transistores de potencia alacena 000

8/17/2019 Transistores de Potencia Alacena 000

1/259

Transistores de Potencia

T r a n s i s t o r

B J T

T r a n s i s t o r

M O S F E T


2/259

El transistor bipolar de potencia

iB

iC

iE

Base de pequeño espesor → aumenta β

Base de pequeño espesor → menor tensión de ruptura

SÍMBOLO

DISEÑO: Especificar DOPADOS y ESPESORES (p.ej.: el espesor de la capa N- determina la tensión deruptura)

EL TRANSISTOR DE POTENCIA

uCE

uBE

iB

iC

iE

BASE

EMISOR

COLECTOR

uCE

uBE

BASE

EMISOR

COLECTOR

Presentan varias bases y emisores entrelazados, para evitar la concentración de corriente.

montaje darlington

Estructura vertical → maximiza el área de conducción → minimiza res. óhmica y térmica

NPN PNP

COLECTOR

BASE

EMISOREM. EMISOR

COLECTOR

EMISOR BASE

COLECTOR

N+

N-

P

N+10µm5-20µm

50-200µm

250µm

1019 át/cm2

1014

át/cm2

1016 át/cm2


3/259

VCE0: uCE de ruptura con la base abierta (IB=0)

IC: Corriente máxima de colector

PMAX: máxima potencia capaz de ser disipada por el transistor.

Las zonas de avalancha deben evitarse.

El transistor bipolar de potencia: Características estáticas

ib=0

ib1

ib2

ibMAXic

uce

SATURACIÓN

CORTE

Vce0ZONA ACTIVA

PMAX

Ic



4/259

COLECTOR

EMISORBASE

N+

N-

P

N+

• La corriente de base provoca caídas de tensióninterna en la zona de base que se suman a la tensiónexterna entre emisor y colector.

• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β

• La concentración de corrientes provocasobrecalentamientos localizados que desembocan enavalancha secundaria cuando IC es grande. Para

minimizar este fenómeno los transistores depotencia tienen varias bases y emisoresentrelazados.

Avalancha secundaria


--- - --

---- ----

---



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• La corriente de base provoca caídas de tensióninterna en la zona de base que se suman a la tensiónexterna entre emisor y colector.

• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β

• La concentración de corrientes provocasobrecalentamientos localizados que desembocan enavalancha secundaria cuando IC es grande. Para

minimizar este fenómeno los transistores depotencia tienen varias bases y emisoresentrelazados.

Avalancha secundaria


COLECTOR

EMISORBASE

N+

N-

P

N+

--- -

---------

------



6/259

SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.


ic

uceVce0

PMAXIcMAX-DC

S.O.A.R.

Zona deavalanchasecundaria

continua

100us1 0 0 u s



7/259


8/259

Circuitos equivalentes estáticos.

Para estimar la potencia disipada en el bipolar:

Circuito equivalente en saturación

uceuB

uB

uce

ic

ic

+

VCC

RCARGA

SATURA-

CIÓN CORTE

SATURA-

CIÓN


VCC

uB VBE VCE-SAT

V7,0VBE

V3,0V SATCE

B

B

CBBECSATCESATEst R

7,0V·7,0I·3,0I·VI·VP

RCARGA

RB



9/259

Circuito equivalente en corte


VCC

uB VCE

RCARGA

RB



10/259

Encendido con carga resistiva.

• La gran cantidad de carga espacial necesita tiempo para ser creada y destruida. El paso de corte asaturación, y viceversa, es lento. Cuanta menos carga espacial más rápida será la conmutación perotambién mayores serán las pérdidas estáticas.

• Con el fin de acelerar la conmutación y disminuir sus pérdidas, puede suministrarse una IB negativa

para pasar de saturación a corte.

uceuB

uB

uce

ic

ic

+

VCC

RCARGA

90%

tdON

El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas

10%

trise

tON



11/259

Apagado con carga resistiva.

uceuB

uB

uce

ic

ic

+

VCC

RCARGA

90%

tst


10%

tfall

tOFF

tst: Tiempo de almacenamiento: el proceso de conducción continúa a costa de los portadoresalmacenados en la base.

Las pérdidas en conmutación en el apagado son MAYORES que las del encendido (debido al tiempo debajada)



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Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO

uce

ic iC MAX


tfall

VCCDurante tfall:

t·t

V)t(u

fall

CCCE

fall

fallMAXCC

t

tt·i)t(i

Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia.Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.

fall

tt

0t CECOFF dt)·t(u)·t(iE

6

t·V·iE fallCCMAXCOFF



13/259

2

2MAXCC

t

ttI)t(i

En t1:

En t2:

(Mientras exista circulación de corriente por el

diodo, soporta tensión nula).

Apagado con carga inductiva:


uce

ic

toff

t2t1

uceuB

icVCC

L

1CCCE

t

t·V)t(u

OFF

tt

0t CECOFF dt)·t(u)·t(iE

2

t·V·iE off CCMAXC

OFF

VCC

iC MAX



14/259

Encendido con carga inductiva:


uce

ic

ton

t2t1

uceuB

icVCC

L

iRR

VCC

iC MAX

1

RRMAXCCttii)t(i

En t1:

En t2:

CCCE V)t(u

22RRMAXCCt

tt·ii)t(i

2

2CCCE

t

ttV)t(u

on

tt

0t CECON dt)·t(u)·t(iE

3

2

tt·V·i

2

t·V·iE

1onCCRR

onCCMAXCON



15/259

Diodo externo para aplicaciones demedio puente y puente completo.

Diodo externo para aumentar lavelocidad de conmutación.

• Aumento de : TOT= 1*2+1+2.

• La conmutación es aún más lenta.

Características

El transistor bipolar de potencia: Montaje Darlington

iBiC

iE

BASE

EMISOR

COLECTOR



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El MOSFET de potencia: Estructura

Alta impedancia de entrada (CGS).

SÍMBOLO

Dispositivo fundamental como interruptor controlado por tensión. Suele usarse casi exclusivamentelos de canal N.

uDS

uGS

iG

iD

iS

PUERTA

FUENTE

DRENADOR

Compuesto por muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo.

Siempre de ACUMULACIÓN; no tienen el canal formado. El sustrato está siempre conectado a lafuente.

CANAL N CANAL P

uDS

uGS

iG

iD

iS

PUERTA

FUENTE

DRENADOR

DRENADOR

FUENTEPUERTA

N

N-

N N N N N N

P PP

SUS

ÓXIDO



17/259

Si uGS es menor que el valor umbral, uGS TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico deuGS TH es 3V. uGS suele tener un límite de ±20V. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V paraminimizar la caída de tensión VDS.VDS MAX: Tensión de ruptura máxima entre drenador y fuente.

ID MAX: Corriente de drenador máxima (DC).RDS ON: Resistencia de encendido entre drenador y fuente.

uGSuGS1



18/259

SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.

El MOSFET de potencia: características estáticas

iD

uDS

PMAX

S.O.A.R.

Zona limitadapor RDS ON

1 0 0

u s



19/259

El MOSFET de potencia: S.O.A.R.



20/259

Circuitos equivalentes estáticos.

Circuito equivalente en corte

uDSuGS

uGS

uDS

iD

iD

+

VCC

RCARGA

SATURA-

CIÓN CORTE

SATURA-

CIÓN

El MOSFET de potencia: Características estáticas

VCC

uDS

RCARGA

RDS ON

Circuito equivalente en saturación

VCC

uGS

RCARGA



21/259

• La unión PN- está inversamente polarizada.• La tensión drenador-fuente está concentrada en la unión PN-.• La región N- está poco dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (ratedvoltage).• Tensiones de ruptura grandes requieren zonas N poco dopadas de gran extensión.

MOSFET en corte (uDS>0)


uDSZona de transición:La zona P-N- es un diodopolarizado inversamente.

DRENADOR

FUENTEPUERTA

N

N-

N N N N N N

P PP

SUS

ÓXIDO



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MOSFET saturado (iDS>0)


uGSCon suficiente uGS se forma un canal bajo la puertaque permite la conducción bidireccional.

