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Amplificadores de potencia de audio

Etapa de potencia del amplificador Turner 730

n

Multiplicador de VbeReguador de tensión paralelo

Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente

BECE VRRV

+= 1

2

1

Tener en cuenta que VBE

depende de la corriente de

colector

Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1

BE2

1CE V

RRV

+= 1

( ) 121CE IRRV +=Zona corte

del transistor

Zona activa del

transistor

R1 = R2 = 1KΩ


21 RR =

y las resistencias R1 y R2

Impedancia del multiplicador

Ω10I

Vz 10mAI1

CE1

≈∆∆

≅ =

R1 = R2 = 1KΩ

Impedancia del multiplicador como sistema realimentado

( )( )( )

Ω8

RRRRRRgm

RRfa

zZ

1PI11O

1OOO ≈

+=

+= 1//////1

//1

2

mA10ICQ =

V0,4Agm /=

Ω750RPI =

300=β

V100VA =

KΩ10RO =

f

1R1f −=

ZOZO

a

Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia

Circuito utilizado para análisis por simulación


Ω10,8ZO =

Zona capacitiva

Zona inductiva

(La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA)

Zona resistiva


Circuito utilizado para análisis por simulación

Corrección con capacitor


Ω10,8ZO = Zona capacitiva

R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF

5nF

10nF20nF

Corrección con capacitor

Zona resistiva

Variación de la tensión del multiplicador con la temperatura R1 = R2 = 1KΩ

− 3,4mV/ºC37ºC

27ºC

Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarloaún más de la corriente de polarización

3CBE2

1CE RIV1

RRV −

+≅

Tener en cuenta que VBE

depende de la corriente de

colector


1KΩRR 21 ==

y la resistencia de colector R3

R3=0ΩR3=10Ω

R3=20Ω

R3=30ΩR3=40Ω

Estudio evolutivo de un amplificador de tensión orientado a su aplicación en amplificador de

potencia de audio

Amplificador de Tensión

Sumador

Ganancia de tensión

relativamente baja

Ganancia de tensión

relativamente alta

Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente

Baja excursión de tensión a la

salida

Alta excursión de tensión a la

salida

Amplificador de Tensión

Impedancia de salida muy baja

+

_Separador

Configuración típica para amplificadores operacionales o de potencia para audio y ultrasonido

Con la técnica de realimentación se estabiliza la polarización y la ganancia de tensión.También se logra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida yreducida distorsión armónica.

Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio comomasa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento.

Ganancia alta de tensión SeparadorSumador

BAJAZ

ALTAZ

X1

Pola

rizac

ión

Carga

Generador

Desa

copl

e CC

Fuente

Amplificador de tres etapas con realimentación

Pola

rizac

ión

y re

alim

enta

ción

La topología de esta etapa de salida resulta en una eficiencia máxima del 25%

ETAPA DE SALIDA CLASE A

ETAPA DE ALTA GANANCIA DE TENSIÓN

ETAPA DE COMPARACION(O SUMADOR)

Circuito similar al analizado en la clase de Realimentación

REALIMENTADOR

Potencia suministrada

por las fuentes = 750mW

Potencia máxima

en la carga = 188mW

ICQ5=25mA

ICQ5=25mA permite a una excursión de la tensión de salida de 30Vpp

Circuito con etapa de salida clase B (sin polarizar)

ETAPA DE SALIDA CLASE B

La topología de la etapa de salida clase B es mas eficiente pero agrega distorsión armónica

Transferencia de la etapa de salida clase B

VO

VIVBE4 ≅ 0,7V

VBE5 ≅ - 0,7V

VCC+

VCC−

Sin corrección de cruce

IC4

IC5

Los transistores T4 y T5 conducirán menos de 180° para una señal alterna VI La potencia que deberán disipar los colectores de T4 y T5 dependerá de VO

Deformación de la señal de salida

VO

VI

VO

Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico

Notar la presencia de armónicas altas y la supremacía de las impares respectode las pares, lo cual es típico de la distorsión por cruce.

