transmisión por soporte físico practica...

Universidad Autónoma de Madrid - Escuela Politécnica Superior 4º Curso de Ingeniería de Telecomunicación Transmisión por Soporte Físico

PRACTICA 1 El objetivo de la siguiente práctica es el diseño de un circuito de microondas mediante líneas de transmisión ideales. Se podrá elegir entre los tres diseños que se detallan a continuación. Estos diseños deberán después realizaras en tecnología microstrip en la práctica 2. Todos los diseños en esta práctica puntúan sobre una nota de 10. Sin embargo, en la práctica 3, el diseño 1 tendrá una puntuación de 8 puntos, el 2 de 9 puntos, mientras que el diseño 3 lo hará sobre 10 puntos.

1. Distribuidor de potencia de una entrada y cuatro salidas, con divisores pasivos. 2. Distribuidor de potencia de una entrada y tres salidas, con divisor pasivo y un

híbrido tipo branchline. 3. Distribuidor de potencia de una entrada y tres salidas, con divisores tipo

wilkinson

Diseño 1: El circuito propuesto es un distribuidor de potencia como el mostrado en Fig. 1, cuya finalidad es repartir adecuadamente la potencia introducida por la entrada a cada una de las 4 salidas.

Fig.1: Esquema básico de distribuidor de potencia

Dichos reparto de potencia debe hacerse según Tabla 1. Los valores que se muestran en dB son relativos a la puerta de salida con mayor potencia. De esta manera, la puerta con -3 dB, indica una potencia de salida relativa menor que las otras tres (actuando 1 como referencia). Debe cumplirse, por ello, que si denominamos PT a la potencia total de entrada, y P1,P2,P3 y P4 a las de salida, se cumplirá necesariamente que:

, siempre que no haya pérdidas, y que

1432 PPPP <<<

= Conectores de 50 Ω


1

2 3

4

Entrada

Z2

Z1

Z3

Z4

Z1,2 Z3,4


PRACTICA 1

Alimentación Salida 1 Salida 2 Salida 3 Salida 4

dB Fase (º) dB Fase (º) dB Fase (º) dB Fase (º) 0 0 -3 25 -2 25 -1 -25

Tabla 1: Distribución de alimentación en módulo y fase del divisor pasivo.

Para conseguir que el circuito distribuya adecuadamente la potencia, ha de establecerse las condiciones adecuadas de impedancias en los puntos que se indican en Fig.1. Dichos puntos son nodos de conexión entre dos estructuras que están en paralelo. Estableciendo la igualdad de tensión en los mismos, es posible deducir las impedancias adecuadas para el reparto de potencia que se requiera en cada punto. Posteriormente, será necesaria la introducción de los adaptadores en λ/4 adecuados para mantener la adaptación de la estructura. El diseñador tiene un rango de libertad en la elección de dichas impedancias, siempre y cuando la impedancia característica de las líneas que se implementen esté en el rango 25 < Z0i < 85 (Ω).

Diseño 2: El divisor de potencia a diseñar debe responder al esquema aproximado que aparece en Fig. 2. La puerta de salida 4 se llama desacoplada, y debe cargarse con una impedancia nominal de 50 Ω. Dicho circuito está formado por un divisor pasivo de una entrada y dos salidas, y un acoplador híbrido tipo branchline conectado en una de dichas salidas.

Fig.2. Divisor de potencia con acoplador híbrido branchline.

Entrada

1

2

3 4

Z1

Z2-4

Z2

Z3


PRACTICA 1

Los acopladores híbridos branchline son circuitos de 4 puertas (Fig.3), que permiten obtener una diferencia de fase de 90º entre dos de dichas puertas. Esa diferencia de fase permanece más o menos constante en frecuencia, dependiendo del número de anillos que lo conforman. Tal y como se puede ver en Fig.3, en el caso de este diseño se utilizarán dos anillos rectangulares, formados por líneas verticales y horizontales de longitud λ/4, siendo Z0V1, Z0V2 y Z0H los valores de impedancia característica de las líneas de transmisión que conforman el doble anillo del híbrido branchline..

Fig.3. Acoplador híbrido branchline.

