unidad 1 electronica analogica 2

INSTITUTO TECNOLOGICO DE SALINA CRUZ

ELECTRONICA VII “C”COMUNICACIONES I

EDGAR EUSEBIO TOY ESCALANTEMATRICULA: 071020084

UNIDAD 1 RESPUESTA EN BAJA Y ALTA FRECUENCIA DEL AMPLIFICADOR

1.1 RESPUESTA EN ALTA Y BAJA FRECUENCIA DEL AMPLIFICADOR FET Y BJT

1.2 GANANCIA ANCHO DE BANDA DEL AMPLIFICADOR1.3 AMPLIFICADORES DIFERENCIALES1.4 AMPLIFICADORES SINTONIZADOS1.5 EFECTOS DE RUIDO EN AMPLIFICADORES

1.1 RESPUESTA EN ALTA Y BAJA FRECUENCIA DEL AMPLIFICADOR FET Y BJT

RESPUESTA A BAJA FRECUENCIA: AMPLIFICADOR BJT

En el análisis de esta sección se utilizará la configuración de polarización por divisor de volta je de BJT con carga, sin embargo, los resultados obtenidos se pueden aplicar a cualquier con figuración. Simplemente será necesario encontrar la resistencia equivalente adecuada para la combinación R-C. Para la red de la figura 11.18, los capacitores C,. Cc y Q determinarán la respuesta a baja frecuencia. Ahora se revisará el impacto de cada uno de forma independien te y en el orden listado.

csDebido a que Cs por lo regular está conectado entre la carga aplicada y el dispositivo activo, la forma general de la configuración R-C se encontrará establecida por la red de la figura 11.19.

La resistencia total es ahora de Rs + R¡, y la frecuencia de corte como se establece en la sec ción 11.15 es:

Para frecuencias medias y altas, la reactancia del capacitor será lo suficientemente peque ña para permitir una aproximación de corto circuito para el elemento. Entonces, el voltaje V¡ estará relacionado con V, mediante

En Fls, el voltaje V¡ será 70.7% del valor determinado por la ecuación 11.28, si se asume que C, es el único elemento capacitivo que controla la respuesta a baja frecuencia.Para la red de la figura 11.18, cuando se analizan los efectos de Cs se debe asumir que tan to CE como Cc están realizando su función diseñada, o de lo contrario, el análisis se vuelve muy difícil de manejar, es decir, que la magnitud de las reactancias de CE y Cc permite utilizar un equivalente de corto circuito, para la señal, en comparación con la magnitud de las otras impedancias en serie. Con esta hipótesis, la red equivalente de ac para la sección de entrada de la fi gura 11.18 aparecerá como se muestra en la figura 11.20.

El valor de R¡ para la ecuación 11.27 está determinado por:

El voltaje V¡ aplicado a la entrada del dispositivo activo puede calcularse mediante la regla de divisor de voltaje.

CcDebido a que el capacitor de acoplamiento normalmente se encuentra conectado entre la salida del dispositivo activo y la carga aplicada, la configuración R-C que determina la baja frecuencia de corte debido a Cc se muestra en la figura 11.21. A partir de esta misma figura, la resistencia en serie total es ahora R0 + RLy la frecuencia de corte debida a Cc está determinada por:

Si se ignoran los efectos de C¡ y CE, el voltaje de salida V0 estará en 70.7% de su valor de ban da media en/v Para la red de la figura 11.18, la red de ac equivalente para la sección de salida con V¡ = 0 V se muestra en la figura 11.22. El valor resultante para R0 en la ecuación 11.31 es simplemente:

CEPara determinar fL, debe determinarse la red "observada" por CE como se muestra en la figu ra 11.23. Una vez que el nivel de Re se establece, es posible determinar la frecuencia dé corte debido a CE, mediante la siguiente ecuación:

Para la red de la figura 11,18, el equivalente de ac según lo "observa" CE se muestra en la fi gura 11.24. Por tanto, el valor de Re está determinado por:

El efecto ele C¡. sobre la ganancia, se describe mejor de una forma cuantitativa al recordar que la ganancia para la configuración de la figura 11.25 está dada por:

La ganancia máxima obviamente está disponible cuando RE es igual a cero ohms. A bajas frecuencias, con el capacitor de desvío Ce en su estado equivalente de "circuito abierto'', RE se presenta en la ecuación anterior de la ganancia, con lo que se ocasiona una ganancia mínima. Ai incrementarse la frecuencia, la reactancia del capacitor CE disminuye, y se reduce la impe-dancia paralela de RE y CE hasta que el resistor RE se encuentre efectivamente "en corto" por el efecto de la frecuencia en CE. El resultado es una ganancia máxima o de media banda determinada por/i,. = -Rc/r,. En/¿£ la ganancia será de 3 dB por debajo del valor de banda media determinado con RE en "corto".

Antes de continuar, tenga en mente que C¡, Q- y CE sólo afectarán la respuesta a baja fre cuencía. En el nivel de frecuencia de la banda media, se pueden insertar los cortos circuitosequivalentes para los capacitores, A pesar de que cada uno afectará la ganancia Av = V0/V,. en un rango de frecuencia similar, el corte a baja frecuencia más alto determinado por Cs, Cc o CE, tendrá el mayor impacto debido a que será el último en encontrarse antes del nivel de la banda media. Si las frecuencias se encuentran relativamente separadas, la frecuencia de corte más grande será la que determine básicamente la baja frecuencia de corte para todo el sistema. Si existen dos o más frecuencias de corte "superiores", el efecto será la elevación de la frecuencia inferior de corte y la reducción del ancho de banda resultante del sistema. En otras palabras, existe una interacción entre los elementos capacitivos que pueden afectar la frecuencia inferior de corte. Sin embargo, si las frecuencias de corte establecidas por cada capacitor están lo suficientemente separadas, se puede ignorar el efecto de una sobre la otra con un alto grado de exactitud, un hecho que será demostrado por las impresiones que aparecen en el siguiente ejemplo.

RESPUESTA A BAJA FRECUENCIA: AMPLIFICADOR FET

El análisis del amplificador a FET en la región de baja frecuencia es muy similar al del amplificador BJT de la sección 11.6. Nuevamente existen tres capacitores principales que se muestran en la figura 11.34: Cc, Cc y Cs. Aunque la figura 11.34 se utilizará para establecer las ecuaciones fundamentales, el procedimiento y las conclusiones pueden aplicarse a la mayoría de las configuraciones a FET.

CG

Para el capacitor de acoplamiento entre la fuente y el dispositivo activo, la red equivalente de ac será como la de la figura 11.35. La frecuencia de corte determinada por CG será entonces:

lo cual es un equivalente exacto de la ecuación 11.27. Para la red de la figura 11.34

Por lo regular, RG >> Rseñal, y la frecuencia inferior de corte estará determinada principalmente por Rc y Cc- El hecho de que Rc sea tan grande, permite un nivel relativamente bajo de Cc at mismo tiempo que se mantiene un nivel de frecuencia inferior de corte para fLc.

CC

Para el capacitor de acoplamiento entre el dispositivo activo y la carga, se obtendrá la red de la figura 11.36, la cual también es un equivalente exacto de la figura 11.21. La frecuencia de corte resultante es:

Para la red de la figura 11.34;

Cs

Para el capacitor de la fuente Cs, el nivel de resistencia de relevancia se define en la figura 11.37. La frecuencia de corte estará definida por:

RESPUESTA A ALTA FRECUENCIA: AMPLIFICADOR BJTEn el extremo de alta frecuencia, existen dos factores que definen el punto de -3 dB: la capacitancia de la red (parásita e introducida) y la dependencia a la frecuencia de hfe