Aparece una resistencia RDS ON, entre drenador yfuente, que es suma de resistencias: canal, contactos

de fuente y drenador, región N-

...

Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región N-

domina en el valor de RDS ON.

En una zona poco dopada no hay muchosportadores, por lo que RDS ON aumenta rápidamente

si la tensión de ruptura se quiere hacer de varioscentenares de voltios.

Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible,en general, un IGBT.

El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated

current).

DRENADOR

FUENTEPUERTA

N

N-

N N N N N N

P PP

SUS

ÓXIDO



23/259

• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.

• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET.

• La mayoría son lentos. Esto provoca picos de corriente derecuperación inversa que pueden destruir el dispositivo.

Diodo parásito entre drenador y fuente.


uDS

uGS

iG

iD

iS

PUERTA

FUENTE

DRENADOR

Puede anularse o sustituirse el diodo parásito mediante diodosexternos rápidos.

Anulación Sustitución



24/259

CDS

• Los tiempos de conmutación del MOSFET se debenprincipalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, asícomo a la resistencia interna de la fuente de puerta.

CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida encortocircuito.CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa.COSS: CDS + CGD Capacidad de salida; se mide con la entradacortocircuitadaLD: Inductancia de drenador

LS: Inductancia de fuente.

Parámetros parásitos.

Parámetros parásitos

El MOSFET de potencia: Características dinámicas

CGD

CGS

CDS

CGD

CGS

LS

LD

CGS: Grande, constanteCGD: pequeña, no linealCDS: moderada, no lineal



25/259

tdelay trise

ton

tdisch tfall

toff

Conmutaciones con carga resistiva pura


CDS

CGD

CGS

VDD

VA

RG

RD

t1

t2

VA

uGSuGS-TH

iD

uDS

90%90%

10% 10%

pMOS



26/259

EFECTO MILLER

OIF UUU IUO U· AU

AuUI

UO

UF

ZF

IUIF U· AUU IU U· A1

U

F

A1

Z

F

UI

F

FF

Z

A1·U

Z

UI

EFECTO MILLER EN LA ENTRADA

O

U

OF U

A

UU

OU

U U·

A

A1

F

U

U

OF

F

F Z

A

A1

·UZ

U

I

UU

F A· A1

Z

AuUI UO

EFECTO MILLER EN LA SALIDA




27/259

trise

ton

tdisch tfall

toff

tdelay

Conmutaciones con carga resistiva pura


CDS

CGD

CGS

VDD

VA

RG

RD

t1 t2

VA

uGSuGS-TH

iD

uDS

90%90%

10% 10%

pMOS



28/259

ton toff

t1 t2 t3 t4

Conmutaciones con carga inductiva


CDS

CGD

CGS

VDD

VA

RG

LD

t1 t2

VA

uGSuGS-TH

iD

uDS

IRR

pMOS



29/259

Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO con carga resistiva

uDS

iD iD MAX

El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas

tfall

VDDDurante tfall:

t·t

V)t(u

fall

DDDS

fall

fallMAXDD

t

tt·i)t(i

Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia.

Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.

fall

tt

0t DSDOFF dt)·t(u)·t(iE

6

t·V·iE fallDDMAXDOFF



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EJEMPLO:


Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RDSON=0,55 W para el caso de que su tensión ycorriente sean las de la figura. Hágase elcálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de10kHz y 150 kHz. uDS

iD 5A

100 ns

150V

100 ns

d·T (1-d)·T

W125,4d·5·55,0I·RP 22

DrmsONDS1

Puesto que T>>100ns, puede aproximarse

J5,126

10·100·150·5

6

t·V·iEE

9fallDDMAXD

ONOFF

1ONMOS P)f (E·2)f (P W38,4W125,4W25,0)kHz10(PMOS

W6,41W125,4W5,37)kHz150(PMOS



31/259

22MAXDDt

ttI)t(i

En t1:

En t2:

(Mientras exista circulación de corriente por eldiodo, soporta tensión nula).

Apagado con carga inductiva:


uDS

iD

toff

t2t1

1DDDS

t

t·V)t(u

OFF

tt

0t DSDOFF dt)·t(u)·t(iE

2

t·V·iE off DDMAXDOFF

VDD

iD MAX




32/259

uDS

iD

ton

t2t1

iRR

VDD

iD MAX

1

RRMAXDDt

tii)t(i

En t1:

En t2:

DDDS V)t(u

2

2RRMAXDD

t

tt·ii)t(i

2

2DDDS

tttV)t(u

on

tt

0t DSDON dt)·t(u)·t(iE

3

2

tt·V·i

2

t·V·iE

1onDDRR

onDDMAXDON

Encendido con carga inductiva:





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1.- Circuito para disminuir el efecto Miller.

2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos.

3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (


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Con aislamiento

El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers)

1.- Siempre hay un interruptor cerrado generándose unaonda cuadrada sobre R.

2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debehaber 0V.

3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su fuenteaparecen 500V.

4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, enpuerta debe haber 515V.

5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de

tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG.6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG.

7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bombade carga se han impuesto a los transformadores deimpulsos.

GS

D

RINT

500V




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BOOTSTRAP

El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers)

GS

D

RINT

500V

DBOOT

VCC

CBOOT

1.- Al cerrarse el interruptor inferior, CBOOT secarga a 15V en un solo ciclo.

2.- Cuando en S hay 500V el diodo DBOOTimpide que CBOOT se descargue; dicho diodo

debe ser capaz de bloquear toda la tensión delcircuito.

4.- Con dos transistores auxiliares se aplica latensión de CBOOT a la puerta del MOSFET depotencia.

5.- CBOOT debe tener una capacidad muysuperior a la de puerta para que apenas sedescargue.

V12V5,1V

QC

CC

GBOOT

Q G: carga de puertaVCC: 15V1,5V: caídas de tensión en los transistores auxiliares12V: tensión mínima de puerta




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IRF510 100V 5,6A 0,54 5nC

IRF540N 100V 27A 0,052 71nC

APT10M25BVR 100V 75A 0,025 150nC

IRF740 400V 10A 0,55 35nC

APT4012BVR 400V 37A 0,12 195nC

APT5017BVR 500V 30A 0,17 200nC

SMM70N06 60V 70A 0,018 120nC

MTW10N100E 1000V 10A 1,3 100nC

Referencia VDS,MAX ID,MAX RON Q G (típica)

47ns

74ns

50ns

40ns

67ns

66ns

120ns

290ns

tc (típico)

Algunos MOSFET de potencia

El MOSFET de potencia: Características reales




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Semitrans 2Semitrans 1

TO247TO220 TO3

Semitop 2

El MOSFET de potencia: Encapsulados




38/259

El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N




39/259





40/259




41/259




42/259



43/259

TRANSISTORES

15


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Los transistores bipoalgunas aplicaciones

Se consideran disposia partir de , corrientecorrientes y tensione

Disponen de 3 tercomo entrada dos de

CLASIFICACIÓN

lares se usan generalmente en electrónice electrónica digital como la tecnología Ttivos activos porque pueden obtener unao tensión de entrada, y por lo tanto, se u. inales, pudiendo adoptar varias configellos y de salida el tercero.

a analógica. También enL o BICMOS.mayor corriente de salidailizan en amplificación de

raciones:considerándose

16


45/259

SIMBOLOGIA DE TRANSISTORES

17

EL TRANSISTOR BIPOLAR BJT


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Formado por dos uniones PN con tres zonas cada una conectada a los terminales:C: "Colector", la zona

central es la B:"Base" y E: "Emisor". El Emisor está muy impurificado, la Base tiene una impurificación

muy baja, mientras que el Colector posee una impurificación intermedia.

Un transistor es similar a dos diodos, el transistor tiene dos uniones: una entre el emisor y la base y la otra

entre la base y el colector. El emisor y la base forman uno de los diodos, mientras que el colector y la base

forman el otro. Estos diodos son denominados: "Diodo de emisor" (el de la izquierda en este caso) y "Diodo

de colector" (el de la derecha en este caso).

CURVAS CARACTERÍSTICAS Y REGIONES DEFUNCIONAMIENTO:

Curvas B-E IB (VBE) se corresponden con las de un

diodo de unión.

