos producidos por estas.

FIGURA 3.17 El transformador T1 permite que los

transistores Q2 y Q3 reciban la misma señal pro en fases opuestas.

FIGURA 3.18 El transformador T1 adopta

impedancias y suma las señales de ambos transistores.

FIGURA 3.19 Acoplamiento directo entre

transistores.



Ahora bien, se busca que uno conduzca cuando el otro no lo hace y viceversa, de tal forma que en el secundario de T2 estarán presentes las señales de ambos transistores pero la correspondiente a Q3 aparecerá invertida respecto de la serial producida por Q2; se trata entonces de un circuito "sumador" (en realidad restador) en el cual T2 suma las señales y adapta las impedancias de los transistores con la bocina. c) Acoplamiento directo Este tipo de acoplamiento consiste en unir dos etapas por medio de un cable. En principio, este método es ideal porque resulta económico y no sufre las atenuaciones que introduce todo capacitor en bajas frecuencias. En sistemas amplificadores, el método consiste en conectar el colector de un transistor con la base del siguiente (figura 3.19).

El principal problema de este circuito radica en que los niveles de continua del colector de un transistor y de la base del transistor siguiente son iguales, razón por la cual la tensión de colector de los transistores es bajísima limitando así su funcionamiento. Para solucionar este problema se puede polarizar el primer transistor en configuración colector común, lo que significa que la señal ingresa por la base y sale por el emisor. Para ello se conecta el emisor de la primera etapa a la base de la etapa siguiente (figura 3.20).

En este caso Reí y Re2 cumplen la función de estabilizar a los transistores frente a variaciones térmicas, las impedancias están adaptadas ya que la impedancia de salida de un amplificador colector común es baja, al igual que la impedancia de entrada de un amplificador emisor común (en realidad no tan baja).

Se puede aumentar aún más la ganancia del circuito de la figura anterior si se desacopla el emisor del segundo transistor (figura 3.21). El emisor se debe desacoplar solamente en la segunda etapa, ya que si se conectara un capacitor de desacoplamiento entre emisor y masa de la primera etapa, la señal que entrega esta etapa se derivaría a masa a través del capacitor y no llegaría a la etapa siguiente.

Otra forma de acoplar directamente dos etapas amplificadoras se muestra en el circuito de la figura 3.22.

FIGURA 3.20 Para aumentar la ganancia de un

sistema con acoplamiento directo la primera etapa está en configuración

colector común.

FIGURA 3.21 Se aumenta la ganancia de un

sistema con acoplamiento directo si se desacopla el emisor de la última

etapa usando un capacitor.

FIGURA 3.22 Acoplamiento directo entre dos

amplificadores en configuración emisor común.



En este caso, R1 sirve como carga de Q1 y como polarización de Q2 al mismo tiempo. Podemos conectar dos etapas amplificadoras en emisor común a través de un resistor, considerando este acoplamiento como directo; permite trabajar con distintos niveles de continua entre colector del primer transistor y base del segundo, pero presenta el inconveniente de disminuir el rendimiento (figura 3.23).

Las ventajas del acoplamiento directo son aprovechadas en la mayoría de los equipos de audio, ya sea en aquellos que utilizan circuitos integrados o en circuitos de excelente diseño. En la actualidad son muy pocos los equipos de buenas características que no utilizan este acoplamiento. Los capacitores de acoplamiento, por ejemplo, introducen un desplazamiento de fase cuya magnitud angular no es uniforme para todas las

frecuencias (recuerde que la reactancia capacitiva depende de la frecuencia), lo que es indeseable para muchas aplicaciones. En el acoplamiento directo no existe este problema. Otra forma de acoplamiento muy difundido en la actualidad es el "Acoplamiento complementario" que se basa en el uso de un transistor NPN y otro PNP (figura 3.24). El circuito mostrado corresponde a un acoplamiento directo complementario que utiliza un transistor NPN en la primera etapa y un PNP en la segunda; R1 y R2 forman el divisor de tensión que polariza la base del primer transistor. Reí contribuye a mejorar la estabilidad térmica. R3 actúa como resistencia de carga del primer transistor y como polarización de base de Q2; es quien define el acoplamiento.

Observe que ambas etapas trabajan en configuración de emisor común ya que tanto tierra (el común de Q1) como +Vcc (el común de Q2) se pueden considerar tierra a los efectos de la señal. Recordemos que Vcc se puede considerar como un capacitor cargado de alta capacidad. En ausencia de señal, R3 polariza adecuadamente a Q2. Cuando se aplica una señal positiva en base de Q1, se hace más negativa la base de Q2 y así aumenta su corriente de colector.

FIGURA 3.23 Circuito amplificador de dos

etapas con acoplamiento directo. La señal proveniente del primer transistor se aplica a la base del

segundo a través de R3.

FIGURA 3.24 Cuando se conectan directamente

dos etapas amplificadores con transistores NPN y PNP se dice que esta usando “acoplamiento

complementario”.



Si, por el contrario, se aplica una señal negativa en base de Q1, aumenta la tensión en base de Q2, disminuyendo la tensión de salida. Para mejorar la estabilidad del sistema, se puede colocar un resistor en el acoplamiento directo complementario (figura 3.25). En síntesis, este acoplamiento se usa generalmente en aquellos casos en que se desea aprovechar la componente continua de una etapa en otra y donde el factor costo es fundamental.

FIGURA 3.25 Acoplamiento Directo

Complementario que posee un resistor para mejorar la estabilización

de la temperatura.

CAPITULO 4: MEDICIÓN DE LA RESPUESTA EN FRECUENCIA DE UN AMPLIFICADOR


Medición de la respuesta en frecuencia de un amplificador

Generalidades

Generalmente, para medir la respuesta en frecuencia de un amplificador se emplea el diagrama en bloques de la figura 4.1. El instrumento de medición suele ser un voltímetro. Para conectarlo se desconecta la bocina del amplificador, y en su lugar se coloca una resistencia de igual valor que la impedancia característica de dicha bocina. El voltímetro medirá la tensión sobre esa resistencia que se denomina carga fantasma.

A la entrada del amplificador se conecta un generador de audio que entrega un tono de 400Hz con una amplitud reducida para que el amplificador no trabaje exigido (si la señal de entrada para producir plena potencia es de 250mV se debe ajustar el generador para que entregue una señal de 50mV).

Se debe inyectar una señal senoidal de "tensión constante" que debe permanecer invariable durante todo el experimento. Conviene checar de vez en cuando que no varíe el nivel de la señal "que se aplica al amplificador. El siguiente paso consiste en llevar el dial de frecuencias del generador al valor menor de la escala, anotando en un cuadro la tensión leída en el voltímetro; luego variamos la frecuencia y anotamos la lectura del instrumento para cada caso. Suele darse la respuesta en frecuencias de un amplificador e entendamos mejor esto, veamos qué es el dB. El decibel en audio El dB (decibel) es un submúltiplo del bel (1 bel = 10 decibel) que es una unidad relativa que expresa una relación logarítmica de potencias, siendo el logaritmo una expresión matemática que posee propiedades que la caracterizan. Veamos qué es el logaritmo: Por ejemplo la expresión loga b = x se lee: "el logaritmo en base a del número b es igual a x" y para entender de qué se trata digamos que x es el número al que hay que elevar la base para obtener como resultado el número b.

Veamos mejor esto con ejemplos:

FIGURA 4.1 Forma de conectar un

amplificador para medir su respuesta en frecuencia.



Ejemplo Nº 1: El logaritmo en base 2 del Nº 8 es igual a 3, ya que 2 elevado al Nº 3 es igual a 8. Esto se escribe de la siguiente manera:

base: 2 número: 8 resultado: 3


base: 3 número: 9 resultado: 2


En general:

El logaritmo en base 10 se denomina logaritmo decimal, y en este caso no se escribe la base, pues cuando no esta la base se sobreentiende que esta hablando de logaritmo decimal. Ejemplo Nº 4:

(Cuando no se coloca la bese, se sobreentiende que hablamos de logaritmo decimal)



Retomando nuestro tema de estudio, hemos dicho que el "bel" es una unidad relativa de potencias (figura 4.2), que se expresa como sigue:

En otras palabras, como P2/P1 representa la ganancia del equipo que se está analizando, el bel da idea de la "Ganancia de un cuadripolo en forma logarítmica". (Un cuadripolo es un circuito o equipo cualquiera con dos terminales de entrada y dos terminales de salida). Como podrá apreciar, iniciamos este tema haciendo referencia a la respuesta en frecuencias de un amplificador, pero para poder explicar mejor este tema debernos avanzar un poco más en el tema dB. Como el bel resulta una unidad muy grande, suele utilizarse el dB (decibel) cuya expresión es la siguiente:

Ejemplo Nº 5:

¿Cuál es la ganancia expresada en dB de un amplificador que al aplicarle una señal de entrada de 10mW, da una potencia de salida de 100W?

Luego un amplificador que posee una ganancia de 10.000 veces se dice que tiene una ganancia de 40dB. Esta nueva unidad nos permite "comprimir" escalas. Supongamos que un cuadripolo posee una ganancia igual G1 = 1 para 10 Hz, G2 = 10 para 20 Hz, G3 = 100 para 30 Hz y G4 = 1000 para 40 Hz. Si analizamos

FIGURA 4.2 El bel es una unidad relativa de potencia.



este ejemplo nos daremos cuenta que es muy difícil representar en un mismo gráfico una ganancia = 1 y una ganancia igual a 1000 pues la magnitud de la gráfica deberé ser enorme, pero si expresamos las ganancias en dB, el asunto se simplifica, Veamos:

En la figura 4.3 podemos observarlo gráficamente. Se deduce que al expresar cantidades en forma logarítmica permite granearlas con facilidad por más que las diferencias sean enormes. Otras expresiones del dB Se pueden representar relaciones de tensión y corriente también en "dB", para ello nos valemos de las siguientes fórmulas.

Por la ley de Ohm:

O también:

Aplicando a esto las formulas de dB:

FIGURA 4.3 Representación en “dB” de la respuesta en frecuencia de un

cuadripolo.



Recordemos que:

Aplicando esto a nuestro ejemplo:

Recordando que log ab = log a + log b y aplicando esta propiedad de los logaritmos:

Si las impedancias son iguales, como log 1 = 0, se tiene que:

Y aplicando otra propiedad de los logaritmos:



Análogamente:

y si

Para poder realizar cálculos matemáticos existe una tabla de logaritmos decimales que indica, con cinco decimales, el logaritmo de cada número. Damos aquí una tabla muy abreviada de algunos números TABLA 1

Número Logaritmo Número Logaritmo

1 2 3 4 5 6 7 8 9

10

0 0,30103 0,47712 0,60205 0,69897 0,77815 0,84509 0,90308 0,95424 1

11 20 30 40 50 60 70 80 90

100

1,04139 1,30103 1, 47712 1,60205 1,69897 1,77815 1,84509 1,90308 1,95424 2

Como verá, la mantisa (número después de la coma o del punto) es igual para 2 y para 20; para 3 y para 30, etc. Esto ocurre en general con todas las cifras que poseen los mismos números sin importar dónde esté la coma de esa cifra; por otro lado, si la parte entera es de una cifra, la parte entera del logaritmo será cero; si la parte entera del número en cuestión es de dos números, la parte entera del logaritmo será 1 y así sucesivamente. Los siguientes ejemplos ilustrarán mejor lo dicho:



TABLA 2

Número Logaritmo Número Logaritmo 1,35

135,00 0.130033 2,13033

13,5 1350,00

1,13033 3,13033

En la tabla se dan cifras compuestas por iguales números y, por lo tanto, los logaritmos presentarán igual parte fraccionaria, mientras que la parte entera dependerá de la cantidad de números que tenga la parte entera de la cifra que se esté analizando.

Por otro lado, cuando el número es menor que 1 el logaritmo es negativo.

Pero, ¿por qué se utiliza el dB en audio? El dB es una unidad que tiene mucho que ver con la respuesta del oído humano, ya que el mismo no tiene una respuesta lineal sino logarítmica.

Por ejemplo, el oído reconoce un sonido que tiene "doble potencia" que otro, cuando la relación entre ambos es igual a 2 dB, razón por la cual, si se gráfica la respuesta en frecuencia de un equipo de audio expresada en dB, el diagrama mostrará cómo interpretará el oído humano a dicho equipo.

Lectura del instrumento y construcción de la curva de respuesta en frecuencia.

Se ha visto al comenzar esta unidad cómo se debe conectar un amplificador para obtener su respuesta en frecuencia utilizando un voltímetro que bien puede estar marcado en valores de dB ya que:

Si tomo una tensión V1 de referencia, a cada valor de V2 le corresponderá un valor de G expresado en dB.

Existe lo que se denomina dBm que no indica una relación de potencia sino "la potencia en un punto de un circuito (referido a 1mW)".

Si la impedancia del cuadripolo es de 600 ohm.



En audio esto no interesa; sólo importa el concepto que indica que el valor de tensión medido por un instrumento puede expresarse en valores de dB (en realidad dBm). La mayoría de los multímetros posee una escala marcada en dB, tal que podamos utilizarlo para medir la respuesta en frecuencia de un amplificador. En audio, suele utilizarse una frecuencia de 400Hz como señal de referencia, tomando a la potencia de esta señal como "Potencia de referencia"; luego por otras frecuencias tendré distintas potencias que darán un valor en "dB" cuando la asociamos con la potencia de referencia. Ejemplo 5: Supongamos el siguiente cuadro: CUADRO A

Frecuencia Potencia Referencia en dB

400Hz (referencia)

10W

100Hz

20W

1000Hz

5W

Este cuadro indica que 400Hz es la señal de referencia siendo el nivel de referencia "0 dB" (así se lo toma en Audio). La señal de 1000Hz tiene una potencia que está 3dB por encima de la potencia de referencia (es el doble) mientras que la señal de 1000Hz tiene una potencia que está 3dB por debajo de la potencia de referencia (es la mitad). Al levantar la curva de respuesta en frecuencia de un amplificador me interesa que todas las señales provoquen igual potencia lo que indicará que la ganancia del equipo permanece constante para todo el espectro de las frecuencias audibles.

El caso ideal gráficamente sería el que muestra la figura 4.4.

FIGURA 4.4 La respuesta en frecuencia de un amplificador ideal indicará que el

equipo posee igual ganancia para todo el espectro audible.



En dicha figura se ha dibujado una escala logarítmica de frecuencia (recuerde que log 1 = 0; log 10 = 1; log 100 = 2; log 1.000 = 3, etc.) para que puedan expresarse gráficamente todas las frecuencias sin problema.

Para levantar la curva de respuesta en fre-cuencia de un amplificador se procede de la siguiente manera: 1) Se arma el circuito de la figura 1 conectando un multímetro común para medir la tensión de salida del amplificador.

2) Se inyecta un tono senoidal de 400Hz con un nivel que haga que el multímetro marque "0 dB" ajustando así el nivel de referencia. Luego se lee el valor de la señal inyectada y se verifica que permanezca constante durante toda la práctica. 3) Se lleva el dial del generador hasta el valor más bajo de frecuencia y se comienza a barrer dicho dial anotando en un cuadro la medición en dB que acusa el instrumento para cada valor de frecuencia. 4) Con los valores del cuadro se levanta la curva de respuesta en frecuencia. Ejemplo Nº 6 Las mediciones en un amplificador arrojaron los siguientes resultados: TABLA 3

Con los valores del cuadro se puede construir la curva de respuesta en frecuencia del amplificador (figura 4.5) trasladando el valor en dB para cada frecuencia y uniendo todos los puntos obtenidos. Nos interesan particularmente los puntos en los que la potencia es la mitad del valor de referencia que corresponderá a un valor de -3dB ya que:

FIGURA 4.5 Curva de respuesta en frecuencia.

Observe las frecuencias de corte superior e inferior que define el

ancho de banda del amplificador.

Frecuencia Medición Frecuencia Medición Frecuencia Medición Hz 10 20 40 60 80

100 200

dB -12 -7 -3 -1

-0,5 0 0

Hz 300 500 700

1.000 2.000 3.000 5.000

dB 0 0 0 0 0 0 0

Hz 7.000

10.000 12.000 15.000 17.000 19.000 20.000

dB 0

+0,5 +1 +1 0 -1 -3



Esto es interesante porque se define "Ancho de Banda" como el espectro comprendido entre las frecuencias en las cuales la potencia cae a -3dB. Analizando la gráfica se ve que el amplificador tiene ganancia constante entre 100Hz y 7.000Hz; la ganancia aumenta entre 10.000Hz y 15.000Hz para luego decrecer rápidamente. Lo interesante es conseguir un amplificador de "respuesta plana" en todo el espectro de frecuencias audibles. Transductores

Se denominan transductores de audio, a todos aquellos dispositivos que convierten energía acústica en eléctrica o viceversa. El buen transductor conserva las características de la señal original, es decir, su potencia, frecuencia central y armónicas (timbre) sin producir ningún tipo de distorsión. En otras palabras, un TRANSDUCTOR "traduce" el sonido en señal eléctrica. Entre los distintos transductores podemos mencionar a: micrófonos, cápsulas fonocaptoras, bocinas, transductores Láser, etc. Nos interesa en particular en esta lección, el estudio de los micrófonos.

Micrófonos Los micrófonos adquieren importancia en el hecho de que su uso no se limita a la captación de un sonido para su transformación en ondas (señales) eléctricas sino que es el comienzo de todo proceso de grabación, razón por la cual su calidad define la calidad del sistema. El micrófono es un "peldaño muy importante en la escalera de audio" cuyo diseño es muy complejo pero importante para que la señal eléctrica sea un duplicado de la onda sonora original. El funcionamiento de un micrófono se basa en el oído humano ya que la onda sonora incidente produce una vibración en el diafragma (membrana delgada) que genera la señal eléctrica correspondiente. Según lo dicho, podríamos clasificar a los micrófonos a) Según la forma en que las ondas sonoras hacen vibrar al diafragma. b) Según la forma en que las ondas sonoras se convierten en señales eléctricas. De acuerdo con la clasificación (a) los micrófonos pueden ser de presión y de gradiente de presión.



Los micrófonos de presión son los más comunes y entre ellos se destacan los omnidireccionales que son aquellos que reciben el sonido igualmente bien sin que importe la dirección de donde viene. La razón es que la presión en el aire se extiende de forma igual en todas las direcciones y si un micrófono detecta "cambios de presión" en el aire no interesará de dónde provenga la misma. a) Micrófono de bobina móvil

Corresponde a la familia de los electrodinámicos, es de bajo costo y de alta sensibilidad (figura 4.6). Sus elementos fundamentales son: el diafragma, la bobina y el imán.

Se observa que la bobina está unida al diafragma, tal que si éste se mueve, dicho movimiento se transmitirá a la bobina y como se encuentra sumergida en el campo magnético creado por un imán permanente, al moverse cortará líneas de campo magnético, induciéndose en ella una tensión alterna que es una copia eléctrica de la onda sonora que produjo la vibración del diafragma.

A la parte activa del micrófono que hemos descrito se la denomina "cápsula" y su fabricación no es sencilla pues todas sus partes deben realizarse con precisión para que responda de igual forma para todas las frecuencias, lo cual resulta casi imposible, pero se eligen los materiales para que la frecuencia de resonancia del micrófono quede fuera del rango de utilización, pues dicha frecuencia es la causa de sonidos extraños indeseables que suelen aparecer en las grabaciones efectuadas por aficionados.

Un problema que limita la calidad del micrófono es la construcción del diafragma ya que éste debería ser delgado y liviano para que no ofrezca resistencia a cualquier onda acústica, pero debe ser lo suficientemente consistente como para soportar la masa de la bobina sin que ésta roce contra el imán cuando se desplaza.

Cuando se construyen micrófonos de buena calidad, la señal sonora recorre un camino acústico antes de llegar a la cápsula, diseñado para que el micrófono tenga igual respuesta para todas las frecuencias. Este camino consiste en una serie de orificios cuyo diseño complica aún más el proyecto de un buen micrófono.

Su uso es profesional o semiprofesional, empleándoselo en la mayoría de los estudios de radio y televisión. Posee una respuesta casi plana entre 20Hz y 10.000Hz, aunque se los puede construir para que respondan a frecuencias superiores.

Es de tamaño pequeño, liviano y posee baja impedancia (entre 50Ω y 250Ω). Entrega una señal eléctrica de bajo nivel por lo cual requiere generalmente una etapa de preamplificación. Su rango dinámico es amplio (entre 7 y 10 veces) ya que el mismo varía entre 20dB y 140dB.

FIGURA 4.6 Corte esquemático de un micrófono

de bobina móvil.



El micrófono de bobina móvil es en la actualidad el más popular y extendido, pues se utiliza tanto en grabadoras de cassettes de uso doméstico como en equipos de audio o en estudios profesionales de grabación. b) Micrófono de capacitor:

En este tipo de micrófono, el diafragma está constituido por una membrana de material plástico recubierto de una delgada placa de gasa metálica. El material plástico actúa como un dieléctrico cargado permanentemente, ya que durante su fabricación fue situado entre dos electrodos sometidos a una gran diferencia de potencial; este proceso provocó la orientación de las moléculas de material plástico tal que un extremo quedó con cargas positivas y el otro con cargas negativas, las cuales no pueden ser eliminadas pues forman parte de la constitución del material.

El conjunto "gasa metálica-dieléctrico” se sitúa sobre un material conductor tal que forma un capacitor con dieléctrico de plástico cargado (figura 4.7). Nótese que el dieléctrico es muy delgado, razón por la cual la separación entre gasa metálica y la otra placa es muy pequeña, y por lo tanto, la capacidad del micrófono es apreciable (la distancia es del orden de la décima de mm).

Cuando una onda sonora hace vibrar la gasa metálica, variará la capacidad del capacitor originando una onda de tensión o de corriente que puede ser recogida a través de los contactos del micrófono. Puede construirse de tamaño muy pequeño con una impedancia que supera holgadamente el megohm. El inconveniente principal es que necesita una tensión elevada de polarización para su funcionamiento, si el dieléctrico no está bien polarizado. En la actualidad no existe este problema. La señal de salida que entrega es muy pequeña, por lo cual necesita un preamplificador que se coloca muy cerca del micrófono para evitar la captación de ruidos eléctricos indeseables. Se utiliza generalmente como instrumento de medición. Un tipo de micrófono muy similar al del capacitor es el micrófono de ELECTRET pero la armadura está formada por un cristal polarizado durante su fabricación. Es más económico pero de inferior calidad. Necesita de todos modos un preamplificador (generalmente un FET) pero con una pequeña tensión de alimentación. Se emplean generalmente como micrófonos incorporados en grabadoras.

FIGURA 4.7 Corte esquemático de un micrófono de capacitor. Una onda sonora varía la capacidad del capacitor y genera

una onda de tensión.



C) Micrófonos piezoeléctricos Los micrófonos de cristal piezoeléctricos se basan en la propiedad que tienen algunos materiales tales como cristales de titanato de bario, de generar una tensión eléctrica cuando se les aplica una presión mecánica. Por lo dicho, si los extremos opuestos de un cristal se recubren con una placa metálica, se, puede recoge de ellos una señal proporcional a la presión aplicada (figura 4.8). Resulta un micrófono muy sensible y

económico pero de baja calidad; se puede mejorar haciendo que las ondas incidan directamente sobre el cristal, aunque en este caso se pierde sensibilidad. En la actualidad están cayendo en desuso usándose en grabación magnetofónica.

La impedancia es del orden de 1MΩ y su respuesta en frecuencia va de 50Hz a 20.000Hz.

d) Micrófonos de carbón

Es sabido que el carbón es un material conductor, razón por la cual si hacemos vibrar una membrana que encierra gránulos de este material, la resistencia interna del micró-fono variará al ritmo de variación de la membrana. En la figura 4.9 vemos un esquema del micrófono que se basa en este principio de funcionamiento.

Cuando una onda sonora incide sobre la membrana, la variación de ésta modifica la posición de los gránulos de carbón lo que hace que varíe la resistencia interna del micrófono. Si hacemos circular una corriente continua al aplicarle al micrófono una diferencia de potencial, el valor de la

corriente variará en función de la onda sonora (por ley de Ohm I = V/R; como R es variable en función de la onda sonora, también variará I). Se trata de un micrófono de baja impedancia que provoca variaciones considerables en la corriente que lo atraviesa, razón por la cual se utiliza junto con un transformador de salida. Es un micrófono de baja calidad y respuesta en frecuencia restringida, pero como es muy económico y la

potencia que maneja es bastante alta, suele utilizarse en telefonía que requiere de una respuesta en frecuencia de 300Hz a 3.400Hz. Introduce un ruido de fondo bastante considerable, aun cuando no exista onda sonora incidente.

FIGURA 4.8 Micrófono piezoeléctrico. Algunos

cristales tienen la propiedad de generar una tensión eléctrica si se

le aplica una presión mecánica.

FIGURA 4.9 Corte esquemático de un

micrófono de carbón.

FIGURA 4.10 Esquema de conexión de un

micrófono de carbón. Como la cápsula es de baja impedancia

generalmente se usa con un transformador adaptador.



e) Micrófono de velocidad Es otro tipo de micrófono electrodinámico de muy alta sensibilidad y muy costoso, razón por la cual su uso es estrictamente profesional. Además, es de baja impedancia (entre 50 y 500 ohm); posee muy buena respuesta en frecuencia y carece de ruido propio (generado por él mismo). Para explicar el funcionamiento veamos en la figura 4.11 un corte de este micrófono. La cinta corrugada se ubica sobre las piezas pola-res de un imán. \&ría su posición al incidir sobre ella

una onda sonora, provocando variaciones de flujo magnético ya que en su movimiento corta líneas del flujo magnético. Esta variación de flujo induce una tensión sobre la bobina enrollada en el imán.

El sonido produce una aceleración (variación de velocidad) en la cinta que es proporcional a la presión sonora y, a su vez, la señal eléctrica producida es proporcional a esta aceleración, lo que explica la alta fidelidad de este micrófono.

f) Micrófono de reluctancia variable Es un micrófono de bajo costo y calidad cuyo uso no es muy frecuente. En la figura 4.12 vemos el corte esquemático de este tipo de micrófono. Una onda sonora provoca el movimiento de la membrana solidaria a un bastón metálico que provoca la variación del entrehierro de un circuito magnético. Por lo tanto, al variar la distancia del entrehierro al ritmo de variación

de la señal acústica varía la reluctancia del micrófono lo que provocará una tensión inducida en la bobina cuyas características coinciden con las de la onda sonora que le dio origen. Su respuesta en frecuencia es muy limitada y posee baja impedancia (50 a 250 ohm).

Diagramas polares – direccionalidad No todos los micrófonos descritos captan ondas acústicas desde todas direcciones, razón por la cual debemos comentar las características de captación (direccionalidad) a través de diagramas polares. Para construir estos diagramas se coloca al micrófono en posición vertical y se mide su captación sobre un plano horizontal que contiene al micrófono. Un micrófono omnidireccional capta sonidos con igual facilidad desde cualquier dirección. La mayoría de los micrófonos económicos son omnidireccionales y se usan para grabaciones domésticas en aparatos de cassettes (figura 4.13).


de cinta o velocidad.


de reluctancia variable. La onda sonora varía la distancia del entrehierro de un circuito magnético.



La direccionalidad es una de las características más importantes del micrófono, ya que gracias a ella es posible recoger los sonidos seleccionados y eliminar los no deseados. Como se puede ver en el diagrama polar descrito, la directividad o direccionalidad representa la variación del nivel de salida del micrófono para cada uno de los ángulos de incidencia de la presión acústica. La direccionalidad varía con la frecuencia y en muchas ocasiones, un diagrama polar incluye curvas para varios valores de frecuencia. Básicamente, además del micrófono omnidireccional pueden representarse tres curvas de direccionalidad:

Micrófono Bidireccional Micrófono Cardioide Micrófono Unidireccional

Un micrófono bidireccional posee dos lóbulos de captación bien definidos. Es el caso de un micrófono de velocidad que necesita una determinada dirección de la onda sonora para que la cinta corrugada pueda moverse (figura 4.14).

Según la figura, sentidos opuestos provocan máximos y mínimos de captación (máximos para O y 180° y mínimos para 90° y 270°).

Los micrófonos de respuesta denominada "Cardioide" (el diagrama polar se asemeja al corazón) posee las características que se observan en la figura 4.15.

Se ve que posee muy buena sensibilidad en un semiplano y va disminuyendo rápidamente hasta hacerse nula en el semiplano opuesto.

En algunos modelos de micrófonos bidireccionales se ha conseguido suprimir un lóbulo de captación empleando para ello determinados recintos acústicos. Se ha conseguido así construir un micrófono unidireccional de mayor sensibilidad al sonido frontal que cualquier otro micrófono (figura 4.16).

Sensibilidad de los micrófonos Se denomina sensibilidad de un micrófono a la relación existente entre la presión sonora incidente y la señal eléctrica generada por éste. Los fabricantes suelen dar la sensibilidad de un micrófono expresada en dB tomando como referencia cualquiera de los siguientes valores:

a) La presión sonora de un microbar que genera una señal de salida del volt. b) La presión sonora de 10 microbar que genera una señal de salida de 1 miliwatt

FIGURA 4.13 Diagrama polar de un micrófono

omnidireccional. Capta sonidos con igual facilidad

desde cualquier dirección.


bidireccional que capta el sonido en dos direcciones definidas.

FIGURA 4.15 Diagrama polar de un micrófono de

respuesta tipo” cardioide”.



c) la presión sonora de 10 microbar que genera una señal de salida de 1 volt. NOTA: 1 microbar = 1 dina por centímetro cuadrado. Debemos notar que para saber interpretar la especificación dada por el fabricante debemos conocer qué unidades tomó en cuenta el fabricante y cuál es la impedancia del micrófono.

Ejemplo Nº 7: Se quiere saber cuál es la tensión que genera un micrófono cuando es sometido a una presión sonora de 1 microbar si el fabricante estipula una sensibilidad S = -54dB cuando se refiere a la norma "a”.

despejando:

El micrófono del ejemplo genera una señal eléctrica de 2mV cuando es excitado con una presión sonora de 1 microbar. Ejemplo N* 8; Se tienen dos micrófonos y se desea saber cuál de ellos posee mayor sensibilidad: Mic. 1 S1 = -30dB (1V/10 microbares); Z = 50kΩ Mic. 2 S2 = -52dB (1mW/10 microbares): Z = 250Ω Para responder la pregunta debemos, como primera medida, compatibilizar las características de los micrófonos, para ello igualemos impedancias y sensibilidad expresada en volt por microbar de presión aplicada.


unidireccional El sonido se capta en una sola dirección que es la del lóbulo.



Según lo dicho nos conviene dejar expresadas como están a las características del micrófono Nº 1 y debemos modificar las expresiones de las características del micrófono Nº 2. El micrófono Nº 2 presenta una potencia de 1 mW sobre una impedancia de 250Ω cuando se lo excita con 1 microbar de presión sonora; para calcular cuál es la tensión general se sabe que:

Se tiene entonces una tensión de 0,5V sobre una Z = 250Ω. Para obtener una impedancia Z = 50.000 ohm se coloca un transformador adaptador de impedancias, con lo cual se incrementará también la tensión de salida (figura 4.17).

En base a estudios anteriores se sabe que:

En nuestro caso:

Es decir, con 1 microbar de presión sonora hay en el micrófono 2 una tensión de 7,07V sobre una impedancia de 50.000Ω, siendo en ese caso la sensibilidad igual a -52dB. Pero como la unidad es 1 volt y no 7,07V debemos saber "cuántos dB" significan estos 7,07V para sumárselos a la sensibilidad dada por el fabricante y así poder comparar ambos micrófonos:

Factor de Corrección

FIGURA 4.17.



Ahora, si ambos micrófonos tienen expresada la sensibilidad de la misma manera, podemos compararlos. Repitamos las características de ambos:

MICRÓFONO 1 S1 = -30dB (1V/10 microbar); Z = 50.000 ohm MICRÓFONO 2 S1 = -35dB (1V/10 microbar): Z = 50.000 ohm

Se observa que el micrófono 1 entrega una señal que es 5dB (en volt) superior a la del micrófono 2. NOTA: -35dB (1V/10 microbar) significa que el micrófono entrega una señal de 35dB por debajo de la que entregaría un micrófono que genera 1 volt cuando se lo excita con una presión sonora de 10 microbar.

CAPITULO 5: CONTROLES DE TONO


Controles de tono Los controles de tono son circuitos que se encargan de modificar la respuesta en frecuencia del amplificador con el objeto de compensar las deficiencias de los micrófonos, salas de audio y bocinas. Si estos elementos fuesen perfectos, el equipo reproduciría exactamente la onda acústica original y no serían necesarios los controles de tono.

Un control "ideal" de tonos sería aquel que permite variar la ganancia del amplificador para cualquier frecuencia del espectro audible a los límites que fije el usuario, de forma tal de conseguir una respuesta perfectamente plana sin importar la respuesta en frecuencia del transductor de entrada. El control de tono que se asemeja al ideal, por ser casi perfecto, se denomina "control de contorno" pero técnicamente se lo conoce como "Ecualizador Gráfico" que utiliza un gran número de variables (generalmente potenciómetros) que operan independientemente sobre partes distintas del espectro audible. Estos elementos variables suelen ser controles deslizantes, tal que su forma relativa para un caso particular se asemeja bastante a la curva de respuesta en frecuencia del equipo, lo que permitirá que las bocinas reciban una señal eléctrica plana para toda la banda de audio. Se debe tener cuidado en la manipulación de estos controles pues puede ocurrir que la sala utilizada absorba bastante las señales de baja frecuencia y muy poco los tonos altos; en ese caso se debe realzar los bajos y atenuar los altos. Pero las circunstancias pueden ser otras y la posición de los controles también cambiará. Por lo tanto, en manos de aficionados este tipo de equipos puede no ser efectivo ya que un control de contornos profesional posee dos elementos de ajuste por cada octava musical lo que hace un total de más de veinte potenciómetros para ecualizar la respuesta en frecuencia de un sistema amplificador. Para fijar su posición se deben tener en cuenta varios aspectos, como ser: las características de la sala que se está usando y la cantidad de personas en su interior, la disposición de las cajas acústicas, el tipo de señal que se está amplificando, etc.; si a esto le sumamos el hecho de que la respuesta auditiva de todos los oyentes no es la misma, podemos deducir que el manejo de este equipo requiere de una buena experiencia previa. Un detalle más a tener en cuenta es que puede ocurrir que quien maneje el equipo no escuche bien los tonos altos y por eso los realza sin tener en cuenta que lo que para sus oídos se escucha bien, para el resto de las personas estará "recargado" en tonos agudos. Si se dispone de instrumentos de medida se puede conseguir que el ecualizador gráfico rinda en todo su potencial, aunque no se cuente con gran experiencia.



Los controles de tono pueden atenuar o enfatizar señales de frecuencias determinadas en un rango variable entre 10dB y 20dB. No es necesario contar con refuerzo o atenuaciones superiores ya que se desea contar con un sistema que corrija la respuesta en frecuencias del amplificador y no que introduzca distorsiones. Existen dos factores fundamentales que definen al control de tono, a saber: a) frecuencia en la cual el control comienza a operar; b) cantidad de refuerzo o

atenuación que puede suministrar el control para cada frecuencia.

Lo ideal es que estos factores puedan seleccionarse independientemente, pero esto es caro y sólo lo utilizan determinados equipos profesionales.

En general se utilizan sistemas cuya ley de variación de la ganancia con la frecuencia es una recta de pendiente determinada (normalizada) cuya frecuencia de inicio de funcionamiento se selecciona por el control de mando.

Ejemplo 1

Se tiene un control de tono que eleva la ganancia para señales de alta frecuencia que opera entre 5kHz y 10kHz, con una pendiente de 6dB por octava a partir de la frecuencia de transición. Esto quiere decir que cada vez que se duplique la frecuencia correspondiente a una octava en la escala musical, la ganancia se duplicará (figura 5.1). Un buen control de tono se utiliza para efectuar pequeñas correcciones en la respuesta en frecuencia, como por ejemplo realzar los graves o atenuar un pico en la zona de los agudos. Cuando los controles de tono se encuentran en la mitad del recorrido, no introducen ninguna modificación en la respuesta en frecuencia; por lo tanto, al efectuar alguna grabación, dichos controles deben estar en la posición central (no realza ni atenúa). Los controles de tono deben diseñarse para que el movimiento en el control de agudos no modifique la respuesta en bajos y viceversa. Existen dos tipos bien definidos de controles de tono: a) Control Pasivo b) Control Activo La red pasiva se conecta entre dos etapas amplificadoras, trabajando con un nivel de señal elevado (1 volt), mientras que la red activa forma parte de un lazo de retroalimentación del preamplificador.

FIGURA 5.1 Un sistema de control de tono posee generalmente una variación lineal de

la ganancia con la frecuencia.



Controles de tono pasivos Los controles pasivos de tono consisten en un conjunto de resistores y capacitores asociados (los resistores generalmente son potenciómetros) que atenúan en general todas las frecuencias para luego enfatizar una porción del espectro audible, ya que se atenúa a esta zona menos que al resto, lográndose realzar la porción de frecuencia enfatizada. Un control pasivo de tono por pasos consiste en seleccionar un capacitor por medio de una llave selectora;

luego en función del capacitor elegido, variará la constante RC del circuito y con ella, la respuesta en frecuencia de la relación eo/ei de la figura 5.2.

Si se desea que la variación en la respuesta del control sea continua, en lugar de cambiar capacitores se utiliza un potenciómetro como elemento de ajuste, lo cual permite un rango de operación previamente establecido (figura 5.3). En este caso, al variar R, varía la frecuencia de transición del filtro; es de construcción sencilla y económica. Si se desea mantener constante la frecuencia de transición (punto en que comienza a actuar el filtro) y variar la pendiente de atenuación, al filtro de la figura anterior se le realiza una pequeña modificación que consiste en intercalar un resistor variable en serie con C que controlará la pendiente de atenuación del filtro (figura 5.4).

En el circuito mostrado, la frecuencia de transición está dada por R1 y C mientras que R2 define la pendiente de atenuación del circuito. Por ejemplo, si R2 = ∞ se supone que el circuito no atenúa ninguna frecuencia ya que no hay camino a tierra para ninguna señal. Si R2 = 0 ohm, la pendiente de atenuación la define R1 y C (figura 5.5). En este circuito la frecuencia de transición se calcula mediante la siguiente fórmula:

Donde: ft = Frecuencia de transición en “hertz” C = Capacidad en “farad” R1’ = Resistencia conectada en serie con la señal dada, en “ohm”

FIGURA 5.2 Red atenuadora variable por pasos.

FIGURA 5.3 Red atenuadora pasabajos continuamente variable en

un rango preestablecido.

FIGURA 5.4 R1 fija la frecuencia de transición

y R2 varía la pendiente de atenuación del filtro.



Debemos tener en cuenta que en esta fórmula R1’ será la suma de R1 y la resistencia interna de la fuente generadora de señal. Para obtener la pendiente de operación deseada se utiliza la gráfica mostrada para este tipo de circuitos, donde R2 se calcula a partir del valor de R1’ y de la pendiente elegida. Para dar un caso general, en la gráfica se han dibujado los valores expresados en múltiplos de ft.

Ejemplo 2

Calcule la frecuencia de transición y la pendiente de atenuación de un filtro pasivo pasa bajos con los siguientes datos: R1’ = 31.800 ohm R2 = 10.600 ohm C = 0,01µF ft = frecuencia de transición; es el punto en que comienza a trabajar el filtro. Reemplazando valores:

Corresponde a un filtro con una atenuación de 12dB por octava con una frecuencia de transición de 500Hz. Ejemplo 3

Este mismo análisis puede efectuarse con una red pasiva pasa altos (rechaza bajos), donde debe colocarse un circuito RC en el camino de la señal con constante de tiempo variable, pues el capacitor ofrece menor impedancia en la medida que aumenta la frecuencia de trabajo. Para entender el funcionamiento de este filtro, vea el siguiente circuito pasa altos (figura 5.6).

FIGURA 5.5 Respuesta en frecuencia de un

control de tonos pasivo con pendiente de actuación variable con

el ajuste de un potenciómetro.



En este circuito, si R2 = 0, la atenuación es constante para todas las frecuencias y proporcional a la relación:

mientras que para R2 = ∞la pendiente de atenuación para bajas

frecuencias es máxima, ya que C define el paso de la señal (figura 5.7).

En este circuito existe una pérdida de inserción que es distinta, según la frecuencia de que se trate, dependiendo de la posición del cursor de R2. O sea que el circuito atenuará más o menos según sea el valor de R2.