Análisis espectral de la señal de salida

Corrección del cruce por polarización con diodos

VO

VI

VB4

VI

VI

VB5

VI

VCC+

VCC−

T4

T5

VCEQ4 = -VCEQ5VCE

ICQ4Q

IC4

IC4MAX --IC5MAX

--IC5

--ICQ5

VBEQ4 = -VBEQ5 ≅ 0,6V

Polarización de los transistores con ICQ=1mA

t

VSP1=−VCE

t

IC4

ICIC5

VO

VI

Distorsión armónica = 2% , Vi=3Vpico, ICQ=1mA

Deformación de la señal de salida

Análisis espectral de la señal de salida

VO

Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico

Notar la reducción de la amplitud relativa de las armónicas impares

Polarizando los transistores con ICQ=1mA

Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador

¿Cómo se conecta/fusiona la segunda etapa con la tercera etapa?

I1

I2

I1 = I2 = IC3

IC3


La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3 Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5.

ICQ4


R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5

ICQ5

Dinámica de la corriente por la carga y los transistores de salida

IC4

IC5

VO

IOIP

Para una excitación sinusoidal, T4 (T5) conduce solo en el hemiciclo positivo (negativo)

VP

IC4π

CCPCCCVCCFUENTE

VIVIP ==+ 4

4RIP L

2P

CARGA =+

IP

VO

Cálculo de la potencia generada en el transistor T4

_+

4RI

πVIPPP L

2PCCP

CARGAVCCFUENTEC −=−= ++

VP

𝐼𝐼𝐶𝐶𝐶 =1

2𝜋𝜋0

𝜋𝜋𝐼𝐼𝑃𝑃 𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 𝑤𝑤𝑤𝑤 𝑑𝑑𝑤𝑤 =

𝐼𝐼𝑃𝑃𝜋𝜋

Cálculo de la condición de mayor exigencia para disipación de calor en el transistor T4

02RI

πV

dI4RI

πVId

dIdP LPCC

P

L2PCCP

P

C =−=

−

=

¿A que amplitud de la tensión de salida corresponde la máxima disipación de potencia en cada transistor?

CCCCCCP Vde64%V0,637Vπ2V

CMAXP≅==

L

CCP Rπ

V2ICMAXP

=

VP = RL IP

IP = Ip |PCMAX

La potencia disipada en cada transistor de salida (T4 o T5 en nuestro ejemplo) puede graficarse en función de la tensión pico de salida así:

2

CC

P

CC

P

MAXC

C

VπV

41

VπV

PP

−=

4RI

πVIP L

2PCCP

C −= L

CCPP Rπ

V2IIMAXCP

==

L

CCMAXC Rπ

VP 2

2

=

Gráfica normalizada de la potencia disipada en cada transistor de salida en función de la tensión pico de salida:

Este es el dato para calcular el disipador

(100%)PC MAX

67,4%

VCC0,64VCC

𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 = 𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀

La máxima disipación en eltransistor corresponde auna potencia en la cargaigual al 40% de la máximaposible

𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 = 0,4𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀

VP

¿Qué eficiencia puede lograrse con la etapa de salida clase B?

CC

P

CCP

PP

FUENTE

CARGA

VV

4π

πV2I2VI

PPη ===

La máxima eficiencia es cuando Vp se acerca a VCC

78%0,785VV

4πη

CC

CCmax ≅==

ηmax

VCCVP

¿Cómo se relaciona la eficiencia con la potencia disipada en los transistores?

50%VV

4π2π

VV

4πη

CC

CCVV

CC

PPmaxPCMAXP

=== =

La máxima potencia disipada encada transistor se correspondecon una eficiencia del 50%

(100%)PC MAX

67,4%

VCC0,64VCC

VP

η

Los fabricantes suelen especificar PD en función de la temperatura de la cápsula

( ) ( ) coccoccoj

DDcD TTconTT

TTPPTP ≥−

−−=

max

maxmax

Cº150=maxjT

Cº25=coT

max

max

D

coj

PTT

jc−

=θ

𝑃𝑃𝐷𝐷max = 70𝑊𝑊

Elección del transistor

𝑃𝑃𝐷𝐷max

𝑇𝑇𝑐𝑐𝑐𝑐38

Ley de Ohm térmica:

cápsulajunturatérmicaaresistencijc =θ

disipadorcápsulatérmicaaresistencics =θ

ambientedisipadortérmicaaresistencisa =θ

http://www.disipadores.com

𝑃𝑃𝐶𝐶max

𝜃𝜃𝑠𝑠𝑠𝑠 =𝑇𝑇𝑗𝑗 − 𝑇𝑇𝑠𝑠𝑃𝑃𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀

− 𝜃𝜃𝑗𝑗𝑐𝑐 − 𝜃𝜃𝑐𝑐𝑠𝑠

𝜃𝜃𝑗𝑗𝑠𝑠 = 𝜃𝜃𝑗𝑗𝑐𝑐 + 𝜃𝜃𝑐𝑐𝑠𝑠+ 𝜃𝜃𝑠𝑠𝑠𝑠

𝜃𝜃𝑗𝑗𝑠𝑠 =𝑇𝑇𝑗𝑗 − 𝑇𝑇𝑠𝑠𝑃𝑃𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀

El transistor permite reemplazar a varios diodos y tiene las misma deriva térmica que lajuntura base emisor de los transistores de salida

Incluyendo un multiplicador de Vbe en la polarización de la etapa de salida clase B

ACOPLADOSTERMICAMENTE

Mejorando la polarización de la etapa de salida

Mayor ganancia de tensión y menor impedancia de salida

Se logra aumentando la ganancia de corriente de los transistores de salida


(En este ejemplo, conectándolos en modo cuasi Darlington)

Mayor estabilidad térmica de etapa de salida

Se logra agregando resistencias en serie con los emisores de los transistores de salidade manera de lograr estabilidad en su polarización por medio de realimentación local


R11 y R12 se calculan considerando la disipación de calor de T4

Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico

IEE

B

CIC1

IB1

C2B1C1E IIII ++=

C2C1E III +=

∴<<⇒>> C1B11 II1βsi

Además es:

C12C2 IβI =

Finalmente:

( )1βII 2C1E +=

IC2

RE introduce realimentaciónlocal que permite compensarel embalamiento térmico deQ1

La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es:

E

BE1BBE R

VVI −=

Igualando con ( )1βII 2C1E += resulta:

( )1βRVVI

2E

BE1BBC1 +

−=

La potencia generada en el transistor Q1 es:

C1CEG IVP =

Con lo que resulta:

( )1βRVVVP

2E

BE1BBCEG +

−=

Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que:

La variación de potencia disipada es:

( )1βRKV

TjP

2E

CEG

+=

∂∂

La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es:

jaTaTjPD θ

−=

TjP

TjP GD

∂∂

≥∂∂

jaTjPD

θ1

=∂∂

Y la variación de potencia generada es:

BE1Vcon K 2 mV/º CTj

∂=− =

∂

En su forma más conocida:

Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistorque puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierrala malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para elcálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o seael valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luegopuede calcularse RE . Además será:

( )1βRKV

ja 2E

CE

+≥

θ1Combinando resulta en:

( )KV

1βRjaCE

2E +≤θ

CCMAXCECE VVV == y 2MIN2 ββ =

Finalmente:

( )1βKVjaR

2MIN

CC1E +≥ Qθ

Mayor ganancia de tensión y menor impedancia de salida

Se logra aumentando la ganancia de corriente de los transistores de salida

(En este ejemplo, conectándolos en modo Darlington)

R11 y R12 no se calculan igual que para el caso cuasi Darlington


Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa mediante elaumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3

• Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas).

Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa

“BOOTSTRAP”

Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas)

x 0,99i

i

ivZ =

Z

iv ovii

6'Rvv

vZoi

i

−=

io vv 99,0=

6'Rvvi oi

i−

=

6'100 RZ =

SP121etapa3i RββZ =

La ganancia de tensión de la segunda etapa será gmT3 . RO T3 // Z // Zi etapa3

Mediante la implementación de una carga activa

La ganancia de tensión de la segunda etapa será gmT3 . RO T3 // RO T9 // Zi etapa3


• La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencialograda con dos diodos


Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa

• Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por unafuente de corriente

• Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR


• Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1por una activa lograda con un espejo de corriente

• Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa

• Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agregarealimentación local por medio de resistencias en los emisores


Amplificador de audio = Amplificador Operacional

Especificaciones típicasPotencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01%Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02%Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificadoAncho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohmAncho de banda de potencia (limitado por “slew rate”) = 50 KHz a 50W/8ohmSobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificadoFactor de amortiguamiento = 200Impedancia de entrada = 50 Kohm de 20 Hz a 20KHz Corrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb.Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salidaConsumo sin señal = 5WProtección contra cortocircuito a la salidaProtección contra tensión continua a la salida