Parámetros de la redEn la región de alta frecuencia, la red RC de interés cuenta con la configuración que aparece en . la figura 11.46. Para frecuencias crecientes, la reactancia Xc disminuye en magnitud, con lo que se ocasiona un efecto de corto a través de la salida y una disminución de la ganancia. La deducción que lleva a la frecuencia de esquina para esta configuración Rc sigue una línea similar a la encontrada para la región de baja frecuencia. La principal diferencia es la forma general de Av que aparece a continuación:

la cual genera una gráfica de magnitud como se muestra en la figura 11.47, que tiene una caída en 6 dB/octava ante el incremento en la frecuencia. Observe que se encuentra en el denominador de la relación de frecuencia en lugar de en el numerador, como ocurre para f en la ecuación 11.21

En la figura 11.48 se incluyen las distintas capacitancias parásitas (Cbe, Cba Cce) del transistor junto con las capacitancias de cableado (Cw¡, Cw) que se insertaron durante la construcción. El modelo equivalente para alta frecuencia de la red de la figura 11.48 se muestra en la figura 1 1 .49. Observe la ausencia de los capacitores Cs, Cc y Ce, los cuales se asume que se encuentran en el estado de corto circuito para estas frecuencias. La capacitancia C¡ incluye a la capacitancia de cableado de entrada Cw¡, la capacitancia de transición Cbe, y la capacitancia Miller de entrada CAI¡. La capacitancia C„ incluye a la capacitancia de cableado de salida CVu, la capacitancia parásita C„ y la capacitancia Miller de salida CMo. En general, la capacitancia Cbl, es la mayor de las capacitancias parásitas siendo Cce la menor. De hecho, la mayoría de las hojas de especificaciones proporcionan los niveles de Cbe y Cbc y no incluyen a C„ a menos que ésta afecte la respuesta de un tipo particular de transistor en un área específica de aplicación.Al determinar el circuito equivalente de Thévenin para las redes de entrada y de salida de la figura 11.49 se obtendrán las configuraciones de la figura 11.50. Para la red de entrada, la frecuencia de -3 dB está definida por

Para frecuencias muy akas, el efecto de C¡ es reducir la impedancia total de la combinación en paralelo de R¡. R2. R¡ y C¡ en la figura 11.49. El resultado es un nivel reducido de voltaje a través de C¡, una reducción en 4 y una ganancia para el sistema. Para la red de salida.

Para frecuencias muy altas, la reactancia capacitiva de C0 disminuirá, y por consecuencia reducirá la impedancia total de las ramas de salida en paralelo de la figura 11.49. El resultado neto es que V0 también decaerá hacia cero a medida que la reactancia Xc se hace más pequeña. Cada una de las frecuencias fhi y fho definirá una asíntota de -6 dB/octava, como se ilustra en la figura 11.47. Si los capacitores parásitos fuesen los únicos elementos que determinan la frecuencia de corte alta, la menor de las frecuencias sería el factor determinante. Sin embargo, la disminución de hfe (o /3) con la frecuencia también se debe considerar para ver si su frecuencia de corte es menor que fhi o fho .

RESPUESTA A ALTA FRECUENCIA: AMPLIFICADOR FETEl análisis de respuesta a alta frecuencia para el amplificador a FET procederá de una forma muy similar a la encontrada para el amplificador a BJT. Como se muestra en la figura 11.56, existen capacitancias interelectródicas y de cableado que determinarán las características de alta frecuencia del amplificador. Los capacitores Cgs y Cgí„ por lo general, varían de 1 a. 10 pF, mientras que la capacitancia C[(l es, por lo regular, mucho más pequeña, con rangos de 0.1 a 1 pF.Debido a que la red de la figura 11.56 es un amplificador inversor, se presentara una capacitancia de efecto Miller en la red equivalente de ac de alta frecuencia que aparece en la figura 11.57. Para altas frecuencias, C¡ se aproxima a un corto circuito equivalente y Vs¡ reducirá su valor, con lo que disminuirá la ganancia global. En frecuencias donde C0 se aproxima al corto circuito equivalente, el voltaje paralelo de salida Va caerá en magnitud.