Las puertas 1 y 2 actúan como salidas en las que se obtiene una diferencia de

potencia entre ellas determinada (K). Así mismo, la puerta 2 tendrá -90º con respecto a la puerta 1. La puerta de salida 3, se denomina puerta desacoplada, y por ella no debería salir prácticamente nada de potencia. Se debe cargar con impedancia nominal Z0 (según Fig.3)

Si la potencia de salida de las puertas 1 y 2 se denominan P1 y P2, se define la

relación entre ellas (en unidades de tensión) como:

1

2

PP

K =

Dos deben ser las condiciones que deben cumplirse en el híbrido de Fig.3:

1

2 3

Entrada


PRACTICA 1

a) Adaptación de la entrada (que si se cumple implica, además, que por la puerta 3 no saldrá idealmente nada de potencia). Para ello debe cumplirse la igualdad:

b) La relación de amplitud K adecuada, que debe verificar:

Operando adecuadamente, el diseñador elije la impedancia Z0H libremente, así como el valor Zref de la impedancia que se verá en los cuatro puertos del híbrido (Fig.3). A partir de estas premisas, las impedancias características de las líneas verticales de longitud λ/4 se obtienen como:

KKZZ refV

210

11 ++⋅=

)ZZ(

ZZZZ

refV

VrefHV 2

10

210

22

0202

+⋅=

El reparto en amplitud y fase que se pide para el divisor de Fig.2, es el que se

recoge en Tabla 3. Dicho reparto servirá para elegir las impedancias Z1, Z2, Z2-4 y Z3 más convenientes. Posteriormente, será necesaria la introducción de los adaptadores en λ/4 adecuados para mantener la adaptación de la estructura. Al igual que se indicaba en el diseño 1, dicha elección debe cumplir el requisito de que cualquier impedancia característica de una línea implementada debe estar contenida en el margen 25 < Z0i < 85 (Ω).

Alimentación Salida 1 Salida 2 Salida 3

dB Fase (º) dB Fase (º) dB Fase (º) 0 0 -2 -15 -4 -105

Tabla 2: Distribución de alimentación en módulo y fase del divisor con acoplador branchline.

Diseño 3:

Este diseño es el único que posibilita la obtención del 10 en la práctica 3. A diferencia del diseño 3, en esta ocasión el divisor de potencia de una entrada y tres salidas, tiene la particularidad de que todas sus puertas están adaptadas. Por lo tanto, las


PRACTICA 1 posibles reflexiones que provienen de las salidas 1 a 3, se disipan en las resistencias R1 y R2 que aparecen en el circuito de Fig. 4.

La forma general del divisor de 3 salidas es la que se muestra en Fig. 4.

R1

R2

Fig.4 Dibujo total del circuito a diseñar Para poder diseñar el mismo, es necesario presentar las ecuaciones

correspondientes a un divisor wilkinson de una entrada y dos salidas. Su esquema responde al dibujo de Fig.5

Fig.5. Dibujo de un divisor wilkinson de 2 salidas. Si la potencia de salida de las puertas 1 y 2 se denominan P1 y P2, se define la

relación de tensión K entre ellas como:

Entrada

1

2

3

1

2

Entrada



Z1

Z2

Z3

Z2-3


PRACTICA 1

1

2

PP

K =

Las dos secciones transformadoras en λ/4, tienen cada una de ellas una impedancia característica Z01 y Z02, de valor:

refZRKZ ⋅=01

refZRK

Z ⋅=1

02

, donde R es la resistencia a colocar uniendo las dos salidas, y Zref la impedancia que hay justo a la entrada de la división de potencia. Dicha resistencia deberá elegirse de un valor:

refZKKR

21+=

Bajo estas condiciones, la impedancia que aparece en los puertos de salida 1 y 2 será de valor:

refL KZZ =1

KZ

Z refL =2

El diseñador elige el valor de Zref, y en un función de la relación de potencias, podrá calcular los valores de impedancia característica de los transformadores en λ/4 del divisor wilkinson. Así mismo, tendrá la impedancia de carga que se ve después de dichos transformadores. De este modo, Si se quiere modificar dichas impedancias de carga, se deberá introducir con posterioridad los tranformadores λ/4 “extras” que se precisen para adaptar todo el conjunto. El caso más sencillo, es cuando el divisor wilkinson está equilibrador, es decir, K=1. Entonces, los valores se simplifican mucho, obteniéndose:

refZR 2= ; refZZZ 20201 == ; refLL ZZZ == 21

El reparto en amplitud y fase que se pide para el divisor wilkinson de Fig.4, es el que se recoge en Tabla 3. Dicho reparto le servirá para elegir las impedancias Z1, Z2, Z2-3 y Z3 más convenientes. Posteriormente, será necesaria la introducción de los adaptadores en λ/4 adecuados para mantener la adaptación de la estructura. Al igual que


