caracterizaciÓn de transistores de microondas
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CARACTERIZACIÓN DE
Transistor encapsulado
TRANSISTORES DE MICROONDAS
BJT de Silicio
- Fiables y bajo coste para f<4GHz
- Dimensiones típicas:
anchura de emisor = 2µm (propósito general)
= 0.5-1 µm (bajo ruido)
espesor de base 0.1 µm
- Aplicaciones típicas: amplificadores de pequeña señal
amplificadores de potencia lineales
amplificadores de bajo ruido
osciladores
- Fabricación del BJT:
implantación iónica
autoalineamiento
estructuras base-emisor con
dedos múltiples
estructura entrelazada para aplicaciones depotencia
3.1
MESFET GaAs
L=1µm, LD→S=3µm
W
L
G
S
D
S
N0=1.7·1017cm-3
S G D
dmaxNe
+ +++
N
Transconductancia
Modelo de alta
frecuencia en
configuración
fuente común
3.2
S G D+ +++
Rgs
L/2 L
x.3L
Ci g vm i Cdsrds
+
-vivgs
ri
vds
+
-
+
-
D
S
G
S
CIRCUITO SIMPLIFICADO
Valores típicos:
Ci=0.3pF Cds=0.05pF gm=40mS rds=600Ω ri=25Ω
3.3
Circuito simplificado
Cg g vm g CdRd
+
-vgvgs
Rg
Vds
+
-
+
-
D
S
G
SGanancia disponible máxima MAG
Cg g vm g CdRd
+
-vgVs
Rg
VO
+
-
+
-
+
-Vi
ZS IO
Máxima ganancia de potencia a una frecuencia con entrada y salida
adaptadas.
f(GHz)100
G(dB)
20
10
1 10
SuperFET 0.5 m GaAs
:
FET 0.5 m GaAs
:
FET 1 m GaAs
:
Bipolar Si
¿Cómo aumentar rango de frecuencias?: Disminuyendo l.
f(GHz)
G(dB)
fT fS fmax
GMAG
2hfe
S212
Caracterización de transistores de microondas
fT: ganancia en corriente en cortocircuito unidad
fs: ganancia en potencia del dispositivo unidad
fmax: ganancia disponible máxima unidad
3.4
MODELO DE ALTA FRECUENCIA ENCAPSULADO
Valores típicos:
Ci=0.3pF Cgd=0.02pF Cds=0.05pF gm=40mS rds=600Ω ri=25Ω
LS,D,G: 0.1-0.9nH RS,D,G: 0.1-0.2Ω
retardo, τ, de los portadores en viajar bajo la puerta
Parámetros extrínsecos (dependen de parámetros tecnológicos):
- Rs y Rd se calculan a partir de parámetros de capa activa
- RG asociada a caída de tensión en metalización de puerta
Puerta en forma de dedo: como red RC distribuida
. resistencia localizada equivalente: Rmz/3 (z anchura, Rm
resistencia lineal)
. dispositivo de anchura total z y N dedos: RG=Rm·z/3·N2
. reducción de resistencia con dedos en paralelo
- Capacidades puerta-"pad" CPG y CDS
3.5
Frecuencias típicas de operación:
frecuencia de la ganancia en corriente en cortocircuito unidad: fT,
frecuencia de corte de la ganancia en potencia unidad fs,
frecuencia máxima de oscilación fmax.