Amplificador de audio de potencia

Distorsión armónica

Esquema de un amplificador de audio de potencia

(lazo cerrado)

CARGA

Medición o simulación a lazo abierto

Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua

Distorsión armónica a lazo abierto

Distorsión armónica a lazo cerrado

DA=2%

DA=0,004%

af1DA

DA ABIERTOLAZOCERRADOLAZO +

≅

10mV

10V

10µV

10mV

10V

10mV

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 30Series1 -0,6 -0,6 -0,5 -0,4 -0,3 -0,1 0,00 0,21 0,47 0,78 1,16 1,62 2,17

-1,00

-0,50

0,00

0,50

1,00

1,50

2,00

2,50

La distorsión armónica total se produce fundamentalmente por:• Transferencia alineal de la primera y segunda etapa• Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B)• THD = Total harmonic distortion , en inglésEn un transistor bipolar polarizado en modo activo es

...33

221 +++= ssso VaVaVaV

Sobre un carga dada se obtiene:

Si se le aplica una señal VS será BE BEQ SV =V V+

Resultando:

BEQ S

T T

V VV V

C CQ SI I = I e -1+

+

BE

T

VV

CQ SI = I e -1

⇒

S

T

VV

C CQI = I e -1

S

T

VV

O CARGA CQV = R I e -1

S

T

VVe -1

Desarrollando en serie:

SVt

t

mV

con BE BEQV =V

Con señal sinusoidal se puede expresar:...wtsenoVawtsenoVawtsenoVaV 33

s322

s2s1o +++=∧∧∧

Definiendo distorsión armónica como la relación entre la sumade las componentes armónicas a la fundamental, se tiene paralas componentes segunda y tercera armónica:

)(wtsenoVV SS

∧=

2

1

33

3 2414

==

∧

∧

∧

T

s

s

s

VV

Va

Va

HDT

s

s

2s

VV

Va

Va

HD∧

∧

∧

==412

1

2

2

Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión

Siendo:T

QCARGA

VIR

a =1 22 2 T

QCARGA

VIR

a = 33 6 T

QCARGA

VIR

a =

( ) ( ) ...3wtsenowt3seno4Va2wtcos1

2VawtsenoVaV

3s3

2s2

s1o +−+−+=

∧∧∧

...3wtseno4Va2wtcos

2Vawtseno

4V3aVa

2VaV

3s3

2s2

3s3

s1

2s2

o +−−

++=

∧∧∧∧

∧

Distorsión de cada etapa

• Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización.

• Se neutraliza la realimentación de alterna.• Se busca medir cada etapa por separado,

independizándola del efecto de carga de las otras.

PRIMERA ETAPA

VSALPRIMERA ETAPA

VENTDIFERENCIAL

ISALPRIMERAETAPA

VSALPRIMERA ETAPA

ABRIENDO EL LAZO

ISALPRIMERAETAPA

Amplitud entrada = 3mVpicoResistencia emisor par diferencial = 0 ΩDistorsión = 4,81%

Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva

Amplitud entrada = 3,5mVpicoResistencia emisor par diferencial = 100 ΩDistorsión = 0,02%

El costo es una reducción de ganancia de 10dB.El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB.Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa

703u

A

688u

A

Notar que las corrientes de colector del par diferencial son levemente diferentes

703u

A

688u

A

Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm

ABRIENDO EL LAZOISAL

PRIMERAETAPA

I = 0

VENTDIFERENCIAL

Carga casi ideal para una fuente de corriente

La segunda y tercera armónica tienen un peso importante en la distorsión

695,

5uA

695,

5uA

Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema

ABRIENDO EL LAZOISAL

PRIMERAETAPA

VENTDIFERENCIAL

I = 0

La segunda resulta muy reducida respecto de la tercera

Comparación entre antes y después de igualar las corrientes de colector del par diferencial

SEGUNDA ETAPA

ISALSEGUNDAETAPA

ISALPRIMERAETAPA

Carga casi ideal para una fuente

de corriente

BLOQUEODE SEÑAL

GENERADOR DE CORRIENTE

I = 0

I

VDIF = 0

MEDICIÓN DE CORRIENTE

Amplitud entrada = 0,1mApicoDistorsión = 12%

Amplitud entrada = 0,05mApicoDistorsión = 0,6%

Amplitud entrada = 0,01mApicoDistorsión = 0,1%

Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importanteen la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que paraéste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zonacuasi lineal.