PRACTICA 1 se indicaba en los diseño 1 y 2, dicha elección debe cumplir el requisito de que cualquier impedancia característica de una línea implementada debe estar contenida en el margen 25 < Z0i < 85 (Ω).

Alimentación Salida 1 Salida 2 Salida 3

dB Fase (º) dB Fase (º) dB Fase (º) 0 0 -2 10 -3 -30

Tabla 3: Distribución de alimentación en módulo y fase del divisor wilkinson.

Se pide para todos los casos:

1. Cálculo teórico de las impedancias parciales que deben existir en los distintos puntos intermedios de la red distribuidora de potencia. Dichos cálculos deben realizarse en base a la distribución de potencia que debe tener el distribuidor. De igual manera deberá tenerse en cuenta que en los todos los puertos se colocarán sendos conectores de impedancia 50 Ω.

2. Diseño en ADS del distribuidor considerando líneas de transmisión ideales

(TLIN), en el que se incorporarán los distintos caminos eléctricos para obtener el reparto de fase adecuado en el distribuidor. Para aumentar el ancho de banda de funcionamiento, deberá estudiar la necesidad de utilizar más de un adaptador en λ/4. Así mismo, debe realizarse el cálculo de los valores de adaptación en los puntos parciales indicados mediante las impedancias de la figura. Solo mediante unos niveles de adaptación suficientemente adecuados en los puntos parciales, el funcionamiento global del circuito será el óptimo.


PRACTICA 1

Especificaciones generales

El diseño debe realizarse teniendo en cuenta estas especificaciones:

• Banda de trabajo: 3.2 – 3.8 GHz. • Coeficiente de reflexión a la entrada del circuito: < - 25 dB. Se valorará

aquellos diseños cuya reflexión sea menor de -30 dB. En el circuito con divisores wilkinson deben estar adaptadas, tanto la entrada como las 3 salidas. A efectos de calificación la especificación de adaptación solo se aplicará a la puerta de entrada del circuito.

• Impedancia característica de línea menor: 25 Ω • Impedancia característica de línea menor: 85 Ω • Rizado en amplitud de transmisión: +/- 0.5 dB • Rizado en fase de transmisión con respecto al puerto de salida tomado

como referencia: +/-5 º. Para el caso de las puertas 2 y 3 del diseño con híbrido branchline, esta especificación se limita a +/- 1.5º.

Algunas de las especificaciones podrán ser revisadas en caso necesario.

Memoria En la memoria deberá figurar:

• Cálculos realizados para el punto 1. • Para el punto 2 deben reflejarse los esquemáticos globales del diseño, los

parciales que permiten conocer las reflexiones en los puntos intermedios. De igual manera, debe mostrarse las gráficas de reflexión en la entrada del circuito y en los puntos intermedios. En este punto específico, no se admitirán diseños con ajuste global de todos los parámetros, sin que se verifique que en los puntos denotados en las Figuras 1, 2 o 4 (según diseño), las adaptaciones parciales estén correctas. Esta es la manera más ortodoxa de asegurar que el reparto de potencia es el adecuado en el circuito. En el caso del diseño 3, se mostrarán las gráficas de reflexión de los cuatro puertos. Por último, se expondrán las gráficas que denotan la amplitud y fase de salida en las puertas.

Las fechas de entrega de las memorias serán:

• 8 marzo (Grupo martes), 9 de marzo (Gupo miércoles) y 11 de marzo (Grupo

viernes).


PRACTICA 1

Tutorial de ADS

El software tiene un gestor general del proyecto desde el que se accede al módulo

de diseño circuital (Schematic) o a su correspondencia en tecnología impresa (Layout). En esta práctica trabajaremos exclusivamente en el Schematic circuital, al que se accede pulsando New Schematic dentro del menú Window del gestor general (Advanced Design System (Main)). La gestión de archivos se organiza en proyectos (Project), dentro de los cuales puede haber varios diseños circuitales Schematic y varios diseños impresos Layout.