fs y fmax máximas para:
. fT alto, gD pequeño
. Rs, Rg y Ls bajos
. f0 alta => CGD baja
Requisitos: reducción de longitud de puerta y espesor de capa
epitaxial y aumentar dopado para mantener tensión de pinch-off cte
3.6
Efectos de gran señal
Modelo de recta de carga de gran señal: unión de punto de máxima
corriente y tensión:
Corriente máxima Im: 30% superior a IDSS (VGS>0)
Tensión máxima: VDS: tensión de ruptura puerta drenador-Vp
(se alcanza sólo para IDS→0)
Punto operación
VDSV -Vbgd pVDCVS
IDSS
IDS
I /2DSS
V =-VGS p
V =0GSAdmitiendo trabajo en saturación
(VDS>VS), la generación de
potencia está limitada por:
Im, VBGD, VS, Vp
• Potencia de
salida máxima
• Resistencia de la
recta de carga
• Potencia de entrada dc (pto. polarización a Im/2)
• Potencia de entrada RF=Pout/g (g=ganancia del amplificador)
• Rendimiento
3.7
Caracterización del ruido en un cuadripolo
A través de la degradación de la relación señal ruido: factor de ruido
Admitancia de mínimo ruido
Cuadripolo sin fuentes internas: V1=AV2+BI2I1=CV2+DI2
Cuadripolo con fuentes internas (T. Thevenin)= +E
I V2
I2
+
-V1
I1
+
-
Cuadripolosin fuentes
-
cuadripolo sin fuentes + 2 generadores
Si las fuentes son de ruido el
sistema queda descompuesto en
red ruidosa + red no ruidosa
Factor de ruido de la red = factor de ruido de la red ruidosa
Conexión a la entrada de admitancia Ys=Gs+jBs asociada a
+ -E
IYSIS
generador de ruido Is2=4KToGs∆f
3.8
• Valor cuadrático medio de la corriente de salida en cortocircuito
• Factor de ruido:
depende de admitancia de fuente y de parámetros del cuadripolo
• Nuevo formalismo:
3.9
RUIDO EN MESFET
- Fuentes de ruido (para completar el modelo de pequeña señal).
- Ruido 1/f generación-recombinación: afecta a osciladores
- Fluctuaciones de la velocidad: afecta en el rango de las
microondas
Campos bajos -> ruido térmico
Campos altos -> ruido de difusión o ruido de electrones calientes
- Análisis del ruido de alta frecuencia
1º) Separación en resistencias de acceso y
disp. intrínseco
Resistencias: ruido térmico e2=4KTR∆f
MESFET: dos fuentes de ruido
correlacionadas
2º) Definición de dos fuentes de ruido
equivalentes correlacionadas.
3º) Descorrelación de las fuentes.
Introducción de admitancias de correlación.
4º) Cálculo de la figura de ruido mínima
principal problema: determinación de las
fuentes de ruido de drenador y puerta:
P, R coeficientes dependientes de polarización y parámetros
tecnológicos.
3.10
Figura de ruido mínima
A frecuencias bajas tales que CGD sea despreciable
despreciando contribución de dispositivo intrínseco
Dispositivo típico: z=300 µm, gm=40 mS,Rs+RG=4Ω,P=1,R=.5,C=.8
- En aplicaciones de banda ancha no suele haber adaptación a la
figura de ruido mínima. Con el efecto de la desadaptación:
Γopt coeficiente de reflexión óptimo
rn=Rn/Z0 resistencia de ruido equivalente
Γs coeficiente de reflexión de fuente
Rn Rs+RG+P/gm (debe ser pequeña => Rs, RG pequeñas, gm grande)
3.11
CARACTERIZACION DEL MESFET A BAJA FRECUENCIA
Objeto: determinar parámetros tecnológicos y algunos elementos del
circuito equivalente.
Basados en las siguientes medidas:
a) CGS(VGS) a VDS=0
carga bajo la puerta
b) RDS(VGS) a VDS=0
3.12
c) IGS(VGS)
Barrera Schottky polarizada en directa:
para valores altos de VGS, IGS se satura
por las resistencias serie
Midiendo VDS
. α=0.5 resistencia distribuida de canal
bajo la puerta
. R0 resistencia del canal
c') IGD(VGD)
CGS(VGS) Vp, L/A, Q0, NDA2
RDS(VGS) Rs+RD, R0, µ
IGS(VGS) n, Vb
IGD(VGD) Rs+R0/2, RD+R0/2, RD-Rs
3.13
MEDIDA DEL CIRCUITO EQUIVALENTE DE PEQUEÑA SEÑAL
Rango de medidas: 100 MHz-4GHz. VDS=0.