Curvas Ic(VCE):para diferentes valores de IB:

EL TRANSISTOR POLARIZADO

Si se conectan fuentes de tensión externas para polarizar al transistor, se obtienen resultados nuevos e

inesperados. Hay 3 configuraciones:

“IE sale; IB, IC entran” “IE entra; IB, IC salen”

AAE DAD E FABCAE:

C


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Corrientes: Transistor como un nudo: IE=IC+IB Ic=β · IB + (β+1) · IC0; IC0: Corriente Ic con la base en circuito abierto.

Ganancia en corriente contínua: HFE≈ β=Ic · IB

Ganancia en corriente α: α =Ic / IE

Tensiones: VCE= VCB+ VBE ; para transistores NPN. VEC= VEB+ VBC ; para transistores PNP.

CONDICIONES DE FUNCIONAMIENTO CON CURVAS LINEALIZADAS:

ECUACIONES DE UN CIRCUTO CON TRANSISTOR BIPOLAR

19

:


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- Potencia disipada por un transistor: Pc=VCE · Ic- Punto de trabajo óptimo: Pc=VCEQ= Vcc/2 ; ICQ= Vcc/2Rc

EL TRANSISTOR EN CONMUTACION

- Un transistor trabaja en conmutación cuando ante señales de entrada en la base reaccionafuncionando en corte: Ic=0; VCE=Vcc ó en saturación:Ic=IcSAT;VCE=0,2v ó 0v.

- Este modo de funcionamiento es útil para activar/desactivar dispositivos o para arquitectura depuertas lógicas.

“CORTE” “SATURACION”

20

EJEMPLOS DE PUERTAS LOGICAS CON DIODOS Y TRANSISTORES:


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Si a y b tienen un nivel bajo detensión( los dos transistoresestarían en corte=>Vs=VH=3v

Si a ó b tienen un nivel alto detensión(>0,7v)=> uno o los dos transistoresestarían en saturación=>Vs=VL=0,2v

“Circuito A” “Circuito B” “Circuito A”Si a y b tienen un nivel alto de tensión=> los dos diodos no conducen=> IB>0;VBE=0,7v=>transistor en SAT=>Vs=VL=0,2v

Si a ó b tienen un nivel bajo de tensión=> Uno o los dos diodos conducen=> VBEtransistor en CORTE=>Vs=VH=5V.

“Circuito B”

Si a y b tienen un nivel alto de tensión=> los dos diodos no conducen=> T1 en SAT D3 conducey Ve>0,7v =>T2 en SAT=>Vs=VL=0,2v

Si a ó b tienen un nivel bajo de tensión=> Uno o los dos diodos conducen=> VBT2 en CORTE=>Vs=V

H=5V.

-Siempre que en a o b haya un nivel bajo, el transistormultiemisor conducirá porque Vbe>0,7v.

21

ENCAPSULADOS DE TRANSISTORES

- El TO-92: Para la amplificación de pequeñas señales. La asignación de patitas


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El TO 92: Para la amplificación de pequeñas señales. La asignación de patitas(emisor - base - colector) no está estandarizado.

- El TO-18: Es metálico. En la carcasa hay un pequeño saliente que

indica que la patita más cercana es el emisor

- El TO-39: tiene le mismo aspecto que es TO-18, pero es mas grande, perotambién tiene la patita del colector pegado a la carcasa, para efectos de disipaciónde calor.

- El TO-126: En aplicaciones de pequeña a mediana potencia. Puede o noutilizar disipador dependiendo de la aplicación en se este utilizando.

Se fija al disipador por medio de un tornillo aislado en el centro del transistor. Sedebe utilizar una mica aislante

- El TO-220: Debe disipar potencia algo menor que con el encapsulado TO-3, y aligual que el TO-126 debe utilizar una mica aislante si va a utilizar disipador, fijado por untornillo debidamente aislado.

- El TO-3: En transistores de gran potencia. Como se puede ver en el gráfico es degran tamaño debido a que tiene que disipar bastante calor. Está fabricado de metal y esmuy normal ponerle un "disipador" para liberar la energía que este genera encalor.Este disipador no tiene un contacto directo con el cuerpo del transistor, pueseste estaría conectado directamente con el colector del transistor. Para evitar elcontacto se pone una mica para que sirva de aislante y a la vez de buen conductortérmico.

El emisor y la base se encuentran ligeramente a un lado y si se pone el transistor comose muestra en la figura, al lado izquierdo estará el emisor y la derecha la base.

IDENTIFICACION DE LOS TERMINALES y estado DE UN TRANSISTOR

(200Ω): 3 =>3=BAE

3 =>:

3 =>:

(8Ω)

22

EJERCICIO 1: β=260, VEB=0,65v, VCESAT=0v. VCC=10v.

Calcular:VCC


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a. Las corrientes y las tensiones de losdos transistores para:Ve=0v y Ve=9v.

b. Si la Resistencia de 500Ω se corresponde conun relé de: ION=7,5mA, IOFF=1,6mA.

a. ¿Se activará o desactivará para las dostensiones de entrada anteriores?

b. ¿Cuáles son los límites de Ve para laactivación y desactivación del relé?

c. Si el BC337 es el complementario de BC328,¿lo es el circuito?

EJERCICIO 2: β=200, VEB=0,65v, VCESAT=0,2v. VCC=10v.

a. Marcar en el circuito todas las tensiones y corrientes.b. Calcular: Las corrientes y las tensiones de los dos

transistores .

Calcular: Las potencias del circuito.

EJERCICIO 3: β=100, VBE=0,7v, VCESAT=0,2v.

a. Marcar en el circuito todas las tensiones ycorrientes.

b. Calcular: Las corrientes y las tensiones de losdos transistores .

BC328*

E

CB

500Ω

1

2

1

VCC

0

Ve

1

Ve

VCC

BC337 E

C

B

500Ω 1

2

1kΩ 1

2

1

VCC

10kΩ 1

2

BC328* E

C

B

VCC


52/259

24

EJERCICIO 9: VBE=0,7v, VCESAT=0,2v.Calcular los puntos de trabajo.

ó


53/259

Circuito1:IZMIN=5mA ó IZMIN=10mA.

Circuito2:IZMIN=0mA ó IZMIN=5mA.

EJERCICIO 10:

25


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VCB....................................60 V (máximo valor en inversa)VCEo...................................40 V (máximo valor en inversa con la base abierta)

VEB.......................................6 V (máximo valor en inversa)

En realidad en la hoja de características tenemos que diferenciar los transistores en:

• (C ), : 23904.

• (C ), : 23055.

Corriente y potencia máximas

En las uniones del transistor se suelen dar unas temperaturas muy elevadas, siendo la unión más problemática la unión CB, porque

es la que más se calienta.

En un transistor se dan tres tipos de temperaturas:

• = .

• C = .• A = .

Factor de ajuste

Indica como disminuye la PDmáx por cada grado de aumento de temperatura por encima de un valor determinado.

EJEMPLO: Para el 2N3904 PDmáx = 350 mW (a 25 ºC) Factor de ajuste = - 2,8 mW/ºC

Si TA aumenta a 60 ºC: PDmáx = 350 - 2,8 (60 - 25) = 252 mW.

CALCULO Y ELECCION DE UN CIRCUITO EN DC CON RESISTENCIAS Y TRANSISTORES:

Diseñar un circuito en EC que cumpla los requisitos siguientes: VBB = 5 V, VCC = 15 V, hFE = 120, IC =10 mA y VCE = 7,5 V. Resolverlo usando la 2ª aproximación.

Solución:

Colocando los datos que da el problema en el circuito emisor común se ve que falta por determinar el valor

de RB y RC.

26

TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

Los transistores de efecto de campo o FET (Field Electric Transistor) son particularmente interesantesen circuitos integrados y pueden ser de dos tipos:


55/259

en circuitos integrados y pueden ser de dos tipos:

Transistor de efecto de campo de unión o JFET

Transistor de efecto de campo metal-óxido semiconductor (MOSFET).