Las frecuencias de corte definidas por los circuitos de entrada y de salida pueden obtenerse al encontrar primero los circuitos equivalentes de Thévenin para cada sección como se muestra en la figura 11.58. Para el circuito de entrada.

1.2 GANANCIA ANCHO DE BANDA DEL AMPLIFICADOR

Ancho de banda de ganancia unitariaCuando para construir un amplificador se utiliza un amplificador operacional y unas cuantas resistencias, la respuesta en frecuencia del amplificador dependerá del amplificador opera cional. La característica clave del amplificador operacional se define como la frecuencia para la que la ganancia de dicho amplificador es igual a la unidad. Para representar esta carac terística se utiliza el símbolo B. Se le da el nombre de ancho de banda de ganancia unitaria para pequeña señal Más adelante en este capítulo necesitaremos emplear del valor B para predecir la respuesta para alta frecuencia del amplificador construido con dicho amplificador operacional.

En la presente sección se explicarán tres formas de obtener B a partir de la hoja de da tos del fabricante. Primero, si cuenta con la gráfica del fabricante de AOL en función de la fre cuencia, localice un punto en donde A0L = l (véase el punto B en la figura 10-1, B= 1 MHz). Segundo, algunas hojas de datos no contienen la especificación llamada ancho de banda de ganancia unitaria, o bien una curva como la de la figura 10-1; en cambio, ofrecen una espe cificación denominada tiempo de subida de respuesta transitoria {ganancia unitaria). En el caso del amplificador 741, normalmente este tiempo es de 0.25 micro segundo y, como máximo, 0.8 /micro segundo. El ancho de banda B se calcula con base en la especificación del tiempo de subida mediante la expresión:

en donde B se expresa en Hertz y el tiempo de subida en segundos. El tiempo de subida se de fine en la sección 10-1.4 (véase en el apéndice 1 las tablas correspondientes a las "Caracterís ticas eléctricas", "Respuesta transitoria (Ganancia unitaria)” = 0.3 (micro segundos, valor característico).

1.3 AMPLIFICADORES DIFERENCIALES

Se llama amplificador diferencial a un amplificador cuya salida es proporcional a la diferencia entre sus dos entradas (Vi+ y Vi-). La salida puede ser diferencial o no, pero en ambos casos, referida a tierra.

El amplificador diferencial es un circuito versátil que sirve como etapa de entrada a la mayoría de los amplificadores operacionales. A continuación se presenta su configuración básica.

TecnologiaEl amplificador diferencial (o par diferencial) suele construirse con dos transistores que comparten la misma conexión de emisor, por la que se inyecta una corriente de polarización. Las bases de los transistores son las entradas (I+ e I-), mientras que los colectores son las salidas. Si se terminan en resistencias, se tiene una salida también diferencial. Se puede duplicar la ganancia del par con un espejo de corriente entre los dos colectores.Aunque esta descripción se basa en transistores de unión bipolar, lo mismo se puede hacer en tecnología MOS ó CMOS.

El circuito tiene dos entradas, v1 y v2, y tres salidas, v01, v02 y (v01 - v02). La característica más importante es el hecho de que idealmente, las salidas son proporcionales a la diferencia entre las dos señales de entrada. Si se definen dos entradas cualquiera como :

donde vdi es la entrada en modo diferencial y vci es la entrada en modo común. Las tensiones originales quedarán definidas como:

AplicacionesEl par diferencial es una base fundamental para la electrónica analógica. Los amplificadores operacionales y comparadores de tensión se basan en él. Así mismo, los multiplicadores analógicos, empleados en calculadoras analógicas y en mezcladores, están basados en pares diferenciales.Los amplificadores de transustancia también, básicamente, son pares diferenciales.En electrónica digital, la tecnología ECL (Emitter Coupled Logic (lógica de emisores acoplados) pertenece a la familia de circuitos MSI implementada con tecnología bipolar; es la más rápida disponible dentro de los circuitos de tipo MSI.) se basa en un par diferencial. Muchos circuitos de interfaz y cambiadores de nivel se basan en pares diferenciales.