Dentro de la ventana del nuevo Schematic, podemos encontrar todos los elementos y componentes propios para el diseño circuital. Están agrupados por familias y recogen todos los componentes de diseño a utilizar por el programa. Desde coaxiales, microstrips, stripline, líneas de transmisión, sustratos, etc... En esta práctica utilizaremos los apartados línea de transmisión T-Lines Ideal y Lumped-Components (Elementos concentrados). A ellos se accede a través de una pestaña desplegable en la parte izquierda, que por defecto tiene el valor “Lumped-Components”. En el margen izquierdo de la pantalla encontrará símbolos correspondientes a bobinas “L”, condensadores “C”, resistencias, etc.. Si pinchamos en dicha pestaña se desplegarán múltiples opciones, dentro de las cuales se recogen las de definición de frecuencia de trabajo del diseño.

n En primer lugar defina la banda de trabajo, pinchando en la selección de componentes de la pestaña desplegable “Simulation-S Parameter”. Dentro de las nuevas opciones que aparecen en la parte izquierda de la pantalla, seleccione el botón SP y colóquelo en el tapiz punteado. Pinche dos veces en el cuadro SP del tapiz.

n Introduzca como frecuencia de comienzo 1.2 GHz, y final 1.8 GHz, con paso de 0.005 GHz, y variación lineal entre dichos pasos. Seleccione Apply, y posteriormente OK.

Guarde el nombre del tapiz de diseño o Schematic en el menú File, Save Design As Dicho esquemático permitirá incluir una serie de “cajas” que caracterizarán las líneas de transmisión, impedancias, etc…

Pulse la pestaña desplegable de elementos o componentes, y seleccione T-Lines

Ideal. Aparecerán en el margen izquierdo de la pantalla todos los elementos de líneas de transmisión que puede utilizar. Los principales a usar en esta práctica son:

1. TLIN: Línea de transmisión. Parámetros: Impedancia característica Z0,

longitud eléctrica en grados E, y frecuencia de caracterización F.


PRACTICA 1

2. TLOC: Línea de transmisión con circuito abierto al final. Mismos parámetros. Sintonizador en circuito abierto

3. TLSC: Línea de transmisión en cortocircuito. Mismos parámetros. Sintonizador en cortocircuito

Tanto para el sintonizador TLOC y TLSC, se pueden situar en serie con una

línea de transmisión o en paralelo. En este último caso, el puerto 2 (denominado

referencia), debe conectarse a la tierra del diseño a través del símbolo , que encontrará en la barra de herramientas superior del programa.

Como antes se indicó, pinchando en Lumped-Components se despliegan varios

componentes discretos, de los que se utilizarán en esta práctica C y L respectivamente. L.Para incluir dichos elementos en el esquemático, simplemente pinche con el botón izquierdo del ratón en cualquiera de ellos, y arrástrelo hasta el esquemático. Pinchando nuevamente sobre dicho esquemático, tendrá el elemento situado el tapiz de diseño.

Para modificar cualquiera de sus parámetros, pincho dos veces sobre el cajetín

que define el elemento. Se desplegará una ventana, en la que puede variar el nombre elemento, así como los parámetros Z0, E, F. Podrá hacer que cualquiera de estos tres últimos parámetros sea susceptible de modificación pinchando las opciones: Tuning /Optimization/…. El primero de ellos permite variar el parámetro y ver instantáneamente su efecto sobre la medida del circuito global. El segundo, indica que dicho parámetro es una variable que el programa modificará en el caso de realizar la optimización del circuito completo. Para activarlos, dentro del submenú correspondiente a Tuning u Optimization, variar el Status a Enable. En ambos casos, se puede seleccionar un valor mínimo y máximo de dicho parámetro a variar.

Finalmente, todo circuito en el esquemático debe tener puertos de entrada y

salida, cargados con una determinada impedancia. En el menú “Simulation-S

Parameter” tiene el símbolo , que indica puerto. Su parámetro es la impedancia de

dicho puerto. Como antes se indicaba, el símbolo , permite la puesta a tierra de cualquier elemento, incluidos los puertos.