Son dispositivos controlados por tensión con una alta impedancia de entrada (1012Ω).Ambos dispositivos se utilizan en circuitos digitales y analógicos como amplificador o comoconmutador.Sus caracterísitcas eléctricas son similares aunque su tecnología y estructura física son totalmentediferentes.

Ventajas del FET:1. Son dispositivos controlados por tensión con una impedancia de entrada muy elevada (107a

1012Ω).

2. Los FET generan un nivel de ruido menor que los BJT.

3. Los FET son más estables con la temperatura que los BJT.

4. Los FET son más fáciles de fabricar que los BJT pues precisan menos pasos y permiten integrar

másdispositivos en un C1.

5. Los FET se comportan como resistencias controlados por tensión para valores pequeños de

tensióndrenaje-fuente.6. La alta impedancia de entrada de los FET les permite retener carga el tiempo suficiente para

permitir operaciones de muestreo en conversores A/D y memorias.

7. FE .

D FE:

1) ,

B.2) .

C

27


56/259


57/259

PARÁMETROS COMERCIALES

Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores JFET que ofrecen los fabricantes en lashojas de datos:

• IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor JFET se encuentra en configuración de fuente común yse cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En la práctica marca la máxima intensidad que puede circularpor el transistor. Conviene tener en cuenta que los transistores JFET presentan amplias dispersiones en estevalor.

• VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que IDSS, presenta fuertesdispersiones en su valor.

• RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este valor se mantieneconstante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de estrangulamiento.

TRANSISTOR MOSFET

FE FE

.

E:

29


58/259

EJERCICIO 11: Calcular el punto de trabajo:VDS,VGS, ID

30

EJERCICIO 12 Determinar el valor de las salidasV01 y V02 cuando VIN valgacero y diez voltios.


59/259

Datos: VTH = 5 V. ECC = 20 V. Rd1=1K,Rd2=0,1K,K=0,5mA/v2

EJERCICIO 13

a) Explicar su funcionamiento y determinar qué tipo de puertalógica es.

EJERCICIO 14

• Calcular los parámetros que toman las resistencias RD y RS delcircuito de la figura para que el transistor opere con una ID=4mA yVD=1.Datos: VTH=2V; K=0.4mA/V2K=4mA/V2

31


60/259

1.

) B =10ΩC :

) C =10; BE=0..0,8 ,

) A B= A.

C :

) BE=0,2, 0,72 0,8; A

,=0..20 , CE ,

) A B= A.

2. , ,

=20

3.

4.

: BC547B

C=1Ω

BB , BE , B=(BB BE)/B

B ,

C=(CC CE)/C

:

B=1,5

A

A

•

•

•

A

•

•

: 24416

DE CC:

.

A:C

DE GEEAD:

E: 4, 2DC, 5H

: 30,16DC,1H

Prácticas de electrónica Grupo:

Entrenador: Detector de oscuridad


61/259

Material:

Esquema: Explicar el funcionamiento.

Cálculos:

Toma de medidas con el polímetro.

BD135

c

b

e

Entrenador de electrónica

Transistor BD135Resistencia 10K

Potenciómetro 10K

LDR

Diodo

Relé

COM

NC NA

LDR

Roscur=10K

Rrele=0,23K

De los datos de las medidas:

SIN LUZ:Rldr=10K

I2=Vldr/10K=

I1=I2-Ib=

R1=(VCC-Vldr)/I1=

CON LUZ:

I1=(Vcc-Vldr)/R1

I2=I1-Ib

Rldr=Vldr/I1=

I1 Ib

I2

Ic

32


62/259

(

1. Analizamos la malla de salida y obtenemos distintas curvas para diferentes valores de IB.2. Ajustando VBB fijamos un valor de IB que vamos a mantener constante (por ejemplo IB = 10 µA).

3. Ahora variamos VCC , medimos valores de VBE y IC y obtenemos la correspondiente curva de IB = 10 µA.

4. Hacemos lo mismo para IB = 20 µA, etc... Y así sucesivamente para diferentes valores de IB.

En cada una de estas

curvas hay diferentes zonas:


63/259


64/259

B

C 5 4 6 / 5 4 7 / 5 4 8 / 5 4

9 / 5 5 0

NPN Epitaxial Silicon Transistor

Absolute Maximum Ratings Ta=25°C unless otherwise noted

Electrical Characteristics Ta=25°C unless otherwise noted

Symbol Parameter Value Units

VCBO Collector-Base Voltage : BC546

: BC547/550

: BC548/549

80

50

30

V

V

V

VCEO Collector-Emitter Voltage : BC546

: BC547/550

: BC548/549

65

45

30

V

V

V

VEBO Emitter-Base Voltage : BC546/547

: BC548/549/550

6

5

V

V

IC Collector Current (DC) 100 mAPC Collector Power Dissipation 500 mW

TJ Junction Temperature 150 °C

TSTG Storage Temperature -65 ~ 150 °C

Symbol Parameter Test Condition Min. Typ. Max. Units

ICBO Collector Cut-off Current VCB=30V, IE=0 15 nA

hFE DC Current Gain VCE=5V, IC=2mA 110 800

VCE (sat) Collector-Emitter Saturation Voltage IC=10mA, IB=0.5mAIC=100mA, IB=5mA

90200

250600

mVmV

VBE (sat) Base-Emitter Saturation Voltage IC=10mA, IB=0.5mA

IC=100mA, IB=5mA

700

900

mV

mV

VBE (on) Base-Emitter On Voltage VCE=5V, IC=2mA

VCE=5V, IC=10mA

580 660 700

720

mV

mV

BC546/547/548/549/550

Switching and Applications• High Voltage: BC546, VCEO=65V

• Low Noise: BC549, BC550

• Complement to BC556 ... BC560

1. Collector 2. Base 3. Emitter

TO-921


65/259

B

C 5 4 6 / 5 4 7 / 5 4 8 / 5 4

9 / 5 5 0

Typical Characteristics

Figure 1. Static Characteristic Figure 2. Transfer Characteristic

Figure 3. DC current Gain Figure 4. Base-Emitter Saturation Voltage

Collector-Emitter Saturation Voltage

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

20

40

60

80

100

IB = 50µ A

IB = 100µ A

IB = 150µ A

IB = 200µ A

IB = 250µ A

IB = 300µ A

IB = 350µ A

IB = 400µ A

I C [ m A ] , C O L L E C T O R C U R R E N T

VCE

[V], COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE

0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.20.1

1

10

100

VCE = 5V

I C [ m A ] , C O L L E C T O R C U R R E N T

VBE[V], BASE-EMITTER VOLTAGE

1 10 100 10001

10

100

1000

VCE = 5V

h F E , D C

C U R R E N T G A I N

IC[mA], COLLECTOR CURRENT

1 10 100 100010

100

1000

10000

IC = 10 IB

VCE(sat)

VBE(sat)

V B E ( s a t ) , V C E ( s a t ) [ m V ] , S A T U R A T I O N V O L T A G E

IC[A], COLLECTOR CURRENT

100

f=1MHz

IE = 0

C E

1000

VCE = 5V

H P R O D U C T

2N4416/2N4416A/SST4416Vishay Siliconix

N-Channel JFETs


66/259

N-Channel JFETs

Part Number VGS(off) (V) V(BR)GSS Min (V) gfs Min (mS) IDSS Min (mA)

2N4416 – 6 –30 4.5 5

2N4416A –2.5 to –6 –35 4.5 5

SST4416 – 6 –30 4.5 5

Excellent High-Frequency Gain:2N4416/A, Gps 13 dB (typ) @400 MHz

Very Low Noise: 3 dB (typ) @

400 MHz Very Low Distortion

High AC/DC Switch Off-Isolation

Wideband High Gain

Very High System Sensitivity

High Quality of Amplification

High-Speed Switching Capability

High Low-Level Signal Amplification

High-Frequency Amplifier/Mixer

Oscillator

Sample-and-Hold

Very Low Capacitance Switches

The 2N4416/2N4416A/SST4416 n-channel JFETs aredesigned to provide high-performance amplification at high

frequencies.