En las gráficas vistas, la atenuación está expresada en dB y se calcula „ mediante la siguiente fórmula:

Nos preguntamos ahora, ¿cómo se puede efectuar un arreglo para tener en un mismo circuito el control de graves y agudos sin que el movimiento de un control afecte la respuesta del otro? ¿Qué valores elegiremos como frecuencias de transición de dichos filtros? En la curva de respuesta en frecuencias del filtro pasabajo estudiado, se observa que con máxima pendiente de atenuación existe una disminución en la ganancia de 25dB entre las frecuencias ft y 16ft, pero, ¿qué frecuencia elegimos como ft?

Si ftg (frecuencia de transición del control de graves) es superior a los 200Hz dejaríamos pasar las frecuencias bajas hasta esta frecuencia y se introducirían sucesivas atenuaciones hasta llegar a 25dB por debajo de la ganancia nominal para una frecuencia superior a los 3200Hz.

Es peligroso amplificar (reforzar) en exceso frecuencias superiores a los 200Hz pues si bien pueden parecer muy agradables los tonos graves emitidos por una orquesta, la voz humana se torna pastosa, como si el que hablara tuviera la cabeza metida dentro de una aja, lo cual quita fidelidad al sistema de audio, pues cualquier oyente se daría cuenta de esta situación. Por lo tanto, no conviene reforzar en demasía tonos bajos superiores a los 200Hz. También adquiere matices desagradables la voz humana cuando se refuerzan tonos agudos por debajo de 1000Hz.

FIGURA 5.6 En una red de control pasa altos

el capacitor se coloca en el camino de la señal pues su

impedancia disminuye con el aumento de frecuencia.


control pasivo pasa altos.



Es decir, en principio conviene fijar las frecuencias de transición de la siguiente manera: ftg = frecuencia de transición de graves = 200Hz fta = frecuencia de transición de agudos = 1000Hz Esto quiere decir que el control de graves tiene respuesta plana hasta 100Hz (ft/2) y atenúa la ganancia para frecuencias superiores, mientras que el control de agudos produce una atenuación de señales hasta una

frecuencia de 2000Hz (2 ft), punto a partir del cual no hay atenuación (figura 5.8).

Si se desea una diferencia bien apreciable en el tono al variar los controles de graves y agudos, sin importar demasiado la fidelidad de la voz humana se sube ftg una octava y se baja una octava fta, es decir: ftg = 400hz y fta = 500Hz.

Con el objeto de tener una buena separación entre el filtro de graves y el filtro de agudos (menor interacción entre los controles) suelen utilizarse estos circuitos intercalándolos en distintas etapas del preamplificador. Este, aunque es efectivo, no se acostumbra emplear en amplificadores comerciales. Suele utilizarse una celda donde ambos controles (graves y agudos) se sitúan en el mismo circuito, eligiendo cada control con una frecuencia de transición tal que no se superpongan (figura 5.9). Si bien los controles pasivos son todos atenuadores, puede construirse un sistema que posea una respuesta plana

(se atenúan las señales de todas las frecuencias por igual) cuando los poten-ciómetros se encuentran en la mitad del recorrido, y luego, un giro hacia la izquierda provoque una atenuación y un giro hacia la derecha permita reforzar un rango del espectro audible. Un circuito de control de tono combinado con estas características sería el que vemos en la figura 5.10. En general, un giro horario implica un refuerzo y un giro antihorario provocará una atenuación. En los diagramas esquemáticos, una flecha sobre la corrida del potenciómetro indica hacia dónde se mueve el cursor cuando se gira en el

sentido horario (o hacia arriba o adelante, en caso de ser tipo deslizable).

FIGURA 5.8 Control de graves y agudos pasivo

con mejora en la interacción mediante la separación en dos etapas.

FIGURA 5.9 Circuito combinado pasivo de control

de graves y agudo.



Analicemos uno de todos los posibles movimientos: Supongamos que el control de graves se encuentra al máximo (R4 queda en paralelo con C3, y C2 queda cortocircuitado). Nótese que las frecuencias bajas circularán hacia la salida con mayor facilidad a causa de que ha sido eliminado -cortocircuitado- el capacitor C2 (figura 5.11). En este movimiento no hemos analizado lo que ocurre con la rama superior ya que hay un capacitor (Cl) en serie lo que dificulta el paso de las señales de baja frecuencia.

Realice el mismo análisis dibujando los circuitos equivalentes para el caso en que el potenciómetro de graves se encuentre en el mínimo, repitiendo el estudio con el control de agudos; de esta manera entenderá perfectamente el funcionamiento de este circuito.

Sólo cabe acotar -para facilitar el análisis- que C1, R5 y C4 forman el filtro de agudos y R1, C2, R2, C3 y R3 constituyen el control de graves. Veamos en la figura 5.12 cómo son las curvas de respuesta en frecuencia del circuito estudiado. En este caso, el nivel de referencia (0 dB) no corresponde a la tensión de entrada ei, sino que será una señal de menor valor que se obtiene cuando los controles se encuentran en la mitad de su recorrido.

Analicemos un control de tonos pasivo utilizado comúnmente en circuitos comerciales (figura 5.13). Se trata de un filtro de diseño complejo que posee una red formada por R2, C3 y R5 que permite que las frecuencias medias pasen a la salida sin sufrir variación en su respuesta. C1, P1, C3 y R1 forman el filtro de agudos y la red P2, C4, R3 y R4 forman el control de graves. Cuando P1 está en la posición A el circuito se comporta como un filtro pasa alto ya que C1 es un camino "directo" entre la entrada y la salida. De todos modos el paralelo (R1/P1), en serie con C2, limitarán un poco el paso de la señal. Al estar P1 en la posición B las frecuencias altas son suprimidas ya que C2 queda en paralelo con la salida haciendo que estas señales se deriven a masa; es decir, el potenciómetro facilita el paso de las señales de a la frecuencia en una posición e impide el paso de las mismas en la otra posición. Analizando el control de graves, cuando P2 está en la posición X se cortocircuita el capacitor C3, permitiendo que las señales de baja frecuencia circulen libremente hacia la salida a través de R2 y R5.

FIGURA 5.10 De control de tonos combinado con

respuesta plana.

FIGURA 5.11 Con el potenciómetro de graves al máximo se cortocircuita C2 y hay

un fácil camino hacia la salida para bajas frecuencias.



Si P2 se encuentra en la posición Y, las frecuencias bajas no pasarán por C3 pero sí (aunque atenuadas) por el divisor resistivo formado por P2 y R3. Este circuito fue diseñado para obtener una corrección de 12dB (12dB por encima y por debajo de la respuesta plana) con una frecuencia de transición de 200Hz para los graves y 1000Hz para el control de agudos. En este caso la interacción entre circuitos es bastante baja. Fue utilizado por la empresa Philips para la construcción de un Preamplificador de excelentes características, con el objeto de excitar etapas de potencias con

bulbos y muy bien puede ser empleado en circuitos de estado sólido.

FIGURA 5.12 Curva de respuesta del circuito de

la figura anterior.

FIGURA 5.13 Red pasiva de control

de tonos comercial.

CAPITULO 6: REALIMENTACIÓN


Realimentación

Realimentación negativa Con el objeto de mejorar la linealidad de los amplificadores de tensión, se

aplica a los mismos una retroalimentación negativa que consiste en aplicar a la entrada una porción de la señal de salida, pero en contrafase (figura 6.1). El circuito utilizado para proporcionar la señal de realimentación se conoce como "lazo de realimentación" y generalmente consiste en un circuito que aplica una señal por un extremo distinto a la entrada de señal (por ejemplo, si la señal ingresa por base, el lazo de realimentación termina en el emisor). Se denomina "ganancia de lazo abierto" a la

ganancia del amplificador antes de realimentarlo y se lo simboliza con la letra G. Llamamos "Ganancia de lazo cerrado" a la ganancia del amplificador realimentado. Si analizamos detenidamente la figura del amplificador realimentado veremos que al amplificador ingresan dos señales: la de entrada y la del lazo de realimentación; luego:

El signo (-) indica una realimentación negativa. La tensión de salida eo será igual a la tensión de entrada por la ganancia de lazo abierto.

Luego la ganancia de lazo cerrado se calculará como eo/ei, donde está incluida la realimentación; por lo tanto, se deduce que:

FIGURA 6.1 Si el amplificador tiene una entrada

positiva y otra negativa, la realimentación negativa consiste en

inyectar parte de la señal de salida en la entrada inversora.



Generalmente se busca que G sea mucho mayor que η con lo cual la relación G/η será muy grande con lo cual puede despreciarse el "1".

Por este motivo, se denomina "Ganancia de Lazo" a la atenuación del lazo de realimentación " η". Si la realimentación fue proporcionada a través de un divisor resistivo η, es un número real, con lo cual la ganancia de lazo cerrado permanecerá constante para todas las frecuencias, no importando el comportamiento del amplificador y siempre que G/ η sea muy grande.

Si se desea compensar alguna distorsión puede utilizarse una red variable con la frecuencia, como lazo de realimentación, lo que hará que η varíe con la frecuencia de modo de compensar la alinealidad inicial. La realimentación negativa disminuye la ganancia de la etapa original, lo cual es una ventaja ya que el ruido producido por algún componente interno (por ejemplo, un transistor es fuente de ruido) quedará reducido al valor G/ η. Vruido. En síntesis, la realimentación negativa es una técnica destinada a mejorar la respuesta de los amplificadores sacrificando la ganancia del equipo. Un caso típico de realimentación negativa está dado por un transistor con polarización automática (figura 6.2). Se trata de una realimentación "paralelo-paralelo", tomando señal desde el colector y reinyectándola en base. La ganancia del lazo de realimentación

depende de la relación entre R2 y R1, aunque para el cálculo

de la misma es necesario conocer la impedancia de salida de la etapa anterior. No es una realimentación muy utilizada ya que el valor de R2 para una realimentación óptima no coincide con el valor necesario para polarizar al

FIGURA 6.2 Un resistor entre colector y base en un amplificador emisor común constituye

una realimentación negativa.



transistor (se necesita mayor resistencia para polarización) razón por la cual se realiza una modificación para que la resistencia de polarización resulte mayor que el valor necesario para la realimentación negativa. La forma de conseguir este efecto se ve en el circuito de la figura 6.3. En este circuito se observa una disposición práctica donde R3 fija la polarización y R2 en paralelo con R3 (C es un "cable" para las señales alterna) determinan

la ganancia de la etapa. Un circuito práctico muy utilizado es un amplificador emisor común con realimentación serie a través del agregado de un resistor de emisor sin desacoplar (figura 6.4). En este caso no es difícil darse cuenta que el factor de realimentación vale:

Aquí se han separado las señales de entrada y realimentación ya que la señal reinyectada se aplica en el emisor; este hecho contribuye a aumentar considerablemente el valor de la resistencia de entrada del circuito. Se deduce matemáticamente que en este circuito la resistencia de entrada toma el valor:

Un defecto de esta configuración es que el hfe del transistor varía con la corriente del colector, razón por la cual la Rin no será lineal y por lo tanto la etapa introducirá una distorsión en la señal. Para que esto no ocurra deben utilizarse señales débiles. En todos los casos analizados hay ventajas y desventajas que limitan su uso, esto nos lleva a formularnos la siguiente pregunta: ¿Hay alguna forma de realimentar y mejorar considerablemente las características de un circuito? Realimentación multietapa La realimentación negativa es mucho más efectiva cuando involucra a más de una etapa ya que permite independizar a los lazos de realimentación de la señal, lo que brinda un mejor control del sistema; en otras palabras, varias

FIGURA 6.3 En este circuito la polarización está

fijada por Rc y R3 pero la resistencia de realimentación disminuye con el agregado de C en serie con R2 en el

camino de la señal inyectada.

FIGURA 6.4 Una resistencia en el emisor de un

transistor constituye una realimentación negativa que

incrementa, además, h resistencia de entrada del circuito.



etapas amplificadoras en cascada incrementan el valor de G, razón por la cual G/η, es un número grande, premisa de la cual partimos (figura 6.5). En este circuito Q1 trabaja con muy poca corriente para tener bajo nivel de ruido; además, Re es grande para que la tensión de colector sea pequeña. Aquí R2 no sólo realimenta la señal sino que polariza a la base de Q1. Debido al agregado de C en paralelo con R3, la cantidad de señal realimentada depende de la tensión en bornes de R4, mientras que la tensión de polarización de Q1 está dada por las caídas de R3 y R4. R1 podría representar la impedancia de la etapa anterior y

sus variaciones producen alteraciones en la ganancia del circuito. Para independizar las realimentaciones de señal y polarización se introducen algunas variantes (figura 6.6) a saber: La realimentación entre emisor de Q2 y base de Q1 (R3) tiene efecto únicamente en continua ya que C desacopla al emisor para las señales alternas. R2 introduce una realimentación negativa desde colector de Q2 a emisor de Q1, de forma tal que al variar R2 podemos cambiar la ganancia del sistema sin alterar la polarización. Aquí el lazo de realimentación introduce una ganancia que se calcula como:

Nótese que η no depende de la resistencia de salida de la etapa previa. En el diseño de etapas realimentadas se debe tener en cuenta los problemas de "fase" que acarrea dicha realimentación, ya que para alguna frecuencia puede haber un desplazamiento de fase de 180°, convirtiéndose esa realimentación negativa en positiva, y el sistema correrá riesgos de oscilar. En el diseño de amplificadores se trata de que el riesgo de oscilación se produzca para frecuencias que se encuentren fuera del espectro

audible; por tal motivo no se puede utilizar a la realimentación negativa indiscriminadamente con el objeto de transformar un pésimo amplificador en otro de óptimas cualidades.

FIGURA 6.5 Realimentación multietapa:

R2 realimenta en señal y polariza la base de Q1.

FIGURA 6.6 Realimentación multietapa:

la polarización de Q1 depende de R3 mientras que el lazo de

realimentación está dado por Re1 y R2. Notemos que ahora el factor

η es independiente de la impedancia de solida de la etapa

anterior (R1 en este caso).



Realimentación en controles de tono Sistema Baxendall Un control de tonos activo consiste en un amplificador que posee una red de realimentación negativa. La ventaja fundamental de este sistema es que se disminuye considerablemente la distorsión, ya que al atenuar determinadas frecuencias se

atenuará también el ruido y la deformación y al enfatizar ese mismo rango se controla la distorsión a través de la realimentación negativa (figura 6.7).

Cuando el control de graves (P1) se encuentra en su posición intermedia, C2, R1 y la mitad de P1 se encuentran del lado de la entrada y C3, R2 y la otra mitad de P1 están del lado de la realimentación razón por la cual no se ejerce ninguna "interferencia" (efecto) en la ganancia del sistema para todas las frecuencias bajas; los valores de los elementos se calculan para que se cumpla este efecto. Cuando el cursor se encuentra en la posición A, C2 queda en cortocircuito y la señal de entrada llega a la base del transistor a través de R1, R3, R4 y C6; la realimentación se ve disminuida pues desde el colector de Q pasa a través de C5, R2 y C3; la

realimentación aumentará con la frecuencia a causa de la reactancia de C3 y B, C3 se cortocircuita y existe máxima realimentación para todas las frecuencias mientras que la señal de entrada pasa a través de C2 hacía la base de transistor constituyendo un filtro pasa-alto cuya función es disminuir la ganancia en bajas frecuencias, es decir, se produce una atenuación en bajas frecuencias. El mismo análisis puede realizarse con el control de agudos ya que al encontrarse en la posición central hay igual resistencia de entrada y realimentación.

Con el potenciómetro en la posición C, la señal pasa por C1 y C4 con lo cual tendré máxima ganancia para las señales de alta frecuencia. La realimentación es suave ya que se produce a través de C5 y la resistencia de P2. Por lo dicho, con P2 en la posición C se produce un refuerzo de agudos. Si el cursor se encuentra en la posición D, la señal de entrada debe pasar por P2, quien la disminuye, mientras que la realimentación es considerable ya que la señal reinyectada pasa a C4 directamente desde C5; esta realimentación aumenta con la frecuencia por la cual con P2 en la posición D existe una atenuación de las señales de alta frecuencia (agudas).

FIGURA 6.7 Filtro comercial activo tipo

Baxendall.

FIGURA 6.8 Curva 1 - Máxima exaltación de

graves y agudos. Curva 2 - Respuesta de frecuencia

lineal (controles en su posición media)

Curva 3 - Máxima atenuación de graves y agudos.

Curvo 4 - Máxima exaltación de graves, máximo corte de agudos.

Curva 5 - Máximo corte de graves, máxima exaltación de agudos.



La curva de respuesta en frecuencia de un control de tono activo tipo Baxendall la podemos observar en la figura 6.8. FILTROS Un filtro es un circuito que actúa como "control de ganancia" en alguna parte del rango de audio. La diferencia fundamental con un control de tonos es que la pendiente de atenuación es mucho mayor (como mínimo 12

dB/octava); y "NO SE DEBE UTILIZAR UN POTENCIÓMETRO" como elemento de variación de frecuencia sino que se debe emplear un interruptor que interpone o no al filtro en el amplificador, para evitar introducir distorsión en el rango de la voz humana. Por ejemplo, un filtro de baja frecuencia por debajo de los 50Hz elimina zumbidos molestos que no contribuyen a mejorar la calidad del amplificador.

Por otra parte, un filtro que actúe por encima de los 7kHz mejora la reproducción de viejas grabaciones por deterioro del disco o por exageración en el refuerzo de agudos que se hace presente en grabaciones modernas. El filtro que atenúa bajos suele denominarse filtro de púa o "scratch" (figura 6.9). El filtro de altas frecuencias se denomina filtro de "rumble" y generalmente actúa a partir de una frecuencia de corte de ft = 7kHz aunque esta frecuencia varía con el

diseño del amplificador (figura 6.10).

En muchas ocasiones se producen acoples entre las cajas acústicas y el fonocaptor generando oscilaciones de baja frecuencia (efecto "Larsen") que pueden eliminarse con un filtro rechaza bajos.

Como los filtros deben actuar para frecuencias precisas deben construirse con elementos variables para que eliminen ruidos o atenúen soplidos sin perjudicar el resto de la respuesta en frecuencia del amplificador, por ello debe construirse un filtro siguiendo el esquema de la figura 6.11. Comercial mente suelen construirse filtros con estas características, utilizando para ello elementos activos (figura 6.12).

El uso de controles de tono obliga, si se quiere buena calidad, a realzar frecuencias bajas y altas sin modificar el rango de frecuencias medias en igual medida. Para realzar dicho rango debe hacerse en un rango plano y el control que se encarga de conseguir este efecto se denomina "control de presencia" que consiste en reforzar las señales cuyas frecuencias están comprendidas

FIGURA 6.9 De púa (Scratch) es un filtro, atenúa

bajos que elimina zumbidos molestos con una pendiente

superior a 12dB/octava.

FIGURA 6.10 El filtro de rumble atenúa altas, eliminando ruidos molestos en

viejas grabaciones.

FIGURA 6.11 Un buen filtro debe permitir variar la

frecuencia de transición para que actúe un defecto indeseado

específico.



entre 800Hz y 3000HZ (frecuencias vocales centrales). Puede tener tres posiciones con el objeto de realzar dichas frecuencias en distintos rangos (figura 6.13).

El filtro "control de presencia" suele intercalarse en la última etapa preamplificadora y comercialmente consiste en un filtro activo (circuito realimentado) en la banda de frecuencias medias donde el manejo de un potenciómetro permite variar la porción de la señal realimentada, y con ella la ganancia del filtro (figura 6.14). El estudio de la respuesta del oído humano determina que la misma no es lineal con la frecuencia y con distintos niveles sonoros. Para bajas frecuencias hay una considerable pérdida auditiva con señales de baja potencia, pero

dicha atenuación disminuye en la medida que aumenta la potencia de la señal reproducida.

Este efecto fue largamente estudiado y aparece claramente en el estudio de las curvas de igual sonoridad de Fletcher-Munson.

Es por esta razón que en la mayoría de los amplificadores de audio cuando se escuchan a bajo volumen existe una "aparente" pérdida de potencia en los tonos bajos y debemos introducir un refuerzo de graves; esto es un problema pues debemos corregir el control de graves en la medida que variamos el volumen (figura 6.15). Este defecto se soluciona con un filtro de "sonoridad" que compensa gradualmente y en forma automática la pérdida auditiva de respuesta a los tonos bajos cuyo efecto aumenta en la medida que baja el

volumen. Este filtro puede ser conectado y desconectado a voluntad (figura 6.16).

FIGURA 6.12 Circuito posible transistorizado de

filtros de bajas y altas frecuencias con frecuencia de corte variable.

FIGURA 6.13 Curva de respuesta en frecuencia de un control de presencia. Curva 1 – Máxima.

Curva 2 - Media. Curva 3 – Mínima.

FIGURA 6.14 El control de “presencia”.



Hoy en día, los filtros activos más utilizados se basan en el empleo de amplificadores operacionales; por ejemplo un filtro "pasa-alto" se construye tal como vemos en la figura 6.17. Con los mismos valores de resistencia y capacidad e igual cálculo de la frecuencia de corte puede construirse un filtro "pasa-bajos" modificando las conexiones circuitales (figura 6.18). La respuesta en frecuencia dependerá del factor de atenuación; en la medida que éste disminuye la respuesta en frecuencia se modifica en mayor magnitud (figura 6.19).

Cuando C2 = 2 C1 o R2 = 2 R1, según el filtro usado, se dice que se está en una "atenuación crítica" lo que significa que la transición del nivel de respuesta en frecuencia a la característica del filtro se manifiesta en forma suave en lugar de realizarse abruptamente.

Controles de volumen y balance

Generalmente el volumen de un amplificador se controla por medio de un potenciómetro logarítmico a causa de la respuesta en frecuencia del oído humano. Se debe tener cuidado en su ubicación, por ejemplo: jamás debe atravesarlo una corriente continua ni debe estar inmediatamente antes de una etapa de alta ganancia pues amplificaría demasiado la señal de ruido generada con el movimiento del potenciómetro (el potenciómetro es un elemento muy ruidoso). Generalmente se coloca entre el preamplificador y el amplificador de salida, a posteriori del control de tonos y/o ecualizador. Este concepto debe aplicarse en cualquier tipo

de amplificadores, incluso en aquellos usados para reproducción de cintas.

En amplificadores estéreo, se usan potenciómetros giratorios logarítmicos dobles o potenciómetros deslizables individuales que tienen la ventaja de poderse parear fácilmente y eliminar el potenciómetro de balance. Este último control se usa para compensar las pequeñas diferencias entre canales ya sea a causa del potenciómetro doble o por dife-rencias en los amplificadores.

FIGURA 6.15 Curvas de respuesta del oído humano

en función del nivel de sonoridad (Fletcher-Munson).

FIGURA 6.16 Curva de respuesta de un control de

sonoridad en función de la frecuencia.

FIGURA 6.17 En el filtro, la atenuación

está dada por la relación R1/R2.



El control ideal de balance opera alterando la ganancia de un canal respecto de! otro sin influir en el control de volumen. Debe permitir el ajuste fino pero apreciable en la distribución de la señal (figura 6.21). La relación P1/R1 determina el rango de variación de la ganancia que puede obtenerse con estos circuitos.

FIGURA 6.18 Esquema circuital de un filtro pasa-bajo donde el factor de atenuación

está dado por la relación C1/C2 (usado como filtro supresor).

FIGURA 6.19 Para saber las características de "atenuación" o "realce" de los filtros explicados es posible

remitirse a esta figura.

FIGURA 6.20 Por el potenciómetro de volumen no debe circular

corriente continua y por ello se le agrega al circuito el capacitor C2. Generalmente se coloca después del

preamplificador o antes de la última etapa amplificadora.

FIGURA 6.21 En circuitos comerciales el control de

balance actúa sobre la retroalimentación de las etapas de ambos canales.

CAPITULO 7: PREAMPLIFICADORES - ECUALIZACIÓN


Preamplificadores - Ecualización Preamplificadores Si recordamos en qué consiste un sistema amplificador de audio, notaremos que la etapa de entrada se encarga de seleccionar una fuente de sonido entre varias opciones, como ser: radio, micrófono, tornamesa, grabadoras, etc. A esta etapa de entrada la llamamos "preamplificador"; en él convergen todas las fuentes mencionadas y se encarga no sólo de la selección de una de ellas sino además la ecualiza (la corrige) para que a posteriori el amplificador le dé el nivel necesario para excitar a las bocinas. Se puede asegurar que la calidad del sonido reproducido depende fundamentalmente de los circuitos utilizados en la construcción del preamplificador. Las distintas señales -fuentes de sonido- pueden provenir de generadores que proveen distintos niveles de señal; son de distintas impedancias, y además pueden poseer entre sí distintas respuestas en frecuencia. Todas estas diferencias deben ser salvadas por el preamplificador (figura 7.1). Es así que este circuito debe encargarse de: a) Adaptar los niveles de los distintos generadores de entrada al nivel necesario para el primer circuito amplificador. b) Adaptar impedancias. . c) Permitir la variación de la respuesta en frecuencia mediante filtros y controles de tono. d) Regular la ganancia del sistema.

Tanto el transductor de entrada como el amplificador tienen características que los individualizan. Por ejemplo, todo dispositivo que se utilice como transductor de audio se caracterizará por la tensión en volt (o submúltiplos) que genera y por la impedancia en ohm que presenta, las cuales se denominan: "características de salida" del dispositivo.

Por supuesto, la mayor o menor impedancia que presente el transductor determinará la cantidad de energía que se puede extraer de él (figura 7.2). Todo preamplificador posee también parámetros que lo caracterizan; por ejemplo, es muy común especificar las características de entrada del equipo de la siguiente manera: 200mV/50kohm, lo que significa que es necesario aplicar

FIGURA 7.1 Diagrama básico de las etapas

de un preamplificador.



sobre la entrada del preamplificador una señal de 200mV para que el amplificador desarrolle su máxima potencia cuando se encuentra al máximo el potenciómetro de volumen; además, el preamplificador se comporta eléctricamente como una impedancia de 50kohm a su entrada. Por supuesto, si se aplica una tensión menor que 200mV, el amplificador no desarrollará su máxima potencia, y si la señal de entrada supera los 200mV el equipo distorsionará. Por otro lado, si las impedancias del transductor y preamplificador no son

iguales, no habrá máxima transferencia de energía, y por lo tanto el sistema tendrá menor rendimiento (figura 7.3). Al acoplar el dispositivo transductor con el preamplificador deben estar adaptadas las características de ambos con el objeto de obtener máxima eficiencia (figura 7.4).

Los transductores más utilizados para excitar a los equipos amplificadores son: a) Fono cristal b) Fono magnético c) Sintonizador d) Cinta (reproductor)

e) Micrófono

a) Fono cristal

Requiere muy alta impedancia de entrada para su buen funcionamiento en bajas frecuencias; generalmente superior a los 500kΩ entregan una tensión que varía entre los 200mV y 1V pero pueden generar tensiones instantáneas

aun mucho mayores cuando la aguja "cae" sobre el disco, razón por la cual debe tenerse mucho cuidado -al diseñar el ecualizador- en la elección del circuito de entrada. b) Fono magnético Se trata de un reproductor de muy alta calidad que entrega una tensión de salida entre 2,5mV y 6mV con una impedancia normalizada de 47kohm.

El amplificador que se encarga de llevar esta característica a valores normales no posee una respuesta lineal ya que debe compensar la preenfatización del disco durante su grabación, como veremos más adelante (Red de ecualización RIAA); además, como trabaja con señales débiles, tiene una ganancia elevada (40dB), y se conecta cerca de la entrada para evitar efectos indeseables en el circuito.

FIGURA 7.2 Para aprovechar al máximo un

dispositivo deben conocerse sus características de solida; es decir, lo tensión que genero y lo impedancia

que presenta en los bornes de salida.

FIGURA 7.3 El preamplificador se comporta

como una impedancia en sus bornes de entrada, especificándose la

sensibilidad que él posee.

FIGURA 7.4 Al acoplar un transductor a lo

entrada de un preamplificador, las impedancias de ambos deben ser

iguales; además deben coincidir la tensión que genera el dispositivo

con la sensibilidad del amplificado.



C) Sintonizador El nivel de salida de los sintonizadores (RF y detector) es variable entre 100mV y 500mV, según el fabricante, con una elevada impedancia que oscila entre 100kohm y 500kohm. Generalmente se lo encuentra en amplificadores de buena calidad. d) Cinta Es la entrada de "grabadoras" con carac-

terísticas similares a las del sintonizador. Para mejorar la calidad de reproducción puede tomarse la señal directamente de la cabeza reproductora que entrega una señal dé 0,5mV sobre una impedancia de 10kohm, en cuyo caso requiere una etapa preamplificadora adicional, como lo requiere la cápsula magnética, pero con curva de ecualización apropiada. e) Micrófono Debe saberse el micrófono que se utilizará. En la Unidad No 4 se estudiaron las características de los distintos micrófonos. Luego, el preamplificador deberá tener la red de adaptación adecuada a! micrófono elegido. Según lo dicho hasta el momento, todo preamplificador deberá tener un selector de entrada para elegir la señal del dispositivo que se desea reproducir (figura 7.5). Ecualización En la grabación de discos suelen atenuarse las señales correspondientes a

tonos bajos por dos razones fundamentales: primero porque la excesiva amplitud de los sonidos graves podría hacer que la excursión del surco sea tan amplia que llegue al surco contiguo. Además, si se realzan los tonos altos, los mismos deberán atenuarse en el preamplificador, lo que resulta una ventaja ya que los ruidos generados en la reproducción se atenúan en igual medida. En síntesis, en el disco se reduce el nivel de los tonos bajos y se realzan los agudos. Luego, en el amplificador, se deben reforzar los graves y atenuar los agudos (figura 7.6).

En la grabación magnética de cinta de cassette se aplica generalmente un refuerzo de agudos para compensar las pérdidas inevitables en el entrehierro y en los materiales magnéticos, con lo cual, durante la reproducción, se debe introducir un considerable refuerzo de graves. Trabajos de experimentación permiten afirmar que la tensión inducida en

FIGURA 7.5 Esquema del selector de entrada del

preamplificador. Note que para cápsula magnética, debido al

bajo nivel de señal, lleva un amplificador adicional.

FIGURA 7.6 En la ecualización de discos se

atenúan los graves durante la grabación y se realzan los agudos. En

el preamplificador la curva de respuesta debe ser inversa.



una cabeza reproductora es proporcional a la frecuencia de la señal grabada en la cinta, razón por la cual - si no hay ecualización - la señal escuchada sería muy pobre en graves y saturada en agudos. Cuando se habla de frecuencia modulada, en el transmisor se acentúan los tonos altos para atenuarlos en el receptor junto con las señales de ruido que en él se generan o que son producto del espacio

exterior; es decir, en el receptor se produce una desacentuación, también llamada deénfasis, de las señales de alta frecuencia. Analizando todos estos casos, nos damos cuenta que en el preamplificador se debe colocar un ecualizador que varíe sus características en función del tipo de señal que desea amplificar, ya sea para atenuar los graves y reforzar los agudos o viceversa.

Los valores standard de acentuación y desacentuación se expresan en forma de constantes de tiempo (figura 7.7). La constante de tiempo más simple consiste en un resistor y un capacitor conectados en serie o en paralelo (figura 7.8). En este circuito se produce una atenuación para las señales de baja frecuencia pero, en la medida que aumenta la frecuencia:

se hace cada vez más chica (Xc = reactancia capacitiva) aumentando el nivel de la señal sobre la carga. A la frecuencia para la cual Xc = R se la conoce como frecuencia de transición, y esto ocurre cuando

que es la "constante de tiempo" del circuito y viene dada en segundos. A esta constante de tiempo es a la que hacíamos referencia anteriormente. Nótese que esta constante de tiempo permite el paso de señales de alta frecuencia con facilidad pero se comporta como resistivo para medias y bajas frecuencias.

FIGURA 7.7 Las características de preacentuación

en la grabación y desacentuación durante lo ecualización se expresan en

forma de constantes de tiempo. La norma americana establece

una constante de 75µs y la europea de 50µs.

FIGURA 7.8 Constante de tiempo RC paralelo:

a) circuito ensayado; b) respuesta en frecuencia.



El capacitor en serie con un resistor, en cambio, se comporta como resistivo para medias y altas frecuencias y el capacitor atenúa las bajas frecuencias (figura 7.9). La corriente que atraviesa este circuito depende una vez más de la constante de tiempo RC; en bajas frecuencias circulará poca corriente ya que el

capacitor tendrá elevada reactancia, mientras que en alta frecuencia la reactancia es pequeña y es el resistor el único que limitará la corriente.

En este circuito, la frecuencia de transición se calcula cuando R = Xc, luego:

Ecualizador de discos Para ecualizar los discos en su reproducción, hacen falta circuitos que refuercen los graves y atenúen los agudos, tratando de que el efecto de ambos casi no se haga sentir en el rango de frecuencias medias. Antiguamente era muy difícil lograr un ecualizador óptimo, pero en la actualidad, con el uso universal de los discos de larga duración, se han podido dictar normas que permiten simplificar el problema. Asimismo se han normalizado las pastillas y agujas fonocaptoras. La norma standard de ecualización para discos LP requieren constantes de tiempo. Una de 75 µs, la segunda de 318µs y la tercera de 3180 µs. Las frecuencias de transición son respectivamente: 2123Hz, 500Hz y 50Hz (figura 7.10). Por supuesto, la red ecualizadora a utilizar contendrá varios capacitores y resistores conectados de distintas formas con el objeto de conseguir los efectos deseados. Hemos visto que la técnica más favorable sería utilizar esta red ecualizadora como lazo de realimentación de un sistema retroalimentado, tal que la red controle la ganancia del sistema. El único detalle a tener en cuenta es que si la red ecualizadora atenúa los bajos, al encontrarse como parte de una realimentación negativa, hará que el sistema refuerce las señales de baja frecuencia. Este concepto es válido para todas las constantes de tiempo de todo el espectro (figura 7.11).

FIGURA 7.9 Constante de tiempo RC en serie:

a) circuito ensayado. b) respuesta en frecuencia.

FIGURA 7.10 Para la ecualización de discos de

larga duración se utilizan tres constantes de tiempo distintos con frecuencias de transición en 50 Hz;

500 Hz y 2123 Hz. Se persigue un refuerzo de graves y una

atenuación de los tonos altos.



En este circuito, R1 junto con C1 forman una constante de tiempo de unos 318µs permitiendo el paso de las señales de tono alto (como esto es realimentación a la salida del preamplificador, se atenuarán), mientras que R2 y C2 forman una constante de tiempo de 2123Hz. Para 50Hz C2 es casi un circuito abierto y se busca que Xc1 = R1 para así tener la tercera constante de tiempo necesaria.

El valor de R3 determina la ganancia del lazo de realimentación y, por lo tanto, la respuesta del preamplificador realimentado.

La ganancia en frecuencias bajas se puede calcular como:

Valores comerciales típicos de esta red son:

R1 = 270Kohm R2 = 15Kohm R3 = Potenciómetro (PRE-SET) 2200 ohm C1 = .015 µF C2 = .0047 µF Red de ecualización para fonocaptor cerámico o de cristal Desde el punto de vista de la red ecualizadora, casi no existen diferencias entre las pastillas de cristal (antiguas) y las cápsulas cerámicas, aunque estas últimas entregan una tensión de salida

levemente inferior. Las pastillas de titanato de bario (cerámica) son económicas, se instalan fácilmente, no son interferidas por campos magnéticos y son fáciles de ecualizar. Poseen una desventaja principal con las pastillas magnéticas, que radica en la menor calidad de reproducción y la escasa separación entre canales (generalmente inferior a los 6dB). Si bien decimos que la ecualización es sencilla, ésta está normalizada y se la denomina "Curva de ecualización RIAA", que establece un refuerzo de graves de 6dB por octava a partir de los 500Hz y una atenuación de los tonos de 6dB por octava a partir de los 2122Hz.

FIGURA 7.11 Red típica ecualizadora de discos que se utiliza como lazo de realimentación

del preamplificador.

FIGURA 7.12 Un ecualizador paro cápsula cerámica

consisto en utilizar una red de filtro pasaalto como realimentación

negativa para mejorar la respuesta en baja frecuencia conforme a la curva

de ecualización RIAA.



El circuito propuesto para producir la ecualización es el que muestra la figura 7.12. En este circuito Q1 y Q2 poseen acoplamiento directo, donde la primera etapa posee una red de realimentación negativa que proporciona la corrección necesaria de la respuesta de frecuencia de la pastilla cerámica, conforme a la curva de ecualización RIAA.

Valores comerciales de los elementos de la red para una buena ecualización de la red son los siguientes:

El circuito ecualizador para fonocaptor de cristal o cerámico de la figura debe compensar la siguiente curva de respuesta en frecuencia característica de este tipo de pastillas (figura 7.13). Las pastillas magnéticas necesitan una ecualización distinta debido a que tienen una respuesta en frecuencia que varía en forma lineal, teniendo una pronunciada caída en frecuencias (figura 7.14).

Las características fundamentales de la pastilla son las siguientes: a) Respuesta en frecuencia Debe ser lo más plana posible y se expresa de la siguiente manera:

20Hz a 16.000Hz = 1dB lo que significa que tiene el ancho de banda expresado como una

variación en su ganancia de 1dB. b) Elasticidad Da una idea de la habilidad que tiene la pastilla para seguir las variaciones del surco; es decir, da una idea de la máxima velocidad de modulación que reconoce la pastilla para una frecuencia determinada. Se mide en cm/dina y su valor depende de la fuerza de apoyo. (En inglés se denomina trackability.)

C1 = 1,5nF = 0,0015µF C2 = 1,2nF = 0,0012µF

R1 = 10Mohm R2 = 120Kohm


fonocaptor del tipo cerámico. Las características se han idealizado.

FIGURA 7.14 Un fonocaptor magnético posee una

respuesta lineal con la frecuencia, produciendo tonos bajos atenuados.

El ecualizador debe aumentar la ganancia en bajas frecuencias pero

además, la ganancia del sistema debe ser alta va que ésta entrega una

tensión de solida de sólo algunos mV.



c) Separación de canales Indica la interacción entre ambos canales de la pastilla. La capacidad de separación de canales por parte de la pastilla se determina en valores de dB. Esta cantidad depende de la frecuencia y la mayor separación se consigue en el rango medio. d) Fuerza de apoyo Es el peso que soporta el surco al apoyar la aguja sobre él (depende del brazo, pastilla y aguja); este valor está sujeto a las características constructivas de la pastilla y se expresa en gramos o milinewton (1 g = 9,8mN). e) Tensión de salida Es la amplitud de la señal generada por el movimiento de la aguja a través del surco. Suele darse en milivolt por cada centímetro/segundo de velocidad de lectura y para una frecuencia determinada (generalmente 1000Hz). f) Diferencia entre canales Indica la diferencia de tensiones de cada canal producida por una misma forma de surco para ambos canales. Se expresa en dB y en una pastilla de buena calidad este valor tiende a cero.

CAPITULO 8: AMPLIFICADORES PUSH-PULL


Amplificadores Push-Pull

Etapas de salida

El diagrama en bloques de un sistema amplificador completo debe incluir básicamente tres etapas: Preamplificador, Etapa de Potencia y Fuente de Alimentación (figura 8.1).

La señal de salida del preamplificador está normalizada y generalmente puede alcanzar un máximo de 1 volt, lo cual es insuficiente para excitar directamente a una bocina. Por ejemplo, si queremos tener una potencia de 8 watt sobre un parlante de 8 ohm hace falta aplicarle una tensión de 8 volt ya que:

Lógicamente, si hablamos de tensión de pico, el cálculo corresponderá a una potencia de pico, mientras que si la tensión es de 8 volt eficaces, la potencia será de 8 watt eficaces.

Antiguamente el acople entre etapa de salida y parlante era por medio de un transformador cuya relación de espiras se escogía para dar máxima transferencia de energía (figura 8.2). En esta figura N representa la relación de transformación; Ro la resistencia de salida del amplificador y Rp la resistencia de la bocina. Para calcular la relación de transformación se aplica la siguiente fórmula:

Ejemplo1 Se desea acoplar la salida de un amplificador de Ro = 2000 ohm con una bocina de Rp = 8 ohm. ¿De qué relación de transformación debe ser el transformador que se va a utilizar?

FIGURA 8.1 Diagrama en bloques de un

sistema amplificador.

FIGURA 8.2 Un transformador de relación de

transformación “N” sirve para adaptar lo resistencia de salida

del amplificador con la impedancia de la bocina.