La manera en la que se conectan o unen distintos elementos es a través del

símbolo . Una vez pulsado, y utilizando en botón izquierdo del ratón se unira´n los distintos componentes del diseño representados en el tapiz Schematic. Situando el mismo en los puntos extremos de los dibujos representativos que ya han sido incluidos en el esquemático, es posible unir mediante hilos ficticios dichos elementos. Para generar un esquemático correspondiente a un circuito como el de Fig. 6, con d=45º (longitud eléctrica, que corresponde a una longitud de λ/8, ya que, el parámetro E es en realidad la constante de propagación k=2π/λ), tenga en cuenta que en


PRACTICA 1 ADS, el generador junto con su carga Zg, y la carga terminal de la línea de transmisión

ZL, son tratados de la misma manera, es decir, con la utilización de un puerto . Utilice como Z0 = 50 Ω, y la frecuencia de la línea de transmisión 1.5 GHz. Tome como valores de ZL = 100 Ω.

ZLZ0 β = kZg = Z0

Vg

z=0 z=dl=0l=d

ZLZ0 β = kZg = Z0

Vg

z=0 z=dl=0l=d

Fig.6: Línea de transmisión cargada

El aspecto del esquemático es el que se muestra a continuación:

Fig.7: Esquemático de línea de transmisión cargada


PRACTICA 1 Para poder ver el valor de la medida, debe realizar la simulación. Para ello, vuelva al Schematic y pinche en el menú Simulate, el comando Simulate. También puede realizar la misma operación seleccionando en la barra de herramientas el símbolo

. Durante la simulación se abre una ventana nueva que nos da información sobre los posibles errores de la misma. Una vez concluida la simulación, en la ventana de resultados, se habrá abierto una nueva ventana de representación de resultados. Si no

es así, en la barra de herramientas superior, seleccione el símbolo . Esto abre una nueva ventana destinada a la representación gráfica de los resultados del Schematic. En este entorno gráfico, puede seleccionar a través de una pestaña desplegable, el Schematic cuyos resultados le interesan. En la parte izquierda de la pantalla, tiene distintos símbolos que indican los tipos de representación de resultados posibles. Los más interesantes en el caso de esta práctica son:

: Representación rectangular de un resultado.

: Representación en Carta de Smith. Pinchando en cualquiera de ellos, se arrastra el ratón hasta la ventana en blanco de la derecha y la pulsa el botón izquierdo del ratón en la zona en la que se quiera situar la gráfica. Automáticamente se abre una ventana para indicar el resultado que se quiera representar en dicha gráfica. De igual manera, dentro de esta ventana hay una pestaña para definir opciones del entorno gráfico, tales como escala de los ejes, título de la gráfica, nombre de leyendas, etc… Para incluir el parámetro a representar acceda al “Plot Traces&Attributes” de la gráfica (doble click, o se abre automáticamente al incluir una nueva gráfica). Seleccione en Datasets el Schematic adecuado. En la columna izquierda aparecen todos los parámetros posibles para representar. El objetivo de este apartado es representar el coeficiente de reflexión en (dB) que existe en el origen z=0, así como la impedancia de entrada en dicho punto. El módulo del coeficiente de reflexión lo

representaremos en un gráfico rectangular . Para ello, utilizaremos los denominados parámetros S. Dichos parámetros nos indican el balance de potencia que sale desde el puerto 1 y vuelva al mismo puerto 1 (S11 , coeficiente de reflexión), o que llega al puerto 2 (S21 , transmisión). Se pueden definir los sentidos de propagación inverso, tomando el generador en el puerto 2 ( S22 y S12). Seleccionando en la columna izquierda S(1,1) y el botón Add, aparecerá un submenú que nos pregunta en que forma queremos ver el S11. Seleccionaremos dB y OK. De nuevo Ok, y tendremos el resultados del coeficiente de reflexión en el origen. Grabe el entorno gráfico de representación como File, Save As, dentro de la subcarpeta Data.