The TO-206AF (TO-72) hermetically-sealed package isavailable with full military processing (see Military

Information.) The TO-236 (SOT-23) package provides alow-cost option and is available with tape-and-reel options(see Packaging Information). For similar products in theTO-226AA (TO-92) package, see the J304/305 data sheet.

TO-206AF(TO-72)

S C

1 4 D

S

G

TO-236

(SOT-23)

3

1

2N4416/2N4416A/SST4416Vishay Siliconix


67/259

Limits

100 MHz 400 MHz

Parameter Symbol Test Conditions Min Max Min Max Unit

Common Source Input Conductance giss 100 1,000

Common Source Input Susceptance biss 2,500 10,000

Common Source Output Conductance goss VDS = 15 V, VGS = 0 V 75 100 S

Common Source Output Susceptance boss

DS GS

1,000 4,000

Common Source Forward Transconductance gfs 4,000

Common-Source Power Gain Gps VDS = 15 V, ID = 5 mA 18 10

Noise Figure NF RG = 1 k 2 4dB

Notesa. Typical values are for DESIGN AID ONLY, not guaranteed nor subject to production testing. NHb. Pulse test: PW300 s duty cycle3%.c. This parameter not registered with JEDEC.

On-Resistance and Output Conductancevs. Gate-Source Cutoff Voltage

rDS

gos

rDS @ ID = 1 mA, VGS = 0 Vgos @ VDS = 10 V, VGS = 0 Vf = 1 kHz

Drain Current and Transconductancevs. Gate-Source Cutoff Voltage

IDSS

gfs

IDSS @ VDS = 10 V, VGS = 0 Vgfs @ VDS = 10 V, VGS = 0 Vf = 1 kHz

VGS(off) – Gate-Source Cutoff Voltage (V)

10

8

0

6

4

2

20

0

16

12

8

4

0 – 10 – 2 – 4 – 6 – 8

100

80

0

60

40

20

500

0

400

300

200

100

0 – 10 – 2 – 4 – 6 – 8

Output Characteristics Output Characteristics10

8

6

15

12

9

VGS(off) = – 2 V VGS(off) = – 3 V

–0 2 V

VGS = 0 V VGS = 0 V

–0 3 V

VGS(off) – Gate-Source Cutoff Voltage (V)

g o s –

O u t p u t c on d u c t an c e ( µ S )

I D S S

–

S a t u r a t i o n D r a i n C u r r e n t ( m A )

gf s –

F or w ar d T r an s c on

d u c t an c e ( m S )

r D S ( o n ) –

D r a i n - S

o u r c e O n - R e s i s t a n c e ( Ω )

t ( m A )

t ( m A )

2N4416/2N4416A/SST4416

Vishay Siliconix


68/259

Output Characteristics

5

0 1.0

4

3

2

1

0

VDS – Drain-Source Voltage (V)

0.2 0.4 0.6 0.8

VGS = 0 V

VGS(off) = – 2 V

Output Characteristics

5

0 1.0

4

3

2

1

0

VDS – Drain-Source Voltage (V)

0.2 0.4 0.6 0.8

VGS = 0 VVGS(off) = – 3 V

– 0.4 V

– 0.2 V

– 0.6 V

– 0.8 V

– 1.0 V

– 1.2 V

– 1.4 V

– 1.2 V

– 1.5 V

– 1.8 V

– 2.1 V

– 0.3 V

– 0.9 V

– 0.6 V

10

VGS – Gate-Source Voltage (V) VGS – Gate-Source Voltage (V)

Transfer Characteristics

VGS(off) = – 2 V

TA = – 55C

125C

Transfer Characteristics

TA = – 55C

125C

VGS(off) = – 3 V

Transconductance vs. Gate-Source Voltage

VGS(off) = – 2 V

TA = – 55C

Transconductance vs. Gate-Source Voltgage

TA = – 55C

VGS(off) = – 3 V

0

8

6

4

2

0 – 2 – 0.4 – 0.8 – 1.2 – 1.6

10

0

8

6

4

2

0 – 3 – 0.6 – 1.2 – 1.8 – 2.4

10

8

6

10

8

6

VDS = 10 V VDS = 10 V

VDS = 10 Vf = 1 kHz

VDS = 10 Vf = 1 kHz

25C

25CC

25C

u c t a n c e ( m S )

u c t a n c e ( m S )

I D –

D r a i n C u r r e n t ( m A )

I D –


I D –


I D –


Dispositivos de Electrónica de Potencia


69/259

Capítulo 2


2.1 Introducción

Los dispositivos semiconductores utilizados en Electrónica de Potencia se pueden

clasificar en tres grandes grupos, de acuerdo con su grado de controlabilidad:

1. Dispositivos no controlados: en este grupo se encuentran los Diodos. Los estados de

conducción o cierre (ON) y bloqueo o abertura (OFF) dependen del circuito de potencia. Por tanto, estos dispositivos no disponen de ningún terminal de control

externo.

2. Dispositivos semicontrolados: en este grupo se encuentran, dentro de la familia de los

Tiristores, los SCR (“Silicon Controlled Rectifier”) y los TRIAC (“Triode of

Alternating Current”). En éste caso su puesta en conducción (paso de OFF a ON) se

debe a una señal de control externa que se aplica en uno de los terminales deldispositivo, comúnmente denominado puerta. Por otro lado, su bloqueo (paso de ON a

OFF) lo determina el propio circuito de potencia. Es decir, se tiene control externo de

la puesta en conducción, pero no así del bloqueo del dispositivo.


2.2 Diodo de Potencia

U di d i d P N d d lí i d ió


70/259

Un diodo semiconductor es una estructura P-N que, dentro de sus límites de tensión y

corriente, permite la circulación de corriente en un único sentido. Detalles de funcionamiento,generalmente despreciados para los diodos de señal, pueden ser significativos para

componentes de mayor potencia, caracterizados por un área mayor (para permitir mayores

corrientes) y mayor longitud (para soportar tensiones inversas más elevadas). La figura 2.1

muestra la estructura interna de un diodo de potencia.

250 µmSubstracto

Dependede la

tensión

10 µmP +

Ánodo (A)

Catodo (K)

N -

N +

Figura 2.1. Estructura interna de un diodo de potencia

Como se puede observar en la figura anterior, el diodo está formado por una sola

unión PN, aunque la estructura de un diodo de potencia es algo diferente a la de un diodo de

señal, puesto que en este caso existe una región N intermediaria con un bajo dopaje. El papel

de esta región es permitir al componente soportar tensiones inversas más elevadas. Esta

región de pequeña densidad de dopaje dará al diodo una significativa característica resistivaen polarización directa, la cual se vuelve más significativa cuanto mayor sea la tensión que ha

de soportar el componente. Las capas que hacen los contactos externos son altamente

dopadas, para obtener un contacto con características óhmicas y no del tipo semiconductor.


i AK


71/259

A (+) K (-)

i AK

v AK

v AK

V F ≈ 1 V

V R

Región debloqueoinverso

( )on R/1

Figura 2.2. Símbolo y característica estática corriente-tensión de un diodo de potencia

La tensión VF que se indica en la curva estática corriente-tensión se refiere a la caída de

tensión cuando el diodo está conduciendo (polarización directa). Para diodos de potencia, ésta

tensión de caída en conducción directa oscila aproximadamente entre 1 y 2 Volts. Además,

esta caída depende de la corriente que circule, teniéndose una característica corriente - tensión

bastante lineal en la zona de conducción. Esta relación se conoce como la resistencia en

conducción del diodo, abreviada por Ron

y que se puede obtener como el inverso de la

pendiente de la asíntota de la curva estática en la zona de polarización directa. La tensión VR

representa la tensión de ruptura del dispositivo (“Breakdown Voltage”) o, lo que es lo mismo,

la máxima tensión inversa que puede soportar el diodo cuando éste está bloqueado

(polarización inversa).

Un diodo de potencia puede soportar tensiones inversas elevadas. Si se supera el valor

de tensión de ruptura especificado por el fabricante, el diodo puede llegar a destruirse por

excesiva circulación de corriente inversa y en definitiva, por excesiva disipación de potencia.