El uso de transformadores en etapas de audio no es conveniente ya que acarrea grandes problemas como ser: es costoso, pesado e ineficiente. En la actualidad se utiliza el acoplamiento directo, lo que obliga a diseñar un amplificador con baja resistencia de salida. En la época de los amplificadores con bulbos electrónicos, se hacía muy costoso e ineficiente el diseño de un amplificador de baja impedancia Cas válvulas tienen alta impedancia de salida) por lo que el uso del transformador era ineludible; estos transformadores resultaban caros por la calidad de los materiales que empleaban y el especial cuidado al ejecutar los bobinados. Básicamente podemos clasificar a las etapas de salida según su clase en: Clase A y Clase B. Existen circuitos que no encajan directamente en esta clasificación y que luego estudiaremos. Básicamente un amplificador clase A es un amplificador de tensión en el cual al aplicar una señal se eleva o disminuye el valor de la tensión de salida permaneciendo constante el "promedio" de la corriente que circula por el amplificador. En otras palabras, se polariza el transistor de modo que por él circule una corriente elevada, por más que no se aplique una señal de entrada. Los transistores que trabajan en clase A conducen los 360° eléctricos de la señal aplicada; es decir, permanecen constantemente en estado de conducción (no se cortan ni saturan en ningún momento). Es bien sabido que no puede circular corriente continua por una bocina ya que si esto ocurre, el cono estaría permanentemente desplazado de su posición original debido a la influencia de campos magnéticos asociados. Este hecho obliga a que una bocina no pueda ser directamente la resistencia de carga del transistor y el acoplamiento debe realizarse a través de un transformador, capacitor, o por medio de un sistema puente. El acoplamiento RC no es muy utilizado ya que sería necesario una bocina de alta impedancia con una baja disipación de potencia (inferior a 500mW). El acoplamiento con transformador es más popular y se encuentra en s receptores portátiles de radio de transistores y en etapas dé audio de los receptores de televisión. Se emplea para potencias inferiores a 10W cuando no se necesita gran fidelidad en la señal reproducida. La conexión puente requiere transistores apareados a los cuales se les debe entregar señales en contrafase. Se emplea en etapas de mucha potencia.



En muchas ocasiones, con el objeto de aumentar la potencia final de un equipo, la conexión puente utiliza 4 transistores de manera que cada transistor aporte la cuarta parte de la potencia final. Esta conexión de carga se conecta al amplificador directamente o a través de un capacitor, según sea el esquema circuital. Veamos en la figura 8.3 cómo son los esquemas básicos que utilizan acoplamiento RC o configuración puente. Cuando se acopla la bocina mediante un transformador se polariza al transistor con una corriente de colector determinada y, como la resistencia del bobinado primario del transformador es pequeña, en colector del transistor tenemos prácticamente el potencial de fuente. "En ningún momento una señal de entrada debe anular la corriente de colector; si esto ocurriese, el transistor no trabajaría en clase A. En condiciones de máxima conducción, la aplicación de una señal de entrada hará que la tensión de colector se acerque a 0 volt para un semiciclo y a 2 Vcc en el otro por acción del campo magnético generado en el bobinado primario. Se deduce fácilmente que la potencia máxima capaz de ser transferida a una bocina por este método vale:

Luego:

Ahora bien, es prácticamente imposible conseguir una señal senoidal de salida de valor pico a pico igual a 2 Vcc sin distorsión, por lo que esta potencia en la práctica suele ser mucho menor.

FIGURA 8.3 Un transformador de relación de

transformación “N” sirve para adaptar lo resistencia de salida

del amplificador con la impedancia de la bocina.



Por otro lado, cuando no hay señal, el transistor disipa una potencia igual a:

Esta potencia es el doble de la que puede suministrarse a la bocina, razón por la cual el sistema tiene bajo rendimiento y resulta ineficiente para altas potencias pues la potencia no suministrada al parlante deberá disiparse necesariamente en forma de calor. En los transistores de salida de potencia el colector es generalmente la carcaza y el aumento en la potencia disipada por el semiconductor se manifiesta como un incremento de temperatura en dicho envase. La resistencia térmica del transistor determina su potencia máxima disponible y se expresa generalmente como el aumento de temperatura por cada watt de potencia disipada. Veremos en detalle este tema cuando estudiemos estabilidad térmica. Ejemplo 2 Un fabricante de transistores determina una resistencia térmica de 3°C/watt entre el semiconductor y la carcaza, 0,5°C/watt por el aislante utilizado para fijar el transistor (generalmente mica revestida con grasa siliconada) y 4°C/watt más que corresponden al poder de disipación de la carcaza. La resistencia térmica total del semiconductor se encuentra sumando todos los factores enumerados; en nuestro caso nos da un total de 7,5°C/watt, lo que significa que la temperatura en la juntura aumentará 7,5°C por cada watt de potencia disipada por el transistor. Por ejemplo, si la temperatura ambiente es de 25°C y el fabricante dice que la juntura soporta 150°C; el incremento de temperatura disponible será:

Esto quiere decir que el transistor podrá disipar una potencia que no permita que la temperatura de la juntura se incremente más de Δt = 125°C; para calcular dicha potencia podemos usar la siguiente fórmula:



El transistor del ejemplo podrá disipar una potencia máxima de 16,66 watt, aunque se aconseja que no disipe más del 70% del valor máximo, por razones de seguridad Etapas de un amplificador clase B Un transistor trabaja en clase B cuando conduce un semiciclo (medio ciclo) de la señal aplicada. En audiofrecuencia, esta técnica sólo puede emplearse mediante el uso conjunto de dos o más transistores, de forma tal que el sistema completo pueda amplificar la totalidad de la señal.

Amplificador push-pull a transformador

En esta configuración los transistores pueden trabajar en clase "A" o en clase "B". Cuando una etapa trabaja en configuración "Push-Pull" se disminuye la distorsión ya que consiste en dos transistores balanceados que reciben las señales en contrafase (figura 8.4).

Como a la entrada de los transistores se aplican se-ñales opuestas, cuando la corriente de colector de Q1 aumenta, disminuye la co-rriente de colector de Q2 y viceversa. En el circuito, TI invierte una de las señales de colector de los transistores y las sumas para luego entregarlas a la bocina. Por ser una etapa ba-lanceada, se reducen los

ruidos producidos por la fuente y amplificados por el transistor; se eliminan las armónicas de orden par por trabajar los transistores en contrafase, etc. El principal problema es que el transformador no tiene respuesta plana en frecuencia; es pesado y costoso. Se los utiliza hoy día en amplificadores de baja calidad.

FIGURA 8.4 Un amplificador Push-Pull se compone

de dos transistores balanceados que trabajan en contrafase.

FIGURA 8.5 El empleo de un transformador

"Driver", permite la inversión de fase necesaria para aplicar o la base de

los transistores.



Para que cada transistor trabaje en clase B (en realidad clase "AB") se polarizan ambos transistores con una corriente del orden de los 10mA (entre 5mA y 50mA). Generalmente un transformador denominado "Driver" (se pronuncia "draiver") provee la inversión de fase (figura 8.5). Q1 es un amplificador clase "A" que entrega la señal al transformador inversor-adaptador de impedancias Td, de forma tal que las señales son iguales pero invertidas en bases de Q2 y Q3. R3, R4 y Re2 proveen una pequeña polarización a Q2 y Q3 para que trabajen casi en clase "B". De esta manera un semiciclo positivo en base de Q2 hará que éste conduzca mientras Q3 está cortado ya que en su base estará presente un semiciclo negativo. De la misma

manera, cuando Q3 conduzca, Q2 estará cortado. Como hemos dicho, Ts recibe las señales de colector de Q2 y Q3 en distinto sentido lo que implica una suma con una de las señales invertidas (en realidad hace la resta de ambas señales). La principal ventaja de este sistema es el considerable aumento de su rendimiento, ya que consume energía de la fuente sólo cuando hay señal aplicada. Sin señal, Q2 y Q3 se encuentran prácticamente cortados. Por esta razón no es necesario utilizar disipadores de calor voluminosos; además, la polarización es muy sencilla. Distorsión por cruce

El principal problema es la denominada "distorsión por cruce" que se presenta en la zona en la cual un transistor deja de conducir para que comience a trabajar el otro (figura 8.6). Este defecto se produce debido a que el transistor no es "lineal" para señales débiles; es decir, cuando la tensión base-emisor está por debajo de 0,6 volt. Por esta razón suele polarizarse a los transistores en clase AB con el objeto de que para bajas señales conduzcan los dos transistores y así exista una compensación en la ganancia (figura 8.7).

La distorsión por cruce es siempre la misma una vez que el transistor recibe una señal fuerte, razón por la cual se hace menos notable en la medida que aumenta la potencia (figura 8.8).

FIGURA 8.6 La distorsión por cruce

se produce para pequeños valores de tensión de la señal.

a) Señal con pequeño porcentaje de distorsión por cruce.

b) Señal con gran porcentaje de distorsión.

FIGURA 8.7 Cuando un transistor conduce, el otro

está cortado pero debe existir una pequeña polarización en ambos.



Etapa de salida complementaria Se trata de un amplificador Push-Pull que elimina el empleo del transformador utilizando dos transistores en serie, de distinta polaridad (figura 8.9). Las señales de entrada a las bases están en fase y no se necesita etapa inversora. El Q1 amplificará los semiciclos positivos y el Q2 los negativos, debido a que el primero es un transistor NPN y el segundo un PNP. Las salidas de ambos transistores se combinan para acoplarse por medio del capacitor.

Aquí no hace falta transformador porque los transistores están en configuración colector común que se caracteriza por tener baja impedancia de salida. Esta etapa podría trabajar con los transistores en clase "A" de modo que los dos amplifiquen toda la señal tal que un aumento de corriente en uno de ellos viene acompañado de una disminución en la corriente de colector del otro, pero las pobres ventajas obtenidas no justifican una considerable disminución en el rendimiento del circuito por el solo hecho

de trabajar en clase "A". La distorsión es baja y puede reducirse aun más si se aplica una realimentación negativa desde esta etapa hasta el preamplificador, colocando en ella algún sistema estabilizador de tensión. Como la etapa de salida complementaria utiliza transistores en configuración de seguidor de tensión, se necesita aplicar en las bases una tensión elevada porque la ganancia de tensión es menor que la unidad. En la mayoría de los amplificadores de buena calidad se debe aumentar el nivel de la señal en esta etapa y para ello se coloca

una realimentación positiva entre la carga y la etapa precedente. Esta realimentación consiste en colocar un capacitor de "sobretensión" que aumenta el nivel de la señal realimentada por encima de Vcc (figura 8.10). El agregado de C2 denominado capacitor "Boost" permite que el nivel de excitación de la base esté 1 volt por encima de la tensión de emisor tal que si en un momento la tensión del emisor alcanza el valor Vcc (Q1 saturado) la base deberá tener un nivel (Vcc + VBE) que será superior al valor de fuente y que permitirá disminuir considerablemente la distorsión. A pesar de ser una realimentación positiva, no hay riesgo de oscilación a causa de la baja ganancia de la etapa. En la realimentación se igualan las constantes de tiempo Cl x R8 con C2 x R1.

FIGURA 8.8 En la medida que aumenta la

potencia disminuye el porcentaje de distorsión por cruce ya que la señal

toma valores de tensión elevados, mientras que la distorsión por cruce se

produce por debajo de la tensión de umbral de lo juntura base-emisor.

FIGURA 8.9 El uso de dos transistores

complementarios (NPN y PNP) apareados y conectados en serie

elimina el uso de transformadores en el amplificador Push-Pull.



Etapas excitadoras Las etapas de salida estudiadas hasta el momento necesitan de una etapa previa que las excite en la que debe efectuarse, entre otras cosas, una compensación frente al corrimiento térmico. En los transistores de silicio beta aumenta considerablemente en la me-dida que crece la temperatura; es decir que si se polariza el semiconductor de modo que la tensión base-emisor permanezca constante, la corriente de colector crecerá con un aumento de

temperatura; esto hará que el transistor disipe mayor potencia, elevándose nuevamente la temperatura. Si no se evita este "corrimiento térmico" se llega a la destrucción del transistor. Los dispositivos que se encargan de proteger a los transistores de salida del corrimiento térmico se colocan en la etapa excitadora. Una solución consiste en colocar dos diodos que posean iguales características térmicas que la unión Base-Emisor de los transistores de salida conectados como muestra la figura 8.11.

Los diodos se conectan térmicamente en el mismo disi-pador que los transistores, tal que un incremento de temperatura en el disipador originará una reducción de tensión proporcional en los diodos que polarizan las bases de los transistores de salida, compensando (al menos en gran parte) la disminución en la tensión base-emisor de los transistores de salida como consecuencia de la elevación de la temperatura. Esto hará que las variaciones de la corriente de colector que se pudieran producir no afecten demasiado a la polarización del par de salida. El mismo efecto puede emplearse si en lugar de los diodos se conecta un transistor de iguales características térmicas que los que se desea compensar (figura 8.12). Con un aumento de temperatura Q2 y Q3 tienden a conducir más, pero como Q1 es de iguales características

térmicas, él también conducirá más, disminuyendo su tensión colector-emisor, la que hará bajar la tensión en base de los transistores de salida compensando en parte el corrimiento térmico. Nótese que esta compensación cumple el mismo efecto que una red de realimentación negativa para corriente continua.

FIGURA 8.10 El agregado de un capacitor C2

como parte de un lazo de realimentación positiva contribuye a

aumentar el nivel de la señal en las bases de los transistores por encima

del valor de Vcc, para que los transistores conduzcan el ciclo completo con máxima potencia.

FIGURA 8.11 El agregado de dos diodos en la

etapa excitadora permite compensar térmicamente a los transistores de

salida ya que al disminuir la tensión bose-emisor por aumento de

temperatura.



Todo lo visto hasta ahora se puede apreciar en una etapa muy utilizada comercialmente que posee una red de realimentación positiva para corriente alterna y una red de compensación térmica. Todo esto contribuye a tener un nivel de distorsión bastante tolerable con una polarización aceptable (figura 8.13). En la figura se observa un amplificador de audio de pares complementarios de 8W de potencia de recorte (gentileza de Texas Instruments) sobre una impedancia de 8 ohm. Las características típicas dadas por el fabricante son las siguientes:

Potencia de Recorte: 8W Impedancia de Carga: 8Ω Distorsión armónica total inferior a 3% Respuesta en frecuencia: 40 Hz a 25 kHz Tensión de alimentación: 28V

En general, cualquier amplificador de calidad razonable debe poseer varios lazos de realimentación para compensar (disminuir) la distorsión que aparece en varios puntos del circuito. Por ejemplo, en etapas excitadoras la distorsión aparece porque los tran-sistores trabajan con señales fuertes, lo que hace que no trabajen en el rango lineal de sus curvas caracte-rísticas. En la etapa de salida, son clásicas la distorsión por cruce y la distorsión armónica que estudiaremos en la próxima lección. La tendencia actual es utilizar como salida una etapa cuasicomplementaria, donde los transistores de potencia son de igual polaridad.

FIGURA 8.12 A/ aumentar la temperatura, Q1

disminuye lo polarización del par de salida compensando el efecto del

deslizamiento térmico.

FIGURA 8.13 Etapa de salida TEXAS

INSTRUMENTS de 8W de potencia que posee excitador con red de

compensación térmica y realimentación positiva.

CAPITULO 9: ETAPAS DE POTENCIA


Etapas de potencia

Amplificadores de potencia de salida cuasicomplementaria

Se ha estudiado el funcionamiento de etapas Push-Pull conformadas por transistores que trabajan en una zona cercana al corte a los efectos de mejorar el rendimiento del amplificador. Una etapa de salida complementaria utiliza un par de transistores de salida de distinta

polaridad pareados excitados por un transistor en clase "A". Si se desea construir una etapa de elevada potencia, el excitador debe manejar una potencia considerable aunque no se inyecte señal de entrada; este problema se soluciona utilizando transistores de salida "idénticos" conectados en serie y trabajando casi en clase "B", excitados por un par de transistores complementarios trabajando en idéntica clase.

En una primera aproximación se puede considerar como una etapa complementaria donde los transistores adquieren la disposición que muestra la figura 9.1. Los transistores Q2 y Q4 trabajan con configuración "DARLINGTON" comportándose como un transistor NPN de mayor ganancia. Los transistores Q3 y Q5 trabajan en configuración "antiparalelo", ambos polarizándose en emisor común por lo cual no hay inversión de señal entre la entrada y la salida. De esta manera los primeros trabajarán en la etapa cuasicomplementaria como un transistor NPN y los segundos cumplen la función del transistor PNP. Veamos cómo se acoplan ambos conjuntos de transistores para formar una etapa de salida cuasicomplementaria (figura 9.2). Q2 y Q4 no invierten la señal aplicada a su entrada porque ambos trabajan en configuración colector común en clase B (sólo conducen un semiciclo). Q3 yQ5 invierten ambos la señal; Q3 amplifica el semiciclo negativo y lo invierte, éste pasó a ser positivo en base de Q5 y en colector lo vuelve a invertir. En C se suman las señales de Q4 y Q5 para ser conducidas a la bocina.

Como ambas etapas tienen una ganancia de tensión menor que la unidad, para aplicar una realimentación negativa que compense los efectos de distorsión, se debe incluir a un gran número de etapas; en otras palabras, una


sistema amplificador.

FIGURA 9.1 Para disminuir las exigencias de los

transistores en la salida complementaria se reemplaza el

transistor NPN por la configuración (a) y el PNP por la configuración (b).

FIGURA 9.2 Etapa de salida cuasicomplementaria.



realimentación entre la salida y la entrada del par de salida resulta insuficiente. Por lo tanto, en la etapa de salida del amplificador, la realimentación debe incluir un gran número de partes. Comercialmente, una etapa de salida cuasicom-plementaria posee la distribución de elementos que vemos en la figura 9.3. Los transistores complementarios Q1 y Q2 son de media o baja potencia. Las señales de fase opuesta que se obtienen del emisor de Q1 y del colector de Q2 se aplican a los transistores de potencia Q3 y Q4. Si se considera a los transistores Q1 y Q2 como excitadores del par de salida, debe tenerse en cuenta que ya en el excitador hay grandes distorsiones que se

deben compensar, pues trabajan con elevadas amplitudes de señal y la alinealidad de sus curvas características adquiere gran importancia. Aplicar una realimentación no es tan sencillo; por ejemplo, en los amplificadores con salida con transformador no se puede aplicar una realimentación debido al desplazamiento de fase que introducen los transformadores. Incluso, en etapas de salida complementaria o cuasicom-

plementaria debe tenerse cuidado en la elección del capacitor de acoplamiento a la bocina ya que éste puede producir notables desplazamientos de fase en bajas frecuencias; el mismo cuidado debe tenerse con el capacitor de realimentación positiva de autoelevación. La mala elección de los transistores, por otra parte, puede producir problemas en alta frecuencia que, aunque estén fuera del rango de audio pueden provocar serios trastornos.

Una forma de solucionar el problema en bajas frecuencias es igualar las constantes de tiempo del capacitor de acoplamiento de la bocina y del capacitor de autoelevación ya que en bajas frecuencias los efectos de ambos se compensan.

FIGURA 9.3 En un amplificador de salido

cuasicomplementaria, tos transistores finales /que son idénticos) son excitados por dos transistores

complementarios. Los cuatro tra-nsistores trabajan casi al corte en

ausencia de señal.

FIGURA 9.4 Etapa de salida de un amplificador.



Los trastornos que puede ocasionar la mala respuesta en alta frecuencia radica en que el amplificador puede llegar a oscilar aumentando así el nivel de distorsión. Este problema se disminuye haciendo que la realimentación se acople directamente, eliminando constantes de tiempo (a excepción de las ya mencionadas). Otra forma consiste en colocar en el transistor excitador un capacitor entre base y colector que mejore la estabilidad en alta frecuencia. El circuito de la figura 9.4 incluye varias etapas de realimentación para compensar distorsiones producidas en alta y baja frecuencia. Nótese que, en este circuito, el lazo principal de realimentación formado por R1 y C1 incluye varias etapas. C1 da mayor estabilidad para las altas frecuencias ya que permite la realimentación negativa para esa gama del rango de audio. Se trata de una etapa de potencia de buena calidad que posee, como dijimos, varios lazos de menor importancia que el principal, como el formado por C2 que estabiliza a Q2 para las altas frecuencias o el formado por R3 y C3 que actúa sobre Q1. Por último, C6 provee una realimentación negativa entre Q3 y Q1 que estabiliza al sistema excitador en altas frecuencias o el formado por R3 y C3 que actúa sobre Q1. Por último, C67 provee una realimentación negativa entre Q3 y Q1 que estabiliza al sistema excitador en altas frecuencias. D1 y D2 junto con P1 y C8 forman el circuito compensador térmico (P1 se ajusta para tener mínima corriente de polarización en el par de salida). Q4 y Q5 forman una salida complementaria de media potencia que excita el par de salida cuasi-complementario formado por Q6 y Q7. L y R7 forman un filtro denominado RED DE ZOBEL que permite ecualizar la impedancia que presenta el parlante al amplificador en todo el rango de audiofrecuencia. Se busca que la carga tienda a ser puramente resistiva en todo el rango de audio. Generalmente L = 10µH y R = 10 ohm cuando la bocina es de 8 ohm. Amplificadores de acoplamiento directo Este acoplamiento comenzó a utilizarse en la década del 30 en muchos receptores de radio de bulbos pero traían consigo algunos inconvenientes con el uso de la fuente de alimentación que fueron solucionados en los circuitos transistorizados. Actualmente, todos los circuitos integrados amplificadores de audio acoplan sus etapas desde la entrada hasta la salida directamente utilizándose -solamente en la etapa de salida- un capacitor electrolítico para acoplar a la bocina. La ventaja fundamental radica en que se permite la amplificación de señales desde corriente continua, no posee deformaciones la señal por él amplificada y evita el desplazamiento de fase que es fuente de distorsiones en otros amplificadores que no usan acoplamiento directo. Recordemos que un amplificador emisor común invierte la señal (con una fase de 180°) mientras que los capacitores de acoplamiento introducen un desplazamiento de fase



que no es constante con la frecuencia, lo cual acarrea serios problemas en circuitos de realimen-tación. Veamos el esquema de un amplificador de audio con acoplamiento directo utilizado en la construcción de circuitos integrados. En este amplificador las patas 6 y 8 son

alimentación; 2 y 5 son conexiones a tierra; por la pata 9 se introduce la señal y se extrae por 3 ó 4 preparadas para aplicar un sistema de realimentación. Según el amplificador que se desea construir, puede no llegar a usarse Q4, ya que la pata 7 puede conectarse a la 10 o a la 1 mediante algún filtro pasivo. Amplificador diferencial La tendencia actual es a utilizar amplificadores diferenciales a la entrada de los amplificadores con circuito de estabilización de corriente continua como ser "fuentes espejo" o "fuentes Widlar" (figura 9.6).

Básicamente se trata de un amplificador de alta impedancia de entrada que responde a la diferencia de tensiones en base de los transistores que lo componen. La importancia de este circuito radica en que por el resistor R circula siempre una corriente constante de forma tal que un aumento en la corriente de colector del transistor Q1 provocará una disminución en la corriente de colector del transistor Q2 y viceversa. Para mejorar las características de este amplificador (mejorar su relación de rechazo de modo común) el valor de R debe ser grande, pero esto provocará una disminución en la tensión de salida. Para evitar este problema suele utilizarse una fuente de corriente constante. En muchas ocasiones, a esta fuente se la suele compensar térmicamente.

Cuando se desea usar el amplificador diferencial con pequeñas señales suele utilizarse una fuente de corriente constante del tipo WIDLAR. La disposición de una etapa diferencial con fuente de corriente constante se muestra en la figura 9.7.

FIGURA 9.5 Etapa amplificadora que utiliza

acoplamiento directo (corresponde al circuito integrado TAA 370.

FIGURA 9.6 El amplificador diferencial responde a

la diferencia de tensión en base de sus transistores.



En este circuito se ha colocado un transistor (Q3) como fuente de corriente constante que mejora la estabilidad y otras características del circuito. R1, R2 y R3 fijan el valor de la corriente que circula por los colectores de Q1 y Q2. El amplificador diferencial es la base de los amplificadores operacionales, tan difundidos en la actualidad y con los cuales se puede construir casi cualquier sistema electrónico de no muy alta frecuencia de operación, desde amplificadores de audio, mezcladores, conversores hasta osciladores y sistemas de control. El Amplificador operacional es un circuito de alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida y elevada ganancia. Posee una entrada inversora y otra no inversora. Responde a la diferencia de señales entre ambas entradas (figura 9.8).

Distorsión en amplificadores Uno de los principales problemas que se presentan en los amplificadores es la distorsión, bastante difícil de percibir a menos que la misma sea grande. Existen distintos tipos de distorsión; por ejemplo, está el caso de la distorsión por cruce, bastante común en etapas Push-Pull, según hemos estudiado en la lección anterior. Una deformación en la onda por cualquier motivo origina:

Distorsión armónica En la figura 9.9 se ve cómo un amplificador produce una distorsión cuando deforma los picos de una señal senoidal pura. Se denomina distorsión armónica porque la onda deformada puede ser reconstruida si se le agregan armónicas pares y/o impares con la amplitud adecuada. Es decir que un amplificador puede modificar la forma de onda de una señal añadiéndole o quitándole armonías que no poseía. Recordemos que una armónica es un múltiplo de la Frecuencia Fundamental.

Por ejemplo, la señal deformada se puede reconstruir agregándole armónicas pares o impares. Son armónicas pares los múltiplos pares de la frecuencia fundamental (2 f0; 4 f0; 6 f0 siendo f0 la frecuencia original) y son armónicas impares de la frecuencia fundamental 3 f0; 5 f0; 7 f0; etc.

FIGURA 9.7 El uso de un transistor (Q3)

como fuente de corriente constante mejora las características

del amplificador diferencial.

FIGURA 9.8 Símbolo de un

Amplificador operacional.

FIGURA 9.9 Distorsión armónica.

o) Forma de onda senoidal pura. b) Forma de onda senoidal con

deformación en sus picos.



Se denomina "distorsión armónica" al porcentaje de la relación entre la energía aportada por las armónicas indeseables con referencia a la energía de la señal original. La fuente fundamental de distorsión armónica es la alinealidad de los semiconductores cuando trabajan con señales de alto nivel, razón por la cual la distorsión armónica crece con la potencia de salida del amplificador.

En la gráfica de la figura 9.10 se observa que la distorsión armónica no sólo depende de la potencia de salida del amplificador sino que varía también con la frecuencia; esto se debe a que es muy difícil mantener una buena linealidad para todo el rango de frecuencias audibles.

Distorsión por intermodulación Esta distorsión se produce en los elementos alinéales cuando en él se encuentran señales de distinta frecuencia. Recordemos, por ejemplo, lo que ocurre con la información de sonido en el diodo detector de video de un receptor de televisión. La información de video y sonido se mezclan a causa de la alinealidad del diodo y, como resultado, la interportadora de sonido queda en 4,5MHz.

Este mismo concepto puede aplicarse en amplificadores de audio, debido a la alinealidad de los transistores. Cuando se hallan presentes simultáneamente señales de distinta frecuencia se escuchan interferencias como si se modularan entre sí sonidos

de distinta altura (figura 9.11). Como la alinealidad de los circuitos es más notable para grandes elongaciones de amplitud, la distorsión por intermodulación crece con la potencia (figura 9.12). Para evitar la distorsión por intermodulación, los circuitos que componen un sistema de audio deben ser lineales; además, la fuente de alimentación debe estar bien regulada ya que cuanto más pobre sea la regulación, mayor será el índice de distorsión (figura 9.13).

FIGURA 9.10 Distorsión armónico en función de las

frecuencias para distintas potencias.

FIGURA 9.11 Observe cómo en un elemento alineal, por ejemplo un transistor, al aparecer dos señales de distinta frecuencia, la

señal de 100Hz modula a la de 4 Hz.

FIGURA 9.12 Reducción de la distancia

con fuente regulada.



Rango dinámico de un amplificador Es una característica importante del amplificador, y determina la relación entre la máxima y mínima intensidad del sonido expresada en dB. En un sistema reproductor el rango dinámico expresa la relación entre los niveles máximo y mínimo de señal que puede ma-nejar el equipo en el punto de referencia. Generalmente los sistemas amplificadores tienen "máximos" especificados que no se deben sobrepasar para que no se produzcan recortes de la señal y con ellos, distorsiones.

La figura 9.14 muestra un caso típico de este hecho. El mínimo nivel de señal en un punto está determinado por el ruido en ese punto. Generalmente la fuente principal de ruido es la etapa de entrada del preamplificador, ya que allí se maneja señal de bajo nivel. Es importante usar

elementos que sean fuente de bajo nivel de ruidos, por ejemplo, transistores especiales a tal efecto (figura 9.15). Para que el lector tenga una idea de los niveles que puede adoptar el rango dinámico, digamos que en un auditórium es de aproximadamente 75dB (con orquesta a pleno); si lo que se escucha en éste se graba y reproduce en un equipo profesional, decrece a valores de 60dB (aumenta el ruido), mientras que en equipos hogareños cae a 40dB. El rango dinámico en los discos fonográficos es ligeramente superior a los 55dB.

FIGURA 9.13 Para aprovechar a plena la potencia

del amplificador con mínima distorsión es necesario

utilizar fuentes reguladas.

FIGURA 9.14 Señal distorsionada a causa de

recortes por exceso de señal.

FIGURA 9.15 Curva de transferencia de entrada o

salida que muestro el rango dinámico.

CAPITULO 10: AMPLIFICADORES DE POTENCIA INTEGRADOS


Amplificadores de potencia integrados

Amplificadores de salida en puente Hemos visto las ventajas que presenta el sistema de acoplamiento directo. El capacitor de acople a la bocina no está exento de introducir distorsiones en la respuesta en frecuencia del equipo y para eliminarlo suele utilizarse el sistema puente, en el cual los transistores se interconectan como se puede ver en la figura 10.1. Esta técnica permite incrementar la potencia de la etapa de salida donde los amplificadores acoplados se excitan en contrafase (como si fueran dos pares complementarios trabajando simultáneamente).

En este circuito es fundamental la polarización de los transistores, ya que el resultado del equipo depende del ajuste cuidadoso de dicha polarización pues cualquier falla originará la destrucción de por lo menos un par de transistores y del parlante, que no se construye para funcionar con corriente. Cuando se utiliza la configuración puente, el sistema incluye un circuito de protección elaborado que se activa inmediatamente ante cualquier variación en la polarización de los transistores. Si analizamos detenidamente las etapas de salida de audio estudiadas, notaremos que al trabajar los transistores en dase B se pone de manifiesto el efecto de la distorsión por cruce que se puede reducir pero no eliminar. El diagrama en bloques del circuito amplificador de audio "Puente" -al que hacemos referencia en la figura 1- permite asegurar que para una determinada tensión de Corriente Continua, para una determinada disipación máxima de los transistores usados y para una carga determinada, se puede suministrar una potencia 4 veces mayor que en el caso de una etapa de salida de audio convencional con similares características. Esto es posible porque la bocina puede hacer oscilar toda la tensión de alimentación (no la mitad como en los otros casos) en cada semiciclo. Como hemos dicho, el amplificador puente se compone en esencia de dos amplificadores de simetría complementaria con la carga (bocina) acoplada directamente entre los dos puntos centrales. Cada sección amplificadora se excita por una etapa en clase "A" constituida por un par de transistores en "Darlington".

FIGURA 10.1 Un amplificador puente con

transistores posee 2 pares efe transistores complementarios.

Nótese que los pares de transistores están excitados por

señales en contrafase.



Como cada par de transistores de salida se debe excitar en contrafase, a los excitadores se les entrega la señal de audio por medio de un amplificador diferencia! que posee la ventaja adicional de presentar una alta impedancia de entrada. Este circuito, además de tener mayor potencia de salida que un amplificador de salida convencional de simetría complementaria, requiere de una etapa excitadora en clase "A" que necesita mayor energía de alimentación. La corriente de polarización es por lo menos dos veces mayor. Cuando se efectúa el diseño del amplificador, la etapa diferencial se calcula para que la corriente de polarización sea diez veces superior al valor requerido con el fin de asegurar el funcionamiento lineal en todo el rango dinámico del sistema (así se evitan distintas fuentes de distorsión). Nótese en el circuito que existen varias reali-mentaciones de continua desde la bocina hacia las etapas anteriores que, en general, constituyen circuitos de polarización (como ser R1, R2 y R3), de forma tal que si varía la tensión en un punto medio del puente, también variará la condición de polarización en las etapas excitadoras.

Un problema que se presenta en el amplificador puente es la obtención de una tensión diferencia "cero" en los puntos medios del puente. De tal manera que como la bocina conduce una corriente continua proporcional a la diferencia de tensión entre los puntos medios de los pares de salida complementaria, cualquier corrimiento en la polarización de los mismos puede producir serios problemas en los componentes. Cuando el diseño del circuito es bueno se consiguen distorsiones des-preciables. Por ejemplo, la distorsión armónica total no supera el 3% a máxima potencia en todo el espectro de audio. Sistema "Quad" La tendencia actual es utilizar las etapas cortacorriente denominadas QUAD desarrollados por la empresa Acoustical Manufacturing Co. Ltd., que utilizan un principio de funcionamiento muy ingenioso.

FIGURA 10.2 En la disposición puente, los

transistores de salida son excitados por transistores en Darlington y

éstos por un par diferencial.



La etapa de potencia posee un par de transistores que trabajan con señales fuertes en clase "B" que, por supuesto, dará origen a una fuerte distorsión por cruce. Estos transistores se asocian a una etapa en clase A de baja potencia que se acopla directamente a la bocina, teniendo la capacidad de excitarlo con señales muy pequeñas y casi sin distorsión. La función de esta etapa clase A de bajo nivel es suministrar energía la bocina en la región de cruce, en la cual los transistores de potencia no conducen. Cuando empiezan a conducir los transistores de salida, se aplica una realimentación positiva a la etapa clase B. Cualquier diferencia entre la señal de salida y el valor ideal es superada por el amplificador de baja potencia que

trabaja en clase "A" (de gran calidad) (figura 10.3). De esta manera se elimina la distorsión por cruce, pues para señales de bajo nivel los transistores de salida se "despolarizan" a propósito, suministrando la debida señal la etapa en clase "A". Con señales fuertes, la etapa clase "A" deja de influir. Además, nótese que los transistores de salida se emplean como amplificadores de corriente controlados por la señal de entrada (sistema realimentado) con lo cual puede obtenerse una linealidad excelente.

Amplificadores finales con circuitos integrados Existe una gran cantidad de circuitos integrados destinados específicamente para ser utilizados como amplificadores de potencia de audio que presentan características propias que simplifican notablemente el circuito. Las características principales de los amplificadores de audio integrados son los siguientes:

• Reducida distorsión armónica total. • Son necesarios pocos componentes periféricos. • Poseen limitación térmica; es decir, la ganancia del circuito decrece cuando la temperatura del semiconductor excede los 170°C. • Poseen protección contra cortocircuitos. •Tienen un gran rechazo a las señales de “riple”.

FIGURA 10.3 En la etapa de salida QUAD

un amplificador do bajo nivel en clase A permite eliminar la

distorsión por cruce y mejorar la calidad del sistema.

FIGURA 10.4 Amplificador de Potencia de Audio

con TDA 1004 A.



•La resistencia térmica del encapsulado es baja, lo que permite utilizar disipadores pequeños. Entre los Circuitos Integrados Amplificadores de Audio más comunes podemos citar los siguientes: • TDA 1004 A • TBA 810 S • HC 1000 • TDA 2002 • STK 075 / 088 Veamos entonces algunos de los circuitos comerciales que emplean estos integrados. Amplificadores de potencia con el CI TDA 1004 A Se trata de un amplificador de baja frecuencia en clase B que posee una ganancia en alterna igual a la ganancia de continua y no necesita ninguna red de realimentación para mejorar la linealidad del sistema. Internamente posee dos amplificadores independientes (incluso en la alimentación) que se acoplan externamente en alterna a través de las patitas 4 y 5. En nuestro caso, la señal que proviene de un preamplificador del tipo "Universal" se aplica a la patita Nº 3, extrayéndose la señal del primer amplificador a través de la pata Nº 4. Esta señal amplificada se aplica al segundo amplificador (patita Nº 5) a través de un capacitor de 0,2nF.

La señal de salida del segundo amplificador, que se aplica a la bocina, se obtiene en la patita Nº 12 (figura 10.4). Amplificador de potencia con el CI TBA 810 S Se trata en este caso de un amplificador que puede proporcionar potencias de hasta 7 W con distorsión reducida. Se lo puede alimentar con tensiones comprendidas entre 6V y 18V (figura 10.5).

Entre las características más importantes del TBA 810 se pueden mencionar: elevada impedancia de entrada (mayor que 4Ω); posee protección contra sobrecargas y cortocircuitos;

FIGURA 10.5 Amplificador d« Audio de 7W que

utiliza el circuito integrado TBA 810 S.



la corriente de reposo es pequeña (del orden de los 15 mA) y la distorsión armó-nica total a 1000 Hz con una tensión de 15V es inferior al 0,5%. El disipador debe conectarse a tierra. Amplificador de audio para autos Este es un amplificador de 7 watt apto para uso en autos, ya que se alimenta con

una tensión de 12V. Requiere de un disipador de reducido tamaño debido a que no sólo posee protección contra cortocircuitos sino que también tiene una protección por sobretemperatura; cuando esta protección actúa, la señal de salida es muy distorsionada, a tal punto que no se puede escuchar. Para restablecer el circuito se debe desconectar la alimentación, esperar unos minutos y volver a conectar la fuente (figura 10.6). La señal ingresa por la pata 1 a través de un capacitor de desacople de continua de 22µF. La señal amplificada está presente en el terminal 4 y se aplica a la bocina por medio de un capacitor de 1000nF. Note que este circuito está provisto de un red de Zoobel que hemos visto oportunamente. R1, R2 y C forman un lazo de realimentación negativa que determina la amplificación (ganancia) del sistema, de igual forma que un amplificador operacional.

Nótese que en este circuito la ganancia es menor que 100 ya que este valor (100) es el máximo admisible para este circuito integrado. Puede utilizar un preamplificador del tipo universal. Amplificador puente con HC1000

Este esquema que utiliza Amplificadores Híbridos (amplificadores con componentes integrados y discretos en una sola pastilla); permite obtener potencias de salida de audio superiores a los 100 watt (figura 10.7).

FIGURA 10.6 Amplificador de audio típico de 7W

utilizado en automotores.

FIGURA 10.7 Amplificador de audio «n

configuración puente que usa dos circuitos integrados HC 1000.



El amplificador HC 1000 de la empresa RCA es un dispositivo hí-brido lineal com-pleto y muy versá-til que no sólo puede usarse co-mo amplificador de audio de po-tencia sino en una innumerable serie de aplicaciones en circuitos que trabajen desde CC hasta 50 kHz. Es de alta disi-pación de poten-cia; posee una red de protección contra cortocir-cuitos y está en-

capsulado con dimensiones reducidas. Para una potencia de 100W, la carga debe ser de 4 ohm y la tensión de alimentación del orden de los 70V; en ese caso la corriente de pico no llega a los 6A. En el circuito puente descrito, la potencia de salida máxima es de 200 watt porque la tensión de carga efectiva se duplica mientras que la corriente de carga máxima permanece constante. El terminal Nº 5 corresponde a la red de protección contra cortocircuitos y se conecta a los extremos opuestos de la bocina en lugar de masa, para incrementar la efectividad en la protección. El HC 1000 posee una entrada inversora (pata Nº 7) y una entrada no inversora (pata Nº 9); luego, como la configuración puente requiere excitación en contrafase, un amplificador recibirá la señal por la entrada inversora y el otro por la pata no inversora. La distorsión armónica total en esta configuración para una señal de 1000Hz y una potencia de 40 watt es inferior al 0,2%. El diagrama interno del Circuito Integrado utilizado es el que muestra la figura 10.8. Veamos entonces un poco más en detalle qué es un amplificador de potencia híbrido.

FIGURA 10.8 Diagrama en bloques del circuito

integrado HC1000 de RCA.



Circuitos de potencia híbridos Un amplificador híbrido es una combinación funcional de elementos de estado sólido con componentes pasivos tales como resistores y capacitores. Todos estos elementos (semiconductores y componentes pasivos) se alojan en una misma cápsula.