Para poder ver en Carta de Smith la impedancia vista desde el origen,

seleccionamos el gráfico , y el parámetro S(1,1). En este caso, al tener como


PRACTICA 1 entorno de representación la Carta de Smith, el programa nos muestra para S11 no el coeficiente de reflexión, sino la impedancia vista en ese puerto 1. En pantalla debe aparecer el valor de la impedancia desde el puerto del circuito de la figura.

n El valor de impedancia vista a la entrada del puerto 1 y del puerto 2 es la misma. En el rango de frecuencias de simulación dicha impedancia es lo que muestra la gráfica. Se pueden introducir marcas para verificar numéricamente los resultados. Dentro del menú Marker, New y con el ratón pinchando en la curva dentro del gráfico deseado.

freq (1.200GHz to 1.800GHz)

S(1

,1)

S(2

,2)

Fig.8: Impedancia en carta de Smith de línea de transmisión cargada n El módulo en dB del coeficiente de reflexión visto en los dos puertos es

igual y sale lo que se refleja a continuación.


PRACTICA 1

1.3 1.4 1.5 1.6 1.71.2 1.8

-13.5-13.0-12.5-12.0-11.5-11.0-10.5-10.0

-9.5-9.0-8.5-8.0-7.5-7.0-6.5-6.0-5.5-5.0-4.5

-14.0

-4.0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

Fig.9: Módulo de coeficiente de reflexión de entrada en puerto 1 y puerto 2 de línea de

transmisión cargada El módulo del parámetro de transmisión de señal desde el puerto 1 (supuesto el generador en dicho puerto) hacia le puerto 2 (supuesta la carga en este puerto), así como la situación inversa (generador en puerto 2 y carga en puerto 1), es el mismo en ambos casos y sale lo que indica la siguiente figura

1.3 1.4 1.5 1.6 1.71.2 1.8

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

-1.0

0.0

freq, GHz

dB(S

(2,1

))dB

(S(1

,2))

Fig.10: Transmisión de entrada a salida en línea de transmisión cargada


PRACTICA 1 Para cualquiera de las gráficas anteriores se puede ajustar las características de los límites inferior y superior de representación, paso, incluso si queremos una C. Smith impedancias o de admitancias, etc…, dentro de la misma ventana de “Plot Traces&Attributes”, en la pestaña “Plot Options”

Nota1: Puede resolver los distintos circuitos dentro de un mismo Schematic. Tenga para ello en cuenta los números de puertos para la representación de los resultados. Dentro de un mismo gráfico pueden representarse varias medidas.

Nota2: Si quiere puede variar, por ejemplo, la longitud de la línea de

transmisión “d” como Tuning con variación desde 0 a 360º en pasos de 10º.

Fig.11: Parámetro con característica Tunning

Posteriormente, en la barra de herramientas marque Simulate – Tuning.

Aparecerá una subventana con el parámetro que puede variar y los límites máximos y mínimos (dichos valores extremos pueden ser modificados). Una vez terminado el Tuning, si quiere llevar los valores del parámetro al Schematic, marque Update Schematic.


PRACTICA 1

Fig.12: Simulación Tunning de un parámetro. Variación instantánea de la respuesta del

circuito.

Nota3: Se pueden también generar variables a las que asignar valores de longitud, impedancia etc. Para ello, se selecciona de la barra de herramientas del esquemático el símbolo . En el ejemplo de Fig. 13 la variable corresponde a la longitud de la línea de transmisión, que además tiene la propiedad de poder realizar Tuning. Esta opción es muy adecuada cuando varias líneas de transmisión comparten parámetros comunes (impedancia característica, longitud, etc…).


PRACTICA 1

Fig.13: Utilización de variables.


PRACTICA 1

Aspectos teóricos

1.- Impedancia de una línea de transmisión sin pérdidas terminada en carga ZL

)kl(senjZ)klcos(Z)kl(senjZ)klcos(ZZ)l(Z

L

L⋅+⋅⋅+⋅

=0

00

2.- Transformador de impedancias reales λ/4 Si la impedancia ZL es real, existe una línea de transmisión de longitud d = λ/4, que hace que la impedancia vista en la entrada de dicha línea de transmisión sea otro valor real ZA.


PRACTICA 1 Por lo tanto, conocidas ZA y ZL, la impedancia característica de dicha línea de transmisión será:

LA ZZZ ⋅=0

3.- Multiples transformadores de impedancias reales λ/4 Los transformadores en λ/4 realizan la transformación ideal de impedancias vista en el punto anterior a la frecuencia tal que la longitud de la línea d es exactamente λ/4. Fuera de dicha frecuencia, el resultado de impedancia a la entrada de la línea difiere ligeramente de ZA. Dicha diferencia se acentúa a medida que la frecuencia está más alejada de la de diseño. Para corregir en parte este efecto, se opta por la utilización de más de un transformador en λ/4. En el siguiente ejemplo se muestran dos adaptadores.