Los diodos de potencia pueden llegar a soportar tensiones de ruptura de kiloVolts (kV), y

pueden conducir corrientes de kiloAmperes (kA). Evidentemente, el tamaño del diodo


externo fuerce la anulación de la corriente aplicándole una tensión inversa, cuando la

corriente pasa por cero aún existe una cantidad de portadores que cambian su sentido


72/259

de movimiento y permiten la conducción de una corriente inversa durante un tiempo,

denominado tiempo de recuperación inverso (trr ), tal como se muestra en la figura 2.3.Los parámetros definidos en el proceso de bloqueo dependen de la corriente directa,

de la derivada de la corriente (di/dt) y de la tensión inversa aplicada. El tiempo de

recuperación de un diodo normal es del orden de 10 µs, siendo el de los diodos rápidos

del orden de algunos nanosegundos.

2)

Recuperación Directa: Es otro fenómeno de retardo de menor importancia que elanterior, cuando el diodo pasa de bloqueo a conducción, y cuyo efecto se muestra

también en la figura 2.3.

En el proceso de puesta en conducción, la respuesta del diodo es inicialmente de

bloqueo a la corriente. Siendo esta respuesta quien provoca una sobre tensión Vfp,

ocasionada por la modulación de la conductividad del diodo durante la inyección de

portadores minoritarios. Así el diodo se asemeja a una resistencia donde su valor

decrece con el tiempo. Esta resistencia equivalente está relacionada con la

concentración de portadores minoritarios inyectados. Por tanto Vfp depende de la

anchura y resistividad de la zona central del diodo.

vD

+Vr

-Vr

V i

-VrVrp

Von

trr t3 t1

vD

Vfp

i D

t2

t4 t5

Qrr

dif/dt

i = Vr/R

dir/dt


tensiones inversas superiores a 50 – 100 V.


73/259

• Diodos de recuperación rápida: Son adecuados en circuitos de frecuencia elevada en

combinación con interruptores controlables, donde se necesitan tiempos derecuperación pequeños. Para unos niveles de potencia de varios cientos de voltios y

varios cientos de amperios, estos diodos poseen un tiempo de recuperación inversas

(trr ) de pocos nanosegundos.

• Diodos rectificadores o de frecuencia de línea: La tensión en el estado de conducción

(ON) de estos diodos es la más pequeña posible, y como consecuencia tienen un t rr grande, el cual es únicamente aceptable en aplicaciones de la frecuencia de línea.

Estos diodos son capaces de bloquear varios kilovoltios y conducir varios

kiloamperios. Se pueden conectar en serie y/o paralelo para satisfacer cualquier rango

de tensión o de corriente.

2.3

TiristoresEl nombre de Tiristor proviene de la palabra griega “ηθνρα”, que significa “una

puerta”. El tiristor engloba una familia de dispositivos semiconductores que trabajan en

conmutación, teniendo en común una estructura de cuatro capas semiconductoras en una

secuencia P-N-P-N, la cual presenta un funcionamiento biestable (dos estados estables).

La conmutación desde el estado de bloqueo (“OFF”) al estado de conducción (“ON”)se realiza normalmente por una señal de control externa. La conmutación desde el estado

“ON” al estado “OFF” se produce cuando la corriente por el tiristor es más pequeña que un

determinado valor, denominada corriente de mantenimiento, (“holding current”), específica

para cada tiristor.

Dentro de la familia de los tiristores podemos destacar los SCRs (tiristores

unidireccionales) y TRIACs (tiristores bidireccionales).

2.3.1 SCR (Rectificador Controlado de Silicio)


teniendo 3 terminales: ánodo (A) y cátodo (K), por los cuales circula la corriente principal, y

la puerta (G) que, cuando se le inyecta una corriente, hace que se establezca una corriente en

tid á d át d L fi 2 4 il t t t i lifi d d l di iti


74/259

sentido ánodo-cátodo. La figura 2.4 ilustra una estructura simplificada del dispositivo.

S

K

Rg

VgRg

VccRc

S

PP

ÁnodoA

G Vg

A

Gate

Rc (carga)Vcc

Cátodo

N+ N-

G

KA

J1 J2 J3

Figura 2.4. Estructura simplificada y símbolo del SCR

Si entre ánodo y cátodo tenemos una tensión positiva, las uniones J1 y J3 estarán

directamente polarizadas, en cuanto que la unión J2 estará inversamente polarizada. No habrá

conducción de corriente hasta que la tensión VAK aumente hasta un valor que provoque la

ruptura de la barrera de potencial en J2.

Si hay una tensión VGK positiva, circulará una corriente a través de J3, con portadores

negativos yendo del cátodo hacia la puerta. Por la propia construcción, la capa P donde se

conecta la puerta es suficientemente estrecha para que parte de los electrones que atraviesen


cabe a la unión J1 mantener el estado de bloqueo del componente.

Existe una analogía entre el funcionamiento del tiristor y el de una asociación de dos


75/259

g y

transistores bipolares, conforme se muestra en la figura 2.5.

G

A

P

N

P

P

N

K

N

G T2

T1

A

Ic1

I b2 IG

IK

Ic2

I b1

IA

K

Figura 2.5.Estructura y esquema equivalente simplificado de un SCR

Cuando se aplica una corriente de puerta IG positiva, Ic2 e IK aumentarán. Como Ic2 =

I b1, T1 conducirá y tendremos I b2 = Ic1 + IG, que aumentará Ic2 y así el dispositivo

evolucionará hasta la saturación, aunque se elimine la corriente de puerta IG. Tal efecto

acumulativo ocurre si las ganancias de los transistores son mayores que 1. El componente se

mantendrá en conducción desde que, después del proceso dinámico de entrada en conducción,

la corriente del ánodo haya alcanzado un valor superior al límite IL, llamada corriente de

enclavamiento “latching current”.

Para que el SCR deje de conducir es necesario que su corriente caiga por debajo del

valor mínimo de mantenimiento (IH), permitiendo que se restablezca la barrera de potencial en

J2. Para la conmutación del dispositivo no basta con aplicar una tensión negativa entre ánodo

y cátodo. Dicha tensión inversa acelera el proceso de desconexión por dislocar en los

id d d l d l i li ll l i l


no hay señal aplicada a la puerta, permanecerá en bloqueo independientemente del signo de la

tensión VAK . El tiristor debe ser disparado o encendido al estado de conducción (ON)

aplicando un pulso de corriente positiva en el terminal de puerta durante un pequeño


76/259

aplicando un pulso de corriente positiva en el terminal de puerta, durante un pequeño

intervalo de tiempo, posibilitando que pase al estado de bloqueo directo. La caída de tensióndirecta en el estado de conducción (ON) es de pocos voltios (1-3 V).

Una vez que el SCR empieza a conducir, éste permanece en conducción (estado ON),

aunque la corriente de puerta desaparezca, no pudiendo ser bloqueado por pulso de puerta.

Únicamente cuando la corriente del ánodo tiende a ser negativa, o inferior a un valor umbral,

por la influencia del circuito de potencia, el SCR pasará a estado de bloqueo.

i A

v AK

Estado de bloqueo (OFF)

Estado de conducción (ON)

Transición de OFF a ON

Tensión de rupturadirecta

Zona debloqueo

inverso

Tensión derupturainversa

Rupturainversa

Figura 2.6. Característica principal de los SCRs

En régimen estático, dependiendo de la tensión aplicada entre ánodo y cátodo

podemos distinguir tres regiones de funcionamiento:

1.

Zona de bloqueo inverso (vAK < 0): Ésta condición corresponde al estado de noconducción en inversa, comportándose como un diodo.

2. Zona de bloqueo directo (vAK > 0 sin disparo): El SCR se comporta como un


iA


77/259

von

ILIH

V bo

V brIG2>IG1 IG1>IG0 IG0=0

VA≈ 1 a 3 V

Figura 2.7. Característica I-V de un SCR en función de la corriente de puerta.