1.4 AMPLIFICADORES SINTONIZADOS

El amplificador sintonizado es utilizado para detectar y medir señales AC muy pequeñas, incluso deunos pocos nanovolts. Es posible hacer mediciones muy precisas incluso si la señal contiene muchoruido. Éstos utilizan una técnica conocida como phase sensitivedetection la cual permite aislar unacomponente de la señal entrante a una determinada frecuencia y fase de referencia.Todo ruido que posea una frecuencia distinta a la frecuencia de referencia será rechazado y no afectarála medición.

¿Qué es phase sensitive detection?Esta técnica requiere de una frecuencia de referencia. Típicamente un experimento es excitado a una determinada frecuencia proveniente de un oscilador o un generador de funciones. El amplificador sintonizado detecta la respuesta del experimento a la frecuencia de referencia. El proceso se describe a continuación: Con un generador de funciones se suministra una onda (generalmente cuadrada) al amplificador sintonizado cuya frecuencia será la de referencia . El amplificador sintonizado en su interior genera una onda sinusoidal de igual frecuencia, la cual será la onda de referencia (Lockin Reference). La onda de referencia es de la forma:

Cuando el amplificador recibe la señal que queremos medir, éste la amplifica y luego la multiplica por la onda de referencia. De acuerdo con el teorema de Fourier toda señal puede ser descrita como la suma de muchas ondas sinusoidales de diferentes amplitudes, frecuencias y fases. Supongamos que uno de los términos que componen a la señal es:

Al multiplicar ambas ondas (la de referencia con la señal) resulta lo siguiente:

El output del PSD (phase sentisitive detector) en este ejemplo son dos señales AC, una con frecuencia (ωr−ωL ) y otra con frecuencia (ωr +ωL ) . Si estas señales resultantes pasan por un pasa bajos todas las señales AC serán removidas. ¿Qué es lo que queda? En el caso general, nada. Sin embargo cuando ωL es igual a ωr la componente cuya frecuencia es la diferencia de las frecuencias será una señal DC. En este caso, el output del PSD será:

El PSD sólo detectará señales cuya frecuencia se encuentre muy cercana a la frecuencia de referencia. El ruido a frecuencias muy cercanas a la de referencia va a resultar en señales de muy baja frecuencia cuya atenuación dependerá del ancho de banda del pasa bajos. Un ancho de banda pequeño será capas de remover ruido cuya frecuencia se encuentre muy cercana a la frecuencia de referencia, un ancho de banda mayor permitirá que estas señales ruidosas pasen. El ancho de banda del pasa bajos determinará la tolerancia de la detección. Sólo la señal cuya frecuencia es exactamente igual a la de referencia resultará en una señal DC intacta al pasar por el pasa bajos. Esta es la señal que queremos medir.

1.5 EFECTOS DE RUIDO EN AMPLIFICADORES

El ruido eléctrico es cualquier señal eléctrica que se suma a una señal existente, la señal útil (música) que se pretende amplificar.El nivel de ruido determina el límite inferior de una señal, por debajo de él la señal no es válida. Se oye eso, ruido, en forma de silbidos o zumbidos, y enmascara a la señal útil. En el caso del audio puede ser permisible que exista un fondo de ruido, al fin y al cabo somos capaces de distinguir esas señales, pero es sumamente nolesto, y como el objetivo es la máxima fidelidad al sonido original, hay que eliminarlo.En el caso de los aparatos de medida, transmisión de datos, etc, el tem a del ruido es mucho menos inocuo. un nivel de ruido demasiado alto da medidas imprecisas o crea errores en la transmisión.Un ruido eléctrico es muy diferente a un ruido ambiental. Los ejemplos más conocidos en un equipo de audio son el silbido de fondo de las cintas y vinilos, y el zumbido de 50 (interferencia), conocido como hum.