1º determinación de elementos extrínsecos (Rs, RD, RG, Ls, LD, LG)
Obtención de parámetros S con analizador de red
Relación directa con elementos del modelo a través de parámetros Z
Ls, LG, LD : parte imaginaria Xij de Zij en función de w
RG: conocidos RD y Rs y de parte real R11 de Z11 en función de 1/IGS
3.14
2º determinación de elementos intrínsecos (Ri,CGS,CGD,gm,gD,τ,CDS)
- Medida de parámetros Sij en rango 100 MHz-4GHz, VG≠0,VD≠0
- Trasformación a parámetros Z. Sustracción de elementos
intrínsecos
- Matriz de impedancia de dispositivo intrínseco -> transformación a
matriz de admitancia
Configuración de dos puertas: eliminar fila y columna
Configuración fuente común:
YGD=Y12 -> CGD
YGG=Y11 -> CGS, Ri
YDG=Y21 -> gm, τ
YDD=Y22 -> CDS, gD
3.15
REDES DE POLARIZACIÓN
POLARIZACIÓN DEL BJT
Condensador "bypass" de emisor:
Estabilidad a bajas frecuencias
Inestabilidades en microondas en puerta de entrada.
RE degrada el ruido del amplificador.
Solución: Emisor a tierra
Parámetros dependientes de la temperatura: ICBO, hFE, VBE
Redes empleadas en microondas
Elección del punto de operación
A: Bajo ruido, baja potencia
B: Bajo ruido, alta potencia
C: Alta potencia en clase A
D: mayor potencia, mayor
rendimiento en clase AB o B
3.16
POLARIZACIÓN DEL MESFET
- La configuración fuente común ofrece la mayor ganancia y la mejor
estabilidad r.f.
- Puntos de polarización óptimos
según aplicaciones:
A. ganancia máxima en pequeña
señal, IDS alta, VDS=3-4V
C. Compromiso entre figura de
ruido mínimo y ganancia
aceptable IDS IDSS/8
B. Mejor linealidad para operación en alta potencia
(IDSS/2, VDSmax/2 10V)
- Configuraciones típicas
a) 2 fuentes => complejo. Ventaja: fuente a tierra
=> inductancia serie de fuente mínima, ganancia
máxima (útil para f>18 GHz, donde la ganancia
es importante).
b), c) Igual polaridad de las fuentes (positiva ,b;
negativa, c)
d), e) Resistencias fuente-tierra. Aplicaciones de
banda ancha y pequeña señal. Tensión al
drenador => la puerta en inverso respecto a
fuente. El condensador paralelo proporciona tierra
r.f. La resistencia protege contra transitorios e
inestabilidades a baja frecuencia. Estabiliza
también la corriente.
3.17
Aplicaciones de alta potencia (IDS>0.5 A):
Uso de fuentes con doble polaridad para asegurar que VGS esté en
inverso antes de aplicar tensión al drenador.
Circuito práctico:
- aislamiento entre MESFET y fuente a baja frecuencia mediante
selección de "rf chokes" y condensadores a tierra.
- R=10 kΩ en serie con puerta impide que entre en directa
Precauciones contra descarga estática y pulsos electromagnéticos.
- Area de trabajo a tierra. Fuentes potenciales de pulsos
electromagnéticos dorados de filtros r.f.
- Filtrado de fuentes de potencia para eliminar transitorios.
- Mantenimiento de la puerta a potencial cero o negativo respecto al
más negativo de los otros dos terminales.
3.18
El Transistor Bipolar de Heterounión.Principio de operación del HBT.
Operación del transistor (npn) en activa directa: VBE>0, VBC<0.
-Electrones de emisor a base, In
Figura 2. Componentes de corriente en un HBT.
-Recombinación con huecos Ir-e- arrastrados hacia colector Ic
-huecos desde la base al emisor Ip
-recombinación en z.c.e. BE, Is.
BJT tradicional: minimización de Ip => aumento dopado de emisor
respecto a base => Rb alta, VA baja, ro baja, anchura grande para
evitar punchthrough
HBT: barrera de energía para huecos mayor que para electrones
=> disminución corriente de huecos, eficiencia de emisor grande
independientemente de la relación de dopados entre emisor y base.