Cuando nos referimos a amplificadores de potencia híbridos debemos decir que generalmente poseen varios transistores de potencia y resistores diseñados para soportar altas corrientes. Los circuitos de potencia híbridos tienen su principal ventaja en su bajo costo, aunque además poseen un reducido tamaño, poco peso y gran solidez. Son circuitos de alta confiabilidad y excelente rendimiento. Los amplificadores de potencia lineales híbridos no sólo se utilizan en aplicaciones de audio sino que también se emplean en fuentes de alimen-

tación, servocontroles, controles lineales de velocidad de motores, etc. Generalmente, los amplificadores híbridos de potencia de audio poseen dos secciones. Una es la sección de entrada y excitación; en este caso es muy usual encontrar un circuito protector contra sobrecargas a la entrada. Esta sección excita a la parte de potencia propiamente dicha que en general se compone de dos transistores conectados en simetría cuasicomplementaria trabajando en clase B. Los transistores de salida de potencia se montan sobre disipadores de calor de cobre y están eléctricamente aislados de la placa metálica de base por medio de un material cerámico que es buen conductor del calor (figura 10.9). Las secciones de salida y excitadora se interconectan por medio de un armazón que a su vez cumple la función de permitir la conexión exterior del integrado. En el armado final, el substrato excitador y la placa de salida se revisten con una resina elástica con el fin de darle al conjunto rigidez mecánica. Luego se encapsula con un material plástico que impide que se filtre la humedad por el material de contacto entre el metal y el plástico. Por todo lo dicho, los circuitos de potencia híbridos son dispositivos resistentes desde el punto de vista térmico, eléctrico y mecánico y se los proyecta para conducir corrientes de hasta varios cientos de amperes y capacidades de admisión de potencia superiores a un kilowatt. Generalmente requieren el uso de un disipador de calor plano externo que se adhiere por medio de grasa siliconada y tornillos de sujeción.

FIGURA 10.9 En un amplificador híbrido los

transistores de solida se montan sobre un disipador da calor aislados

del material de base.

FIGURA 10.10 Las terminales de los circuitos

híbridos no deben ser cortados y si es necesario se los dobla siguiendo una

curva no menor de 1mm de radio.



En lo posible no se deben cortar las terminales de conexión y si es necesario se los puede doblar como indica la figura 10.10. En la actualidad, la empresa SANYO tiene en el mercado la serie STK que corresponde a los módulos híbridos de potencia de audio que pueden proporcionar salidas de hasta el orden de 500 W con distorsiones inferiores al 0,5%. Se presentan en la versión "mono" y "estéreo", siendo las identificaciones comerciales las siguientes: TABLA I a) Identificación comercial de los módulos de potencia de audio

híbridos de la empresa SANYO serie STK. a) Monofónicos Módulo Carga de 4 ohm Carga de 8 ohm

1 STK-075

1 STK-077 1 STK-078 1 STK-080 1 STK-082

1 STK-084

1 STK-086

20 watt 24 watt 30 watt 35 watt 40 watt 60 watt 80 watt


b) Identificación comercial de los módulos de potencia de audio

híbridos de la empresa SANYO serie STK.

a) Estereofónicos Módulo Carga de 4 ohm Carga de 8 ohm

2 STK-075

2 STK-077 2 STK-078 2 STK-080 2 STK-082

2 STK-084

2 STK-086

40 watt 44 watt 60 watt 70 watt 80 watt

120 watt 160 watt


Las características fundamentales se resumen en la tabla 2 donde se puede apreciar que la tensión de alimentación y las distorsiones de cada módulo dependen fundamentalmente de las impedancias de carga y de la potencia de trabajo.



TABLA II Características fundamentales de los integrados de la línea STK de SANYO.

Condiciones máximas

Condiciones de operación recomendadas Módulo

Vcc máx.

Tc máx.

Vcc (RL=8

) Vcc (RL=4 )

Ganancia

(Loop cerrado)

dB

V

C

V

V

min.

máx. STK-075

±28

85

±20

±18

26

45 STK-077

±32

85 ±22 ±20 26 45

STK-078

±35

85

±25

±22,5

26

45 STK-080 ±39 85 ±27 ±24 26 45

STK-082 ±43 85 ±30 ±26 26 45 STK-084

±50

85

±35

±30

26

45 STK-086 ±55 85 ±42 ±35 26 45

Características operacionales Módulo

Ganancia

Po máx./RL=8

Po máx./RL=4

THD (1 KHz)

(Loop cerrado)

Mín.

THD

Min.

THD

TYP

Po

dB

W

%

W

%

%

W STK-075

26,4

15

0,3

20

0,05

0,3

0,1

STK-077

26,4

20

0,3

24

0,05

0,3

0,1 STK-078

26,4

24

0,2

30

0,05

0,2

0,1

STK-080 26,4 30 0,2 35 0,05 0,2 0,1 STK-082

26,4

35

0,2

40

0,05

0,2

0,1

STK-084

26,4

50

0,2

60

0,05

0,2

1,0 STK-086

26,4

70

0,2

80

0,05

0,2

1,0

Damos a continuación y a título informativo, el circuito de un amplificador de audio de 15 watt que utiliza un módulo híbrido. En este caso el capacitor de 470pF evita el ingreso de señales parásitas de alta frecuencia al módulo; el resistor de 56 kohm fija la impedancia de entrada

del circuito mientras que el capacitor de 2,2pF actúa como compensación de frecuencias.

FIGURA 10.11 Dimensiones del módulo amplificador

híbrido STK075 (SANYO).



La relación entre los re-sistores de 68 kohm y 3300 fijan la ganancia de tensión del amplificador y el resistor de 8,2 ohm en serie con el capacitor de 56nF forman una red de ZOOBEL para que en todo momento el amplificador vea una carga de salida resistiva.

FIGURA 10.12 Amplificador de potencia de audio

de 15 watt con STK 075 (del manual de especificaciones SANYO).

CAPITULO 11: DISIPADORES TÉRMICOS


Disipadores térmicos

Disipación térmica La máxima potencia que un transistor puede disipar depende pura y exclusivamente de la construcción del transistor y está comprendida entre algunos miliwatt y varios cientos de watt. Esta máxima potencia depende del tamaño de las uniones y de la máxima temperatura que puede soportar la juntura base-colector; para los transistores de germanio esta temperatura tiene el límite en unos 100°C, mientras que para los transistores de silicio esta juntura puede soportar temperaturas de hasta unos 200°C. La temperatura de una ¡untura puede subir por aumento de la temperatura ambiente o por autocalentamiento. El fabricante suele indicar la máxima po-tencia del transistor para una temperatura de carcaza (caja del transistor) de 25°C. Por otro lado, el autocalentamiento (ya mencionado en otras lecciones) procede de la potencia disipada en la unión de colector; si ésta se incrementa sube la temperatura de la juntura; al elevarse la temperatura aumenta la conductividad del transistor y en consecuencia vuelve a aumentar la disipación de potencia. De continuar este fenómeno, la acumulación de calor será tan grande que provocará el deterioro del transistor.

Resistencia térmica El camino que sigue el calor en un transistor de potencia podemos considerarlo en dos etapas: primero pasa de la juntura a la carcaza del transistor y luego de ésta a un disipador metálico grande. Analizaremos a continuación el primer tramo. Experimentalmente se ha determinado que la temperatura de equilibrio que alcanza la juntura de colector de un transistor es proporcional a la potencia disipada por la misma. En fórmulas:

donde: Tj = temperatura de juntura Tmb = temperatura de carcaza (base de montaje) del transistor Ptot = potencia en watt disipada por la unión C = RESISTENCIA TÉRMICA desde la juntura hacia la base del montaje del transistor. Se la suele denominar Rth j-mb.

FIGURA 11.1 Un transistor o temperatura

ambiente (25° C] puede disipar una potencia máxima que en este caso

es de 100W; a medida que aumenta la temperatura de la carcaza, el valor

de Pc disminuye hasta hacerse "0" para la máxima temperatura admisible por el transistor.



La “resistencia térmica* depende del tamaño del transistor, de la convección o radiación al ambiente, del tipo de disipación de calor (ventilación forzada si se la emplease) y de la conexión térmica del transistor con un disipador de calor. Cuando se utiliza un disipador eficiente, la resistencia térmica puede alcanzar valores de 0,25°C/W para transistores de potencia, mientras que para transistores de baja señal al aire libre es bastante razonable 1000°C/W. Hemos dicho que la máxima potencia de colector Pc para un funcionamiento seguro se especifica a 25°C; por lo tanto, si la temperatura ambiente es superior a este valor, Pe deberá

disminuir. En el extremo en que la juntura alcance el valor máximo de temperatura que puede soportar, el valor de Pc se reduce a 0 watt (figura 11.1). En la figura se puede observar que el transistor del ejemplo puede disipar una potencia máxima de colector de 100 watt para temperaturas de cápsula de hasta 25°C; a medida que aumenta la temperatura de la carcaza la máxima potencia que puede disipar el colector sin destruirse va disminuyendo, hasta hacerse "0" watt cuando la carcaza alcanza los 125°C. La resistencia térmica del transistor viene dada por la recíproca de la pendiente de la línea inclinada de la figura que en nuestro caso será:

Esto es así porque desde 25°C hasta 125°C (la diferencia de 100°C) la Potencia máxima que puede disipar el colector se reduce desde 100 watt a 0 watt.

Área de operación segura en corriente continua El fabricante de transistores suele dar los valores máximos de corriente de colector (Icmáx) y de la tensión colector-emisor (VCEO máx). Estos parámetros, junto con la Potencia máxima (Ptot. máx) que puede soportar el transistor, determinan el Área de Operación Segura del dispositivo.

Estos límites pueden superponerse sobre las curvas típicas de salida del transistor según muestra la figura 11.2. La curva que define la máxima potencia que puede disipar el transistor tiene una forma característica que en matemáticas se conoce como hipérbola y suele denominársela: "HIPÉRBOLA DE MÁXIMA DISIPACIÓN".

FIGURA 11.2 El área de Operación Segura del

Transistor está determinado por los valores de Ic máx; VCEO máx y Ptot

máx. Estos valores no deben sobrepasarse.

FIGURA 11.3 Si se expresa la máximo potencia de

disipación en uno gráfico doble logarítmico, la Ptot máx toma la

forma de tramos rectos más fáciles de leer.



Esta hipérbola junto con los valores de Ic máx y VCEO máx definen el Área de Operación segura del transistor para su funcionamiento en corriente continua, que es toda la zona de la gráfica a la izquierda y debajo dé la Hipérbola de Máxima Disipación. Si los valores de Ic y VCEO se expresan en escala logarítmica, el límite "Ptot máx" adquiere la forma de una recta que puede leerse con mayor claridad (figura 11.3). En resumen, se ha visto que la Potencia Total Máxima de Disipación de la juntura base-colector (Ptot máx) depende de la diferencia de temperatura entre la temperatura máxima que soporta la juntura del transistor y la temperatura que toma la base del montaje del transistor, además de la resistencia térmica desde la juntura a la base del montaje. Por lo tanto, la fórmula (1) se puede expresar en sus valores límites de la siguiente manera:

Ejemplo 1: ¿Cuál será la Potencia total máxima en régimen continuo que puede disipar un transistor que soporta una temperatura de juntura máxima Tj máx = 180°C, si la base del montaje se encuentra a una temperatura de 30°C siendo la resistencia térmica dada por el fabricante Rth j-mb = 2,8°C/W? Sabemos que:

Luego despejando:

Resistencia térmica total En este caso, el valor de la resistencia térmica Rth j-mb = 2,8°C/W determina la resistencia térmica entre juntura y carcaza del transistor, pero en realidad habría que sumarle la resistencia térmica del aislante usado para fijar el transistor, más la resistencia térmica de la base de montaje disipadora de calor.



Si no se usara disipador la resistencia térmica sería mucho mayor. Por lo tanto, en el ejemplo dado, 53,57 watt representa la máxima potencia teórica del transistor, suponiendo que al mismo tiempo se le ha adherido un disipador de calor de resistencia térmica igual a "cero" lo cual es un caso teórico ideal que no se cumple en la práctica. Un caso más real respondería, entonces, a la siguiente fórmula:

donde: Ta = Temperatura ambiente.

Rth j-mb = Resistencia térmica del transistor desde la juntura a la base del montaje. Rth mb-d = Resistencia térmica desde la base del montaje al disipador (aislante). Rth d-a = Resistencia térmica del disipador (desde el disipador al aire). Podemos decir entonces que cuando colocamos un disipador de calor, habrá que considerar una resistencia térmica total dada por la fórmula:

El fabricante suele dar también el dato de la resistencia térmica del

transistor desde la juntura al aire (Rth j-a) que sería la que se debe utilizar en la fórmula primitiva si no se usara disipador. Por supuesto Rth j-a es mucho mayor que Rth j-mb con lo cual el transistor soportará una potencia máxima muy pequeña si no se le instala un disipador térmico. Área de operación segura para régimen pulsante Lo visto hasta ahora trata solamente las condiciones de corriente continua pero no debemos olvidar que el transistor

puede operar en régimen pulsante. Cuando se aplica una señal pulsante a un transistor, su temperatura de juntura aumentará por saltos de acuerdo con la señal aplicada, hasta alcanzar un régimen constante (figura 11.4).

FIGURA 11.4 Cuando se aplica una señal pulsante a un transistor, la

temperatura de juntura tomará un valor estacionario luego de un

período de acondicionamiento.



Una vez alcanzada la condición estacionaria se puede reescribir la ecuación (1) adaptándola a nuestro caso de la siguiente forma:

donde:

Tj pico = Temperatura de la juntura en estado de régimen. Ppico = Potencia de pico que disipa el transistor. Zth = Impedancia térmica para transitorios.

La impedancia térmica Zth no sólo depende de la resistencia térmica de juntura a base de montaje sino también del ancho del pulso (tp) y del período de la señal T. En general, los fabricantes suelen expresar en los manuales de semiconductores el valor de Zth j-mb en una gráfica similar a la de la figura 11.5. Si queremos escribir la fórmula (2) en función de la temperatura de juntura máxima se tendrá:

Luego igualando fórmulas (1) y (3) se tiene:

Despejando:

Donde:

Mp recibe el nombre de "factor de multiplicación de potencia" y suele ser un dato dado por los fabricantes. Como vemos, la máxima disipación de potencia de un transistor depende de varios factores, muchos de los cuales no tendremos en cuenta en esta lección. Damos aquí los conceptos básicos fundamentales como para poder atacar el estudio de la estabilidad térmica de un amplificador pero no

FIGURA 11.5 Cuando se aplica una señal pulsante a un transistor, la

impedancia térmica depende del tipo de señal aplicada; para ello los

fabricantes proveen una gráfica similar a lo mostrada en la figura.



analizaremos todos los factores que hacen al diseño de los mismos.

Más acerca de la impedancia térmica Cuando circula corriente por un semiconductor se disipa en él una potencia que depende de la tensión entre las terminales y de la corriente que lo atraviesa; como resultado de ello se produce un aumento de temperatura que depende no sólo de la potencia disipada sino también de la rapidez con que el calor escapa de la juntura al ambiente. La rapidez con que el calor escapa de la juntura depende de la resistencia térmica del dispositivo semiconductor. El equilibrio se alcanza cuando la cantidad de calor generado por la pastilla es igual a la cantidad de calor desalojado hacia el medio ambiente, punto a partir del cual se estabiliza la temperatura de juntura. Podemos definir entonces Resistencia Térmica como la medida en que un material se opone a la circulación de calor. Para calcular la máxima potencia que puede disipar un transistor no sólo se deben analizar los caminos térmicos desde la juntura a la carcaza, sino también otros factores que analizamos a continuación. Para los transistores de potencia en los cuales la pastilla de silicio se monta directamente sobre la carcaza, la resistencia térmica total interna de la juntura a la carcaza (Rth j-mb o Rth j-c) puede tomar, como ya hemos dicho, valores menores que 1ºC/watt. Sin embargo, si el transistor no va montado sobre un disipador, la resistencia térmica de la cubierta del transistor al aire ambiente es tan grande en comparación con la de la juntura- a la cubierta que la resistencia térmica total de la juntura al aire ambiente (Rth j-a) queda determinada por el valor desde la cubierta al medio ambiente. Por ejemplo, la resistencia térmica entre la cubierta y medio ambiente de un transistor con encapsulado T066 es de Rth j-a = 60°C/W; por lo tanto, si se desea disminuir este valor de resistencia térmica entre cubierta y ambiente a valores aproximados a Rth j-c, el transistor debe utilizarse montado sobre un disipador externo. Uso de superficies disipadoras El propósito principal de un disipador es aumentar la superficie de disipación de calor con el objeto de disminuir la resistencia térmica de un semiconductor entre cubierta y medio ambiente. En realidad, la resistencia térmica del disipador consiste en la suma de la resistencia térmica de la cubierta al disipador donde el calor se transfiere por conducción y la resistencia térmica del disipador al aire ambiente donde la transmisión de calor se efectúa por convección y radiación.



La resistencia térmica de la cubierta al disipador a su vez posee dos componentes, una es causada por la irregularidad en las superficies y se minimiza con el uso de grasa siliconada y la otra es debida al uso de los aislantes eléctricos que puedan utilizarse entre el transistor y el disipador. La mayoría de los disipadores utilizados en la actualidad son el resultado de vastas experimentaciones con la transferencia de calor mediante los procesos de radiación, conducción y convección en una determinada aplicación, pero sí hay varias reglas prácticas que permiten mejorar el diseño de los mismos; por ejemplo: • La superficie del disipador debe ser lo más grande posible para permitir la máxima transferencia de calor. • Se debe pintar la superficie del disipador de color negro mate si se requiere una trans-

misión de calor óptima por radiación. • El disipador no debe tener "puntos calientes", es decir, no se deben establecer gradientes térmicos excesivos a través del disipador. • El diseño del disipador debe ser tal que por lo menos la mitad de la cubierta del transistor quede en contacto íntimo con dicho disipador. • De utilizarse un montaje mecánico entre transistores y disipador, las superficies deben estar unidas por medio de la grasa siliconada para facilitar la conducción de calor a través de la superficie de contacto. Los disipadores de calor se producen de diversos tamaños, formas, colores y materiales. En todos los casos, el fabricante provee los datos exactos de disipación. Se fabrican disipadores de varios tipos, a saber: • Disipadores con aletas verticales cilíndricas o radiales. • Disipadores con aletas horizontales cilíndricas. • Disipadores con aletas verticales planas. En todos los casos, la transmisión del calor al aire ambiente se efectúa por convección y radiación. Si bien existen fórmulas y gráficas orientativas usados por los fabricantes para el diseño de disipadores, como ya hemos expresado, no puede llegarse a datos precisos pero, para que el estudiante pueda conocer la resistencia

FIGURA 11.6 Nomograma que permite obtener la

Resistencia Térmica de un disipador teniendo como dato las dimensiones

del disipador (área y espesor).



térmica de determinados disipadores, reproducimos a continuación un nomograma publicado en Electronic Design el 16 de agosto de 1961 que permite conocer la resistencia térmica de un disipador de placas verticales que se aplica para acabados brillantes naturales sobre cobre o aluminio; el único dato necesario es el área de un lado del disipador expresada en pulgadas cuadradas (figura 11.6). Note que si bien la tabla es antigua, aún es muy usada para el cálculo de disipadores de este tipo. Para utilizar esta tabla o bien debe conocerse la resistencia térmica requerida del disipador y con ella calcular las dimensiones y el material del mismo o, dadas las dimensiones, poder calcular el valor de la resistencia térmica. Si conocemos el área del disipador en pulgadas cuadradas, ubicamos este valor en la escala de la izquierda y trazamos una línea horizontal a través de la gráfica desde este valor. Luego se lee el valor de Resistencia Térmica Máxima de acuerdo con el espesor del disipador, el material de construcción y la posición de montaje. Si se desea calcular el disipador se procede de la siguiente manera:

Ejemplo 2: Se desea construir un disipador de calor con una resistencia térmica de 3,65°C/W, se utilizará para ello una placa de aluminio de 4,75 mm de espesor (3/16") y se montará en posición horizontal. ¿Cuál debe ser el área del disipador? Trazando una línea horizontal que corte a la escala que especifica el área del disipador desde el punto Resistencia Térmica = 3,65°C/W para un disipador de aluminio de 3/16" de espesor que se montará en posición horizontal se tiene que el área de disipación necesaria debe ser de 15 pulgadas cuadradas (9677,4 mm2). Para obtener este dato hemos usado el Nomograma descripto en esta lección que se muestra en la figura 11.6 (figura 11.7). Por último, debemos tener en cuenta que muchas

veces es necesario colocar aisladores eléctricos entre cubierta y disipador que constituyan algún tipo de aislación eléctrica (poseen resistencia térmica). Suelen utilizarse como aislantes a la mica, al óxido de Berilio y al aluminio anodizado.

FIGURA 11.7 Formo de obtener las dimensiones

de un disipador teniendo como dato

su Resistencia Térmica.



Damos a continuación una tabla que determina la Resistencia Térmica de estos materiales:

MATERIAL ESPESOR RESISTENCIA TERMICA Mica Aluminio Anodizado Oxido de Berilio Grasa Siliconada

0,05 mm 0,4 mm 1,5 mm 0,05 mm

0,4 °C/W 0,35 °C/W 0,25 °C/W 0,05 °C/W

Ejemplo 3: Se desea utilizar un transistor de silicio TIP 31B (NPN) en un circuito que le hará disipar una potencia máxima de 15 watt. ¿Es posible emplear dicho elemento? ¿En qué condiciones? Los datos del manual arrojan como resultado que la resistencia térmica entre la juntura y el medio ambiente vale Rth j-a = 62,5°C/W y la Resistencia Térmica entre la Juntura y la Base de Montaje (carcaza) es igual a Rth j-c = 3,125°C/W. Sabiendo que es un transistor de silicio NPN y como no se ha dado ningún otro dato, podemos decir que la temperatura máxima de juntura es de 150°C y la temperatura ambiente la fijamos en 25°C. Contamos entonces con los siguientes datos:

Aplicando fórmulas vistas:

despejando:



Como vemos, hace (alta colocar un disipador ya que el dato calculado es menor que la resistencia térmica entre juntura y medio ambiente del transistor (Rthj-a). Al transistor lo aislaremos del disipador con una lámina de mica de 0,05 mm de espesor y colocaremos grasa siliconada para aumentar la conductividad térmica entre transistor y disipador. Luego se debe cumplir que: Rth total > Rth j - c + Rth mica + 2 X Rth grasa + Rth disipador donde: Rth total: resistencia térmica entre la juntura del transistor y el ambiente cuando se usa disipador. Rth j - c: resistencia térmica entre la juntura del transistor y la cubierta (base de su montaje) - Rth j - mb. Rth mica: resistencia térmica del aislante de mica. Rth grasa: resistencia térmica de la grasa siliconada. Se multiplica por dos ya que se coloca una capa entre transistor y aislante y otra entre aislante y disipador. Rth disipador: resistencia térmica máxima del disipador. Despejando de la fórmula anterior: Rth disipador máx = Rth j - mb - (Rth mica + 2 Rth grasa)

Rth disipador máx = = 8,33ºC/watt - (0,4°C/watt + 2 · 0,05°C/watt) Rth disipador máx = 7,83°C/watt Por seguridad, colocaremos un disipador de 7°C/watt. Utilizando el nomograma descrito en esta lección con los métodos descriptos, podemos emplear un disipador de aluminio de 3/32 de pulgada (2,5 mm) de espesor que

colocaremos en posición horizontal (ver figura 11.8), cuya área será de 6,6 pulgadas cuadradas aproximadamente, es decir, unos 42,5 cm2 (10 cm x 4,5 cm aproximadamente).

FIGURA 11.8 Forma del disipador del ejemplo

elegido, para que un TIP 31 pueda disipar una potencia de 15 watt.

CAPITULO 12: NORMAS DE HI–FI


Normas de HI-FI Se dice que un equipo o sistema de audio es de alta fidelidad HI-FI cuando cumple unas determinadas exigencias de calidad mínima. La homologación HI-FI es sólo una mera condición inicial imprescindible para el diseño de un buen sistema de audio a los fines de poder elegir el equipo adecuado para un fin determinado. Cuando se desea adquirir un equipo, la posibilidad de elección es tan amplia que, muchas veces, es el precio el que determina la compra y en el precio influyen factores secundarios como la presentación del equipo, su acabado, la calidad de algunos materiales secundarios, etc. Resulta imprescindible que el profesional conozca los distintos aspectos que definen las cualidades de los diversos dispositivos integrantes de una cadena audiofrecuente con el objeto de que, a la hora de evaluar un elemento, cuente con un criterio propio y no quede a la merced de los comentarios accesorios que pueden ocultar las verdaderas cualidades de dicho elemento. Este conocimiento también le permitirá obtener el máximo beneficio posible de los equipos reproductores de música, teniendo una idea clara del uso y las funciones de todos los mandos de regulación y selección, de las características de las tomas de entrada, especificaciones de salida, etc. Para comprender las normas que regulan las condiciones mínimas de calidad a verificar por los diferentes equipos de alta fidelidad es necesario primero establecer las características técnicas de los amplificadores.

Características técnicas de los amplificadores Hay maneras de expresar las características de un amplificador, pero en todos los casos se necesita conocer con exactitud el significado de las mismas. Las normas DIN especifican las siguientes características:

• Respuesta en Frecuencia • Diferencia entre canales • Distorsión Armónica • Distorsión por intermodulación • Separación entre canales • Relación Señal/Ruido • Potencia de Salida • Factor de Amortiguación



Creemos que además de las características normalizadas, para definir las propiedades de un amplificador es necesario conocer lo siguiente:

• Nivel de Entrada • Impedancia de Entrada • Nivel de Saturación de cada Entrada • Nivel de Salida • Margen de control de graves y agudos • Características de actuación del compensador • Actuación de los filtros • Impedancia de Salida

Veamos entonces el significado de las características mencionadas: Respuesta en frecuencia La curva de respuesta en frecuencia se obtiene graneando las frecuencias en el eje horizontal de un sistema coordenado, mientras que en el eje vertical se especifican las variaciones del nivel de señal, expresados en dB.

En esta curva se especifican los valores máximos y mínimos de frecuencia que el amplificador es capaz de reproducir, fijando para ello una potencia normal de salida en e! orden de 1 watt. Para que este dato sea efectivo debe indicarse cómo varía ¡a amplitud para distintas frecuencias en más o en menos con respecto a su valor medio, que según hemos estudiado, se expresa como 0dB. La respuesta en frecuencia debe cubrir,

como mínimo, el espectro de audio comprendido entre 20Hz y 20000Hz. En la medida que mayor sea la gama de frecuencias reproducidas y más recta sea la respuesta mejor será el amplificador (figura 12.1). En el ejemplo de la figura, se observa que el amplificador A tiene mejor respuesta en frecuencia que el amplificador B ya que posee mejor respuesta en baja frecuencia y las variaciones de ganancia en el espectro audible no sobrepasan 1dB, a diferencia de lo que ocurre con el amplificador B donde la variación es considerablemente mayor. Separación entre canales Tiene que ver con la interacción entre canales de un sistema estereofónico e indica la influencia del canal derecho sobre el izquierdo (o entre los cuatro canales, si el amplificador es cuadrafónico) y su valor se expresa en dB.

FIGURA 12.1 Respuesta en frecuencia de dos

amplificadores. El amplificador A es mejor que el B porque cubre mayor espectro de frecuencias y la curva es más plana dentro

del espectro audible.



Cuanto menor sea la influencia mejor será la separación y más grande será el valor expresado en dB. Una buena separación será expresada con un valor mayor que 50dB. Para conocer el valor de la separación se coloca señal por un canal y se mide la señal de salida por ambos canales. Comparando ambos valores de salida obtenidos se obtiene la separación entre canales. En general, a medida que aumenta la frecuencia, la separación entre canales disminuye, razón por la cual este dato se especifica para una frecuencia determinada que normalmente es 1000Hz. En resumen, cuanto mayor sea la separación entre canales mejor será el amplificador. En lugar de este dato muchas veces se especifica la DIAFONA que es la inversa de la separación entre canales y se expresa en valores negativos de dB (ambas tendrán igual valor absoluto). Distorsión armónica La distorsión armónica total (DAT) o THD (Total Harmonic Distortion) expresa la cantidad de señales armónicas creadas por el amplificador a causa de la alinealidad de los circuitos que la conforman. La THD se expresa en % de la señal pura considerada. Matemáticamente:

donde: Q1 = amplitud de la fundamental (Señal pura) Q2 = amplitud de la segunda armónica Q3 = amplitud de la tercera armónica Qn = amplitud de la enésima armónica La distorsión debe ser lo más baja posible, siendo valores normales del orden del 0,5%. La THD varía con la potencia y la frecuencia, creciendo con un aumento de cualquiera de ellos.

Analizando la gráfica se observa que es muy importante conocer para qué potencia y frecuencia fue medida la THD. Un fabricante de buenos amplificadores, generalmente ofrece la curva del comportamiento del THD o los siguientes datos:

FIGURA 12.2 La distorsión armónica total aumenta

con la potencia y la frecuencia. A bajas frecuencias y para

el 20% de la potencia nominal se obtienen valores mínimos.



POTENCIA FRECUENCIA THD MÁXIMA 20Hz-20kHz 0,05 % MÁXIMA 40Hz-15kHz 0,03 % MÁXIMA

1kHz

0,01 %

MEDIA

20Hz-20kHz

0,015% MEDIA 1kHz 0,008 %

20dB

1kHz

0,05% 100mW

1kHz

0,05%

Con estos datos se puede saber con cierta certeza la calidad del equipo que se está consultando. En general, para clasificar a los equipos, hoy en día podemos dar los si-guientes datos orientativos: Equipos Buenos THD inferior al 0,1% Equipos Muy Buenos THD inferior al 0,05% Equipos Excelentes THD inferior al 0,01% Estos valores se deben expresar a la potencia nominal (máxima) y a 1kHz. Distorsión por intermodulación Se debe a la alinealidad de los semiconductores y se produce cuando se desean amplificar señales de distinta frecuencia.

Para medir el porcentaje de distorsión por intermodulación se aplican dos señales de frecuencia no múltiplos y se mide en qué porcentaje la señal de baja frecuencia modula a la de alta frecuencia. Este tipo de distorsión aumenta al crecer la potencia del amplificador (figura 12.3). Los fabricantes deben indicar las con-diciones de medida de la distorsión por in-termodulación en sus equipos de calidad.

Por ejemplo, en la figura se ve que el equipo bajo prueba tiene una distorsión por intermodulación cercana al 0,6% para potencia nominal, mientras que al 2% de la potencia nominal, este tipo de distorsión es mínima (0,05%). Una forma bastante común de expresar la distorsión por intermodulación es la siguiente: A potencia nominal, aplicando señales de frecuencias 200Hz y 5kHz con una relación de amplitudes 4:1 y sobre una carga de 8Ω, la distorsión por intermodulación es inferior al 0,5%.

FIGURA 12.3 La distorsión por intermodulación

aumenta con la potencia; por lo tonto debe expresarse a qué

potencia fue medida cuando se especifica la misma.



Cuanto menor sea la distorsión por intermodulación, mejor será el equipo. Valores normales para amplificadores de calidad medidos a potencia nominal, no sobrepasan el 0,1%. Relación señal/ruido Es la relación entre la señal aplicada y los ruidos producidos por el amplificador. Se mide a máxima potencia y con los controles de tono en la posición central. Se expresa en db y se especifica su valor para cada una de las entradas del amplificador. Será mejor aquel amplificador que posea una alta relación señal/ruido (menor será el ruido de fondo). El preamplificador genera más ruido que la etapa de potencia, razón por la cual la relación señal/ruido del amplificador de salida es mayor que la del preamplificador. Algunos ejemplos son los siguientes: Fono Magnético 80dB Preamplificador Fono Cerámico 72dB Grabador 87dB Etapa de Potencia 98dB Potencia de salida Es la potencia que el amplificador entrega a la bocina. Hay varias formas de expresar este dato; veamos algunos casos: a) Potencia continua Se la conoce como potencia eficaz o potencia RMS. Es la potencia que un amplificador puede suministrar continuamente durante un período igual o superior a 10 minutos sobre una impedancia determinada y con una THD inferior al 1%. Debe especificarse el rango de frecuencias para el cual se da este dato. La potencia eficaz (RMS) viene dada por la expresión:



donde: PRMS = Potencia eficaz máxima. VRMS = Tensión eficaz a máxima potencia. VPP = Tensión pico a pico a máxima potencia. ZL = Impedancia de carga (Bocina)

Para una onda sinusoidal su valor es la mitad de la máxima potencia instantánea o potencia de pico. De acuerdo con lo expresado, una forma co-rrecta de indicar el valor de la potencia continua sería: Potencia RMS entre 16Hz y 20kHz, sobre una impedancia de carga de 8 ohm y con una distorsión armónica total del 0,8 % = 50W x 2.

Esto nos indica que en un amplificador estéreo la Potencia RMS vale 50W por canal para toda la gama audible entre 161Hz y 20kHz, con una THD = 0,8% y sobre una carga de 8 ohm. b) Potencia musical Indica la máxima potencia que el equipo puede proporcionar para una THD determinada y durante lapsos pequeños que no permitan que la tensión de alimentación descienda considerablemente. La potencia musical es siempre mayor que el valor RMS y da idea de la facilidad con que el amplificador puede reproducir picos de volumen durante un corto tiempo. La diferencia entre potencia eficaz y musical radica en la estabilidad de la fuente de alimentación. Así, si el equipo no posee fuente estabilizada, la potencia musical podrá ser hasta 'un 70% superior a la potencia RMS. La potencia musical suele denominarse potencia IHF, si es que sigue las normas del Institute of High Fidelity. La potencia IHF por lo general es aproximadamente 1,4 veces superior que la potencia RMS. Cuando la potencia musical no sigue las normas IHF esta relación se altera y se la denomina simplemente "Potencia de pico musical". c) Potencia DIN Sigue las normas del Instituto Alemán de Normativa que establece que la medida se efectúa sobre 4 ohm de carga en ambos canales cuando son

FIGURA 12.4 La potencia RMS es la máxima que

puede suministrar el amplificador en forma continua y es la mitad de la

potencia de pico.



excitados por señales de 1kHz. Se indica también el valor de la THD resultante bajo esas condiciones. Este valor es bastante superior a la potencia RMS. d) Otras potencias Hay otras formas de expresar la potencia de un equipo que no están normalizadas por no ir acompañadas de respuesta en frecuencia, impedancia de carga, etc. No sirven para valorar las características de un equipo ya que no indican datos específicos. Como ejemplo podemos dar: Potencia Punto, Potencia Instantánea, Potencia Máxima de Pico Instantánea, etc. Factor de amortiguamiento Es la relación entre la impedancia de la bocina y la impedancia de salida del amplificador. Cuanto mayor es este cociente, mejor es el amplificador, por lo que conviene que la impedancia de la bocina sea grande, aunque esto hará disminuir la potencia del equipo. Este valor nos da una idea de cómo se amor-tiguan los desplazamientos indeseados de la bocina hasta alcanzar el punto de reposo por algún motivo (al encender el amplificador, por ejemplo). Los equipos de alta fidelidad alcanzan valores superiores a 20. Nivel de entrada Especifica el mínimo nivel de tensión de entrada necesario para excitar ai amplificador a máxima potencia. Con respecto a los transductores de entrada distinguimos tres categorías: a) Entrada de muy bajo nivel (pastillas de bobina móvil). b) Entrada de bajo nivel (pastillas magnéticas - micrófonos dinámicos). c) Entrada de alto nivel (sintonizadores, pastillas cerámicas). Valores típicos especificados por el fabricante son:

Cápsula magnética 2,5 mV Cápsula cerámica 200 mV Sintonizador 150 mV Grabador 170 mV

Por otro lado, el preamplificador debe suministrar el nivel adecuado a la etapa de potencia para que trabaje con máximo rendimiento. Los valores nominales varían entre 1V y 2V.



Impedancia de entrada Cada entrada debe presentar una impedancia acorde con el transductor electroacústico utilizado. Para que exista acoplamiento perfecto entre trans-ductor electroacústico y amplificador los niveles de tensión e impedancia de entrada deben ser tos adecuados. Los fabricantes de amplificadores suelen dar los siguientes datos: Pastilla magnética 47KΩ Pastilla cerámica 250 KΩ Sintonizador 27KΩ Grabador 15 KΩ Si en la entrada cerámica se coloca un transductor que entrega 200mV con una impedancia de 470kΩ, el amplificador no proporcionará máxima potencia porque estará desacoplado. Nivel de saturación de cada entrada Indica el máximo valor a aplicar en cada entrada sin que el amplificador sature. La entrada de fono magnético es la más crítica, por lo tanto, si se desea obtener una buena elevación de la señal a aplicar sin producir distorsiones, el nivel de saturación mínimo exigible para el equipo debe ser por lo menos 50mV (muy superior al valor promedio que puede entregar la pastilla). Nivel de salida Hace referencia al nivel de salida del preamplificador que dependerá del nivel de entrada de la etapa de potencia (generalmente está comprendido entre 1 y 2 volt eficaces). También hace referencia al nivel de salida para grabación. La norma RCA especifica que la salida de grabación debe proveer entre 100 y 200mV con una impedancia comprendida entre 50 y 100KΩ (lo que interesa es la corriente de grabación, la cual debe ser siempre la misma). Margen de control de tono Indica el nivel de realce o atenuación que se consigue accionando estos controles. Es conveniente que el usuario no varíe excesivamente la tonalidad de un pasaje musical para mantener la fidelidad original. En equipos de baja calidad el margen de actuación es superior a los 15dB mientras que en equipos de calidad jamás se llega a los 10dB. No es un dato que define la calidad del equipo.



Actuación de los filtros Se debe conocer cuánto vale la pendiente de actuación y el rango de frecuencias sobre el cual actúa el filtro. La pendiente de actuación viene dada en dB/octava para los tonos altos. El rango de frecuencias puede indicarse mediante la frecuencia de transición y el ancho de banda de actuación del filtro. Norma DIN 45500 Hasta aquí hemos explicado las características sobresalientes de los sistemas amplificadores cuyos datos deben ser suministrados por los fabricantes y que en su mayoría están normalizados. Básicamente hay dos normas que definen la calidad de sistemas de alta fidelidad: la norma americana (NAB) y la norma europea (DIN). Daremos como ejemplo algunas especificaciones de la norma DIN 45500. Se suele designar "Equipo de alta Fidelidad" a todo aquel sistema reproductor de cinta o disco que responde a una cantidad de cualidades mínimas. En Sudamérica, es costumbre utilizar la norma europea DIN 45500 para especificar las características técnicas de estos equipos. En general, en la actualidad, los sistemas de buena calidad han superado ampliamente los valores establecidos en ella pero sirven como puntos de referencia para juzgar la calidad del equipo. Amplificadores • Respuesta en frecuencia: Mínima = 40 a16.000Hz. Se admite una diferencia respecto a 1kHz de ±1,5dB para entradas con respuesta plana y ±2dB para entradas con respuesta ecualizada. • Diferencia entre canales: Máxima 3dB en amplificadores sin control de Balance, Máxima 6dB en amplificadores con control de Balance que permita una modificación de la sensibilidad por cada canal superior a 8dB. Estas características deben cumplirse en el rango de 280 a 6300Hz. • Distorsión armónica: Máxima = 1% • Distorsión por intermodulación: Máxima = 3% para la potencia permanente especificada.



• Separación entre canales: Mínima = 40dB a 1kHz Mínima = 30dB en la banda comprendida entre 250 y 10000Hz. • Relación señal/ruido: En preamplificadores = mínimo 50dB respecto a la tensión nominal de entradas. En Amplificadores de Potencia e Integrados hasta 20W = 50dB respecto a 100mW de salida. En Amplificadores de Potencia e Integrados de más de 20W. Se toma como base 50dB reduciéndose en la medida que aumenta la potencia de salida. • Potencia de salida: Amplificadores Monofónicos = mínimo 10W RMS. Amplificadores Estereofónicos = mínimo 6W RMS por canal con ambos canales excitados. • Factor de amortiguamiento Mínimo = 3 en el rango desde 20Hz a 12500Hz. • Otros datos: Los datos corresponden a las características más importantes que debe reunir un amplificador para que cumpla las normas DIN 45500, pero además, las propiedades que debe especificar el fabricante y que definen la calidad del amplificador son: Entradas de señal: pastilla fonocaptora, magnetófono, radio auxiliar.

• Sensibilidad de cada entrada: en µV. • Impedancia de cada entrada: en ohm. • Atenuación de los controles de tono: en dB. • Atenuación de los filtros de compensación: en dB. • Saudade Bocinas: 1; 2; 3. • Impedancia de salida: 4 u 8 ohm. • Indicadores de nivel de salida: aguja o luminoso. • Sistema de copia para magnetófonos.