Tipos de ruido eléctrico.Un ruido eléctrico puede aparecer de dos maneras diferentes:Por el exterior: Otra fuente de señal u otro circuito que cause cambios en una señal /línea de potencia introduce su señal o sus cambios en nuestro circuito. Esto se llama inteferencia.Lo genera el propio circuito. A veces un amplificador produce un silvido en los altavoces sin que tenga conectada ninguna entrada. Esos tipos de ruido se llaman ruidos aleatorios, y se dividen en:

Ruido térmico o de Johnson.Ruido de disparo.Ruido de baja frecuencia o Flicker noise

Una mala conexión a tierra es lo que genera zumbidos, ruidos, diafonía...

Interferencias / EMIPrimero definiremos las siguientes siglas:EMI: ElectroMagnetic Interference.EMC: ElectroMagnetic Compatibility.EMS: ElectroMagnetic Susceptibility.EMP: ElectroMagnetic Pulses.NEMP: Nuclear ElectroMagnetic Pulses.ESD. ElectroStatic Discharge.RFI: Radio Frecuency Interference.

Entre estas siglas, explicaremos brevemente en qué consisten dos de ellas, las más importantes:EMC: Es la manera en la que emite EMI un equipo, y su habilidad para injerir en el correcto funcionamiento de otro equipo. Ejemplo: Cuando enciendes el microondas en la tele salen rayas.Lógicamente un aparato debe producir poca EMI, es lógico que no se puede poner un microondas en una sala de operaciones de un hospital, aunque el la película "South Park" salga. No es compatible con los precisos y delicados aparatos de medicina.EMS: Es la forma en la que un equipo es sensible a la EMI recibida desde otros equipos. Ejemplo: Una tele funciona correctamente hasta que se le llega EMI de un microondas y aprarecen rayas.También un aparato es mejor cuanto más inmune (menos susceptible) sea a la EMI. Un caza debe ser extremadamente inmune a la EMI, de hecho gran parte de sus circuitos, principalmente los estabilizadores, están fabricados con válvulas de vació, que además de resistir muy bien EMI, EMP, resiten perfectamente NEMP.

Como es lógico, esto es caro, si hasta la cafetera estuviese obligada a resistir un ataque nuclear, nadie tendría una cafetera eléctrica.En el estudio de EMI hay tres bloques básicos. Emisores de EMI, caminos de acoplamiento y receptores de EMI.

Ruidos aleatorios.Ruido térmico o de Johnson.Es un ruido aleatorio que se genera por la agitación térmica de los portadores. Su espectro de frecuencias es plano, es un ruido blanco. Se genera en cualquier elemento que se comporte como una resistencia. se mide como un voltaje y es el límite infereior de ruido alcanzable para cualquier elemento con resistencia.Depende diréctamente de la resistencia y de la temperatura (en ºK).

K es la constante de Boltzman y B en ancho de banda.

Ruido de disparo.Se genera en todas las uniones semiconductoras por el hecho de que la carga es discreta. Para grandes corrientes (1A) sus efectos son completamente despreciables, pero para intensidades del orden de 1pA, puede suponer un 5.6% de la señal. Su espectro es plano.

q es la carga de un electrón, y B el ancho de banda.

Ruido de baja frecuencia.Se genera por la inhomogeneidad de la materia. A diferencia de los dos anteriores ruidos, su espectro decae inversamente proporciona a la frecuencia (1/f), es un ruido rosa.

Es un ruido añadido al ruido Johnson y al de disparo que depende del tipo de resistencia.Carbon-composition 0.1mV a 3.0mVCarbon-film 0.05mV a 0.3mVMetal-film 0.02mV a 0.2mVWire-wound 0.01mV a 0.2mVEl ruido de la base de un transistor BJT también es un ruido de baja frecuencia.