Activación o disparo y bloqueo de los SCR

Podemos considerar cinco maneras distintas de hacer que el SCR entre en conducción:

a)

Disparo por tensión excesivaCuando está polarizado directamente, en el estado de bloqueo, la tensión de

polarización se aplica sobre la unión J2 (ver figura 2.4). El aumento de la tensión VAK lleva a

una expansión de la región de transición tanto para el interior de la capa de la puerta como

para la capa N adyacente. Aún sin corriente de puerta, por efecto térmico, siempre existirán

cargas libres que penetren en la región de transición (en este caso, electrones), las cuales son

aceleradas por el campo eléctrico presente en J2. Para valores elevados de tensión (y, portanto, de campo eléctrico), es posible iniciar un proceso de avalancha, en el cual las cargas

aceleradas, al chocar con átomos vecinos, provoquen la expulsión de nuevos portadores que

reproducen el proceso. Tal fenómeno, desde el punto de vista del comportamiento del flujo de


vGK (V)


78/259

0 iG (A)0 IGmin

VGmaxVGmin

6

0,5

Recta de carga

Límite de altacorriente

Máxima potenciainstantánea de puerta

Límite de bajacorriente

Máxima tensiónde puerta

vGK

A

KG

iG

Sistema

6 V

12 Ω

Figura 2.8. Curvas con las condiciones para disparo de un SCR a través de control de puerta y

circuito de disparo reducido a su equivalente Thévenin.

El valor VGmin indica la mínima tensión de puerta que asegura la conducción de todos

los componentes de un tipo determinado, para la mínima temperatura especificada.

El valor VGmax es la máxima tensión de puerta que asegura que ningún componente de

ti d t i d t á d ió l á i t t d ió


c) Disparo por derivada de tensión

Si a un SCR se le aplica un escalón de tensión positivo entre ánodo y cátodo con

tiempo de subida muy corto del orden de microsegundos los portadores sufren un


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tiempo de subida muy corto, del orden de microsegundos, los portadores sufren un

desplazamiento infinitesimal para hacer frente a la tensión exterior aplicada.

Como se comentó para el caso de disparo por tensión excesiva, si la intensidad de

fugas alcanza el valor suficiente como para mantener el proceso regenerativo, el tiristor

entrará en conducción estable y permanecerá así una vez pasado el escalón de tensión que lo

disparó.

El valor de la derivada de tensión dv/dt depende de la tensión final y de la

temperatura, tanto menor cuanto mayores son éstas.

d) Disparo por temperatura

A altas temperaturas, la corriente de fuga en una unión P-N inversamente polarizada

aproximadamente se duplica con el aumento de 8º C. Así, el aumento de temperatura puede

llevar a una corriente a través de J2 suficiente para llevar el SCR al estado de conducción.

e) Disparo por luz

La acción combinada de la tensión ánodo-cátodo, temperatura y radiación

electromagnética de longitud de onda apropiada puede provocar también la elevación de la

corriente de fugas del dispositivo por encima del valor crítico y obligar al disparo.

Los tiristores diseñados para ser disparados por luz o tiristores fotosensibles LASCR

(“Light Activated SCR”) suelen ser de pequeña potencia y permiten un aislamiento óptico

entre el circuito de control y el circuito de potencia.

2.3.2 TRIAC

El TRIAC (“Triode of Alternating Current”) es un tiristor bidireccional de tres

terminales. Permite el paso de corriente del terminal A1 al A2 y vivecersa, y puede ser

disparado con tensiones de puerta de ambos signos


G


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1 A 2 A

G

Figura 2.9. Esquema equivalente de un TRIAC .

La figura 2.10 muestra el símbolo utilizado para representar el TRIAC, así como su

estructura interna en dos dimensiones. Como se ha mencionado, el TRIAC permite la

conducción de corriente de ánodo a cátodo y viceversa, de ahí que los terminales no se

denominen ánodo y cátodo, sino simplemente ánodo 1 (A1) y ánodo 2 (A2). En algunos

textos dichos terminales se denominan MT1 y MT2.

Como en el caso del SCR, tenemos un terminal de control denominado puerta que nos

permite la puesta en conducción del dispositivo en ambos sentidos de circulación. Si bien el

TRIAC tiene varios mecanismos de encendido (con corrientes positivas y negativas), lo más

usual es inyectar corriente por la puerta en un sentido para provocar la puesta en conducción.

1 A

2 A

G

p

n

2 A

1 AG

pnn

n

p p

n p

Fi 2 10 Sí b l t t i t d TRIAC


iAvon


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IG2IG1IG=0

ILIH

V bo

on

IG2 IG1 IG=0

VA1A2

Figura 2.11. Características I-V del TRIAC

Una de las ventajas de este dispositivo es que es muy compacto, requiriendo

únicamente un único circuito de control, dado que sólo dispone de un terminal de puerta. Sin

embargo, tal y como está fabricado, es un dispositivo con una capacidad de control de

potencia muy reducida. En general está pensado para aplicaciones de pequeña potencia, con

tensiones que no superan los 1000V y corrientes máximas de 15A. Es usual el empleo de

TRIACs en la fabricación de electrodomésticos con control electrónico de velocidad de

motores y aplicaciones de iluminación, con potencias que no superan los 15kW. La frecuencia

máxima a la que pueden trabajar es también reducida, normalmente los 50-60Hz de la red

monofásica.

2.3.3

GTO (“Gate Turn-Off Thyristor”)

A pesar de que el GTO fue inventado en el inicio de la década de los años 60, ha sido

poco empleado debido a sus reducidas prestaciones Con el avance de la tecnología en el


El GTO es un tiristor con capacidad externa de bloqueo. La puerta permite controlar

las dos transiciones: paso de bloqueo a conducción y viceversa. El símbolo utilizado para el


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GTO se muestra en la siguiente figura (Fig. 2.12), así como su estructura interna en dosdimensiones.

A K

AK i

G

p

n

A

K G

pnn

p

Figura 2.12. Símbolo y estructura interna de un GTO.

Principio de funcionamiento

El GTO tiene una estructura de 4 capas, típica de los componentes de la familia de los

tiristores. Su característica principal es su capacidad de entrar en conducción y bloquearse através de señales adecuadas en el terminal de puerta G.

El mecanismo de disparo es parecido al del SCR: suponiendo que está directamente

polarizado, cuando se le inyecta corriente a la puerta, circula corriente entre puerta y cátodo.

Como la capa de la puerta es suficientemente fina, gran parte de los portadores se mueven

hasta la capa N adyacente, atravesando la barrera de potencial y siendo atraídos por el potencial del ánodo, dando inicio a la corriente anódica. Si ésta corriente se mantiene por

encima de la corriente de mantenimiento, el dispositivo no necesita de la señal de puerta para

mantenerse en conducción.


las diferencias están en el nivel de construcción del componente. El funcionamiento como

GTO depende, por ejemplo, de factores como:

• Facilidad de extracción de portadores por el terminal de puerta – esto es posible


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p p p p

debido al uso de impurezas con alta movilidad.

• Rápida desaparición de portadores en las capas centrales – uso de impurezas con bajo

tiempo de recombinación. Esto indica que un GTO tiene una mayor caída de tensión

en conducción, comparado a un SCR de dimensiones iguales.

•

Soportar tensión inversa en la unión puerta-cátodo, sin entrar en avalancha – menordopado en la región del cátodo.

• Absorción de portadores de toda la superficie conductora – región de puerta-cátodo

con gran área de contacto.

Al contrario del SCR, un GTO puede no tener la capacidad de bloquear tensiones

inversas.

Entrada enconducción

PK

Rg

P+

Ánodo G Vg

A

Gate

Rc

Vcc

Cátodo

N+ N-

J1 J2 J3

PK

P+

A

Rc

Vcc

Cátodo

N+ N-

J1 J2 J3Apagado(Bloqueo)


AK i


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AK v

BV

)(kV ruptura

0>G I

0


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interruptores de potencia controlados por corriente. Como el lector recordará existen dos tiposfundamentales, los “npn” y los “ pnp”, si bien en Electrónica de Potencia los más usuales y

utilizados son los primeros. La figura 2.15 muestra un recordatorio de los símbolos empleados

para representar los transistores bipolares.