La norma DIN 45500 define además, las características que deben reunir:

• Los giradiscos y cápsulas fonocaptoras. • Los magnetófonos. • Las cajas acústicas (bailes). • Los micrófonos.

CAPITULO 13: REPRODUCTORES ACÚSTICOS


Reproductores acústicos Introducción El reproductor acústico en un equipo de audio es la bocina o altavoz, parte de la "pantalla acústica", formada además por el recinto (baile o caja acústica). Antes se le llamaba altoparlante, término que cayó en desuso. El parlante es, entonces, un transductor electroacústico que transforma energía eléctrica en energía acústica. Tiempo atrás, la bocina no debía reunir exigentes requisitos, pero en la medida en que fue avanzando la técnica y se construyeron equipos de audio de buena calidad, se ha exigido un estudio profundo sobre la construcción de los altavoces ya que no serviría de nada tener un equipo estereofónico de alta fidelidad si las señales eléctricas que éste amplifica no pudieran ser transformadas en ondas acústicas en toda la gama del espectro audible (de 20Hz a 20kHz). Constitución de los parlantes En realidad, el proceso de transformación de señal eléctrica en onda acústica se lleva a cabo en dos pasos: primero se hace una transformación de energía eléctrica en mecánica y luego la energía mecánica se transforma en energía sonora. De acuerdo con lo dicho, podemos dividir a las piezas constituyentes del parlante de la siguiente manera: a) Parte Electromagnética. b) Parte Mecánica. c) Parte Acústica. La parte electromagnética la forman un imán y una bobina móvil. La bobina está sumergida dentro del campo magnético del imán de tal manera que, al ser recorrida por corriente, se produce una acción electromagnética y, como consecuencia, dicha bobina se mueve. La parte mecánica está formada por el cono y su sistema de suspensión. El cono es solidario a la bobina y, por lo tanto, acompaña al movimiento de la misma cuando es recorrida por corriente. De esta manera, el cono vibra cuando por la bobina circula una corriente variable. Por último digamos que la parte acústica es la encargada de transmitir al recinto de audición la energía sonora desarrollada por el cono.



Clasificación de las bocinas Se pueden clasificar las bocinas de muchas maneras, atendiendo a los elementos eléctricos que los componen, a los elementos mecánicos, a los elementos acústicos, o por el rango de frecuencia que son capaces de reproducir. Así por ejemplo, podemos dar las siguientes clasificaciones:

Clasificación según

sus elementos eléctricos

Bocinas dinámicas Bocinas electrodinámicas Bocinas electrostáticas Bocinas piezoeléctricas

Clasificación según sus elementos

mecánicos

Bocinas de bobina móvil Bocinas de hierro móvil

Clasificación según

sus elementos acústicos

Bocinas de membrana metálica Bocinas de aire comprimido Bocinas de cono de cartón

Clasificación según el rango de

Frecuencia de trabajo

Bocinas reproductoras de sonidos graves.

Bocinas reproductoras de Frecuencias medias.

Bocinas reproductoras de Frecuencias altas.

Bocinas de rango extendido.

Analicemos los reproductores acústicos según la primera clasificación: Bocinas dinámicas Son las más utilizadas, especialmente en sistemas de alta fidelidad; poseen características muy superiores a las de los demás. Están constituidas por las siguientes partes:

• Imán permanente • Bobina móvil • Cono o diafragma • Suspensión interna del cono (araña) • Suspensión externa del cono • Campana o cuerpo principal • Cables de conexión de la bobina móvil • Bornes de entrada • Tapa de retención de polvo



Imán permanente y yugo El yugo aloja en su interior al imán permanente y generalmente tiene forma de vaso. Se fabrica con un material de alta permeabilidad con el fin de evitar pérdidas del campo magnético proporcionado por el imán permanente. El material con que se construye el yugo debe ser tal que permita su fácil proceso de fabricación. El imán permanente es el sistema de excitación de la bocina y va alojado en el interior del yugo con un sistema de soporte

mecánico que lo mantiene inmóvil.

Consiste en un imán cilíndrico de alta inducción. En la actualidad estos imanes se fabrican con óxidos ferromagnéticos (en general ferroxdure) que le dan características de inducción magnética muy superiores a la de los clásicos imanes de Alnico, con un peso bastante inferior (figura 13.2).

Bobina móvil La bobina móvil se devana sobre un tubo cilíndrico que debe ser capaz de soportar los esfuerzos que se originan durante el bobinado, así como también los provocados por la suspensión interna (araña) durante el movimiento vibratorio de la bobina. Su espesor debe ser reducido para que el entrehierro del imán sea lo más chico posible. Generalmente se construye de papel

o aluminio y se recubre con barniz para resistir las condiciones atmosféricas (humedad) (figura 13.3).

El devanado debe realizarse con exactitud pues de él depende la calidad de la bocina. El diámetro del alambre depende de la potencia que debe manejar el conjunto y los hilos deben estar bien aislados para evitar cortocircuitos entre espiras, Para que el lector tenga en cuenta la importancia en la construcción de la bobina, basta mencionar que al circular corriente por la bobina, por efecto Joule, se puede alcanzar en ella temperaturas superiores a los 150ºC.

La bobina se construye con 2, 3 ó 4 capas de espiras enrolladas sobre el soporte de papel o aluminio. Si la potencia que debe manejar la bocina aumenta, esta construcción resulta deficiente ya que con el aumento de temperatura la bobina se dilata y el soporte, por ser de distinto material, no se

FIGURA 13.1 Corte esquemático de un parlante

Electrodinámico donde se detallan las distintas partes que lo componen.

FIGURA 13.2 Disposición del imán permanente

alojado en el yugo del parlante.

FIGURA 13.3 La bobino móvil se devana sobre un

soparte de papel o aluminio barnizado para soportar las condiciones atmosféricas.



dilata en igual proporción; esto hace que la bobina se separe del soporte provocando la destrucción de la bocina. Para evitar este problema, algunos fabricantes arrollan la bobina en los dos lados del soporte del aluminio, con lo cual la bobina obliga al soporte a dilatarse en la misma proporción que ella. Esta disposición, permite además una mejor disipación de calor al exterior (figura 13.4).

La bobina se adhiere a su soporte por medio de un cemento especial preparado para resistir las vibraciones a que será sometido (generalmente, tipo Duco) (figura 13.5).

Cono o diafragma

Están fabricados con un material rígido y a la vez liviano (generalmente fibroso). Deben ofrecer muy poca inercia para que no influya en la respuesta

transitoria de la bocina. Pueden ser de pulpa de papel o moldeados en plástico (poseen mayor rigidez y resisten a los embates de la humedad). Para aumentar la rigidez sin incrementar la masa se pueden construir de fibras de carbón. El diseño de un cono es muy complicado. Un buen cono no debe emitir sonido cuando se lo golpea con la punta de los dedos. La forma del cono depende de la frecuencia que ha de reproducir, de las características de directividad y de la potencia de la bocina.

Suspensión interna del cono o araña

La misión de la araña es la de centrar el cono con el interior del entrehierro con el objeto de que no se produzcan rozamientos de la bobina móvil con el

núcleo y el yugo. Además impide el paso de partículas de la parte posterior del cono a la zona de la bobina móvil. Hay varios modelos de arañas. Por ejemplo, las arañas de suspensión externa y perfil plano se colocan en la parte exterior del cono y su suspensión se realiza por puntos (figura 13.6). Una araña que provee una suspensión continua es la araña externa de perfil ondulado. Es de mejor calidad y se la utiliza en parlantes de

rango extendido (figura 13.7).

Existen también arañas de suspensión interna (se colocan en el interior del cono) pero poseen muy poca flexibilidad por lo cual no se utilizan en bocinas reproductoras de graves.

FIGURA 13.4 La bobina móvil de uno bocina

dinámico se monta sobre un soporto. En los bocinas pequeñas se arrolla

de un solo iodo del soporte (a). En las de mayor potencia y mejor

calidad lo bobina se enrolla en ambos lodos del soporte.

FIGURA 13.5 Corte en sección del conjunto

YUGO - IMÁN - BOBINA MÓVIL.

FIGURA 13.6 Cuando la suspensión interna

se coloca en el exterior del cono y es plano, su suspensión se

realiza por puntos.



Suspensión externa del cono Se coloca con el fin de que el diafragma o cono tenga máxima flexibilidad en el sentido axial. No todas las bocinas la poseen; favorece la reproducción de los tonos de baja frecuencia. Campana o cuerpo principal

Se construye con una chapa con aberturas a la cual se le practican nervaduras de refuerzo a los fines de aumentar la rigidez mecánica. Es el soporte de todas las piezas constituyentes de la bocina y posee orificios para poder ajustado en la caja acústica mediante tornillos adecuados.

Se le da un tratamiento químico para evitar la oxidación (figura 13.8). Las únicas medidas críticas de la campana son en dirección axial: la distancia entre el apoyo del borde del cono y la suspensión o araña y el yugo, ya que el cono no debe ejercer ningún esfuerzo sobre la araña de suspensión durante el armado mientras se endurece el adhesivo. Cables de conexión de la bobina móvil –polarización El sistema de conexión desde la bobina se efectúa por

medio de dos hilos que se adhieren a la parte posterior del cono y se unen a las terminales de conexión alojadas sobre la campana por medio de un par de cables muy flexibles. Las terminales se sitúan .sobre una regleta aislante que generalmente se coloca sobre la corona de la campana. En otros modelos de parlantes se proveen bornes aislados de la campana y se colocan en dos

brazos Es importante la polarización de las terminales. La conexión de la bobina móvil debe ser tal que, al aplicar una potencia a las terminales, el cono se mueve hacia adelante. La terminal al que se le aplica un potencial positivo, cuando se marca, se hace con un punto de pintura roja o un borne rojo (figura 13.9). Tapa de retención del polvo Se coloca en el interior del cono, tapando el orificio del

soporte de la bobina móvil. Cumple la función de impedir la acumulación de polvo en el entrehierro (se acumularían partículas ferromagnéticas) que provocarían la inutilización de la bobina móvil. A veces se le da forma de domo semiesférico ya que es importante su función en el extremo alto de las frecuencias audibles, especialmente en los tweeter (figura 13.10).

FIGURA 13.7 La araña externa d» perfil ondulado

suele utilizarse en bocinas de rango extendido.

FIGURA 13.8 La campana es el soporto mecánico

de las piezas de la bocina; posee orificios que permiten ajustarlo por

medio de tornillos a la caja acústica.

FIGURA 13.9 Identificación de las terminales de

conexión de la bocina visto desde la campana.



Principio de funcionamiento de una bocina dinámica

Se ha estudiado que la parte encargada de transformar energía eléctrica en mecánica es el conjunto "imán permanente-bobina móvil", La bobina móvil se conecta a la salida del amplificador a través de las terminales, de tal manera que por ella circulará una corriente cuya forma, frecuencia y amplitud depende de la señal grabada en disco o cinta, según de dónde provenga la señal que toma el amplificador. Alrededor de los alambres de la bobina se produce un campo magnético proporcional a la corriente que lo atraviesa y, como la bobina se encuentra dentro del campo magnético creado por el imán permanente, se origina una fuerza F que tiende a hacer que la bobina se aleje de dicho campo magnético permanente. La magnitud de esta fuerza depende

del flujo magnético de la longitud de la bobina y de la magnitud de la corriente que la atraviesa. El sentido de la fuerza depende del sentido de circulación de la corriente eléctrica a través de la bobina. Si la corriente circula en un sentido la bobina se introducirá arrastrando al cono y, si circula en sentido contrario, la bobina empujará al cono

o diafragma hacia afuera. Cuanto mayor sea el número de espiras de la bobina que cortan líneas de flujo magnético mayor será el desplazamiento de ésta. El sentido de la corriente determina el sentido del movimiento del cono.

Como queda ex-plícito en el párrafo anterior, la bobina arrastra en su movi-miento al cono. Este producirá compresio-nes y depresiones del aire en una y otra cara de él, lo que generará ondas acústicas capa-ces de excitar a nuestros oídos.

El producto B x L x I (inducción en el entrehierro, por longitud de la bobina, por corriente) debe permanecer constante para que el funcionamiento sea correcto y no produzca distorsión. Esto quiere decir que en el entrehierro siempre tiene que haber la misma cantidad de espiras (por más que la bobina se desplace) para que no existan distorsiones.

La bobina jamás debe salir totalmente del entrehierro.

FIGURA 13.10 La principal función del Sombrerete,

Capuchón o Topa es proteger de contaminación al entrehierro.

FIGURA 13.11 Mientras quede siempre la misma

cantidad de espiras en el entrehierro no habrá distorsiones.

FIGURA 13.12 Si lo señal aplicada la bocina tiene una

amplitud que hace que en el entrehierro no queden espiras de la bobina, se producirá un recorte de

todas las señales de amplitud superior.



Demos un ejemplo. Supongamos una señal de baja frecuencia aplicada a una bocina, que es la señal que provoca mayor desplazamiento de la bobina. En ausencia de señal la bobina queda centrada en el entrehierro.

Cuando se aplica una señal senoidal de baja frecuencia y amplitud limitada, durante un semiciclo la bobina se mueve hacia afuera pero en ningún momento el entrehierro queda sin espiras de la bobina y, por lo tanto, no hay distorsiones (figura 13.11). Si la amplitud de la señal proporcionada por el amplificador es grande, la bobina saldrá casi totalmente del entrehierro del imán permanente, con lo cual el número de espiras dentro del campo magnético en el entrehierro será nulo o se reducirá, produciéndose un recorte del semiperíodo, ya que una vez que la bobina está fuera, ésta suspende su movimiento por no existir campo magnético que la influya por más que aumente la amplitud de la señal aplicada al parlante (figura 13.12).

Para evitar esta distorsión se puede colocar una bobina móvil lo suficientemente larga para evitar que salga totalmente del entrehierro y de esta forma habrá un número de espiras constantes dentro del campo magnético. Esta solución disminuye el rendimiento de la bocina ya que las espiras que quedan fuera del entrehierro actúan como una resistencia pura que se encuentran en serie con las que sí lo están (figura 13.13).

Otra solución consiste en aumentar el conjunto magnético para hacer el

entrehierro más ancho y así incrementar el rango dinámico de la bobina. Veamos un ejemplo de una bocina que usa un imán de cerámica magnética (figura 13.14). Bocinas electrodinámicas Básicamente es igual que una bocina dinámica, e incluso posee el mismo principio de funcionamiento. La única diferencia radica en que el campo magnético que interacciona con la bobina móvil está creado por un imán permanente en el dinámico y por un electroimán en el electrodinámico (figura 13.15). La bobina móvil del electroimán se debe alimentar con una

corriente continua constante para crear un ampo magnético invariable. Hace años que se dejó de usar este tipo de bocinas; se usaban en los primeros radios de bulbos y el bobinado de campo cumplía al mismo tiempo la función de inductor de filtro en la fuente de alimentación. Dejaron de fabricarse cuando se inventó el imán permanente de ALNICO (aleación de hierro con aluminio, níquel y cobalto), reemplazado a su vez por las cerámicas magnéticas.

FIGURA 13.13 Haciendo más ancho el entrehierro,

se evita que la bobina salga de él, con el objeto de eliminar la distorsión

que producirla la falta del producto B·l·1.

FIGURA 13.14 Vista en corte de una bocina con

imán cerámico.

FIGURA 13.15 En uno bocina electrodinámica, el

campo magnético que hará mover a la bobina es recorrido por corriente, es

creado por un el electroimán.



Bocinas electrostáticas Las bocinas electrostáticas poseen un diafragma delgado y de muy bajo peso, generalmente de poliéster, que se coloca entre dos electrodos que no producen ningún tipo de señal acústica (se dice que son acústicamente transparentes) y permiten el paso de ellas.

El principio de funcionamiento se basa en la atracción y repulsión de las placas cuando están cargadas. Una placa es fija y la otra (el diafragma) vibrará el ritmo de la tensión que exista entre bornes de ambas placas. Es decir, su funcionamiento está basado en la variación de la "capacidad" de las placas de un condensador cuando se le aplica una tensión de frecuencia variable (figura 13.16). En la figura se observa que el conjunto de placas necesita una tensión de polarización. El capacitor C bloquea la corriente de polarización para la entrada de señal y permite el paso de las señales variables que excitan la bocina. El diafragma es accionado igualmente en todos los puntos de su superficie, reduciéndose así la distorsión y las diferencias de fase. Su respuesta en fre-

cuencia abarca toda la gama del espectro audible. En otro tipo de construcción, el diafragma, que como hemos dicho consiste en una lámina delgada de poliéster, se recubre de una capa metálica de pequeño espesor y se suspende entre dos piezas de tela metálica. Generalmente se aplica a estas piezas metálicas una gran diferencia de potencial (5kV), manteniéndose el diafragma a un potencial intermedio. Si varía la tensión en el diafragma, éste se moverá en un sentido u otro. Por ejemplo, si en un instante su tensión se hace más positiva, se desplazará hacia la placa negativa y viceversa (figura 13.17).

Según lo explicado, se deduce que se puede usar un diafragma de área grande sin que éste produzca distorsiones, ya que la fuerza de atracción y/o repulsión actuará igualmente sobre todos los puntos de su superficie. Así se obtiene un dispositivo de gran linealidad. El principal problema es que la diferencia de potencial entre placas es tan grande que se podría producir una chispa que puede perforar el diafragma. Además, la excitación debe ser por tensión, a diferencia de la excitación por corriente y baja impedancia que requieren las bocinas de bobina móvil.

Otro problema es que el amplificador debe ser muy estable para todas las frecuencias ya que de lo contrario puede oscilar al conectarse la gran

FIGURA 13.16 Poro la construcción de una bocina

electrostática m utiliza el principio de atracción y repulsión de cargas

(capacitor). Necesita una tensión de polarización para

mejorar su rendimiento.

FIGURA 13.17 En otro tipo de bocina electrostático el diafragma se sitúa en el medio de dos

placas de tela metálica sometidas o una gran diferencia de potencial.



capacidad de la bocina electrostática (esta bocina posee elevada impedancia). Por todo lo dicho, la mayoría de los amplificadores no pueden trabajar con bocinas electrostáticas, a menos que éstas estén específicamente diseñadas para trabajar con este tipo de cargas. Bocinas piezoeléctricas Su funcionamiento se basa en las deformaciones que se producen en un cristal piezoeléctrico cuando se aplica una diferencia de potencial entre sus caras.

La señal de audio a la salida del amplificador (en tensión) se aplica en las caras laterales de una lámina de cristal piezoeléctrico, utilizando para ello electrodos metálicos de contacto. Esta lámina va unida mecánicamente a un diafragma que vibra al ritmo de las deformaciones sufridas por el cristal (figura 13.18). Resulta un dispositivo ideal en amplificadores para sordos ya que posee muy alta impedancia. Se usa también en receptores de radio portátiles y en auriculares donde no es posible colocar bocinas de mayor volumen. Posee mala respuesta en baja frecuencia y es frágil si se le aplican potencias elevadas. Su rendimiento es bajo y se utilizan en serie con un capacitor que aisla cualquier fuga de corriente continua del circuito de salida. Lo ideal sería acoplar esta bocina a través de un transformador de elevada impedancia de salida. Recientemente, la firma japonesa PIONEER diseñó una bocina para reproducción de altas frecuencias con material piezoeléctrico, el cual utiliza un conjunto de láminas piezoeléctricas de configuración cilindrica que posee una lente acústica que permite controlar la distorsión. Se lo conoce como "Tweeter H.P.M." y posee una excelente respuesta en altas frecuencias, ya que la masa del diafragma es despreciable. Otros tipos de bocinas Existe innumerable cantidad de bocinas cuyos principios de funcionamiento se basan en los ya descriptos y que no repetiremos debido a su gran similitud. Entre ellos podemos mencionar a los siguientes:

Bocina magnética plana: Se puede considerar como una variante de la bocina electrostática pero cuyo principio de funcionamiento es el mismo que el de la bocina dinámica:

FIGURA 13.18 Un diafragma unido mecánicamente a

una lámina de cristal piezoeléctrico vibra al ritmo de la lámina

cuando ésta es sometida a tensiones variables.



Mejora su respuesta en frecuencia. • Bocina "Air Motion Transformer" -AMT- Es una variante dé la bocina magnética plana y posee una excelente reproducción transitoria, desde la gama de medias frecuencias hasta frecuencias muy elevadas. • Bocina ATD Se trata de una bocina que posee varios diafragmas de muy baja masa separados por unidades estacionarias. Posee excelente respuesta en baja frecuencia. Bocina Walsh En esta bocina el diafragma está construido de distintos materiales a los fines de reproducir toda la gama de las frecuencias de audio. Su funcionamiento es idéntico a la bocina dinámica. Audífonos Los audífonos llevan el sonido por separado a cada oído sin producir interacción con la habitación en que se utilizan. Por esta razón no se aprecia el sonido según la intención con que fue grabado pero muchas veces resulta una experiencia interesante.

La potencia de excitación requerida es pequeña, razón por la cual se puede usar en equipos de buen diseño con respuesta y linealidad constantes. Llevan controles de volumen separados y algunos son provistos de un control de mezcla entre canales para que el sonido parezca más natural (figura 13.19). Este control se puede añadir como una unidad separada para mejorar el efecto del realismo.

Se fabrican modelos con transductores de bobina móvil y electrostáticos. Los electrostáticos son caros y no representan un aumento considerable en la calidad final del sonido producido. El modelo isodinámico Wharfedale utiliza un gran diafragma en el cual se bobinan los arrollamientos que constituyen el conjunto móvil (bobina móvil). Esto se hace con el mismo método que se construyen circuitos impresos. A dichos arrollamientos se les aplica un campo magnético variable que hace vibrar el diafragma. Al aplicar este principio a los audífonos se han conseguido unidades de excelente calidad con muy poca coloración ("resonancia" que se presenta en alguna etapa del proceso de onda acústica). Su costo no es elevado.

FIGURA 13.19 Para que el sonido producido por los

auriculares sea más realista se coloca un control que mezclo en parte las señales de ambos canales.



Hay muchas formas de clasificar a los audífonos; así por ejemplo, teniendo en cuenta su acoplamiento con el pabellón auditivo a tos audífonos se los puede clasificar en: • Audífonos Abiertos • Audífonos Cerrados • Audífonos Semiabiertos En los audífonos abiertos, la almohadilla es acústicamente transparente de modo que el oyente no está aislado del ruido ambiente.

En los audífonos cerrados el oyente queda aislado del ruido ambiente; generalmente realzan los tonos bajos y proporcionan una agradable sensación sonora. Un auricular semiabierto posee una almohadilla impermeable a las ondas acústicas generadas pero en el lado del transductor el auricular está abierto; por lo tanto, las características sonoras son las de un auricular abierto con menos interacción con el ruido ambiente.

FIGURA 13.20 a) En los auriculares abiertos la

almohadilla es acústicamente transparente, no aislado al oyente del

ruido ambiente. b) En los auriculares cerrados el

oyente queda acústicamente aislado del ruido ambiente.

c] Auricular semiabierto.

CAPITULO 14: CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS PARLANTES


Características técnicas de las bocinas

Introducción Se ha visto anteriormente el principio de funcionamiento de las distintas bocinas, prestando especial atención a los altavoces dinámicos por ser los más utilizados. Esto nos ha permitido comprender que la calidad de cada elemento que lo compone determina las características del mismo. Para elegir la bocina adecuada debemos estudiar las características que brinda el fabricante y actuar en consecuencia, según nuestra necesidad. Podemos resumir las características técnicas de una bocina en las siguientes:

• Respuesta en frecuencia • Frecuencia de resonancia • Directividad • Potencia máxima y mínima • Rendimiento

Impedancia La impedancia de la bocina (también llamado "altavoz") no sólo depende de su principio de funcionamiento, sino también de su forma constructiva y los materiales empleados. Podemos considerar tres factores que determinan la impedancia de la bocina que son: a) La resistencia eléctrica de la bobina. b) La reactancia inductiva del arrollamiento (bobina móvil). c) La resistencia debida a las corrientes inductivas en la bobina a causa del campo magnético en el cual se encuentra sumergida cuando se desplaza. La resistencia eléctrica se calcula como:



donde: R = resistencia eléctrica de la bobina. ρ = resistividad del alambre empleado. L = longitud total del alambre. S = sección del alambre. La reactancia inductiva dependerá de la frecuencia y se calcula de la siguiente manera:

donde: XL = reactancia inductiva de la bobina móvil. f = frecuencia de la señal que excita al parlante. L = inductancia de la bobina móvil.

Se trata de que la reactancia inductiva sea la menor posible y para ello la bobina debe tener pocas vueltas. La tercer componente de la impedancia de la bocina se debe a que en la bobina se producen dos efectos: una acción electromagnética que hace que se mueva cuando es recorrida por corriente; este movimiento provocará un. efecto secundario

ya que al moverse dentro de un campo magnético se inducirá-en ella una tensión y circulará una corriente entendiéndose que éste es un efecto resistivo. Esta tercer componente es la más difícil de mantener constante ya que, en su movimiento, la bobina móvil arrastra al cono, razón por la cual el movimiento dependerá de la forma constructiva de la bocina. Si bien es conveniente que la bocina tenga impedancia constante en toda la gama de audio para no modificar la recta de carga del transistor de salida del amplificador, esto es imposible. La impedancia de la bocina se mide a una frecuencia de 1kHz. En el caso de bocinas para bajas frecuencias, la impedancia se mide a 400Hz y en bocinas de alta frecuencia es usual medirlas a 4kHz (figura 14.1). Valores comunes de impedancia son: 3, 2; 4; 8 y 25 ohm. Todos estos valores se especifican para una frecuencia elegida internacionalmente en 1kHz.

FIGURA 14.1 La impedancia de un parlante varía con la frecuencia. Por debajo de la

frecuencia de resonancia la respuesta del altavoz cae rápidamente y no reproduce las señales de audio.



Resistencia de la bobina móvil Es la resistencia de la bobina móvil medida en corriente continua y corresponde a la resistencia eléctrica de su devanado, Su dato es importante porque determinará la potencia disipada en calor por efecto Joule al paso de la corriente. Su valor es bajo, oscilando entre 2 y 16 ohm, aunque hay bocinas que poseen resistencias mucho mayores. Como se ha especificado en el punto anterior, su valor puede determinarse por la relación:

Respuesta en frecuencia

Proporciona el dato de la presión sonora generada por la bocina en función de la frecuencia. Para levantar la curva de respuesta en frecuencia se suministra la bocina una señal de igual potencia y frecuencia variable; luego se mide la potencia sonora generada por dicho altavoz llevando los valores obtenidos a un cuadro. Con estos datos se construye la curva de presión

sonora en función de la frecuencia (figura 14.2). Otros métodos más modernos utilizan un graficador para obtener la curva de respuesta en frecuencia del transductor electroacústico. En la curva de la figura se observan las variaciones de la presión sonora proporcionada por la bocina para una misma potencia de entrada y a distintas frecuencias. Nótese la variación en la respuesta en frecuencia; así por ejemplo, mientras que para 100Hz la presión sonora es de 17dB, para 1000Hz vale 28dB. El máximo, que se encuentra en la zona de bajas frecuencias, corresponde a la "frecuencia de resonancia" de la bocina. En el extremo superior se encuentra la frecuencia de corte, correspondiente a la máxima frecuencia que es capaz de reproducir esta unidad (fe). Nótese que a lo largo de la gráfica hay varias oscilaciones, pero éstas no son importantes mientras la diferencia en la presión sonora no supere los 12dB, aproximadamente, y no existan diferencias considerables entre picos y valles cercanos (el crecimiento o descrecimiento debe ser gradual). A la zona comprendida por las señales que no provocan una variación en la presión

FIGURA 14.2 Curva característica que representa

lo respuesta en frecuencia de una bocino.



sonora superior a los 12dB se la llama 'Centro del Rango". La frecuencia de corte será aquella para la cual la intensidad sonora cae aproximadamente 3dB del centro de la banda. Si en el centro del rango hay algún pico de más de 5dB, provocará un sonido chillón; si hay varios picos de este valor, el sonido será hueco, mientras que si hay un valle pronunciado, el sonido emitido será "vacío" o sin vida. Como es imposible conseguir una bocina que posea respuesta plana

en toda la banda de audio, se recurre a la utilización conjunta de 2, 3 o más bocinas que trabajen en distintos centros de rango para cubrir todo el espectro. Frecuencia de resonancia Es la frecuencia "mecánica" de resonancia (frecuencia de vibración del material) de la bobina móvil y el cono o diafragma. Para conocerlo se aplica un impulso de tensión a la bobina móvil; al quitarlo, el cono vibrará a su frecuencia de resonancia.

La importancia de este dato radica en que marca el límite inferior de la curva de respuesta en frecuencia del parlante. La frecuencia de resonancia se determina fácilmente a partir de la curva de variación de la impedancia del altavoz con la frecuencia, ya que produce un máximo de impedancia (figura 14.3). La frecuencia de resonancia depende del sistema mecánico de montaje, del material de construcción del cono, del sistema de suspensión utilizado, del diámetro del diafragma, etc.

La frecuencia de resonancia varía en relación inversa al diámetro del cono. Por ejemplo, un parlante de 5" de diámetro (12,5 cm) tendrá una frecuencia de resonancia mayor que uno de 12" (30,5 cm) de iguales características (figura 14.4). Asimismo, una bocina con cono construido con material rígido tendrá una frecuencia de resonancia superior que otro cuyo diafragma es ligero. Por último, digamos que una suspensión fuerte aumentará la frecuencia de resonancia de la bocina, Directividad La directividad de una bocina se suministra a partir de sus diagramas polares. Su respuesta no es omnidireccional y posee características bien definidas. Generalmente se suministran varias curvas para distintas frecuencias, pues a medida que aumenta la frecuencia la bocina se hace más directiva. Si

FIGURA 14.3 En la frecuencia de resonancia hay un

máximo en la impedancia del altavoz (zona de baja frecuencia).

.

FIGURA 14.4 Una bocina de mayor diámetro

responderá o frecuencias más bajas que otro diámetro menor, ya que disminuye

su frecuencia de resonancia.



no especifica lo contrario, se supone que la cara de la bocina apunta a la posición 0° (figura 14.5). Potencia máxima y mínima de la bocina La potencia máxima o potencia admisible es el valor máximo de potencia que se le puede aplicar a la bocina (durante un corto tiempo) sin que se destruya. Se llama potencia de régimen al máximo valor de potencia que puede soportar la bocina en un régimen continuo. Es menor que la potencia máxima admisible.

La potencia de una bocina depende de sus dimensiones y forma constructiva (forma del cono, dimensiones de la bobina, sección del alambre de la bobina, etc.). En general, hay tres formas en que se construyen los conos de una bocina:

a) Conos de paredes rectas b) Conos de paredes elípticas c) Conos de sección plana Los primeros soportan mayor potencia que los de sección elíptica y a su vez, éstos soportan mayor potencia que los de diafragma de sección plana (siempre hablando para un

mismo diámetro del parlante) (figura 14.6). Digamos entonces que, para que la bocina de graves o también de rango extendido soporte una potencia elevada, la bobina móvil deberá ser larga para poder aumentar el recorrido del diafragma, pero esto disminuye el rendimiento del parlante. Para reproductores de tonos medios o altos esto no es necesario ya que para la misma potencia el recorrido del diafragma es bastante inferior. La potencia mínima depende de la bocina y de su recinto acústico; es la potencia mínima que se le debe suministrar a la pantalla acústica para obtener un nivel confortable de audición. Bocinas para tonos graves Son bocinas cuya frecuencia de resonancia es muy baja, con el objeto de que puedan reproducir tonos muy bajos. De esta manera, debe ser una unidad de grandes dimensiones, ya que la frecuencia de resonancia guarda relación inversa con el diámetro del diafragma. Cuando se le aplica una señal de baja frecuencia, el rendimiento de la bocina es bueno, ya que se mueve todo el diafragma en conjunto. En la medida que aumenta la frecuencia, el desempeño del cono no es tan bueno y sólo irradia energía la porción que se encuentra en el centro, cerca de la bobina, permaneciendo inmóvil el resto del cono. De esta manera, el

FIGURA 14.5 Las características de directividad

de un parlante se don a través de sus diagramas polares

para varías frecuencias. A medida que aumento la frecuencia

el parlante se hace más directivo.

FIGURA 14.6 Una bocina con diafragma de sección

recta (a) soporta mayor potencia que otro de sección elíptica (b)

.y éste a su vez soporta más que uno de sección plana.



rendimiento de una unidad de bajos o WOOFER (pronunciase "uofer"), disminuye a medida que aumenta la frecuencia. La frecuencia de resonancia de una unidad reproductora de baja frecuencia debe ubicarse en torno de tos 20Hz. Debe poseer una respuesta casi plana (en la curva idealizada del altavoz) hasta el límite inferior de las frecuencias vocales, y la frecuencia de corte se debe ubicar alrededor de los 4000Hz.

Sin embargo, cuando se conectan varios parlantes que abarcan toda la banda de audio, la frecuencia de corte puede ubicarse alrededor de 1kHz. El diámetro de la bocina debe ser superior a las 10" y su cono será rígido pero con una suspensión suave. Generalmente el cono no es muy ligero; la suspensión posee corrugaciones flexibles en el borde externo de dicho diafragma. En general, hay dos formas de construir bocinas de baja frecuencia:

a) Un sistema consiste en colocar un anillo moldeado que desacopla la parte del diafragma que se encuentra alrededor de la bobina móvil con el objeto de eliminar la reproducción de tonos altos (figura 14.7). No es una bocina muy común y su frecuencia de corte generalmente no alcanza los 3kHz.

b) El sistema más utilizado consiste en el uso de una bobina móvil de diámetro grande y larga. El diafragma es generalmente pesado pero construido con material blando. Se construye así pues la bobina debe efectuar un recorrido que a veces alcanza o sobrepasa los 20 mm (figura 14.8). La bobina móvil se construye así pues debe efectuar un largo recorrido por el entrehierro magnético durante la reproducción de señales de bajas frecuencias. El entrehierro, a su vez, debe poseer un campo magnético de densidad uniforme para todo el recorrido de la bobina móvil. En muchas ocasiones, cuando se requiere una bocina de mucha calidad, se fabrica el entrehierro de modo que sea mucho más largo que la bobina para que esta última pueda desplazarse a lo largo del mismo sin que ninguna espira salga de la zona donde el campo magnético es uniforme. Este resulta un diseño caro, pero es imprescindible cuando el diámetro de la bobina debe ser grande (figura 14.9).

FIGURA 14.7 Un anillo en la parta inferior del cono

permite eliminar la reproducción de señales de alta frecuencia.

FIGURA 14.8 En los reproductores de baja

frecuencia el diámetro de la bobina móvil es grande y dicha bobina es

larga pues debe moverse unos 20 mm a lo largo del entrecierro.



En este aso no se aprovecha la totalidad del campo magnético y por lo tanto disminuye el rendimiento del parlante (figura 14.10). Bocinas para tonos medios Deben ser bocinas de mínima distorsión pues su desempeño se advierte muy fácilmente, ya que deben reproducir la mayor parte de los sonidos. Debe poseer una frecuencia de resonancia no superior a los 200Hz y una frecuencia de corte del orden de los 7 u 8kHz. El sonido comprendido entre estas frecuencias define "el carácter" de la grabación ya que la parte media del espectro es la región en la cual el oído humano es más sensible. El "SQUAWKER" (pronúnciese "scuíquer"), reproductor de medios, es la bocina que más introduce el efecto de coloración, razón por la cual su diseño es delicado. Para evitar intermodulación con los sonidos de baja frecuencia emitidos por el woofer, se suele aislar al squawker mediante una cubierta rígida.

Por ejemplo, un reproductor de medios común puede poseer las siguientes características: Diámetro del cono..................................................6" (15 cm) Respuesta en frecuencia.................................200 a 8000Hz Diámetro de la bobina móvil..................................1" (25 mm) Impedancia a 1kHz.......................................................8 ohm Peso...................................................................1500 gramos Profundidad..................................................................80 mm Potencia admisible.........................70 watt (a 1KHz continuo) El diafragma debe ser liviano y no necesariamente grande pues no reproducirá tonos bajos.

Bocinas para tonos agudos Se trata en este caso de parlantes con el diafragma de pequeñas dimensiones ya que también lo serán las longitudes de onda de las señales que deben reproducir. La frecuencia de resonancia de estos parlantes se sitúa por encima de los 2000Hz mientras que la frecuencia de corte es superior a los 20kHz (figura 14.11). En la actualidad se diseñan bocinas del tipo trompeta específicamente para reproducir señales de alta frecuencia. Este tipo de altavoces consiste en agregar una trompeta de material rígido a la unidad de

excitación, del tipo dinámica (figura 14.12).

FIGURA 14.9 En un Woofer lo bobina puede ser

corta con respecto o lo longitud del entrehierro para que puedo moverse

sin que ninguna espira salgo de la zona donde el campo

magnético es uniforme.

FIGURA 14.10 Aspecto exterior de un Woofer típico.

FIGURA 14.11 Dimensiones de un altavoz reproductor de tonos altos.



La unidad de excitación está constituida por el circuito magnético que provee el imán per-manente, la bobina móvil que es de grandes dimensiones y el diafragma que es rígido y de dimensiones reducidas. La trompeta posee una cámara sonora y la boca. Dicha trompeta funciona como un adaptador acústico bajo el mismo principio de funcio-namiento que un transformador. En la garganta de la trompeta (cámara sonora) la presión del aire es grande mientras que la masa de aire

alojado es pequeña. En la boca de la bocina la masa de aire es grande en comparación con la existente en la cámara mientras que la presión es reducida. Las bocinas se utilizan para aumentar o reforzar sonidos, tal es el caso

cuando uno se lleva las manos a la boca, ahuecándolas en torno de los labios, para hacerse oír a distancia. Retornando a los reproductores de tonos altos convencionales, digamos que existe el modelo "DOMO RADIANTE" que incluye su propia caja acústica en forma de bocina con el fin de ensan-char el haz en que se concentran los sonidos agu-dos para lograr su mejor difusión. Además, estos "tweeters" (pron. "twiters"), reproductores de agu-dos, son blindados en su parte trasera con una carcaza metálica, con el fin de evitar la interacción con otras bocinas.

Son bocinas caras y se destruyen de inmediato si se les aplica alguna señal de baja frecuencia. Filtros divisores de frecuencia Se denominan filtros divisores de frecuencia a las unidades diseñadas para separar las señales de audio con el objeto de que puedan aplicarse a la bocina adecuada. Los filtros son generalmente circuitos pasivos compuestos por inductores y capacitores que se basan en el principio por el cual un capacitor deja pasar con mayor facilidad las señales de alta frecuencia ofreciendo una reactancia considerable al paso de los tonos bajos mientras que un inductor (bobina) permite el paso de las señales de baja frecuencia, bloqueando los tonos altos. El filtro más sencillo consistirá en colocar un capacitor en serie con el tweeter y un inductor en serie con el woofer; luego ambos conjuntos se conectan en paralelo (figura 14.14).

FIGURA 14.12 Para reproducir señales de alta

frecuencia se utilizan bocinas diseñadas para tal fin (trómpela).

FIGURA 14.13 El tweeter "domo radiante" es un

parlante con caja acústica tipo bocina para difundir mejor los sonidos de

tono alto. Aspecto físico de un tweeter "domo radiante".



Las fórmulas de cálculo de este filtro son:

donde: C = capacitor a colocar en serie con el tweeter. L = inductor a colocar en serie con el woofer. Z = impedancia del altavoz. f = frecuencia de cruce del divisor.

La frecuencia de cruce es la frecuencia para la cual se cortan las curvas de respuesta del inductor y capacitor (figura 14.5). Ejemplo 1 Calcular el capacitor y el inductor para construir un divisor de frecuencias sencillo. La frecuencia de cruce debe ser de 2500Hz y la impedancia de ambos parlantes de 8Ω. Según lo visto:

Otra forma de conseguir una derivación de las señales de distintas frecuencias consiste en colocar un inductor en paralelo con el tweeter y un capacitor en paralelo con el woofer; luego el conjunto se conecta en serie (figura 14.16). Las fórmulas de cálculo son las mismas que en el ejemplo anterior. Con esta configuración aumenta la impedancia de la carga.

FIGURA 14.14 El capacitor en serie con el TWEETER

bloquea el pojo de los tonos bajos mientras que el inductor no deja

pasar los tonos altos hacia el WOOFER.

FIGURA 14.15 Al valor de frecuencia en el cual se cortan las curvas de respuesta de los filtros se lo

denomina frecuencia de cruce.