De nuevo el objetivo es transformar ZL real en ZA también real. Para ello el diseñado fijará una impedancia intermedia ZB, que servirá como puente de la transformación. Por lo general, ZB puede ser un valor “intermedio” entre ZL y ZA, aunque es mejor realizar una optimización para encontrar el valor de ZB que haga que la transformación de ZL a ZA tenga el mayor ancho de banda posible. Las impedancias características de las líneas de transformación serán:

LB ZZZ ⋅=01

AB ZZZ ⋅=02

A mayor número de líneas transformadoras de longitud d = λ/4, mayor ancho de banda se obtendrá. Es decir, la desviación del valor obtenido de ZA fuera de la frecuencia de diseño será menor.


PRACTICA 1 En estructuras de más transformadores, el diseñador deberá fijar según su criterio más valores de impedancias “intermedias”

4.- Circuito divisor paralelo La relación de amplitud que aparece en las tablas de cada uno de los diseños, puede establecerse como relación de potencias que llegan a cada una de las cargas Z2B y Z3C del siguiente esquema, es decir, la relación PTx2B/ PTx3C (en unidades naturales).

Esta misma relación de potencias de los puntos B y C puede trasladarse al nodo A, que es donde se juntan las 3 líneas de transmisión 1, 2 y 3 de la figura. Bajo la suposición de líneas de transmisión sin pérdidas, la potencia transmitida a lo largo de la misma permanece constante, por lo que:

ATx

ATx

CTx

BTxPP

PP

3

2

3

2 =

Así mismo, se puede relacionar la potencia transmitida (valor medio) con la onda de tensión y de corriente existente en cada punto de análisis de la siguiente manera:


PRACTICA 1

[ ]

⋅=⋅= *

A

*A

A*

AAATxZVVReIVReP

2

22222 2

121

, donde las ondas de tensión y corriente V2A y I2A están formadas por sus componentes incidente y reflejada propagadas a lo largo de la línea 2.

jkzA

jkzAA eVeVV +−−+ ⋅+⋅= 222

22 222

jklA

jklAB eVeVV +−−+ ⋅+⋅=

Bajo la suposición de que la impedancia vista al principio de la línea 2 en el punto A sea real, y sabiendo que en todo número complejo se da que:

2222 A

*AA VVV =⋅

la potencia media transmitida en el punto A de la línea 2 será:

A

AATx Z

VP

2

22

2 21

=

Con las mismas premisas se puede establecer en el punto A de las líneas 1 y 3:

A

AATx Z

VP

1

21

1 21

= A

AATx Z

VP

3

23

3 21

=

De igual modo, en el punto A y sólo en el punto A, las 3 líneas de transmisión involucradas están en paralelo, por lo que la tensión asociadas a las mismas en dicho punto será igual para todas ellas, es decir:

AAA VVV 321 == Incorporando, esta relación de potencias a las expresiones de potencia transmitida a las

líneas 2 y 3 se obtiene:

AATxAATxAA ZPZPVV 332232 ⋅=⋅== y, por tanto:

A

A

ATx

ATx

CTx

BTxZZ

PP

PP

2

3

3

2

3

2 ==

En la tabla de especificaciones de los diseños planteados en esta práctica se dice la relación de potencia que debe haber entre las distintas puertas del circuito, es decir, la relación:


PRACTICA 1

ATx

ATx

CTx

BTxPP

PP

3

2

3

2 =

, por lo que el diseñador elegirá un valor de Z2A (o de Z3A) y obtendrá el otro de la relación antes indicada. Hay que tener también en cuenta que en el punto A, se da que la potencia transmitida desde la línea 1, se desdobla en la transmitida en dicho punto A hacia la línea 2 y hacia la línea 3:

ATxATxATx PPP 321 += Y de modo equivalente, la impedancia que se ve en el punto A de la línea 1, es la

impedancia paralelo de las impedancias en el punto A en la línea 2 y la línea 3.

AAA Z//ZZ 321 =

transmisión por soporte físico practica...

Documents