TERCERA ETAPA

Polarización

IENT

Señal de prueba

VSAL

I

I

Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa

Ajuste de I

Señal de prueba

Se abre lazo

Anulando 1ra y 2da etapas

Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A (para laamplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones)

Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación decorte hasta 1A en los transistores de salida

I DistorsónuA %

0 200,01 14

0,1 121 10

10 8100 6

1000 410000 2,220000 1,730000 1,440000 1,250000 1

100000 0,5200000 0,14500000 0,08

1000000 0,06

0

2

4

6

8

10

12

14

0,01 0,

1 1 10 100

1000

1000

0

1000

00

1000

000

Distorsión en función de la corriente de polarización para una amplitud pico de salida de 3V

µA

%

Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud.Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer.Ver el gráfico siguiente

¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud?(Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda)

Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores.

Vo DistorsónV %

1 3,13 2,26 1,7

13,1 1,1516 1,0520 1,1

22,5 1,325,4 1,628,2 2,1

30 2,635 440 5,3

0

1

2

3

4

5

6

1 10

Distorsión en función de la amplitud pico de salida para I=10mA

30101 203 6 40V

%


RED ZOBEL

COMPENSACIÓN

AJUSTE DEL CORRIMIENTO DE LA TENSIÓN DE SALIDA

(POLARIZACIÓN)AJ

UST

E DE

LA

CORR

IEN

TE D

E PO

LARI

ZACI

ÓN

DE

LO

S TR

ANSI

STO

RES

DE S

ALID

A

COMPENSACIÓN CARGA CAPACITIVA

Analizar el amplificador de potencia del Turner 730Se ajustará PS401 para conseguir 0V sobre RL con VG=0V y se ajustará PS402 para conseguir una corriente de colector deQ407 y Q408 de 10mA con VG=0V

1) Calcular las tensiones de todos los nodos y las corrientes de todas la ramas para VG=0V2) Calcular la ganancia de lazo para frecuencias medias (1KHz)3) Calcular la ganancia global para frecuencias medias (1KHz)4) Calcular la máxima potencia obtenible sobre la carga para frecuencias medias (1KHz)5) Calcular la impedancia de entrada para frecuencias medias (1KHz)6) Calcular la impedancia de salida para frecuencias medias (1KHz)7) Calcular el factor de amortiguamiento para frecuencias medias (1KHz)8) Calcular la máxima tensión pico sobre la carga para frecuencias medias (1KHz)9) Calcular la máxima eficiencia obtenible con éste amplificador para frecuencias medias (1KHz)

10) Determinar:a) El tamaño de los disipadores para cada transistor (resistencia térmica disipador-ambiente)b) Encontrar el disipador comercial que podría utilizarse para construir un prototipo funcionalc) Comparar con los disipadores utilizados originalmente por Turner y obtener conclusiones

11) Simular el comportamiento estático y dinámico del amplificador determinando:a) Medir las tensiones de todos los nodos y las corrientes de todas la ramas para VG=0Vb) Medir la impedancia de entrada en función de la frecuencia (desde 0,1Hz hasta 1GHz)c) Medir la impedancia de salida en función de la frecuencia (desde 0,1Hz hasta 1GHz)d) Respuesta en frecuencia para 1W sobre la cargae) Ancho de banda de potencia

Es la máxima frecuencia para la que el amplificador logra reproducir una señal sinusoidal a máxima potencia (hallada en el punto 4sin deformación

f) Respuesta al escalóni. Pequeña señal (la tensión pico de salida estará entre 0,1V y 1V)ii. Gran señal (amplitud de salida apenas menor que la máxima tensión pico de salida hallada en el punto 8iii. En base a lo medido en i. determinar el ancho de banda para pequeña señal asumiendo que el amplificador está compensado

por polo dominanteiv. En base a lo medido en ii. determinar la velocidad de crecimiento de la tensión de salida (“slew rate”)

g) Determinar el margen de faseh) Determinar la distorsión armónica a 1KHz y a 10KHz para potencias de 0,1W; 1W; 10W y 90% de la máxima calculada en el punto 4i) Determinar la distorsión por intermodulación para potencias de 0,1W; 1W; 10W y 90% de la máxima calculada en el punto 4j) Determinar el Rechazo de Ruido de la Fuente de Alimentación (“PSNR”)

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