FIGURA 14.16 Divisor de frecuencia que permite

conectar o los bocinas en serie con el objeto de aumentar la impedancia del

conjunto.



Con estos dos filtros se consigue una atenuación de 6dB/octava; esto quiere decir que en el circuito del ejemplo 1, para 5000Hz la señal sobre el woofer se atenuó 6dB y para 1250Hz la señal sobre el tweeter es atenuada en igual cantidad. Si se quiere obtener un futro divisor de frecuencias de 2 vías de mayor efectividad basta con combinar los efectos de los dos circuitos anteriores (figura 14.17). Por supuesto, es un filtro de mayor efectividad (12dB/octava), cuyo análisis resulta muy sencillo, una

vez comprendido el funcionamiento de los filtros simples. En circuito L1 = L2 y C1 = C2. Las fórmulas de cálculo son las Siguientes:

L = inductor de filtro C = capacitor de filtro Z = impedancia de los parlantes f = frecuencia de cruce Ejemplo2 Se desea construir un divisor de frecuencias de 12dB/octava con una frecuencia de corte de 2500Hz cuando se utilizan bocinas de 8 ohm. Según lo dado:

Filtros divisores de frecuencia de 3 vías Se utilizan para conectar una bocina reproductora de agudos (TWEETER), otra reproductora de medios (SQUAWKER) y una tercera reproductora de bajos (WOOFER).

FIGURA 14.17 Combinando los efectos de un

inductor y un capacitor por cada bocina se puede construir

un divisor de frecuencias de 12dB/octava de atenuación.



Un filtro sencillo consiste en colocar un inductor en serie con el woofei", un inductor y un capacitor en serie con el squawker (todos en serie) y un capacitor en serie con el tweeter; luego, los tres conjuntos se conectan en paralelo. L1 deja pasar los tonos bajos hacia el woofer impidiendo el paso de las señales de alta frecuencia mientras que C3 permite el paso de los tonos altos hacia el woofer ofreciendo alta impedancia a los tonos bajos. C2 y L2 forman un circuito resonante que ofrece mínima impedancia en el rango de las frecuencias vocales (frecuencia media). Este sistema proporciona una atenuación de 6dB/octava. Las fórmulas de cálculo son las siguientes:

donde: fl = frecuencia de cruce entre el woofer y el squawker f2 = frecuencia de cruce entre el squawker y el tweeter Ejemplo 3: Construir un sistema divisor de frecuencia de tres vías con frecuencias de cruce de 500Hz y 5000Hz cuando se utilizan bocinas de 8 ohm si se quiere una atenuación de 6dB/octava (figura 14.19). Aplicando las fórmulas del divisor estudiado se tiene que:

FIGURA 14.18 Un filtro divisor de frecuencias de tres

vías utiliza la acción combinada de capacitores e inductores conectados

en serie con cada bocina.

FIGURA 14.19 Filtro divisor de frecuencias de

6dB/octava de atenuación de 3 vías con frecuencias de cruce

f1=500Hz; f2=5000Hz.



De la misma manera que en un divisor de frecuencia de 2 vías, si se utiliza la acción combinada de bobinas y capacitores para construir la red de filtro de cada bocina, se puede conseguir una atenuación de 12dB/octava (figura 14.20).

Las fórmulas de cálculo de este circuito son las siguientes:

donde: Z = impedancia de cada bocina f1 = frecuencia de cruce entre el woofer y squawker f2 = frecuencia de cruce entre el squawker y el tweeter ¿Qué determina la frecuencia de cruce? Sabemos que en un circuito oscilante se llama frecuencia de corte a aquella en la cual la amplitud de la señal cae al 70,7% de su valor máximo; así se tiene una frecuencia de corte

inferior f1 y una frecuencia de corte superior a f2. La diferencia f2 – f1 es el ancho de banda del circuito (figura 14.21).

FIGURA 14.20 Filtro divisor de frecuencias

de 3 vías que proporciona una atenuación de 12 dB/octava.

FIGURA 14.21 Para las frecuencias de corte f1 y f2 la señal tiene una amplitud igual al

70,7% del valor máximo.



Si consideramos un divisor de frecuencia compuesto por una sola bobina o un solo capacitor, se tendrá sólo una frecuencia de corte. Esta frecuencia será aquella para la cual la tensión en la bocina cae al 70,7% del valor máximo (el otro 29,3% caerá en el capacitor o en el inductor, según el caso). Si ahora se tiene en el divisor de frecuencias un capacitor conectado al tweeter y una bobina en serie con el woofer, las curvas de respuesta serán complementarias. Los elementos pasivos se eligen de forma tal que el comportamiento de los filtros sea perfectamente complementario (figura 14.22).

Al considerar ambos circuitos en conjunto, se busca obtener una respuesta plana en todo el espectro, es decir, que la tensión de salida del conjunto se mantenga siempre por encima del 70,7% de la tensión máxima (figura 14.23). Al valor de frecuencia para el cual se cruzan ambas curvas se la denomina FRECUENCIA DE CRUCE y en ese momento la mitad de potencia que

suministra el amplificador cae en el woofer e inductor y la otra mitad en el tweeter y capacitor (recuerde que 0,707 Vmax equivale a un punto de potencia mitad). Cuando se utiliza un di-visor de frecuencias de tres vías hay dos frecuencias de

cruce: la correspondiente a la vía de graves con la de medios y la debida a la vía de medios con la de agudos (figura 14.24). Ahora bien, cuando se coloca un divisor de frecuencias a una bocina, su curva de respuesta en frecuencias puede verse seriamente afectada a causa de la frecuencia de resonancia de la bocina, o de la frecuencia de resonancia entre elementos del filtro y bobina móvil. Veamos un caso en la figura 14.25. En la curva real de la bocina acoplada al divisor resistivo se ven dos máximos: uno coincide con la frecuencia de resonancia de la bocina y el otro se debe a la frecuencia de resonancia entre el capacitor del filtro y la bobina móvil (figura 14.26). El circuito R1-L1-C1 elimina el pico de resonancia de la bocina y se utiliza en la conexión de parlantes reproductores de medios y agudos.

FIGURA 14.22 Cuando se conectan una bobina y

un capacitor en serie con la bocina, las respuestas de ambos circuitos

serán complementarias. Se busca que ambos circuitos tengan

la misma frecuencia de corte.

FIGURA 14.23 Las curvas de respuesta en frecuencia

de las dos vías deben ser complementarías y siempre la amplitud

del conjunto debe ser superior al 70,7% de la tensión máxima.



El filtro R2-C2 elimina el pico debido a la resonancia del capacitor de filtro con la bobina móvil y se conecta en cualquier bocina (WOOFER, SQUAWKER y/o TWEETER).

FIGURA 14.24 En un divisor de frecuencias

de cruce: f1 (woofer-squawker) y f2 (squawker-tweeter).

FIGURA 14.25 Al conectar un divisor de frecuencias a

una bocina se producen deformaciones en la curva de

respuesta en frecuencia a causa de distintos elementos resonantes.

FIGURA 14.26 Un juego de circuitos resonantes

corrigen deformaciones en la respuesta de un conjunto

'Bocina-Divisor de Frecuencias”.

CAPITULO 15: CAJAS ACÚSTICAS


Cajas acústicas

Introducción

Todas las bocinas, sin su recinto acústico tienen un rendimiento muy pobre; esto se debe a que las mismos emiten sonido en todas direcciones (especialmente los reproductores de bajos), incluso por su parte posterior. El hecho de que una bocina irradie energía no sólo por el frente sino también por su parte posterior es contraproducente ya que las dos ondas sonoras generadas están en oposición de fase, lo que hace que sus efectos se anulen parcialmente.

Para entender esto supongamos que el dia-fragma se desplaza hacia adelante; el aire situado frente a él será comprimido mientras que la masa de aire situada en la parte posterior del diafragma sufre una depresión. El frente de ondas que se genera en la parte anterior del cono avanza en todas direcciones alcanzando la parte posterior; en ese momento "llena" la depresión causada por el movimiento del cono y así se anula la onda sonora generada (figura 15.1).

El efecto causado explica la diferencia de fase entre las ondas generadas por la parte anterior y posterior del diafragma. Para evitar este efecto se coloca la bocina en una caja acústica que impida la acción de una onda sobre la otra; para ello debe aislarse la masa de aire que se encuentra en el frente del diafragma con la situada en la parte posterior.

El efecto de "aislación" que produce una caja acústica se conoce con el nombre de "BAFFLE" (del inglés: deflector), nombre con el cual generalmente se lo conoce. El propósito del "baffle", además, es lograr una adaptación del parlante con el aire; elimina fenómenos estacionarios y de reso-nancia, etc. Baffles infinitos Como se dijo, el propósito de una caja acústica es el de eliminar la

interacción entre las ondas sonoras generadas por la parte anterior y posterior del cono del parlante. El recinto acústico perfecto consistirá en colocar la bocina en la pared

FIGURA 15.1 El frente de onda generado en la

parte anterior del cono avanza en todas direcciones y al alcanzar la

parte posterior se anula con la depresión que allí se encuentra.

FIGURA 15.2 El baffle perfecto consiste en colocar la

bocina en la pared divisoria de dos habitaciones de idénticas dimensiones.



divisoria de dos habitaciones perfectamente iguales para que ambas caras del diafragma puedan desplazar la misma masa de aire (figura 15.2). De esta manera se logra que ambos frentes de onda, generados en contrafase, no interfieran, recibiendo una habitación las ondas generadas en la parte anterior del cono y la otra las generadas en la parte posterior. Sin embargo, esta solución es generalmente impracticable ya que se requieren dos habitaciones parecidas y en ambas se escuchará el sonido simultáneamente.

La pantalla acústica más empleada en los equipos domésticos utiliza una caja cerrada de suspensión neumática. En esta caja, la membrana de la bocina cierra herméticamente la caja, y el aire contenido en su interior amortigua su movimiento. De esta manera, el frente de onda posterior no puede salir del interior de la caja e interaccionar con el otro frente de ondas.

Este efecto se logra a costa de empeorar las condiciones de trabajo de la bocina elevando su frecuencia de resonancia ya que la masa de aire encerrada en la caja estará sometida a compre-siones y depresiones muy grandes haciendo que la suspensión del cono se comporte como si fuese más rígida (figura 15.3). Por lo tanto, no conviene que el volumen de la caja sea pequeño, pues cuanto menor sea el volumen de aire encerrado en la caja mayor será

la frecuencia de resonancia de la bocina, disminuyendo su respuesta en la zona de graves (figura 15.4). Por supuesto, para que la pantalla acústica tenga buen rendimiento la bocina debe poseer alta elasticidad; es decir, la fuerza de retorno del cono debe ser muy débil. El elemento móvil debe tener una floja suspensión y el sistema magnético debe permitir grandes desplazamientos del cono sin que la bobina móvil abandone la región de flujo constante. El interior de la caja debe rellenarse con algún material absorbente del sonido como pueden ser diversos plásticos tales como el poliuretano, lana de vidrio, o por cartón corrugado, etc. Esto impedirá que las paredes de la caja puedan vibrar y transmitir parte de la energía del frente de ondas posterior al exterior de la caja. El inconveniente del baffle infinito es que la totalidad del frente de onda emitido por la cara posterior del cono se elimina en el interior del recinto, razón por la cual el rendimiento de la bocina, que es el de menor rendimiento en cadena audiofrecuente, se reduce a la mitad (figura 15.5). Este sistema, si bien permite mejorar la calidad del sonido por impedir Ia mezcla de las ondas acústicas de baja frecuencia, presenta el inconveniente

FIGURA 15.3 El baffte cenado o "infinito" consisto

en una caja carrada que tiende a aumentar la frecuencia de

resonancia de la bocina.

FIGURA 15.4 Lo frecuencia de resonancia de un baffle

infinito aumenta porque el cono se comporto como si fuese más rígido.

FIGURA 15.5 En uno coja infinito no se aprovecha

la señal acústica provocado por lo parle posterior del cono por lo cual el

rendimiento no es superior al 50%.



de aumentar la frecuencia de resonancia del altavoz y ocasionar una pérdida considerable del nivel sonoro. La solución a este último problema consiste en aprovechar la onda trasera del parlante de forma que no perjudique la calidad del sonido. Se debe hacer recorrer a la onda posterior un determinado camino acústico para que pueda mezclarse con la emitida por la parte frontal de la bocina con la misma fase. Es decir, debemos lograr que la onda posterior invierta su fase para que pueda sumarse con la frontal con el objeto de obtener el óptimo rendimiento del parlante (se aprovecha toda la energía que la bocina irradia). En la práctica, entonces, se debe hacer que la onda posterior recorra un camino cuya longitud sea igual a la mitad de la longitud de onda de la frecuencia más baja que se desea reproducir, con el objeto de ponerla en fase con la onda frontal. Esto no se puede lograr directamente ya que la caja debería ser de enormes dimensiones (figura 15.6). En realidad, la puesta en fase de la onda posterior se pondrá sólo para una frecuencia teniendo un efecto aceptable para una pequeña gama de frecuencias en torno a aquella que cumple dicha condición; pero como son las notas graves las que se desplazan en todas direcciones, son las únicas que pueden mezclarse y así producir distorsiones si es que no están en fase. Las notas medias y agudas son más direccionales y es muy problemático hacerlas recorrer un camino que no sea rectilíneo. Con lo dicho, puede resumirse que se aprovecha de un 90 a un 100% de las notas graves reproducidas debido a la suma en fase de las ondas frontal y posterior mientras que solamente se reproduce un 50% de las notas medias y agudas. Pero esto no es un problema si se tiene en cuenta que el mayor contenido energético de las grabaciones sonoras corresponde en general a la gama de las frecuencias bajas. Caja reflectora de bajos Consiste en una caja cerrada provista de una abertura para "escape de graves" comúnmente llamada ventana por la cual sale la onda posterior invertida en fase. Generalmente se la llama REFLEX o "BASS REFLEX". Hay muchas formas de construir una caja réflex; la más sencilla consiste en practicar sobre la caja una abertura para la bocina y otra para el escape de graves. La inversión de fase se consigue para una distancia adecuada entre ambas aberturas. Este tipo de caja resulta muy voluminosa y comúnmente no se usa. Otro sistema réflex muy utilizado para reducir el pico de resonancia de la bocina y disminuir su frecuencia de resonancia consiste en practicar una o dos

FIGURA 15.6 Para aprovechar la onda posterior

se le hace recorrer un camino cuya longitud p debe coincidir con media

longitud de onda de la mínima frecuencia que se deseo reproducir

para que se sumen en fase. En la práctica esto es imposible.

FIGURA 15.7 Si las frecuencias de resonancia de

la caja y bocina coinciden, se consigue la puesta en fose de

la onda trasera, disminuyendo las dimensiones del baffle.



aberturas rectangulares denominadas ventanas. Su funcionamiento se basa en la resonancia mecánica del baffle cuya frecuencia depende del volumen de la caja y del área de la ventana. Cuando nos acercamos a la frecuencia de resonancia de la caja, la carga que el aire dentro de la caja ofrece la bocina es mayor que para otras frecuencias, haciendo que las oscilaciones del cono a esta frecuencia sean leves. Si se hace coincidir la frecuencia de resonancia del baffle con la de la caja, se amortigua el "pico" de la onda sonora en su frecuencia de resonancia, aumentando así el rango de frecuencias reproducibles por el conjunto debido a la radiación sonora proveniente de la ventana. Cuanto menor es el volumen de la caja, mayor es su frecuencia de resonancia, mientras que cuanto menor sea la superficie de la ventana menor será la frecuencia de resonancia. En otras palabras: "La frecuencia de resonancia de una caja “bass réflex” es directamente proporcional al área de la abertura e inversamente proporcional a su volumen". Si el estudiante analiza el camino que debe recorrer la onda posterior para provocar la inversión de fase en 180° entenderá que el mismo es muy grande

e impracticable; sin embargo en este tipo de cajas la inversión se produce cuando las frecuencias de resonancia de la bocina y caja se igualan y en este caso la distancia que debe recorrer la onda sonora para sumarse con la señal frontal es mucho menor. De todos modos, esta caja es de grandes dimensiones y sólo se usa para espectáculos y por profesionales (figura 15.7).

En síntesis, está técnica aprovecha el hecho de que el volumen de aire contenido en el interior de la caja posee su propia frecuencia de resonancia, lo que significa que habrá una frecuencia para la cual el escape de graves se hace máximo; este máximo escape de graves se hace coincidir con la frecuencia de resonancia de la bocina, que es la mínima frecuencia capaz de ser reproducida por el altavoz. Como dijimos, la frecuencia de resonancia mecánica del conjunto depende de las dimensiones de la caja y de la forma y dimensiones del escape de graves (ventana). Generalmente, a la ventana (cuando es cilíndrica) se le acopla un tubo montado hacia su interior, tal que variando su longitud puede ajustarse la frecuencia de resonancia de la caja por lo que muchas veces se lo conoce como "tubo de sintonía" (figura 15.8).

FIGURA 15.8 La frecuencia de resonancia

acústica de una caja "reflex" se puede ajustar variando la longitud

del tubo de sintonía.

FIGURA 15.9 Paro conseguir máximo rendimiento

de una caja bass reflex se la ajusta utilizando un generador, un voltímetro

y un resistor limitador.



Para lograr la máxima efectividad de un bass reflex (igualar su frecuencia de resonancia con la de la bocina) se pueden utilizar tres métodos: • Elegir la frecuencia de resonancia de la bocina igual a la de la caja acústica. • Variar el volumen de aire contenido en la caja. • Variar la superficie de la ventana o la longitud del tubo de sintonía.

Analizando las alternativas presentadas se deduce que el tercer método es el más rápido, fácil de implementar y económico. La forma de implementarlo es la siguiente: 1. Se intercala entre amplificador y caja una resistencia cuyo valor sea aproximadamente 10 veces el valor de la impedancia de la bocina. 2. Se coloca un voltímetro de buena sensibilidad (162 volt a fondo de escala) en paralelo con la bocina. 3. Se aplica a la entrada del amplificador un tono senoidal cuya frecuencia sea 3 veces superior a la frecuencia de resonancia de la bocina. 4. Se cierra totalmente la ventana o se quita el tubo de sintonía, según el método de ajuste que utilice la caja bass reflex. 5. Se ajusta el volumen del amplificador hasta que la aguja del voltímetro deflexione aproximadamente a media escala (figura 15.9). Una vez armado el sistema se disminuye la frecuencia proporcionada por el generador hasta que la aguja del voltímetro se desvíe hasta su posición máxima, lo cual nos indicará que nos encontramos frente a la frecuencia de resonancia de la bocina. Hecho esto, se regula la ventana abriéndola lentamente con lo cual comenzará a descender la aguja del voltímetro hasta alcanzar un valor mínimo. En ese momento se está en presencia de la sintonía del bass reflex (coincidente con la frecuencia de la bocina); por lo tanto, bastará con asegurarse que no variará la superficie de la ventana para que el baffle esté ajustado. Es de suponer que la curva de respuesta de una caja bass reflex varía con la abertura de la ventana o con la posición del tubo de sintonía, según el caso. En la gráfica de la figura 15.10 puede observarse que el baffle sintonizado presenta una mejor respuesta a las bajas frecuencias. Existen otros tipos de baffles sintonizados similares a los que poseen tubos de sintonía pero que poseen una división interna para que la distancia entre la

FIGURA 15.10 La curva de respuesta en frecuencia de una caja bass reflex varía con la

superficie de lo ventana.

FIGURA 15.11 En fugar del tubo da sintonía,

en la caja bass reflex puede realizarse una división interna que

permite reducir el tamaño de la caja.



bocina y la ventana no sea tan pequeña que pueda perjudicar la respuesta de la caja para las frecuencias altas. De esta manera la abertura quedará prácticamente en el fondo de la caja y permitirá reducir el tamaño final del baffle (figura 15.11). Para disminuir aún más el tamaño de los gabinetes se suelen utilizar "laberintos sonoros" que permiten que el camino a recorrer por la onda sonora sea de la longitud adecuada. Por supuesto, la puesta a punto de este baffle es más complicada y la

atenuación de la onda también es mayor, por lo que su rendimiento decrece considerablemente (figura 15.12). En la actualidad es muy común escuchar hablar de las líneas de transmisión acústicas cuya misión es la de absorber la totalidad de la potencia generada por el amplificador y conducirla inalterada a través del aire. Esto trae consigo un alto rendimiento y la ventaja de que el amplificador trabaje siempre con una impedancia inalterable. Muchos de los recintos que aparecen con la denominación de "líneas de transmisión" no son otra cosa que versiones muy elaboradas de recintos tipo laberintos sonoros, en los cuales la supuesta línea de transmisión sirve para

absorber sonido, en lugar de transmitirlo. Tal vez, cuando se consigan fabricar los materiales apropiados, la bocina tipo línea de transmisión será muy utilizado por su gran calidad y alto rendimiento. El radiador pasivo Cuando en el bass reflex se coloca una bocina sin excitación eléctrica o "radiador pasivo" tapando la ventana, se consiguen algunas ventajas. Esta bocina se coloca en lugar de la ventana y no es excitada por la señal emitida por el amplificador sino por las

variaciones de presión del aire encerrado en el interior de la caja. La frecuencia de resonancia de la bocina pasiva (que suele ser sólo un diafragma con masa) está cerca de la frecuencia de resonancia de la bocina principal para que pueda reforzar los frentes de onda emitidos por este último. La ventaja principal de este sistema sobre el de ventana o tubo de sintonía es que su funcionamiento se asemeja al baffle infinito pero con dimensiones inferiores pudiendo responder a frecuencias más bajas y con menores dimensiones. En el bass reflex, si la ventana no está bien calibrada, las ondas acústicas que salen por ella no estarán en “fase” con |a onda frontal emitida por la bocina y esta diferencia de fase dependerá de las frecuencias de las

FIGURA 15.12 Las cajas bass reflex con laberinto sonoro alargan el camino recorrido

por la onda trasera para conseguir el desfase adecuado. Así se consigue

reducir el volumen de la caja.

FIGURA 15.13 Las cajas acústicas con radiador

pasivo se asemejan bastante a los baffles infinitos pero con rendimiento

superior.



componentes que la forman. De esta manera las componentes de los frentes de onda posterior y trasero (este último sale por la ventana) se sumarán algunos y restarán otros, provocando distorsiones en la señal reproducida, lo que obliga a realizar la calibración con instrumental. En la caja que posee pasivo esto no ocurre (figura 15.13). Una variante de este sistema es el gabinete de "suspensión acústica" el cual se construye con un baffle infinito pequeño pero con una bocina cuya suspensión del sistema Cono-Bobina Móvil se hace muy débil para compensar el aumento de la frecuencia de resonancia que provoca el

hecho de utilizar una caja cerrada. De esta manera, la bocina sin su caja está muy blando, pero el aire encerrado en la caja le devolverá la suspensión adecuada. Una ventaja del baffle con suspensión acústica es que para pequeñas excursiones de la bobina móvil no se producen distorsiones por la vibración del cono, pues el aire interior de la caja actúa como suspensión que oficia de fuerza restauradora en la totalidad de la superficie del cono. Construcción de baffles En la actualidad, la tendencia es la construcción de cajas acústicas que incorporan dos, tres o más bocinas que reproducen una gama de frecuencias determinadas separadas por los correspondientes divisores. Es muy difícil construir un parlante que pueda responder a todas las frecuencias desde 20Hz hasta 20kHz según lo hemos visto en la lección anterior. Hagamos memoria: una bocina de 10 pulgadas de diámetro (25 cm aproximadamente) que posee gran masa se comporta bien a bajas frecuencias porque la bobina móvil no tiene inconvenientes en desplazar al cono alternativamente hacia adelante y hacia atrás. En la medida en que aumenta la frecuencia la inercia que presenta la masa de la membrana impide su movimiento. Es muy raro que una bocina de 25 cm de diámetro reproduzca señales por encima de los 3kHz. En contraposición, una bocina de 3 pulgadas (7,6 cm de diámetro) reproduce señales de altas frecuencias porque el cono se puede desplazar con mayor rapidez, pero como el cono es de pequeño diámetro, la bocina no puede imprimir la suficiente energía al aire para reproducir notas de tonos bajos. De los párrafos expuestos se deduce que las bocinas de distinto diámetro se complementan, razón por la cual una caja acústica debe poseer más de un altavoz para su correcto funcionamiento. La construcción de una pantalla acústica puede ser muy complicada si no se conoce el tema pues debe poseer un cuidadoso diseño, el cual debe respetarse si se desea obtener un buen rendimiento de la misma. Cuando no se está en tema es aconsejable comprar cajas prefabricadas por empresas de reconocida solvencia en la materia.

FIGURA 15.14 Esquema de la forma que asume un

transformador acústico de los denominados bocina, con sus partes

constituyentes.



Como norma, debe tenerse en cuenta la rigidez de la caja; ésta debe ser lo suficientemente compacta como para que las ondas de presión que se ejercen contra las paredes de la caja no las hagan vibrar. Para obtener una buena rigidez debe emplearse una madera de 2 centímetros de espesor o más; las uniones deben ser perfectas, de modo que no pueda haber escape de aire; incluso debe aislarse d cable de unión de las bocinas. Para aumentar la rigidez pueden colocarse listones unidos a las paredes de la caja. Interiormente debe poseer una capa de por lo menos 3 cm de espesor de lana de vidrio o algún otro material amortiguador. Las caras externas de la caja deben pintarse para que las torne a la vez impermeables y no se deformen con el tiempo. Cornetas Se ha visto al estudiar los TWEETER que una corneta es un adaptador o transformador acústico que permite incrementar el rendimiento de las bocinas.

Veamos en la figura 15.14 el esquema general de una cometa. La masa de aire encerrada en la garganta va desplazándose y expandiéndose gradualmente, de modo tal que la poca masa de aire excitada con energía recibe una gran presión, la cual al llegar a la boca de la corneta, disminuye, ya que hubo un aumento considerable de la superficie (aumentó la masa de aire que debe ser excitada).

En una bocina común se consiguen rendimientos del orden del 5% mientras que con una corneta se consiguen rendimientos de hasta el 50%. La curva de respuesta en frecuencia depende de su forma constructiva (figura 15.15) y por tal motivo se las fabrica a partir de tres formas básicas: a) Corneta de Perfil Cónico. b) Corneta de Perfil Exponencial. c) Corneta de Perfil Hiperbólico.

En las cajas acústicas suelen utilizarse bocinas de sección transversal rectangular y no circular como se las construía en un principio. Se las usa como reproductor de tonos altos y además en estadios o locales públicos (figura 15.16). El problema principal que presentan las cornetas es su gran tamaño que, aunque en parte se ha disminuido, siguen presentando un gran volumen.

FIGURA 15.15 Perfil de bocinas y sus

correspondientes curvas de respuesta:

a) Perfil cónico; b) Perfil exponencial; c) Perfil hiperbólico.

FIGURA 15.16 Corneta exponencial de sección

rectangular usada en cajas acústicas.

CAPITULO 16: SISTEMAS DE GRABACIÓN


Sistemas de grabación Para amplificar una información sonora es necesario un transductor que convierta la onda acústica en una señal eléctrica. Para conservar la señal eléctrica obtenida se utilizan distintos SISTEMAS DE GRABACIÓN de alta fidelidad. Es posible grabar una infamación en un disco fonográfico o en una cinta magnetofónica, pero como paso previo siempre se efectúa la grabación en las llamadas CINTAS MAGNÉTICAS o MAGNETOFÓNICAS. La grabación magnetofónica data del siglo pasado cuando se imprimían huellas magnéticas en un alambre de hierro tratado convenientemente. La reproducción del sonido se efectuaba por medio de audífonos de alta impedancia ya que en aquella época todavía no existían los amplificadores eléctricos. Con la aparición de las válvulas termoiónicas, verdaderas pioneras de la electrónica, se comenzaron a fabricar amplificadores eléctricos y con ellos resurgió la idea de la grabación magnética perfeccionándose el sistema ya existente. Después de la Segunda Guerra Mundial se hizo comercial, en Estados Unidos, la grabación sobre cinta magnética, utilizándose entonces una cinta de papel impregnada con polvo de óxido de hierro. Años más tarde, en Alemania, se aplicó este sistema sobre cintas de plástico espolvoreadas con óxidos de hierro, bastante similares a las actuales.

Constitución de la cinta magnética Los elementos constituyentes de una cinta magnética son: a) Soporte b) Aglutinante c) Material Magnético El soporte se fabrica de cloruro de polivinilo, acetato de celulosa, tetraftalato de polietileno (conocido como MYLARD) o de poliéster.

El aglutinante contiene gran número de sustancias y su función es la de dar cohesión a los cristales componentes de la capa magnética (figura 16.1). El material magnético está constituido por el medio ferromagnético como el

FIGURA 16.1 Una cinta magnetofónica consiste en

la deposición de oxido de hierro sobre un material de soporte,

generalmente plástico.



óxido de hierro, bióxido de cromo, el ferricromo y el metal puro. Cuando se usa el óxido de hierro, va en la forma de óxido férrico gamma (gFe203). La capa magnética es el componente más importante de la cinta pues de ella dependen las propiedades de grabación-reproducción. La hematita (gFe203) fue el primer compuesto utilizado y aún hoy está muy difundido ya que es económico y le da a la

cinta características de buena calidad. El tamaño y la forma de los cristales es muy critico pues influye en la calidad de la cinta; sus dimensiones se acercan a 0,15µm x 1µ (1µ = 0,000001 m) y deben estar orientados de forma tal que su mayor dimensión quede en la dirección longitudinal de la cinta.

El óxido de hierro común alcanza una coercitividad (capacidad de la cinta para evitar la desmagnetización espontánea) de unos 200 oersted mientras que el óxido de hierro gamma alcanza unos 500 oersted en la práctica. La ecualización necesaria en este tipo de cinta es de unos 120µs.

Para mejorar la respuesta a las altas frecuencias y aumentar la coercitividad se utilizan cintas de ferricromo (se comenzaron a usar en 1973) ya que el óxido de hierro gamma tiene buena respuesta a baja frecuencia y el dióxido de cromo responde a los tonos altos. El conjunto posee una alta coercitividad (más de 500 oersted) pero requiere niveles especiales de polarización y ecualización que se obtienen en todas aquellas grabadoras que disponen de la posición FeCr en el conmutador selector de cinta.

Por último, digamos que las cintas de metal comercializadas a partir de 1980 están compuestas de una película magnética de metal puro (no óxidos metálicos) de hierro-cobalto alcanzando coercitividades superiores a 1000 oersted (figura 16.2). Posee una gran relación señal/ruido, buen margen dinámico y gran nivel de señal de salida. Tiene además una excelente respuesta en baja frecuencia. Su principal inconveniente es el elevado costo ya que posee un complicado proceso de fabricación para

evitar que las partículas de metal se oxiden al estar en contacto con el aire. Requieren niveles elevados de polarización y borrado y la ecualización se efectúa para 70µs. Se pueden reproducir en cualquier grabadora con la

FIGURA 16.2 Las cintas de FeCr posean mejor en

frecuencia y mayor coercitividad.

FIGURA 16.3 Las dimensiones de las cintas

magnéticas están normalizadas, siendo mucho más ancha la cinta de carrete abierto.

Las medidas (en su ancho) tienen una tolerancia de 0,05mm.

FIGURA 16.4 Corte transversal ampliado

de una cinto magnetofónico de carrete abierto.



posición CrO2, si no se dispone de la posición metal. Las cintas magnéticas deben ser flexibles y livianas, ser resistentes a la tracción, insensibles a las condiciones climáticas; tienen que tener alta coercitividad, no deben resquebrajarse ni encogerse y tienen que ser resistentes al desgaste y rozamiento. En cuanto a las dimensiones de una cinta digamos que para magnetófonos de carrete abierto el ancho debe ser de 1/4" nominal (en realidad, 6,3 mm) mientras que las cintas para

cassette un ancho de 5/32" (~3,81 mm). El espesor es de aproximadamente 55µm (20µm de material magnético y 35 µm de soporte) para ambos casos. En su proceso de fabricación el ancho es mucho mayor y luego se cortan las cintas a sus medidas correspondientes con una tolerancia de 2 milésimos de pulgadas (0,05 mm) (figura 16.3).

El espesor del soporte debe ser como míni-mo de 11,5µm y como máximo 37µm en cintas de carrete abierto, mientras que para cintas de cassettes el espesor mínimo varía entre 7 y 8µm (actualmente); aunque hasta hace unos años era considerablemente superior (figura 16.4). En la actualidad se fabrican cintas para cassette de larga duración y extralarga dura-

ción cuyo espesor total sólo alcanza los 12,5µm (figura 16.5). Antiguamente, sólo se requerían grabaciones monoaurales y por lo tanto se efectuaban sobre una sola "pista" o "banda" que abarcaba todo el ancho de la cinta. Luego, para aumentar la duración se grabó solamente la mitad de la cinta, teniendo entonces dos pistas separadas por una zona denominada isla donde la cinta no contiene información.

Una banda será leída por la cabeza grabadora cuando la cinta avanza en un sentido y la otra cuando la cinta gira en sentido contrario (figura 16.6). Posteriormente, con el advenimiento de la estereofonía, cada pista se utiliza para grabar cada uno de los canales estereofónicos (canal izquierdo = banda 1, canal derecho = banda 2). Por supuesto, ahora la cabeza debe efectuar la lectura de ambas

bandas simultáneamente (figura 16.7). Como el avance de la tecnología permitió reducir el tamaño de cada pista, se mejoró el aprovechamiento de la cinta grabando en cuatro pistas, ya sea en cintas de carrete abierto o en cintas de cassette. Como vemos en la figura 16.8, los anchos de las pistas son:

FIGURA 16.5 Para poder enrollar mayor cantidad

de cinta en un cassette para obtener una duración extra larga,

eI espesor total de la cinta sólo alcanza los 12,5µm.

FIGURA 16.6 Para prolongar la duración de la cinta

antiguamente se grababan dos bandas. Las flechas indican el sentido

en que fue grabada cada banda.

FIGURA 16.7 Para la reproducción en sistema estereofónico, en cada banda se

graba la información de un canal, luego la reproducción de ambas

pistas se efectúa simultáneamente.



a) Cinta para carrete abierto de dos pistas - un canal. b) Cinta para carrete abierto de dos pistas - dos canales. c) Cinta para carrete abierto de cuatro pistas - dos canales. d) Cinta cassette de dos pistas - un canal. e) Cinta cassette de cuatro pistas -dos canales. Como dato, podemos decir que las cintas para "8 pistas" (ya desaparecidas) poseen 8 canales

monofónicos o 4 canales estereofónicos de 0,5 mm de ancho. Grabación sobre cinta magnética La grabación sobre cintas magnéticas se basa en la histéresis magnética que presentan las sustancias ferromagnéticas. Por ejemplo, tomemos un material ferromagnético y enrollemos una cantidad suficiente de espiras; hagámosle circular corriente por la bobina aumentando progresivamente su valor; en el material ferromagnético se inducirá una ''tensión" magnética B producida por la fuerza magnetizante H que es directamente proporcional a la corriente que circula por la bobina.

A medida que aumenta la corriente I por la bobina aumentará la fuerza H y con ella la inducción B. Una variación de H desde "0" (cero) hasta un valor máximo Hmax provocará una variación B según muestra la figura 16.9. Llegado el punto m, si se aumenta H sólo crecerá B en pequeñísimas cantidades, se dice entonces que el material alcanzó la saturación. Si la corriente aplicada hubiese sido en sentido inverso, la curva obtenida hubiera sido la misma pero opuesta a la anterior (véase la parte punteada de la figura anterior).

Si llegado el punto m reducimos la fuerza magnetizante H, el flujo o inducción B no sigue la curva anterior sino que cuando H se hace igual a cero el flujo B tiene un determinado valor denominado MAGNETISMO REMANENTE (figura 16.10).

FIGURA 16.8 Anchos de las pistas.

FIGURA 16.9 Una fuerza H aplicada a

un material ferromagnético provoca una inducción B.



SÍ aplicamos ahora una fuerza magnetizante pero en sentido contrario al anterior, la inducción B decrecerá hasta hacerse "0" (cero). El valor de la fuerza magnetizante necesaria para eliminar el campo magnético B se llama fuerza coercitiva (figura 16.11). Se puede seguir aumentando el valor de H hasta saturar nuevamente al material pero en sentido inverso y luego completar el ciclo reduciendo nuevamente el valor de H (figura 16.12).

De esta manera se ha recorrido el lazo de histéresis de un material magnético el cual puede ser más pequeño si se hace variar H en un rango menor al descrito. Una cabeza grabadora consiste en un material ferromagnético en forma de anillo al cual se le ha practicado un corte y se le ha enrollado una bobina

(figura 16.13). Al circular corriente por la bobina, se generan líneas de fuerza que encuentran una resistencia (reluctancia) mucho mayor en el entrehierro y por lo tanto se dispersan. En pocas palabras, digamos que una cabeza grabadora es un transductor que convierte señales eléctricas en variaciones de flujo magnético presente en el entrehierro de un material ferromagnético.

Para grabar la información de audio la cinta magnética se acerca al entrehierro de forma tal que sea un camino fácil para las líneas de flujo magnético ya que está recubierta con óxidos ferromagnéticos (figura 16.14). Para entender mejor esto, supongamos una analogía eléctrica. El flujo

magnético será representado por una corriente eléctrica y las reluctancias tendrán sus equivalentes en resistencias. La alta resistencia del entrehierro (reluctancia del entrehierro) quedará en paralelo con la baja resistencia de la cinta (reluctancia del material magnético de la cinta) (figura 16.15). Como se ve, la mayor parte de la corriente pasará por la cinta ya que es un camino de menor oposición. En la figura 16.16 vemos cómo se efectúa el proceso de grabación: En la parte (a) la señal aplicada a la cabeza se

encuentra en su máximo positivo creando un flujo b en el núcleo con la dirección indicada por la flecha. Se observa en este caso cómo quedan determinados los polos Norte y Sur del electroimán. Las líneas de fuerza pasarán por la cinta originando en ella un ¡manato con la polaridad indicada (la cinta se mueve hacia la derecha). En la figura 13 (b) la señal pasa por cero, razón por la cual no hay ni corriente, ni flujo, ni línea de fuerza. En la

FIGURA 16.10 Si alcanzando el punto "m" se hace reducir la fuerza H,

la curva no vuelve por el mismo camino, tal que cuando H = 0 el material posee

magnetismo remanente.

FIGURA 16.11 La fuerza H necesaria para anular por

completo el magnetismo remanente en el material ferromagnético se llama

fuerza coercitiva.

FIGURA 16.12 Curva de Histéresis de un

material magnético.



parte (c) la señal alcanza su máximo negativo invirtiéndose el sentido del flujo y los polos del imán creados en la cinta. La figura 16.13 (d) muestra la situación cuando se ha completado el ciclo. Como se ve, la longitud de los imancitos dependerá de la frecuencia de la señal inyectada y de la velocidad de transporte de la cinta. Por lo tanto, a bajas frecuencias los imanes serán más largos que para altas frecuencias. Por otro lado, el ancho del entrehierro determina la máxima frecuencia a grabar, ya que si se desea reproducir 20.000Hz la cabeza deberá magnetizarse y desmagnetizarse a razón de 40.000

veces por segundo, debiendo transferir este cambio a los "imancitos" de la cinta que se están moviendo. Esta exigencia sólo se cumple si el entrehierro no es muy grande ya que de lo contrario una misma partícula magnética (imancito) en su camino por el entrehierro, podría estar sometida a dos o más

cambios (ya que la señal aplicada a la cabeza está cambiando) y al salir del entrehierro sólo estaría sometida al campo magnético de la última información, per-diendo las anteriores. Por lo tanto, el ancho del entrehierro y la velocidad de la cinta cumplen un papel más que importante ya que para altas

velocidades mejorará la respuesta en alta frecuencia porque los imancitos grabados tendrán mayor longitud. Las velocidades de arrastre de las cintas están normalizadas; en la siguiente tabla se dan los valores más comunes: TABLA 1 - VELOCIDADES NORMALIZADAS EN LOS DISTINTOS SISTEMAS

Hemos dicho que a mayor velocidad de la cinta mayor será el rango de frecuencias a reproducir pero esto disminuirá la duración de la cinta. Así por ejemplo, en grabaciones musicales se utilizan las velocidades más altas (generalmente 38,1 cm/seg ó 19,05 cm/seg con b que se graban frecuencias de unos 17 kHz).

FIGURA 16.13 Cuando se fabrico uno cabeza

grabadora se deja un entrehierro para que los líneas de fuerza no queden

circunscriptas al material magnético.

FIGURA 16.14 Al acercar la cinta al entrehierro

se cierra el camino magnético a través de ella y así se traspasa

la información de audio.