(BJT) (HBT)
3.19
Actuaciones:
- dopado de la base tan grande como sea posible
=> Rb decrece, z.c.e. pequeñas
-> base puede ser estrecha
-> τt menor, VA elevada, ro aumenta.
- Disminuir dopado del emisor
-> z.c.e. BE menor, Cbe menor
- Introducción de gradiente en la composición de la base
-> cambio progresivo del gap
-> inducción de campo eléctrico, arrastre de portadores
-> disminución τt y aumento ft
Figura 4. HBT con bandgap gradual en la base.
3.20
EL HBT DE GaAlAs/GaAs.
La estructura AlxGa1-xAs/GaAs
Fue la primera heterounión que se empleó en los HBTs.
Cte de la red Bandgap Afinidad Elect. Cte. Dielec.
GaAs: a=5.653 EG=1.42 eV q χ =4.05 eV εr = 13.1
AlAs: a=5.661 EG=2.16 eV q χ =2.62 eV εr = 10.1
Aleación de GaAs y AlAs (AlxGa1-xAs): material con la misma
Figura 17. Ancho de la banda prohibida de diferentes semiconductores en relación con la constante de la red cristalina.
estructura cristalina y constante de la red que la del GaAs.
Ancho de la banda prohibida = 1.42 eV y 2.16 eV, variable de forma
aproximadamente lineal con el valor de x.
Ventajas del sistema GaAlAs/GaAs
1.- Excelente acoplamiento de red. Diferencia de 0.14% a T=300K
Menor a las temperaturas de crecimiento del cristal.
2.- Técnicas avanzadas para el crecimiento de cristales de GaAlAs,
MBE o MOCVD. Capas ultradelgadas, dopado adecuado y control.
3.21
Estructura del HBT de GaAlAs/GaAs.
Emisor: capa de Ga1-xAlxAs, x 0.25. Mayor x => centro DX (donador
Figura 18. Sección transversal de un HBT de GaAlAs/GaAs y sección transversal asociada.
profundo) => aumenta la capacidad de la zona de deplexión de
emisor y contribuye a efectos de atrapamiento.
EGE= 0.30 eV (11 kT) mayor que el de la base
Espesor de base 0.05 - 0.1 µm
NAB desde 5x1018 hasta 1020 cm-3 => Rb = 100 a 600 Ω/cuadrado.
3.22
3.23
MODFET ("Modulation Doped Field Effect Transistor")
Modulación del dopado
-Mejorar funcionamiento de MESFET:
más electrones => más impurezas.
-Inconveniente: más dispersiones culombianas => menor movilidad
Solución: técnica de modulación del dopado
-Heterounión AlxGa1-xAs/GaAs
(átomos donadores sólo en AlxGa1-xAs)
-Difusión de e- -> campo eléctrico -> pozo de potencial (100 Å)
-Gas electrónico bidimensional, cuantización de energía,
subbandas
Resultado:
Sustrato semiaislante
Gas de electronesbidimensional
GaAs intrínseco
S
G
D
n-AlGaAs
AlGaAs no dopado
n+ GaAs n+ GaAs
n n
-Separación portadores-impurezas
(menor dispersión culombiana)
-Mayor separación con capa no
dopada de AlxGa1-xAs
-Capa adicional de GaAs dopada:
contacto óhmico, impedi r
deplexión y la oxidación de la
superficie.
3.24
TEORÍA Y MODELOS
Heterounión con modulación de dopado en equilibrio.