USO DADO A LA CINTA VELOCIDAD DE DESPLAZAMIENTO

Pulgadas/s cm/s PROFESIONAL 30 76,20 SEMIPROFESIONALPROFESIONAL

15

38,10 CINTA ABIERTA

7 1/2

19,05 MAGAZINES

3 3/4

9,525 CASSETTES

1 7/8

4,76 MICRO Y MINI CASSETTES

15/16

2,38

FIGURA 16.15 Haciendo una analogía eléctrico

del proceso de grabación se observa que la mayor parte de lo corriente

magnética creada por la bobina pasa a través de la cinta.



Los aparatos de cassette que trabajan con velocidades de 4,76 cm/seg pueden grabar frecuencias de hasta 10kHz. Este razonamiento tiene sentido si tomamos en cuenta la longitud ocupada en la cinta por una longitud de onda de la señal a grabar; al modificar la frecuencia se altera dicho espacio y se producen pérdidas siempre que en un recorrido lento quieran grabarse señales que cambian rápidamente de sentido. La duración de la reproducción (o grabación) de una cinta depende de la longitud, velocidad, número de pistas y canales de dicha cinta. La fórmula de cálculo es la siguiente:

donde:

n = Número de pistas.

V = Velocidad de la cinta en cm/seg.

C = Mínimo de canales (2 si es estéreo).

Ejemplo 1: Calcular la duración de una cinta de 360 metros de largo grabada en sistema estéreo en cuatro pistas con un grabador de cinta abierta. La velocidad del grabador de cinta abierta, si nos fijamos en la tabla vale:

luego:

FIGURA 16.16 Proceso esquemático de grabación en

secuencia de una señal senoidal.



Podemos dar una tabla donde se indiquen los tiempos de grabación o reproducción para cintas normalizadas en los distintos sistemas: TABLA 2 - LONGITUD DE LA CINTA Y TIEMPO DE DURACIÓN DE LA MISMA PARA LOS DISTINTOS SISTEMAS CLASICOS DE GRABACIÓN

SISTEMAS DE REPRODUCCIÓN

LONGITUD DE

LA CINTA EN METROS

DURACIÓN EN MINUTOS DE LA REPRODUCCIÓN

VELOCIDAD DE LA CINTA (cm/s)

CASSETTE

4,76

MAGAZINES

9,525

CINTA ABIERTA

19,05

PROFESIONAL

38,1 1 Pista mono 45 15,75 7,87 3,94 1,97 2 Pistas estéreo 45 15,75 7,87 3,94 1,97 2 Pistas mono 45 31,51 15,75 7,87 3,94 4 Pistas estéreo 45 31,51 15,75 7,87 3,94 1 Pista mono 65 22,75 11,37 5,69 2,84 2 Pistas estéreo 65 22,75 11,37 5,69 2,84 2 Pistas mono 65 45,5 22,77 11,37 5,69 4 Pistas estéreo 65 45,5 22,77 11,37 5,69 1 Pista mono 90 31,52 15,74 7,87 3,94 2 Pistas estéreo 90 31,52 15,74 7,87 3,94 2 Pistas mono 90 63,02 31,52 15,74 7,87 4 Pistas estéreo 90 63,02 31,52 15,74 7,87 1 Pista mono 135 47,2 23,6 11,81 5,91 2 Pistas estéreo 135 47,2 23,6 11,81 5,91 2 Pistas mono 135 94,5 47,2 23,6 11,81 4 Pistas estéreo 135 94,5 47,2 23,6 11,81 1 Pista mono 180 63 31,5 15,75 7,87 2 Pistas estéreo 180 63 31,5 15,75 7,87 2 Pistas mono 180 126 63 31,5 15,75 4 Pistas estéreo 180 126 63 31,5 15,75 1 Pista mono 270 94,5 47,2 23,6 11,81 2 Pistas estéreo 270 94,5 47,2 23,6 11,81 2 Pistas mono 270 189 94,5 47,2 23,6 4 Pistas estéreo 270 189 94,5 47,2 23,6 1 Pista mono 360 126 63 31,5 15,75



SISTEMAS DE REPRODUCCIÓN

LONGITUD DE

LA CINTA EN METROS

DURACIÓN EN MINUTOS DE LA REPRODUCCIÓN

VELOCIDAD DE LA CINTA (cm/s)

CASSETTE

4,76

MAGAZINES

9,525

CINTA ABIERTA

19,05

PROFESIONAL

38,1 2 Pistas estéreo 360 126 63 31,5 15,75 2 Pistas mono 360 252 126 63 31,5 4 Pistas estéreo 360 252 126 63 31,5 1 Pistas mono 540 189 94,5 47,2 23,6 2 Pistas estéreo 540 189 94,5 47,2 213,6 2 Pistas mono 540 378 189 94,5 47,2 4 Pistas estéreo 540 378 189 94,5 47,2 1 Pistas mono 720 252 126 63 31,5 2 Pistas estéreo 720 252 126 63 31,5 2 Pistas mono 720 504 252 126 63 4 Pistas estéreo 720 504 252 126 63 1 Pistas mono 1080 378 189 94,5 47,2 2 Pistas estéreo 1080 378 189 94,5 47,2 2 Pistas mono 1080 756 378 189 94,5 4 Pistas estéreo 1080 756 378 189 94,5

El entrehierro de la cabeza grabadora también depende de la velocidad de desplazamiento de la cinta. Por ejemplo, para una velocidad de 9,53 cm/s donde se puede grabar una frecuencia del orden de los 14kHz se requiere un entrehierro del orden de los 350u,m. De usarse una velocidad igual a la mitad, para el caso de los aparatos de cassette, el entrehierro también debe disminuir a la mitad. Mediante el sistema descrito se puede registrar en una cinta una señal de audio pero los pequeños imancitos formados en el material magnético de la cinta no obedecen a una relación

lineal con la corriente de audio aplicada a la cabeza grabadora ya que, según lo observado en la formación del lazo de histéresis de un material magnético, para pequeñas señales el flujo B no es lineal con la fuerza H (que depende directamente de la corriente aplicada). Por lo tanto, como vemos en la figura 16.17, la información grabada tendrá deformaciones provenientes de las características alinéales de las partículas de la cinta (vea lazo de histéresis). ¿Cómo se consigue que los imancitos grabados en la cinta sigan una relación lineal con la señal de audio?

FIGURA 16.17 Curva de transferencia, histéresis y efecto de la distorsión causada

por la zona alíneal.



El problema de deformación se soluciona en parte utilizando una "portadora de polarización". Portadora de polarización La portadora de polarización tiene por objeto hacer que el núcleo ferromagnético de la cabeza grabadora trabaje en su zona lineal en cuanto a sus características de imantación. Una forma de lograr nuestro propósito es sumarle a la señal de audio una corriente continua de polarización de forma tal de

trabajar en la zona lineal (figura 16.18). Analizando esta figura podemos ver que se desaprovecha la mitad de la curva de transferencia magnética. Para aprovechar los dos tramos lineales (con corrientes circulantes en ambos sentidos) se utiliza una señal de polarización de frecuencia y amplitud apropiada sumada a la información que

es la que deseamos grabar en la cinta magnética (figura 16.19). La frecuencia de oscilación de la portadora de polarización debe ser por lo menos de 3,5 veces superior a la máxima frecuencia a grabar (valores normales rondan entre 30kHz y 120kHz). El valor adecuado de la frecuencia de polarización depende de las características de la cabeza grabadora, de la calidad de la cinta, de la velocidad de arrastre y de la calidad final que deseamos obtener del sistema. La amplitud de la señal de polarización suele ser un valor especificado por el fabricante, el cual no se debe cambiar, ya que si la amplitud de la señal aplicada es inferior a la especificada aumentará la distorsión en el mensaje grabado, especialmente para

bajas frecuencias, por el contrario, si el nivel de la señal es muy alto, disminuirá la respuesta para las frecuencias altas aunque no aumentará la deformación. Este sistema permite eliminar el ruido de fondo debido a la cinta ya que en ausencia de señal la inducción remanente es nula. En resumen, la corriente de polarización aplicada a la cabeza grabadora posee tres características importantes: a) Es una señal sumada a la señal de audio que se desea grabar y no un proceso de modulación. b) La amplitud de la señal de polarización depende de la curva de histéresis propia de la cinta y deberá ser lo suficiente para alcanzar de centro a centro las zonas lineales de la misma. c) La frecuencia de la corriente de polarización no es crítica pero debe ser por lo menos 3,5 veces superior a la frecuencia más alta que se desea grabar con el objeto de minimizar la interacción de las armónicas de la señal.

FIGURA 16.18 Para lograr una característica lineal

entre la información de audio y la señal grabada en la cinta se le agrega a la

cabeza una corriente de polarización.

FIGURA 16.19 La polarización por medio da una señal

externa permite aumentar el rango dinámico y reducir considerablemente

la distorsión. Además permite eliminar el ruido de fondo.



Cabezas magnéticas En las grabadoras existen tres cabezas: 1) Cabeza grabadora. 2) Cabeza reproductora 3) Cabeza de borrado Aunque en la actualidad es muy fácil encontrar

en las grabadoras modernas cabezas mixtas de grabación-reproducción. El cabezal reproductor posee características muy similares al grabador pero posee una diferencia fundamental en su impedancia ya que el reproductor debe tener una impedancia mayor para poder obtener un mayor nivel de señal de salida.

El proceso de reproducción o captación de la huella magnética desde la cinta es inverso al de la grabación; es decir, las variaciones de la señal magnética son tomadas por el circuito magnético de la cabeza, produciendo así variaciones de flujo que inducirá en la bobina una tensión proporcional a la información de audio. Al cabezal de borrado se le inyecta una onda de polarización pero sin sumarle información extra (figura 16.20). Existen muchos circuitos que utilizan la bobina de la cabeza de borrado para fijar la frecuencia del oscilador de polarización y borrado. En este circuito, la frecuencia de oscilación está dada por la inductancia de la cabeza borradora y por el

capacitor CF. Si se abre la bobina de l a cabeza borradora el circuito deja de oscilar porque se interrumpe la realimentación. En el sistema mecánico, la cabeza de borrado se coloca antes de la de grabación, en el sentido de desplazamiento de la cinta, de manera tal que se borre toda huella magnética que pudiera tener la cinta antes de la nueva grabación. Los equipos profesionales o semiprofesionales utilizan las tres cabezas: borradora, grabadora y reproductora, mientras que las grabadoras hogareñas poseen una cabeza de borrado y otra grabadora-reproductora.

FIGURA 16.20 Circuito oscilador d» polarización y

borrado para magnetófonos.

FIGURA 16.21 Circuito del oscilador de polarización y

borrado, utilizando la bobina como lazo de realimentación.



ECUALIZACIÓN Es bien sabido que una cabeza grabadora- reproductora, tiene una curva de respuesta en frecuencia que la caracteriza. Si bien esta gráfica debería ser una recta para todo el espectro audible la respuesta no sigue una ley lineal sino que se manifiesta acentuando pérdidas en alta frecuencia (figura 16.22). El origen de la disminución en la respuesta del cabezal para las altas frecuencias debemos buscarlo en el hecho de que la longitud de los imancitos grabados en la cinta son más pequeños

cuanto más grande es la frecuencia de la señal que los creó. A medida que los imanes se hacen más pequeños (para mayores frecuencias) sus polos se encuentran tan cerca uno de otro que tienden a anularse entre sí. Este proceso suele denominarse "Autodesimanación" (en realidad la explicación es

más compleja pero la hemos simplificado a los fines de su total comprensión). Otra causa de disminución de la respuesta en alta frecuencia es la portadora de polarización ya que si bien ésta disminuye distorsiones y aumenta el rango dinámico, en altas frecuencias actúa como una señal de borrado ya que las variaciones del campo a causa de la frecuencia de polarización son tan rápidas que todo sucede como si no alcanzara a penetrar en el recubrimiento magnético de la cinta. En otras palabras, la portadora debilita la magnetización de las partículas.

Con el fin de obtener una respuesta "plana" del sistema de grabación para compensar la pérdida en baja y alta frecuencia de la cabeza grabadora se debe modificar la señal antes de su grabación y posterior reproducción; así la respuesta será plana en todo el rango del espectro en que opera el cabezal. Como se ha visto, esta "igualación" recibe el nombre de ecualización. El proceso de ecualización se lleva a cabo en dos etapas: una primera ecualización se efectúa antes de la grabación y una posterior ecualización durante el proceso de reproducción (luego de leída la señal por la cabeza reproductora). Durante la primera ecualización se deben reforzar los tonos altos antes de inyectar la señal a la cabeza grabadora; se dice entonces que se está realizando un proceso de "PREENFASIS", reforzando el nivel de la señal para las frecuencias superiores. Se observa en la gráfica de la figura 16.23 que se realiza una acentuación en la zona de altas frecuencias, mientras que a menor velocidad de la cinta mayor es la enfatización en los tonos altos.

FIGURA 16.22 La respuesta en frecuencia de una

cabeza magnética denota una acentuada pérdida en altas frecuencias.

FIGURA 16.23 Se efectúo una preenfatización de la

señal antes del proceso de grabación.

FIGURA 16.24 Esquema de un panel con llaves

selectoras de cinta. La operación de estas llayes cambiará la ecualización y

el nivel de portadora de polarización.



Debemos aclarar que el tipo de ecualización varía también con la calidad de la cinta empleada. En la figura se muestra la curva de énfasis para cintas de óxido de hierro; en el caso de usar cintas de Cr02 o Fe-Cr dichas curvas serán distintas. En aquellas grabadoras que pueden reproducir señales de distintos tipos de cintas, se dispone, de una llave que posibilita el cambio de ecualización y del nivel de la portadora de

acuerdo con el tipo de cinta empleada (figura 16.24). La ecualización posterior a la toma de señal por parte del cabezal reproductor deberá permitir un refuerzo en la zona de bajas frecuencias para

compensar el proceso de preecualización. Existen curvas normalizadas de posecualización RIAA; la ecualización NAB (National Association of Broadcasters) o la ecualización MRIA (Magnetic Recording Industry Association) (figura 16.25). Las curvas de la figura responden a la normalización NAB que provoca un refuerzo a las notas bajas de 6dB/octava aproximadamente entre 3200Hz y 50Hz.

Un esquema básico que represente un sistema grabador-reproductor para una determinada velocidad de cinta sería el de la figura 16.26. Note que en este circuito se utiliza el mismo amplificador, tanto para la

grabación como para la reproducción, empleando distinta red de ecualización ya que durante la grabación se produce un refuerzo de agudos y durante la reproducción se amplifican más los tonos bajos. En la figura 16.27 note que durante la grabación se acentúan los agudos y en la reproducción se refuerzan los tonos bajos. Antes de seguir adelante, hagamos un análisis sobre cómo se efectúa la ecualización sobre cinta magnética a los fines de lograr su total comprensión. Supongamos tener grabada una cinta magnética con todas las señales del espectro audible a igual nivel (figura 16.28). Como se ve, en la zona de agudos existe un notable

descenso del nivel grabado a causa del efecto de la corriente premagnetizante y a la tendencia a desorientarse determinados imancitos de la cinta ya que resultan "grandes" frente a la pequeña longitud de onda de la señal de grabación. Si se desea reproducir la cinta directamente por una cabeza grabadora se obtiene a la salida de dicha cabeza la curva de respuesta de la figura 16.28.

FIGURA 16.25 Curvas de ecualización para una

velocidad de cinta do 9,5 cm/s y 19 cm/s.

FIGURA 16.26 Esquema básico de un sistema

grabador reproductor.

FIGURA 16.27 Lazo do realimentación para la

ecualización y preénfasis.



La caída en bajas frecuencias se entiende si aplicamos la ley de Lenz ya que ella dice que la fuerza electromotriz inducida en una bobina es directamente proporcional al flujo magnético e inversamente proporcional al tiempo en que cambia de sentido dicho flujo. Como el flujo magnético grabado en la cinta es constante para bajas y medias frecuencias, la caída en bajas frecuencias se produce por el mayor tiempo que tarde la señal en cambiar de signo: "Cuanto más de prisa varíen de signo los ¡manes

grabados en la cinta (mayor frecuencia) mayor tensión inducida se tendrá en la cabeza". La pendiente de caída en la zona de baja frecuencia es de 6db/octava. Si

el flujo fuera constante en todo el rango de audio y la cabeza fuese ideal (reprodujese toda el rango de audio) esta pendiente de 6dB/octava continuaría hasta la máxima frecuencia a reproducir, como lo indica la línea de trazos de la figura anterior. En realidad esto no ocurre y a partir de los 2kHz aproximadamente, la curva experimenta una pronunciada caída debida a dos factores: uno es la reducción en la ganancia para la zona

de frecuencias altas durante la grabación; el segundo factor es el bajo rendimiento de la cabeza reproductora a causa de las pérdidas por histéresis y por corrientes de Foucault que posee el material magnético de la cabeza y por su entrehierro.

Si se desea conseguir una respuesta plana hay que ecualizar el amplificador de reproducción con una curva inversa a la de la cabeza de grabación (figura 16.30). Luego de efectuar el análisis sobre distintas obras musicales, se llegó a la conclusión de que la intensidad sonora presenta su mayor contenido entre 200Hz y

4000Hz; por lo tanto, es posible realzar las frecuencias inferiores a 200Hz y superiores a 4000Hz sin riesgos de sobrepasar el nivel de saturación de la cinta. Precisamente, durante la grabación se efectúa este "realce" en bajas frecuencias y altas frecuencias para compensar las pérdidas ya mencionadas (figura 16.31).

Ahora bien, como se utilizó una curva de ecualización en la grabación, la curva de ecualización del amplificador de reproducción debe modificarse para que el conjunto presente una respuesta plana en toda la gama de audio (figura 16.32). Note que se puede rebajar la curva del amplificador de reproducción en la zona de graves con la ventaja de simplificar

el diseño del amplificador y reducir el riesgo de zumbidos. La reducción en la ganancia de los tonos altos disminuye los ruidos de fondo mejorando así la relación señal/ruido.

FIGURA 16.28 En una cinta magnética no se tiene una

buena respuesta en altas frecuencias debido a la corriente premagnetizante.

FIGURA 16.29 Al reproducir una anta hay una fuerte

caída en bajas y altas frecuencias.

FIGURA 16.30 Para ecualizar la cabeza de

reproducción, el amplificador debería tener una curva inversa con el fin de

que el conjunto presente una respuesta plana.

FIGURA 16.31 Se realzan las bajas y altas frecuencias

durante la grabación para compensar las pérdidas de los cabezales.



En resumen, la grabación se efectúa a corriente constante, pero incrementando la ganancia en la zona de graves en forma leve y fuertemente sobre la zona de agudos; por lo tanto, el flujo en la cinta tendrá la respuesta que vemos en la figura 16.33. Durante el proceso de lectura, en el amplificador se refuerzan los graves y los agudos con una curva como la de la figura 16.34.

Con el fin de permitir el intercambio de cintas grabadas con diferentes aparatos se han normalizado los valores de las ecualizaciones. En las grabadoras profesionales estos valores se dan en forma de constantes de tiempo, teniendo en cuenta los componentes de las redes de ecualización. En el caso de las grabadoras domésticas de cassettes se ha normalizado

el flujo magnético en la cinta estableciéndose en cada aparato los valores de ecuali-zación necesarios para com-pensar las pérdidas de los cabezales empleados. Las normas DIN 45.511 especifican las características mínimas que debe reunir un

magnetófono, mientras que las normas DIN 45.513 determinan las características de una cinta patrón.

FIGURA 16.32 Como se efectúo uno ecualización en la

grabación, debe modificarse la respuesta en frecuencia del

amplificador de reproducción a) Respuesta del amplificador con la

grabación sin ecualizar. b) Respuesta del amplificador con la

grabación ecualizada.

FIGURA 16.33 a) Curva de ecualización del

amplificador de grabación. b) Flujo magnético resultante en la cinta.

FIGURA 16.34 Curva de ecualización del

amplificador de reproducción.

CAPITULO 17: GRABADORAS DE CINTA MAGNÉTICA


Grabadoras de cinta magnética Diagrama en bloques de una grabadora Según lo estudiado hasta ahora, además del oscilador de borrado (generador de la portadora de polarización) hace falta una serie de circuitos auxiliares que evitan ciertos problemas en el funcionamiento.

En muchos circuitos comerciales la red de preénfasis está formada por un resistor en paralelo con un capacitor y en serie con la cabeza grabadora (figura 17.1). La red proporciona un refuerzo de 6 dB/octava a altas frecuencias y cerca de los 10 kHz se tienen más de 20 dB, lo cual compensa las pérdidas por la técnica de polarización utilizada y la baja respuesta de la cabeza para los tonos altos. Entre la cabeza grabadora y la red de

preénfasis se coloca una trampa de la frecuencia de polarización consistente en un circuito LC paralelo que ofrece máxima impedancia para la frecuencia de polarización con el objeto de que ésta no alcance al preamplificador y

además para que la señal de polarización no se vea atenuada por la baja impedancia de salida del preamplificador pues, como la trampa presenta alta impedancia a esta frecuencia, aísla la salida del preamplificador de la del oscilador (figura 17.2). Con el objeto de optimizar la tensión de polarización de la cabeza se coloca una celda RC entre el oscilador y la cabeza. Mediante un potenciómetro se aumenta o disminuye al valor adecuado la tensión a inyectar en la cabeza grabadora (figura 17.3).

Ahora bien, en la mayoría de las grabadoras modernas la cabeza grabadora actúa también como reproductora. En el momento de la lectura de cinta la cabeza pasa a ser un transductor reproductor de señal eléctrica sobre la cual no se debe aplicar la señal de premagnetización (señal portadora de polarización). También se debe tener en cuenta que ahora la cabeza debe conectarse a la entrada del preamplificador y no a la salida.

FIGURA 17.1 Una red de preénfasis da un refuerzo de

6 dB/octava para las altas frecuencias.

FIGURA 17.2 Entre la cabeza y el preamplificador se

coloca una trampa que aísla la salida del oscilador de la del preamplificador.



El paso de la grabación a reproducción se efec-túa por medio de conmutadores (figura 17.4). La señal de polarización se aplica también a la cabeza ya que el conmutador C pone en marcha al oscilador. Además, el oscilador entrega señal al cabezal de borrado. Los conmutadores A, B, C se encuentran en posición de GRABACIÓN. La señal apiada por el micrófono se aplica al preamplificador y a un control automático de nivel de grabación. La salida del preamplificador pasa por la red

ecualizadora y por la trampa para la frecuencia de polarización, para ser aplicada luego a la cabeza que actúa como grabadora. La señal de polarización se aplica también al cabezal ya que el conmutador C pone en marcha el oscilador. Además, el oscilador entrega señal al cabezal de borrado (figura 17.5).

Ahora, los conmutadores A, B, C se encuentran en posición de "REPRODUCCIÓN". La información contenida en la cinta se transforma en señales eléctricas en la cabeza que actúa como reproductora; estas señales se aplican al preamplificador y a su salida se extrae la información que se encaminará hacia el amplificador final (aquí no se ha tenido en cuenta la ecualización, para simplificar el diagrama). Note que no funciona el oscilador pues se le ha quitado la alimentación. Tampoco entra en juego la red de preénfasis, ni la trampa de polarización, ni el control automático de nivel de grabación. El capacitor C envía a tierra la señal de radio-frecuencia que pudiera haber en la cinta

(principalmente la portadora de polarización). Mecanismos de arrastre de la cinta magnética Todas las grabadoras, ya sea los de cinta abierta o los de cassette necesitan de un sistema electrodinámico de arrastre de la cinta con el objeto de que ésta se desplace con velocidad uniforme por parte de la cabeza para su correcta lectura o grabación. Existe gran variedad de mecanismos de arrastre, razón por la cual describiremos los más usuales.

FIGURA 17.3 Para ajustar la tensión de polarización al nivel adecuado se coloca una celda

RC con el resistor variable.


magnetófono a cassette durante el proceso de grabación.



Podemos diferenciar dos partes fundamentales: el motor y los sistemas mecánicos de arrastre. Un mecanismo debe poseer una o varias velo-cidades de lectura/escri-tura de la cinta y una mayor velocidad para el avance o rebobinado. Básicamente existen tres sistemas de arrastre: a) La cinta es arras-trada por un motor que activa a un carrete recep-tor. Aquí la velocidad de la cinta no es constante por que depende de la canti-

dad de cinta errollada en el carrete, razón por la cual no se usa este sistema. b) La cinta es arrastrada por una rueda con bordes de goma que gira a velocidad constante. Ahora la cinta se desplazaría a velocidad constante pero se corre el riesgo de que la cinta se distienda y por lo tanto se deslice.

c) El mejor sistema consiste en arrastrar la cinta por un eje metálico llamado cabres-tante con un rodillo de goma que la oprime. De esta manera la velocidad será constante y se evita toda posibilidad de deslizamiento. Este es el sistema utilizado casi siempre (figura 17.6). El diámetro del cabrestante dependerá de la velocidad de desplazamiento que se desea dar a la cinta y de la velocidad del motor que lo impulse. Por supuesto, si se

quiere variar la velocidad de arrastre, se deberá variar o bien la velocidad del motor, o el diámetro de la polea del motor, o el diámetro del volante que sostiene el cabrestante. La transmisión de giro desde el motor hacia el cabrestante se realiza a través de una correa (fisura 17.7). Note que la polea del cabrestante está actuando como volante que le imprime un momento de inercia lo suficientemente grande como para absorber pequeñas fluctuaciones en la velocidad del motor. Sistemas mejores utilizan una transmisión directa; es decir, la polea del motor actúa como cabrestante (figura 17.8).


magnetófono a cassette durante el proceso de reproducción.

FIGURA 17.6 El mejor sistema de arrastre de la cinta

es aquel que mantiene la velocidad de desplazamiento constante

y evita sus deslizamientos.



Los sistemas de mejor calidad utilizan tres motores de arrastre: uno para provocar el desplazamiento de la cinta y los otros dos se disponen uno en cada carrete. En este caso, el motor que provoca el desplazamiento de la cinta es sincrónico ya que dicho motor tiene la particularidad de proporcionar una velocidad estable con mínima distorsión (la velocidad no depende de la tensión de alimentación, entre límites muy amplios). En esta máquina, el eje de un motor actúa como

cabrestante, el otro como rebobinador y el tercero para el sentido de avance. Para el arrastre de los carretes se emplean motores asincrónicos alimentados con tensores reducidas tal que traccionen levemente a la cinta

pero sin dañada. De esta manera la velocidad del motor será variable en función de la cantidad de cinta enrollada en su carrete; con poca cinta girará rápido y con mucha cinta su movimiento se hace más lento. Cuando se disponen tres motores, el mecanismo se torna más sencillo y hay menor probabilidad de fallas.

Disminuye la distorsión por "lloro" y "flauta" que se produce cuando hay deficiencias en el freno o embrague que más adelante analizaremos (figura 17,9).

En la figura 17.10 vemos la forma en que pueden disponerse los motores sobre un plano. Durante la grabación o reproducción, el rodillo de presión aprieta la cinta contra el cabrestante. Toda la tensión la recibe el motor N° 2 mientras que los motores 1 y 3 poseen una tensión reducida para mantener la cinta tensa. En la operación de enrollado rápido se libera el rodillo de presión desacoplándolo del cabrestante, el motor N5 3 recibe toda la tensión y enrolla la cinta. En el caso de rebobinado la situación se revierte; es decir, el motor Nº

FIGURA 17.7 El cabrestante es impulsado por

un motor que se vincula por medio de poleas y correas.

FIGURA 17.8 Para «vitar los problemas de desgaste

de correa muchos equipos utilizan la polea del motor como cabrestante.

FIGURA 17.9

Sistema de arrastre con tres motores.



1 está con toda la tensión mientras que el motor Nº 3 posee tensión reducida. Para entender mejor cómo funciona un mecanismo de arrastre, expliquemos cada operación para grabadoras que utilizan un solo motor. Para efectuar la grabación o reproducción de una cinta

magnética, la misma debe estar en contacto con el entrehierro del cabezal de modo de cerrar el camino magnético; por esta razón existe una almohadilla de felpa que presiona la cinta contra el cabezal.

En los cassettes, esta almohadilla está incorporada en el soporte (en el cassette), tal que al desplazarse el cabezal contra la cinta, dicha cinta queda prensada entre la almohadilla y el entrehierro del cabezal. Por el contrario, en las grabadoras de cinta abierta, la almohadilla se encuentra en el equipo y se acciona junto con la perilla de grabación o reproducción (figura 17.11). En una grabadora de cassette, los carreteles que sostienen la cinta en el cassette deben

colocarse en portacarreteles que se moverán en base a un mecanismo de arrastre cuyo funcionamiento se puede ver esquematizado en la figura 17,12. El portacarrete posee guías de arrastre para permitir el movimiento de la cinta y va montado sobre un eje en cuya parte inferior se coloca un tambor de freno a los fines de que el portacarrete no siga girando por su propia inercia una vez pulsado el botón de "STOP" (parada). AI pulsar el botón de "STOP" se apoya sobre el tambor una zapata de felpa que detiene el movimiento del portacarretel casi inmediatamente. De no existir

el sistema de freno se formarían bucles en la cinta y hasta podrían provocarse nudos que dañarían a la cinta magnética. El sistema de freno actúa también sobre el carretel alimentador con el objeto de mantener tensionada a la cinta aun después de activado el "STOP". La tracción sobre la cinta debe ser la

adecuada pues si el sistema hace que la cinta quede muy tensionada puede estirarse e incluso romperse. Por medio de una correa se efectúa la transmisión de movimiento desde el motor hasta una polea de tracción en cuya parte superior hay una felpa que, por rozamiento, transmite la fuerza impulsora al portacarretel.

FIGURA 17.10 Otro sistema de arresto

con tres motoras.

FIGURA 17.11 Para que la cinta está en contacto con el

entrehierro del cabezal, existe uno almohadilla que la prensa contra éste.

FIGURA 17.12 Esquema del sistema de transmisión y

freno y sus piezas componentes.



La forma en que se transmite el movimiento (transmisión mecánica) para el caso de grabación y reproducción qued esquematizado en la figura 17.13. En resumen, durante la grabación o reproducción el rodillo de presión lleva a la cinta contra el cabrestante el cual gira a velocidad constante recibiendo el movimiento desde el motor por medio de una correa. A través de una polea intermediaria y un sistema de embrague (fricción) el portacarretel recoge la cinta enviada por el cabrestante y el rodillo de presión.

Para realizar el avance rápido de la cinta se desprende la polea intermediaria del portacarrete de toma; también se libera el rodillo de presión y las almohadillas. Esto hará que la cinta quede en completa libertad de movimiento (figura 17.14). Note que, en este caso, otra polea intermediaría se presiona contra el volante (polea inercial) y a su vez, por intermedio de una correa, esta polea intermediaria transmite movimiento a otra que es presionada contra la polea del carrete de toma.

De esta manera el carretel de toma enrolla la cinta con la misma velocidad de giro del cabrestante (con su relación de transformación dado por las poleas intermediarias). Al rebobinar la cinta, el mecanismo que debe ponerse en marcha es muy similar al recién descrito; por ejemplo, un método consiste en cambiar el sentido de giro del motor (figura 17.15). Como se ha dicho, en la parada (STOP) de la grabadora los carretes quedan frenados y la cinta no es fraccionada. En esta posición el mecanismo queda como puede verse en la figura 17.16. Allí puede observar el sistema de freno aplicado en ambos carretes. Evidentemente, éste es sólo uno de los muchos

mecanismos que pueden presentarse en las grabadoras ya que cada fabricante aplica su propia tecnología para cumplir una función específica. Hemos expuesto cuáles son las funciones que debe cumplir el mecanismo de arrastre de la cinta, lo que nos servirá como base para poder analizar otros sistemas mecánicos. Hemos dicho que las grabadoras profesionales utilizan motores sincrónicos para mantener la velocidad constante y uniforme a los efectos de que la grabación y la reproducción se efectúen con la mayor fidelidad. Si no se usa un motor síncrono debemos buscar independizarnos de las fluctuaciones de la tensión de línea y de las variaciones de la carga mecánica

FIGURA 17.13 Durante la grabación o reproducción,

el motor transmite movimiento a la polea de tracción por medio de una correa. Esta polea, por medio de un

sistema de embrague, hace mover al portacarrete derecho.

FIGURA 17.14 Durante el avance rápido se libero la

polea intermediaría y el rodillo de presión para permitir la libertad de

movimiento de la cinta.



que pudieran producirse (dentro de ciertos límites). Para conseguir este propósito, puede emplearse un motor de corriente continua provisto de un control automático electrónico de velocidad. Este dispositivo debe tomar una muestra de la velocidad del motor y compararla con una referencia de forma tal que a la salida del comparador tenga una señal de error que actúe sobre la etapa de alimentación del motor para corregir la desviación producida (figura 17.17). La señal de error será positiva o negativa según aumente o disminuya la velocidad.

Por ejemplo, supongamos que por alguna causa aumente la carga mecánica; en este caso disminuirá la velocidad del motor y el comparador arrojará una señal de error negativa. En este caso la etapa de potencia eleva la tensión de alimentación del motor para estabilizar su velocidad.

Sistema auto-reverse En los pasacassettes para automóviles, también llamados "CAR-STEREOS" o "AUTOESTEREOS" la tendencia es a la reproducción en ambos sentidos (auto reverse), por lo tanto se debe incluir otro cabres-tante con su correspondiente rodillo de presión. El rodillo de presión, atrapará a la cinta contra uno u otro cabrestante, de acuerdo con el sentido de avan-ce de la cinta (figura 17.18). En estos equipos, además, el cassette debe soportar las continuas vibraciones a que está sometido

durante el movimiento del vehículo; por lo tanto se coloca un mecanismo adicional que mantiene presionado al cassette en su contenedor.

Al introducir el cassette en el equipo se acciona este mecanismo protector y a su vez se efectúa el encendido del equipo en forma automática. Protección contra grabación Todos los cassettes poseen, en su

parte posterior, unas espigas plásticas que, al retirarlas, impiden el borrado accidental de la cinta (figura 17.19). En el mecanismo asociado a este sistema existe un dedo sensor que -SI

FIGURA 17.15 Las partes del mecanismo que se ponen en movimiento durante el

rebobinado de la cinta son casi los mismos que en el caso de avance

rápido.

FIGURA 17.16 Posición relativa esquemática

del sistema de "STOP".

FIGURA 17.17 Un control automático de velocidad

debe permitir corregir una desviación en la velocidad del motor cuando se la

compara con una referencia.



SE ROMPE EN EL CASSETTE LA LENGÜETA QUE HABILITA LA GRABACIÓN- se introduce en el hueco que ésta dejó y desplaza una palanca de traba. Cuando esto ocurre, no es posible apretar el botón de grabación, impidiendo así la grabación de la cinta por equivocación (figura 17.20). Este mecanismo se pone en marcha únicamente en la operación de grabación y no existe en los aparatos que solamente son reproductores.

Las distintas funciones que debe cumplir el mecanismo de arrastre de un grabador pueden accionarse por medio de palancas o botones; por ejemplo, una sola palanca según se desplace hacia la izquierda o derecha o hacia

arriba o hacia abajo, cumplirá una función específica (figura 17.21). En este tipo de comando, para poder grabar sobre cinta hay que colocar la palanca en operación de avance y simultáneamente se debe

presionar el botón "GRABAR". Las grabadoras comerciales, en la actualidad poseen una botonera como la que se dibuja en la figura 17.22.

La operación que realiza cada tecla es la siguiente: PAUSE (Pausa). Detiene momentáneamente el avance de la cinta durante el proceso de grabación o reproducción sin que deje de girar el motor. STOP/EJECT (Parada/Expulsión) Interrumpe el funcionamiento del aparato y permite la

extracción del cassette. F.FORWARD (Fast-Forward - Avance Rápido) Acciona el avance rápido de la cinta.

PLAY-BACK (Reproducción) Coloca el mecanismo en posición de reproducción. REW (Rewind - Rebobinado Rápido) Como su nombre lo indica permite el rebobinado rápido de la cinta.

REC (Record - Grabación) Pulsando esta tecla junto con Play-Back permite la grabación del cassette. Se debe tener en cuenta que aquí también se pone en marcha la cabeza de borra do que elimina la información que poseía la cinta.

FIGURA 17.18 Sistema de doble cabrestante

para autoestéreos.

FIGURA 17.19 Visto posterior de un cassette con la

posición relativo de los espigas.

FIGURA 17.20 La mayoría de los grabadores posee

un mecanismo protector de grabaciones accidentales que se pone

en marcha al quitar la espiga de la parte trasero del cassette.

FIGURA 17.21 Las distintas operaciones que debe

realizar un grabador pueden controlarse con una perilla que posea

cuatro posiciones.



Si solamente se desea borrar una cinta se realiza la misma operación pero con el micrófono desconectado. En algunas grabadoras no es posible desconectar el micrófono desde afuera porque viene incorporado a la grabadora, pero la mayoría permite conectar un micrófono externo; en éstos basta con enchufar un conector sin cable ni conexión en el lugar donde iría el micrófono

externo, lo que es suficiente para desactivar al micrófono incorporado. Mantenimiento de las partes mecánicas y cabezas En los equipos grabadores y reproductores de cintas es fundamental la limpieza de las cabezas grabadoras-reproductoras y de borrado así como también las guías de cintas, rodillos de presión y felpa de tracción.

La limpieza debe efec-tuarse periódicamente ya que el traslado de la cinta magnetofónica va depo-sitando partículas de óxido de hierro. De usar cintas de óxido de hierro gamma la limpieza debe efectuarse cada 10 horas de uso de la grabadora

mientras que en el caso de usar cintas de FeCr o de metal la limpieza puede realizarse en lapsos prolongados. Para efectuar este mantenimiento debe utilizarse cualquier limpiador antiestático, como alcohol isopropílico, al cual se le puede agregar una gotita de detergente, en lo posible no iónico. Se humedece un hisopo de algodón con el limpiador y se frotan suavemente las cabezas a limpiar con cuidado de no rayarlas. Además, las cabezas deben estar perfectamente perpendiculares a la cinta para obtener el mejor nivel de grabación o reproducción y la mayor respuesta en frecuencia. La alineación generalmente se efectúa regulando un tornillo lateral a la cabeza que a su vez cumple la función de sujeción de la misma (figura 17.23). Dicho tornillo permite regular el azimut, es decir, el ángulo que forma el eje de la cabeza con la cinta. Una vez calibrada la posición de la cabeza se fija el tornillo con una gota de esmalte para que no se desajuste con las vibraciones a las cuales está sometido la grabadora. Las correas y/o poleas de goma no se deben limpiar con grasas o aceites con el fin de lubricarlas porque éstos penetran por los poros de la goma provocando su deterioro. El mantenimiento debe efectuarse con alcohol isopropílico.

FIGURA 17.22 Teclado típico de una cassettera portátil.

FIGURA 17.23 La correcta alineación se consigue

cuando la cinta se desplaza perpendicular a la cabeza.

CAPITULO 18: EL RECEPTOR DE FM


El receptor de FM Introducción Las señales de AM son las que inicialmente fueron el "caballo de batalla" de las estaciones de radio hasta no hace mucho tiempo; este sistema de transmisión permite cubrir distancias apreciables, abarcando áreas amplias, pero su limitado ancho de banda y el sistema de transmisión hace que no sea el adecuado para transmitir con alta fidelidad. En la actualidad, son muy comercializados los receptores de FM ya que la calidad de transmisión en este sistema es bastante superior a las transmisiones de amplitud Modulada por diversas razones que trataremos. Las señales de AM y las de FM

Las primeras transmisiones radiales comerciales *se efectuaban con el sistema denominado "modulación en amplitud" (AM) donde la información de baja frecuencia varía la amplitud de una señal "portadora" de frecuencia bastante superior (figura 18.1). A la modulación en amplitud no se puede considerar como un sistema de alta fidelidad ya que existen limitaciones en el ancho de banda de la información que se puede transmitir, lo que atenta con la alta calidad sonora que se persigue. También existirán limitaciones en el rango dinámico de la señal.

El ancho de banda de la información a transmitir en AM se limita a 5kHz; más precisamente, se sitúa entre 50Hz y 4kHz en el mejor de los casos, lo cual deja mucho que desear para poder considerarlo como un sistema de alta fidelidad. Un inconveniente bastante apreciable en las señales de AM es el "ruido" que generalmente produce una modulación superpuesta a la portadora que se confunde con la información, sin poder separarla de ésta (figura 18.2). Gran parte de estas señales de ruido pueden eliminarse si se colocan en el receptor filtros supresores de ruido cuya misión es silenciar al receptor cuando la portadora presenta variaciones bruscas de nivel o cuando la frecuencia de la información supera los 4kHz por entenderse que estas señales corresponden a ruidos indeseados.

FIGURA 18.1 En una señal de AM la información

varia la amplitud de una señal de alta frecuencia denominada portadora.



Por ejemplo, cuando un receptor de radio de ondas medias se conecta a la red de suministro eléctrico, suele captarse ruidos indeseados que se eliminan colocando filtros apropiados deno-minados "filtros de línea" (figura 18.3). Como vemos, los filtros supresores se conectan en el toma corriente del receptor. Son filtros pasabajos que no permiten el paso

de las señales de 60Hz correspondiente a la energía eléctrica. El sistema que permite eliminar los problemas que ocasionan las señales que modifican la amplitud de la portadora es la transmisión de frecuencia

modulada (FM), que presenta varias ventajas respecto de las transmisiones de AM. Una de las principales ventajas radica en la gran reducción de ruidos en la recepción ya que en todo momento la amplitud de la portadora permanece constante durante la transmisión; luego, en el receptor, con un circuito limitador de amplitud se evitan las sobremodulaciones que el ruido provoca en la amplitud. En una señal de AM la frecuencia y fase de la portadora no varían, mientras que la amplitud

cambia al ritmo de la información; en cambio, en una señal de FM son la amplitud y la fase de la portadora las que permanecen inalterables mientras que la frecuencia se modifica con los cambios de información que se desea transmitir (figura 18.4). En este caso, la forma en que se consigue la señal de frecuencia

modulada consiste en que, de alguna manera, la frecuencia de oscilación de un circuito aumenta en forma proporcional al aumento de la amplitud de la señal de audio en su semiciclo positivo. Durante el semiciclo negativo, la frecuencia de oscilación del circuito irá disminuyendo en forma proporcional con la amplitud de la información. Todo sucede de forma tal que a pequeñas amplitudes de la señal de audio le corresponden pequeñas variaciones en la frecuencia de la por-tadora, mientras que las grandes amplitudes de la información provocarán variaciones considerables de frecuencia. También sabemos que las señales

de audio están formadas por distintas frecuencias en la señal de FM; éstas quedarán evidenciadas en la velocidad con que se producen las variaciones de frecuencia de la señal. En la figura 18.5 note que hay corrimientos de frecuencia al ritmo de la frecuencia de la información mientras que el valor de ese corrimiento depende de la amplitud de la señal de audio.

FIGURA 18.2 Una señal interferente de ruido

puede mezclarse con la información y confundirse con ella.

FIGURA 18.3 Los filtros de línea son generalmente

filtros pasabajo que eliminan los ruidos que pudieran introducirse por medio de

la red de suministro eléctrico.

FIGURA 18.4 La frecuencia de la portadora varía el

ritmo de la información de una señal de frecuencia modulada.



En el ejemplo de la figura anterior se observa que las variaciones en la frecuencia de la portadora dependerán de la amplitud de la información. Para conseguir una señal de frecuencia modulada se puede utilizar un circuito oscilador de radiofrecuencia cuya frecuencia está determinada por la resonancia de un circuito tanque y que ésta a su vez varía con el valor de una capacidad de sintonía. Supongamos también que utilizamos un micrófono cuya capacidad varía al ritmo de la información que recibe (figura 18.6). El micrófono a capacitor presenta una capacidad "instantánea" cuyo valor depende del sonido que llega al mismo. Es de notar que la información hará que las variaciones de capacidad sean mayores, cuanto más intensa sea ésta. Note que la capacidad del micrófono está puesta en

paralelo con el capacitor de sintonía del circuito resonante que determinará la frecuencia de funcionamiento del oscilador. De esta manera se ha formado un pequeño transmisor de FM.

Las variaciones de capacidad que experimenta el micrófono como consecuencia de las variaciones correspondientes a la información harán que la frecuencia del oscilador también cambie, obteniendo así la señal de FM. La banda asignada a las señales de FM comerciales dentro del espectro de frecuencias, se ubica entre los 88 y los 108MHz. En esta banda se ubican 100 canales de FM; por lo tanto, el ancho de banda del espectro dividido la cantidad de canales nos dará como resultado el ancho de banda co-rrespondiente para cada canal:

Luego:

FIGURA 18.5 Ejemplos de señales de FM provocadas

por distintos tonos de audio.

FIGURA 18.6 El método más sencillo para producir

una señal de frecuencia modulada consiste en un oscilador

cuya frecuencia varía con la capacidad de un micrófono.



Como vemos, a cada canal se le asigna un ancho de banda de 200kHz, lo cual es más que suficiente para transmisiones de alta fidelidad. De aquí surge otra de las ventajas que presentan las transmisiones de FM respecto de las de AM; el mayor ancho de banda nos permitirá transmitir señales moduladas con frecuencias de audio más altas. La siguiente tabla nos da la ubicación de las frecuencias portadoras centrales de los 100 canales de Frecuencia Modulada comerciales.

TABLA 1 - FRECUENCIA DE LOS CANALES PARA FM

CANAL N"

FRECUENCIA CENTRAL MHz

CANAL Nº


CANAL N"


CANAL N"


201 88,1 226 93,1 251 98,1 276 103,1 202

88,3

227

93,3

252

98,3

277

103,3

203

88,5

228

93,5

253

98,5

278

103,5 204

88,7

229

93,7

254

98,7

279

103,7

205

88,9

230

93,9

255

98,9

280

103,9 206

98,1

231

94,1

256

99,1

281

104,1

207

89,3

232

94,3

257

99,3

282

104,3 206

89,5

233

94,5

258

99,5

283

104,5

209

89,7

234

94,7

259

99,7

284

104,7 210

89,9

235

94,9

260

99,9

285

104,9

211

90,1

236

95,1

261

100,1

286

105,1 212

90,3

237

95,3

262

100,3

287

105,3

213

90,5

238

95,5

263

100,5

288

105,5 214

90,7

239

95,7

264

100,7

289

105,7

215

90,9

240

95,9

265

100,9

290

105,9 216

91,1

241

96,1

266

101,1

291

106,1

217

91,3

242

96,3

267

101,3

292

106,3 218

91,5

243

96,5

268

101,5

293

106,5

219

91,7

244

96,7

268

101,7

294

106,7 220

91,9

245

96,9

270

101,9

295

106,9

221

92,1

246

97,1

271

102,1

296

107,1 222

92,3

247

97,3

272

102,3

297

107,3

223

92,5

246

97,5

273

102,5

298

107,5 224

92,7

249

97,7

274

102,7

299

107,7

225

92,9

250

97,9

275

102,9

300

107,9

En las señales de AM definimos profundidad de modulación "m" como la relación existente entre la amplitud de la información de audio y la amplitud de la portadora de radiofrecuencia. Como un concepto similar, para las señales de FM podemos definir un índice que determina la profundidad de modulación como la relación entre la máxima desviación de la frecuencia de la señal modulada respecto de la frecuencia central, dividido por esta frecuencia central (portadora).



donde: m = profundidad de modulación en FM. F = frecuencia de la portadora (frecuencia central). F1 = frecuencia debida a la máxima desviación. F2 = frecuencia debida a la mínima desviación. También se define índice de modulación "β" como la desviación de frecuencia respecto de la frecuencia central dividida por la frecuencia de audio correspondiente a la información. donde:

β (beta) = índice de modulación en FM. F1 = frecuencia de la portadora al aplicar la señal de audio fm. F = frecuencia central de la portadora. fm = frecuencia moduladora. Esto se entenderá mejor si lo aplicamos en algunos ejemplos: Ejemplo Nº 1 Supongamos tener una información de audio que produce una desviación de frecuencia, de acuerdo con su amplitud, de 50kHz (sin importar cuál es la frecuencia de la información). Pensemos ahora que en un instante la frecuencia de la información vale 100Hz y en otro instante vale 10kHz. Calcule el índice de modulación en cada caso. 1er caso: fm = frecuencia moduladora = 100Hz. ΔF = F1 = máxima desviación de frecuencia = 50 KHz.



2do caso: fm = frecuencia moduladora = 10.000Hz. ΔF = F1 = máxima desviación de frecuencia = 50 KHz.

Se puede observar que el índice de modulación es variable con la frecuencia y se reduce cuando aumenta la frecuencia de la información. No ocurre lo mismo con la profundidad de la modulación "m" que permanecerá constante. Analicemos qué indica el índice de modulación "β”. El índice de modulación depende de la amplitud de la modulante que provocará una desviación de la frecuencia central y de la frecuencia de la modulante; luego, para un índice de modulación " β" dado, la máxima desviación de

frecuencia dependerá de la frecuencia de la modulante.

En forma similar a lo que ocurre en AM, en la medida en que aumenta la frecuencia de la información mayor será el ancho de banda ocupado por el canal de FM.

Ahora bien, a cada canal se le asigna un ancho de banda de 200kHz lo que significa que la máxima desviación de frecuencia "ΔF" que se puede obtener es de 100kHz (figura 18.7). Podemos decir que lo que se encuentra a ambos lados de la frecuencia central son bandas laterales, las cuales, por razones de seguridad, no abarcan todo el espectro. Las reglamentaciones han establecido que la máxima AF sea de 75kHz, dejando una franja vacía de 25kHz en cada extremo del canal con el objeto de no provocar interferencias con los canales adyacentes. En el transmisor de FM se incluyen filtros que

atenúan el espectro de la señal transmitida fuera de estos 75kHz. Un índice de modulación elevado me indica que la información montada sobre la portadora como variaciones en su frecuencia se podrá transmitir sin inconvenientes, razón por la cual se trata de "uniformar" dicho índice para

FIGURA 18.7 Si bien la máxima desviación

de frecuencia de un canal de FM puede ser de 100 kHz, se toma por

seguridad 75 kHz.

FIGURA 18.8 Curvas de modificación de la ganancia

en función de la frecuencia (preénfasis y deénfasis).



toda la gama de frecuencias de la información. "El índice de modulación indica la potencia de la información en la señal modulada en fre-cuencia". De esta manera, como para altas frecuencias de la modulante el "β" será pequeño, se trata de aumentar la ganancia de las altas frecuencias en la transmisión para compensar el bajo β proceso que se denomina "Pre-énfasis" y que permitirá incrementar la porción de energía correspondiente a las señales de alta frecuencia de la información que ha modulado a la señal portadora. Por supuesto, en el receptor deberá haber un proceso inverso denominado "de-énfasis" (figura 18.8). La frecuencia máxima de la información que puede transmitirse es de 15kHz; por lo tanto, el mínimo índice de modulación valdrá:

El ΔF entonces no será constante y aumentará en la medida que crezca la frecuencia de la información para tratar de mantener uniforme al índice de modulación. El receptor de FM Básicamente un receptor de FM se compone de las mismas etapas que un receptor comercial de ondas medias; sólo varía la banda de frecuencias de trabajo (y por ende las disposiciones circuitales) y la forma en que se detecta la señal de audio.

Debemos aclarar que, antes de demodular la información, se agrega un circuito limitador que permite que la señal de RF llegue al detector con amplitud constante. Por lo tanto, un receptor de FM posee el diagrama en bloques que muestra la figura 18.9.

La banda asignada para los canales de FM se halla ubicada entre 88MHz y 108MHz como ya se ha mencionado, entre los canales bajos de TV y los canales altos en la banda de VHF (figura 18.10). Las etapas del receptor son similares a las ya conocidas, sólo nos resta decir que el valor de la frecuencia intermedia se ubica en 10,7MHz.


receptor de FM.

FIGURA 18.10 Ubicación de la banda de FM en el

espectro de frecuencias. Note que se encuentra entre los

canales bajos y altos de TV.



Dejaremos para más adelante el estudio del limitador y del demodulador. La transmisión estéreo Básicamente podemos decir que para efectuar una transmisión estéreo por el método convencional se necesitarían dos señales portadoras de distinta frecuencia sobre las cuales se modularía la información de cada canal (canal izquierdo -en adelante I- y canal derecho -en adelante D-). Evidentemente, éste no sería un método demasiado viable pues la información de la señal modulada en frecuencia no podría ocupar un ancho de

banda mayor al que se le había asignado, lo cual haría que disminuya la máxima frecuencia de la información que se puede transmitir. Ejemplo Nº 2 Supongamos querer transmitir la información estéreo por el canal de FM Nº 201 que sabemos tiene un ancho de banda asignado de 200kHz (abarca desde 88.000kHz a 88.200kHz). Luego de un estudio se deduce que la portadora del canal derecho se ubicará en 88.060kHz y la portadora del canal izquierdo quedará en 88.140kHz, utilizándose una desviación de frecuencia máxima para cada caso de ΔF = 40kHz (figura 18.11).

En este ejemplo hemos dejado una guarda de 20kHz para evitar interferencias con los canales de FM vecinos. Un análisis de esta posibilidad de trans-misión nos lleva a deducir que un receptor de FM monoaural tendría inconvenientes en la recepción de la información ya que ahora hay dos frecuencias centrales (una para cada canal de la información) que se batirían con la señal del oscilador local. Otro inconveniente radica en que se

encarece el proyecto del receptor estéreo, porque necesitaríamos duplicar los bloques que requiere un receptor monoaural. Note que no se ha dejado separación entre los canales I y D lo cual no es grave porque la interferencia producida ocasionaría una pérdida limitada de la sensación estéreo, hecho que no tiene graves inconvenientes. Otro problema consiste en la máxima frecuencia de la información que se quiere transmitir ya que si ahora ΔF = 40kHz y mantenemos al índice de

FIGURA 18.11 Espectro de uno señal de FM estéreo

que utiliza dos portadoras de transmisión.

FIGURA 18.12 La suma "I + D" se separa de la resta "I - D" modulando en amplitud a esto

última sobre una portadora de 38 kHz. a) Proceso de modulación.

b) Espectro de las señales formadas.



modulación β en 5, la frecuencia máxima será:

Se ve entonces que el ancho de banda de la información se reduce a 8kHz, perdiendo calidad la transmisión la cual ya no puede ser considerada como de "alta fidelidad". Este ejemplo nos permite afirmar que se debe utilizar otro proceso que, además de asegurar la linealidad en el proceso de la señal, permita enviar doble información (canal derecho y canal izquierdo) por la misma portadora. El método elegido se denomina "SISTEMA MULTIPLEX". EL SISTEMA MULTIPLEX en FM

¿No es posible bajar el índice de modulación de forma tal que se incremente la frecuencia máxima que se puede transmitir? Por supuesto que se puede, pero entonces la información tendrá menor potencia y empeorará la relación señal/ruido. Este inconveniente se subsana incrementando la potencia de transmisión, pero no es posible solucionar los demás problemas, razón

por la cual se recae en el método de multiplex por división de frecuencia en FM que consiste en lo siguiente: De alguna manera se suma la información de los canales izquierdo y derecho (I + D) limitando su banda en 15kHz; luego se obtiene la resta entre ambos canales (I - D) y se los modula en amplitud sobre una portadora de 38kHz de forma tal que sus bandas laterales queden separadas en frecuencia de la señal I + D (figura 18.12). Todavía no hemos modulado en frecuencia a la portadora de canal con la información pues a la información obtenida de ambos canales según la figura anterior se le debe agregar una señal piloto de 19kHz, tal que en el receptor habrá un filtro sintonizado a esa frecuencia de modo que al recibirla "sabe" que se trata de una emisión estéreo. El espectro de la información que se modulará en frecuencia, antes de dicha modulación será entonces el que muestra la figura 18.13. De aquí se pueden obtener varias conclusiones: por ejemplo los receptores monoaurales recibirán toda esta información pero sólo procesarán la correspondiente a la suma de los dos canales (I + D), lo cual es una ventaja porque escucharán toda la información por un solo canal de audio.

FIGURA 18.13 Espectro de la información antes de ser

modulada en frecuencia. Note que se mandan dos señales ("l + D"e"l - D"

separadas en frecuencia).



Otra conclusión es que no se transmite la portadora de 38kHz, con lo cual la señal I - D se modula en doble banda lateral con portadora suprimida con la ventaja de utilizar menor potencia de transmisión. La portadora "piloto" de 19kHz se utilizará para el encendido del LED indicador de una recepción estéreo en el receptor.

El ancho de banda de la información es ahora de 53kHz con lo cual se transmitirá con un índice de modulación "p" bastante inferior necesitando mayor potencia de transmisión que en el caso de transmisión monoaural para mantener elevada la relación señal/ruido.

En el transmisor de FM estéreo, la señal de audio se enfatiza para cada canal antes de obtener las señales (I + D) e (I - D); por lo tanto en el receptor habrá una red de de-énfasis en el canal izquierdo y otra en el canal derecho de audio (luego de la separación se desenfatiza la señal). En definitiva, desde el punto de vista de la transmisión todo sucede como si se transmitieran sonidos y supersonidos hasta 53kHz por un sistema de FM. En la figura 18.14 vemos el diagrama en bloques del transmisor.

La matriz sumadora podría ser, por ejemplo, un amplificador operacional utilizado como sumador (figura 18.15).

La matriz restadora bien podría ser el mismo sumador que recibe la información del canal D pero en contrafase. Otra posibilidad sería el uso de un transformador como en el caso de un amplificador push-pull con transformador (figura 18.16). El modulador balanceado es un circuito que permite obtener una señal de doble banda lateral con portadora suprimida cuyo estudio corresponde a Telecomunicaciones. En cuanto al doblador de frecuencias bien podría construirse a partir del uso de las técnicas digitales, o si se quiere más sencillo, por medio de un circuito rectificador de onda completa cuya señal de

salida posee el doble de frecuencia de la aplicada a su entrada (figura 18.17). El transmisor de FM debe cumplir las mismas exigencias que en el caso de una transmisión monoaural sólo que ahora el índice de modulación será mucho menor.

FIGURA 18.14 Diagrama en bloques de un transmisor de sistema MULTLEX ESTÉREO en FM.

FIGURA 18.15 Amplificador operacional

utilizado como matriz sumadora.

FIGURA 18.16 Un transformador con dos primarios y

un secundario bien podría comportarse como una matriz restadora.



El receptor de FM estéreo MULTIPLEX En sus primeras etapas el receptor de FM estéreo es igual que para el caso de una transmisión monoaural; las diferencias comienzan luego del demodulador ya que en el caso de la recepción estéreo hace falta un decodificador que permita encaminar las

señales "I + D" a sus respectivos canales de amplificación. En la figura 18.18 vemos el diagrama en bloques simplificado de un receptor de FM estéreo.

Luego de detectar la información se obtiene la señal "I + D" más la seña! "I - D" modulada en doble banda lateral sobre una portadora de 38kHz más el piloto de 19kHz. Por intermedio de filtros se separan estas tres señales, con un doblador de frecuencia se eleva a 38kHz la frecuencia del piloto para obtener la señal "I - D" por intermedio de un demodulador y luego con matrices sumadoras y restadoras respecti-vamente se separan los canales izquierdo y derecho para ser amplificados, En la matriz sumadora se obtiene:

En la matriz restadora se tiene:

El diagrama en bloques que responde al decodificador de un receptor comercial es el que muestra la figura 18.19.

FIGURA 18.17 Un simple rectificador de onda

completa puede comportarse como un circuito doblador de frecuencia.

FIGURA 18.18 Diagrama de bloques de un receptor

de FM estéreo simplificado con detalles del decodificador.



Antenas utilizadas La función de las antenas en las plantas transmisoras es convertir la corriente correspondiente a la señal modulada en frecuencia en una onda electromagnética que pueda viajar por el espacio. Por el contrario, la antena del receptor convierte la onda electromagnética emitida por la antena transmisora en una corriente de radiofrecuencia que será conducida hacia el sintonizador. Por supuesto, de la eficacia de las antenas transmisora y receptora dependerá

la calidad de la transmisión. La antena transmisora determinará el porcentaje de señal producida por la emisora que se convertirá en campo electromagnético mientras que la antena receptora determina el porcentaje de señal que llega al sintonizador.

Digamos que en FM se utiliza mucho la antena denominada "dipolo de media onda" o también el "dipolo plegado" donde la longitud total del dipolo es del orden de media longitud de onda de la señal que debe manejar. Luego, si consideramos como la frecuencia central de FM a f = 100MHz; la longitud de onda será:

donde: V = velocidad de propagación de las ondas electromagnéticas l = longitud de la onda f = frecuencia de la señal La alimentación de la antena se efectúa generalmente con una línea balanceada de 300 ohm (cable de televisión). Una característica importante de las antenas es su direccionalidad, la cual depende de su forma constructiva.

FIGURA 18.19 Esquema en bloques de un decodificador MULTIPLEX

utilizado en receptores comerciales.

FIGURA 18.20 El “dipolo plegado” se utiliza bastante

como antena de FM donde en este caso la longitud de onda vale λ = 3 m.



Una antena omnidireccional podrá captar o recibir en todas direcciones. Las características direccionales de las antenas se pueden visualizar con claridad a partir de su diagrama polar, también conocido como "lóbulo de radiación de la antena" (las antenas son igualmente direccionales para transmisión como para recepción) (figura 18.21).

Una antena direccional tendrá una ganancia muy superior a la de una antena que emite o recibe en todas direcciones.

La ganancia de una antena se expresa en "dB" tomando como referencia a la ganancia de un dipolo simple y generalmente se brinda una gráfica en función de la frecuencia de recepción para la cual ha sido diseñada la antena (figura 18.22). Para construir una antena direccional se coloca el dipolo sobre un palo llamado "botalón" y se agregan otros elementos como ser: reflectores que se

agregan detrás del dipolo y son de mayor longitud que éste (por lo general uno solo) y directores que se agregan delante del dipolo y son de menor longitud.

La cantidad de elementos que posee la antena determinan su ganancia (figura 18.23). Damos a continuación en la figura 18.24 el aspecto físico y el diagrama polar de algunas antenas comerciales (gentileza de AMPO Argentina). Analizamos todos los conceptos básicos que hacen a una recepción de un sistema estéreo-fónico por recepción multiplex en FM. En otra lección analizaremos los circuitos

integrantes de un receptor comercial, los cuales tomados en bloques se pueden clasificaren: 1) Etapa de radiofrecuencia – Sintonizador 2) Circuito Mezclador 3) Amplificadores de frecuencia intermedia

FIGURA 18.21 Diagrama polar de antenas.

FIGURA 18.22 Curva de ganancia de una antena

de FM. Note que se expresa en "dB" siendo la referencia, la ganancia de un dipolo simple.

FIGURA 18.23 Antena de 6 elementos utilizada en FM.



4) Limitadores y demoduladores de FM 5) Red De-énfasis

FIGURA 18.24 Diagramas polares de algunas

antenas de FM comerciales.

CAPITULO 19: LOS RECEPTORES DE FM


Los receptores de FM Introducción El receptor de FM se parece mucho al de AM en varios aspectos. En la banda comercial ocupa el espectro entre 88 MHz y 108 MHz; es decir, opera con frecuencias superiores a los receptores de AM, lo que obliga a una construcción más crítica con cables cortos y componentes en su mayoría pequeños.

Los bloques que difieren en el receptor de FM son el limitador, el demodulador (también conocido como detector de FM o discriminador) y el circuito de deénfasis. Recordemos el diagrama en bloques de un receptor de FM monoaural (figura 19.1). El limitador recorta los picos de la señal de FM amplificada con el fin de presentar al discriminador una señal de amplitud constante. El discriminador convierte la señal de FM en una señal de audio y la función del bloque de deénfasis es compensar el

preénfasis introducido en el transmisor de FM. Etapa limitadora de FM La señal de FM posee la ventaja respecto de una señal de AM, de que no le afecta en gran medida el ruido impulsivo que se suma durante la transmisión. Precisamente, el bloque limitador cumple la función de recortar o suprimir dicha señal interferente (el ruido impulsivo se debe a cambios o perturbaciones atmosféricas y ruidos introducidos por el hombre). En realidad, el sistema de FM no es totalmente inmune al ruido. Es posible recortar o limitar la mayor parte de las interferencias producidas ya que éstas se presentan principalmente como pulsos de ruido en amplitud, pero en menor proporción también producen desviaciones de fase que se notan parcialmente como una desviación de frecuencia; este efecto se hace mínimo al permitir una variación grande de frecuencia al modular la portadora. Los ruidos de FM se oyen como "frituras" (similar al ruido de freír comida en una sartén). Generalmente la etapa limitadora está formada por dos secciones amplificadoras sintonizadas de gran ganancia, conectadas en cascada.

FIGURA 19.1 Diagrama en bloques de

un receptor de FM.



Para explicar el funcionamiento de este bloque, podemos describir un circuito que opere con transistores de efecto de campo (FET) (figura 19.2). Tanto Q1 como Q2, están trabajando práctica-mente por debajo del punto de corte, con el objeto de no amplificar los picos negativos y la tensión VDD es baja para que los semiconductores se saturen fácilmente y así recortar los picos positivos. T1 es un transformador de dos secciones sintonizadas con C1 y C2 a una frecuencia de 10,7 MHz (FI) que sólo dejará pasar la señal de frecuencia intermedia -que debe tener una amplitud superior a los 5 volt para que puedan ser recortados los picos positivos por Q1. Este primer transistor proporciona una ganancia adicional que permitirá que la señal se inyecte a la compuerta de

Q2 con el suficiente nivel para permitir un recorte total de los picos positivos (por saturación) y de los picos negativos (por corte) para entregar al discriminador una señal de amplitud constante a través del transformador sintonizado T2. Distintos tipos de detectores de FM a) Detector coa transformador sintonizado:

Una señal de FM es una onda de frecuen-cia variable, y por lo tanto, puede utilizarse este principio para convertir una señal de FM en una señal de AM. Para ello puede utilizarse un circuito resonante paralelo de elevado Q sintonizado a una frecuencia levemente distinta de 10,7 MHz; luego dicho circuito responderá con distintas tensiones para las distintas frecuencias de la señal de FM, conforme a la pendiente de respuesta del circuito sintonizado (figura 19.3). La señal proveniente del canal de F1 con

amplitud constante se aplica al circuito resonante paralelo, y éste responderá de distinta forma (ofrecerá distintas impedancias), conforme a la frecuencia de la señal entrante. En la figura 19.4 se ve cómo puede convertirse una señal de FM en otra de AM, aprovechando las características de un circuito resonante. Para frecuencias inferiores a la de la portadora se tendrán amplitudes menores, y para frecuencias por encima de 10,7 MHz la amplitud aumentará.

FIGURA 19.2 Etapa /imitadora de FM can transistores

de efecto de campo. Generalmente poseen dos secciones en cascada.

FIGURA 19.3 Puede convertirse una señal de FM en

una señal de AM usando un circuito resonante paralelo.



En otras palabras, este método se basa en la falta de alineación de un circuito tanque común. Este tipo de detector es de baja calidad ya que la pendiente de la curva del circuito tanque no es lineal y está sujeto a distorsión por ruido en AM (figura 19.5). Este circuito, también conocido como detec-tor de pendiente, se utiliza en receptores de baja calidad con banda estrecha, por razones económicas.

b) Detector de pendiente balanceado: Para linealizar las características del circuito recién explicado se utiliza otra configuración que requiere de un ajuste complicado (figura 19.6).

El primario sintonizado (L1-C1) se ajusta a la portadora de FI, es decir, 10,7 MHz. Cada secundario se ajusta sumando y restando respectivamente las bandas laterales. Así L2-C2 se ajusta a 10,7 + 0,075 MHz y L3-C3 se calibra a 10,7 - 0,075 MHz, ambos con factor de mérito muy elevado. Las desviaciones positivas de frecuencia respecto de 10,7 MHz (Banda Lateral Superior) harán que conduzca D1 mientras

que la desviación de frecuencia de la banda lateral inferior harán que conduzca D2; C4 y C5 envían a masa las señales de RF y así entre los terminales A y B se tendrá la información de audio detectada.

La curva de respuesta de este circuito es cono-cida como "curva en S" que se utiliza para la mayoría de los detectores (figura 19.7). Este detector posee mejores características que el anterior pero también está sujeto a distorsiones por ruido en AM. (Téngase en cuenta que el ruido de AM es igualmente bajo ya que esta etapa va precedida de una etapa limitadora).

c) Discriminador Foster-Seely: Es el detector de FM de mejor fidelidad y el que presenta la señal más grande de salida. Se trata de un circuito compuesto de dos etapas; en una primera transformación se convierten las variaciones de frecuencia en variaciones de fase y luego las variaciones de fase se convierten en variaciones de amplitud (figura 19.8).

FIGURA 19.4 Una señal de FM al aplicarse a un

circuito resonante se desarrollará con baja amplitud si la frecuencia es baja y

con mayor amplitud para altas frecuencias. Así se puede convertir una

señal de FM en otra de AM.

FIGURA 19.5 La señal de AM se aplica por métodos

inductivos a un simple detector de envuelta, para obtener a información.

FIGURA 19.6 Codo secundario convierte uno porte de la señal de FM en otro de AM para

linealizar la respuesta del circuito.



Se trata de un circuito con un transformador doble sintonizado (primario y secundario) con acoplamiento débil. Se sintonizan a la frecuencia de Fl (10,7 MHz) lo que facilita el calibrado. Posee la desventaja de necesitar un circuito limitador y además no genera una tensión de AGC para el amplificador de RF y las etapas de FI. Para aquellos que manejan los números com-plejos damos una somera explicación sobre el funcionamiento del circuito.

En primer lugar demostremos que la tensión v2 formará un ángulo de fase con la tensión vi que dependerá de la diferencia de frecuencias entre la señal modulada y la portadora (figura 19.9).

La frecuencia de resonancia de L1 con C1 es igual a la del conjunto L2-C2 y corresponde a 10,7 MHz. Podemos decir que la tensión en bornes de L1 (v1), como consecuencia de la circulación de i1 inducirá en L2 una tensión e2 que a su vez provocará una corriente i2 que dependerá de la resistencia óhmica del secundario. La corriente i1 que circula por la bobina L1 se calcula:

La fuerza electromotriz inducida en L2 como consecuencia de la circulación de i1 será:

donde M es la inductancia mutua de U y 12 (coeficiente de inducción mutua).

Reemplazando el valor de i1:

FIGURA 19.7 Cuna característico en S de respuesta

de un detector de FM.

FIGURA 19.8 El discriminador FOS1ER-SEELY

convierte variaciones de frecuencia en variaciones de fase y éstas a su vez

en variaciones de amplitud.

FIGURA 19.9 La tensión v2 tendrá un ángulo

de desfasaje respecto de la tensión v1 que dependerá de la frecuencia

de la señal ingresante.



Cuando el circuito secundario es resonante será puramente resistivo, con un valor de Rs ohm; luego, la corriente ¡i se calcula:

En resonancia, la tensión v2 que se desarrolla sobreC2 será igual a:

Se entiende entonces que la tensión v2 está "adelantada" 90° eléctricos respecto de la tensión v1. En la figura 19.10 vemos como se puede graficar vectorial mente. Si la frecuencia de entrada cae por debajo de la frecuencia de resonancia (FI) el circuito L2-C2 se hace inductivo y aumenta el ángulo de fase (figura 19.11).

Si la frecuencia de entrada aumenta por encima de la frecuencia de resonancia (FI) el circuito L2-C2 se torna capacitivo y el ángulo de desfasaje disminuye (figura 19.12). Queda así demostrado que la fase que adquiere v2 dependerá de la frecuencia de la señal entrante que da origen a v1. Para explicar cómo se convierten las variaciones de fase en variaciones de amplitud hagamos un circuito equivalente del FOSTER-SEELY. Para ello digamos que C2 es un By-Pass (un capacitor de paso) para la señal de RF, mientras que el choque no permitirá su paso. De esta manera, un rápido análisis determinará que en cada rama del secundario se inducirá una tensión v2/2 y que entre el punto medio del secundario y masa quedará aplicada la tensión v1 que, para no confundir el análisis, la llamaremos v1' (figura 19.13). Las tensiones instantáneas vA y vB deberán restarse para obtener la tensión de salida; supongamos que no hay caída de tensión en los diodos. Para fines del análisis, para obtener vA se debe hacer la suma entre v1' y

FIGURA 19.10 Para la frecuencia de resonancia v2 está adelantada 90° respecto de v1.

FIGURA 19.11 Por debajo do la frecuencia de

resonancia aumento el ángulo de fase.

FIGURA 19.12 Por encima de la frecuencia de

resonancia disminuye el ángulo de fase.



V2/2 respetando el desfasaje correspondiente ya que asignando valores instantáneos arbitrarios se ve que v1' queda en serie con la porción superior de v2 (v2/2). Para obtener vB se debe hacer la resta entre v1' y v2/2 respetando el desfasaje correspondiente ya que ahora arbitrariamente ambos generadores están en oposición. En síntesis, lo que queremos explicar es que la tensión del extremo superior del secundario es

opuesta a la del extremo inferior cuando hago el análisis con v1'. De esta manera y haciendo el análisis correspondiente, surge que cuando la frecuencia de la señal es igual a la de la portadora, los valores absolutos de vA y vB son iguales y la señal de salida es igual a cero. Cuando fseñal > fFI (la frecuencia de la señal es mayor que la de portadora de FI) vA > vB y tendré una tensión positiva en A respecto de B. Por último, si fseñal < fFI (la frecuencia de la señal es menor que la de portadora) vA < vB y tendré una tensión negativa en A respecto de B. Es así que una variación de frecuencia fue convertida en una variación de fase y ésta a su vez en una señal de audio variable al ritmo de la desviación de la frecuencia ingresante respecto de la portadora. Para quienes conozcan el análisis vectorial, los siguientes ejemplos podrán aclarar mejor la forma en que se convierte una variación de fase en una variación de amplitud de señal de salida.

1er. Caso: La frecuencia de la señal es igual a la de la portadora con lo cual el desfasaje entre vi y v2 es de 90° eléctricos (figura 19.14). Vea que para obtener vB hemos invertido la tensión v2/2 según lo explicado anteriormente. Aun así vA es igual a vB (en módulo, o valor máximo) y por lo tanto la tensión de salida será nula.

2do Caso: La frecuencia de la señal es mayor que la frecuencia de la portadora con lo cual el desfasaje entre vi1 y v2 es menor que 90° eléctricos (figura 19.15). Aquí también se ha invertido v2/2 para obtener la tensión vB y puede verse claramente que vA es más grande que vB con lo cual la tensión de salida será positiva en el punto A del circuito respecto de B.

FIGURA 19.13 Circuito equivalente del discriminador

FOOSTER-SEELY, para explicar su funcionamiento.

FIGURA 19.14 Cuando f señal = Fl, los módulos de vA y vB son Iguales y Vsal = 0.

FIGURA 19.15 Cuando f señal > Fl, vA > vB y Vsal es

positiva «n el punto A, respecto de B.



3er Caso: La frecuencia de la señal es menor que la frecuencia de la portadora, con lo cual el ángulo de desfasaje entre v1' y v2 es mayor que 90° eléctricos (figura 19.16). Concluyendo con un análisis similar se

demuestra que vB es más grande que vA con lo cual la tensión de salida será negativa en el punto A respecto de B. Queda así claro que el discriminador FOSTER-SEELY convierte una señal de FM en la información de audio mediante dos procesos: conversión de variaciones de frecuencia a variaciones de fase y una posterior conversión a variaciones de amplitud.

En este caso puede aplicarse la curva en "S" explicada en el tema anterior. La tensión de AGC para un receptor de FM que utiliza este discriminador se genera en las etapas de Fl; para ello, antes de la etapa limi-tadora la señal de Fl se acopla a un detector de AM que entregará una tensión continua proporcional a la amplitud de la portadora.

d) Detector de relación: Este detector es de inferior calidad que el Foster-Seely y entrega una menor tensión de salida. Se usa comúnmente en receptores de televisión ya que no necesita para su funcionamiento un limitador muy estricto y permite generar una tensión de AGC (figura 19.17). Aquí, igual que en el Foster-Seely, hay una inversión de fase entre v2 y v1. D1 y D2 están conectados en serie. v2 y v1 se aplican a C4 y C5 a través de

los diodos (el choque L3 hará que v1 quede conectado entre el punto medio del transformador y el punto de conexión C4 y C5). La tensión "vs" se mantiene constante debido a la gran capacidad de C6 (del orden de los 10 µF); esta tensión se divide entre los capacitores C4 y C5 y, como hemos estudiado, varían con la desviación de

frecuencia. La diferencia de tensión entre C4 y C5 determina la tensión de salida de audio vo que se desarrolla sobre R1. Suele aplicarse una sencilla etapa de limitación previa para mejorar la calidad de la detección aunque, en teoría, ésta no es necesaria.

FIGURA 19.16 Cuando (señal> Fl, vA < vB y Vsal es

negativo en el punto A, respecto de B.

FIGURA 19.17 En receptoras de televisión suele

utilizarse un detector de relación que solo requiere un limitador sencillo.

FIGURA 19.18 Con una pequeña modificación se

puede construir el detector de relación con tensión de AGC.



Con una pequeña modificación este circuito proporciona una tensión de AGC (figura 19.18). En este circuito el acoplamiento entre L1 y L3 es del tipo magnético. Un análisis profundo del circuito nos permitirá determinar que la tensión de AGC está fijada por la tensión total de la portadora. En la actualidad los componentes de este circuito, a excepción del transformador, están contenidos en un circuito integrado. e) Discriminador en cuadratura: Es también un detector que convierte variaciones de frecuencia en cambios de fase y a su vez éstos en variaciones de amplitud. El cambio de fase con variaciones de frecuencia se consigue con un transformador sintonizado como en los casos anteriores.

En este tema también se puede hacer el desarrollo matemático pertinente que me permitirá demostrar que la tensión v2 está desfasada de la tensión vi en un ángulo que depende de la desviación de frecuencia. Así por ejemplo, cuando la señal ingresante tiene la frecuencia de la portadora, la tensión v2 se calcula como:

donde Rs es la resistencia del secundario a la frecuencia de resonancia (figura 19.19). Puede verse que ahora la desviación de fase es de 90° de adelanto de v2 respecto a v1. Si la frecuencia de entrada cae, el circuito L2-C2 se hace inductivo, lo que acarreará un ángulo de fase en aumento, mientras que por encima de la frecuencia de resonancia el circuito L2-C2 se hace capacitivo y el ángulo de fase se hace negativo. Estos cambios de fase modifican el ángulo de fase existente entre base y emisor para valores por encima y por debajo de 90° eléctricos y por ello habrá un tiempo en que la base es positiva respecto del emisor, haciendo circular una corriente de colector que dependerá de esa diferencia de fase. De este modo se ha conseguido una variación de tensión que depende de la diferencia de fase entre la base y el emisor. Control automático de frecuencia En los receptores se hace necesario un control automático de frecuencia (AFC o CAE) debido a que se está operando con frecuencias elevadas y cualquier

FIGURA 19.19 Discriminador en cuadratura.



corrimiento podría interrumpir la recepción. Por ejemplo, si estoy sintonizando una emisora de 100,1 MHz, el oscilador local del receptor estaría generando una señal de 110,8 MHz y si hay un corrimiento de frecuencia de sólo 0,075 MHz (75 kHz que es la desviación de frecuencia en FM) sería suficiente para que los circuitos de FI y el discriminador estén completamente fuera de banda. Para evitar una variación de la frecuencia

generada por el oscilador local se realiza un filtrado de la señal de salida del detector y luego de ella se obtiene una información de corriente continua (DC). Esta será una tensión continua de corrección que puede aplicarse a un varactor (varicap) para que opere sobre el oscilador local y lo haga retornar a su frecuencia central (figura 19.20). La capacidad del varactor se modifica al cambiar la polarización inversa aplicada desde la salida del detector (alisada). Hay algunos receptores que incluyen un interruptor que permite anular el circuito del CAF. Esto es muy útil cuando se desea sintonizar una emisora débil muy cercana a una señal más fuerte. Su sintonía se haría difícil con el CAF conectado porque el oscilador local tendería a enlazarse con la señal más fuerte. Circuito de deénfasis

Se ha estudiado que los transmisores de FM poseen una amplificación artificial en las frecuencias más altas de espectro audible utilizando para ello un circuito de preénfasis. En el receptor se debe hacer la compensación mediante un Circuito de Deénfasis (figura 19.21). La constante de tiempo de este circuito pasabajos vale:

Los dados en esta lección son los circuitos de un receptor de FM que no se encuentran en una radio de AM. Todas las demás son etapas comunes en ambos receptores.

FIGURA 19.20 La señal de audio convertida en

corriente continua permite variar la capacidad de un varactor

en un circuito de CAF.

FIGURA 19.21 Circuito compensador de audio

o red de deénfasis.

curso completo de audio

Documents