Modelo de Anderson: ∆Ec=q(χGaAs-χAlGaAs)
Condición de neutralidad: ns=NDW
Ec. de Poisson para AlxGa1-xAs:
3.25
ESTRUCTURA Y OPERACIÓN DEL TRANSISTOR
Fabricación
Dispositivo crecido sobre SI GaAs mediante MBE o MOCVD. Pasos:
- Capa de GaAs muy puro (1µm)
- 2 capas de AlGaAs (no dopada y dopada tipo N)
- Capa GaAs (N+) (50Å): contactos óhmicos proporciona estabilidad
- Aislamientos: grabado o implantación
- Definición de áreas de fuente y drenador. Evaporación AuGe/Ni/Au
y aleación a 400oC durante 1 minuto
- Definición zona de rebaje de puerta (ataque químico o RIE)
- Depósito de metal de puerta. Forma de "T".
- Pasivación de la superficie: depósito de dieléctrico.
3.26
Figuras de mérito:
- Campos de aplicación dentro de microondas: amplificación y
recepción de bajo ruido (serio competidor del MESFET) =>
. frecuencia para ganancia de corriente unidad fT gm/(2πCgs).
MOSFET de canal corto en régimen de velocidad saturada:
Interesa vsat mayor y menor longitud de canal
HEMT: vsat =2 107 cm/s (300K), 3 107 cm/s (77K)
MESFET: vsat 1.3 107 cm/s a ambas temperaturas.
Longitud del canal. Normas de escala: L/a >>3, ("a" profundidad)
MESFET: dificultades para bajar de 0.3 µm
HEMT: < 0.1 µm por estar el canal más confinado
Ventajas del MESFET: mejor capacidad de potencia
Modelo de pequeña señal para microondas:
Experimentalmente: fT α 1/L, fT elevados con InAlAs-InGaAs
3.27
OTRAS ESTRUCTURAS
Objetivo: mejorar anomalías debidas a centros profundos, la baja
potencia, la baja reproductibilidad y el alto coste de la tecnología de
GaAs.
MODFET pseudomórfico
Crecimiento de capa muy delgada de InyGa1-yAs (un período de pozo
cuántico) entre AlxGa1-xAs y GaAs
Objeto: no deteriorar la red
(Al.15Ga.85As-In.15Ga.85As)
∆Ec=0.3 eV
(Al.15Ga.85As-GaAs)
∆Ec=0.22 eV
Ventajas del InGaAs frente al GaAs: mayor movilidad, velocidad de
saturación y separación entre mínimos de BC.
Desventaja: mayor dispersión por discontinuidad de material
(pruebas con sustratos de InP, menor diferencia en la constante de
red)
Estructuras invertidas y con múltiples interfases
Objeto: aumentar la capacidad de corriente
Necesario al menos una interfase invertida:
Ventajas de la interfase invertida: proporciona barrera a la inyección
de electrones calientes desde el 2DEG hasta el sustrato-> mejor
conductancia de salida; menor separación entre gas de e- y puerta
=>mayor transconductancia pero mayor capacidad de puerta y
menor fT.
3.28
Compromiso: estructura combinada de las dos anteriores
MODFET original con otra capa de AlGaAs debajo del 2DEG,
también dopada => doble 2DEG en el GaAs comprendido entre
capas de AlGaAs => mayor densidad de electrones, mayor
capacidad de potencia.
Sustituyendo el AlGaAs dopado por una super-red de GaAs-AlGaAs
se consiguen mejores prestaciones. (Super-red: sucesión de capas
semiconductoras alternadas. Reducen estrés y dislocaciones).
33 períodos de super-red no dopada sobre GaAs no dopado
10 períodos de super-red con capas de GaAs dopadas
1.5 períodos no dopada para alejar impurezas
3.29
Prestaciones de diferentes transistores.
GaAs Si
MODFET MESFET HBT MOSFET
(CMOS)
BJT
Velocidad 1 3 2 5 4
Producto potencia retardo 1 2 4 1 4
Litografía 2 3 1 4 1
Control Dopado 4 4 1 2 1
Complejidad Proceso 2 1 5 3 5
Problemas de materiales 4 3 4 1 2
Escala de 1 a 5 (1=Mejor, 5=Peor).
Ventaja del MODFET: su velocidad
MESFET: simplicidad del proceso
BJT de silicio y de heterounión: litografía y el control del dopado
CMOS: bajo consumo y alta densidad de empaquetamiento.
3.30
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