Colector (C)

Base (B)

Emisor (E) Colector (C)

Base (B)

Emisor (E)

pnpnpn

Figura 2.15. Símbolos de los transistores bipolares npn y pnp.

Principio de funcionamiento y estructura

La figura 2.16 muestra la estructura básica de un transistor bipolar npn.

La operación normal de un transistor se hace con la unión J1 (B-E) directamente polarizada, y

con J2 (B-C) inversamente polarizada.

En el caso de un transistor npn, los electrones son atraídos del emisor por el potencial

positivo de la base. Esta capa central es suficientemente fina para que la mayor parte de los

portadores tenga energía cinética suficiente para atravesarla, llegando a la región de transición

de J2, siendo entonces atraídos por el potencial positivo del colector.

El control de Vbe determina la corriente de base, Ib, que, a su vez, se relaciona con Ic por la ganancia de corriente del dispositivo.


En la realidad, la estructura interna de los transistores bipolares de potencia (TBP) es

diferente. Para soportar tensiones elevadas, existe una capa intermediaria del colector, con


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baja concentración de impurezas (bajo dopado), la cual define la tensión de bloqueo delcomponente.

La figura 2.17 muestra una estructura típica de un transistor bipolar de potencia. Los

bordes redondeados de la región de emisor permiten una homogeneización del campo

eléctrico, necesaria para el mantenimiento de polarizaciones inversas débiles entre base y

emisor. El TBP no soporta tensiones en el sentido opuesto porque la elevada concentración de

impurezas (elevado dopado) del emisor provoca la ruptura de J1 en bajas tensiones (5 a 20 V).

E

5 a 20 µm

+

C

10e16 cm -3

B

N + 10e19 cm -3

250 µmSubstracto

50 a 200 µm

10 µm

P

- 10e14 cm -3

10e19 cm -3

Figura 2.17. Estructura interna de un TBP tipo NPN

La preferencia en utilizar TBP tipo NPN se debe a las menores pérdidas con relación a

los PNP, lo cual es debido a la mayor movilidad de los electrones con relación a los agujeros,


El transistor, fundamentalmente, puede trabajar en tres zonas de funcionamiento bien

diferenciadas, en función de la tensión que soporta y la corriente de base inyectada:

É


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- Corte: no se inyecta corriente a la base del transistor. Éste se comporta como uninterruptor abierto, que no permite la circulación de corriente entre colector y emisor. Portanto, en ésta zona de funcionamiento el transistor está desactivado o la corriente de base noes suficiente para activarlo teniendo ambas uniones en polarización inversa.

- Activa: se inyecta corriente a la base del transistor, y éste soporta una determinadatensión entre colector y emisor. La corriente de colector es proporcional a la corriente de base,con una constante de proporcionalidad denominada ganancia del transistor, típicamente

representada por las siglas F β o F h . Por tanto, en la región activa, el transistor actúa como unamplificador, donde la corriente del colector queda amplificada mediante la ganancia y elvoltaje vCE disminuye con la corriente de base: la unión CB tiene polarización inversa y la BEdirecta.

- Saturación: se inyecta suficiente corriente a la base para disminuir la vCE y conseguir queel transistor se comporte como un interruptor cuasi ideal. La tensión que soporta entre susterminales es muy pequeña y depende del transistor. En éste caso ambas uniones están

polarizadas directamente. Se suele hablar de la tensión colector-emisor en saturación.

La figura 2.18 muestra la característica estática de un transistor bipolar npn. Tal como

se muestra en su característica V-I, una corriente de base suficientemente grande IB>IC/β

(dependiendo de la I de colector) llevará al componente a la plena conducción. En el estado de

conducción (saturación) la tensión vCE(sat) está normalmente entre 1-2 V.

La característica de transferencia se muestra en la figura 2.19.

i B4

i B5

iC

I

Saturación

ctiva


Corte Activa SaturaciónvCC


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vCE(sat) i B

Figura 2.19. Características de transferencia en un transistor bipolar

En Electrónica de Potencia, obviamente, interesa trabajar en la zona de corte y en la

zona de saturación, dado que en la zona activa se disipa mucha potencia y en consecuencia el

rendimiento del sistema puede llegar a ser muy pequeño. Además téngase en cuenta que dado

que en Electrónica de Potencia se trabaja con tensiones y corrientes elevadas, esa disipaciónde potencia debe evacuarse de algún modo, o de lo contrario podemos llegar a destruir el

semiconductor por una excesiva temperatura en su interior.

Las diferencias básicas entre los transistores bipolares de señal y los de potencia son

bastante significativas. En primer lugar, la tensión colector-emisor en saturación suele estar

entre 1 y 2 Volts, a diferencia de los 0,2-0,3 Volts de caída en un transistor de señal.

Conexión Darlington

Otra diferencia importante es que la ganancia de un transistor de potencia elevada

suele ser bastante pequeña. Ello conlleva que debido a las grandes corrientes de colector que

se deben manejar, la corriente por la base debe ser también elevada, complicando el circuito

de control de base del transistor. Para transistores de señal se suelen obtener valores de

ganancia entorno a 200, mientras que para transistores de potencia es difícil llegar a obtener

valores de ganancia de 50. Si por ejemplo un TBP con β = 20 va a conducir una corriente de


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La figura 2.21 muestra un recordatorio de los símbolos utilizados para estos

dispositivos.

F (S)D d (D)


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Canal p Puerta (G) Puerta (G)

Fuente (S) Drenador (D)

Fuente (F) Drenador (D)

Canal n

Figura 2.21. Símbolos de los transistor MOSFET de canal n y canal p.

Si bien el TBP fue inventado a finales de los años 40, ya en 1925 fue registrada una

patente que se refería a un método y un dispositivo para controlar el flujo de una corrienteeléctrica entre dos terminales de un sólido conductor. Así mismo, tal patente, que se puede

considerar como la precursora de los Transistores de Efecto de Campo, no redundó en un

componente práctico, puesto que entonces no había tecnología que permitiese la construcción

de los dispositivos. Esto se modificó en los años 60, cuando surgieron los primeros FETs,

pero aún con limitaciones importantes con respecto a las características de conmutación. En

los años 80, con la tecnología MOS, fue posible construir dispositivos capaces de conmutarvalores significativos de corriente y tensión, con velocidad superior al que se obtenía con los

bipolares.


El terminal de puerta G (Gate) está aislado del semiconductor por óxido de silicio

(SiO2). La unión PN define un diodo entre la Fuente S (Source) y el Drenador D (Drain), el

cual conduce cuando VDS < 0. El funcionamiento como transistor ocurre cuando VDS > 0. La

figura 2.22 muestra la estructura básica del transistor.


VGS

VDD

GS


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metal

G

- ID -ID N +

N +

D

S

P

N -

SiO2

Figura 2.22. Estructura básica del transistor MOSFET

La circulación de ID por el canal produce una caída de tensión que produce un “efecto

embudo”, o sea, el canal es más ancho en la frontera con la región N+ que cuando se conecta

a la región N-. Un aumento de ID lleva a una mayor caída de tensión en el canal y a un mayor

“efecto embudo”, lo que conduciría a su colapso y a la extinción de la corriente. Obviamente

el fenómeno tiende a un punto de equilibrio, en el cual la corriente I D se mantiene constante

para cualquier VDS, caracterizando una región activa o de saturación del MOSFET. La figura2.23 muestra la característica estática del MOSFET de potencia.

Una pequeña corriente de puerta es necesaria apenas para cargar y descargar las

capacidades de entrada del transistor. La resistencia de entrada es del orden de 1012 Ohms.

De forma análoga a los bipolares, tenemos fundamentalmente tres zonas de trabajo bien diferenciadas:

- Corte: La tensión entre la puerta y la fuente es más pequeña que una determinada tensión


i D


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v DS 0

vGS4

vGS3

vGS2

vGS1

ON

OFF

Saturación

Ohmica

Corte

Figura 2.23. Característica estática del transistor MOSFET canal n

Obviamente, en Electrónica de Potencia nos interesa que un MOSFET trabaje en corte

o en óhmica (interruptor abierto o cerrado). Atención con los nombres de las zonas de trabajo,

que pueda causar confusión al lector cuando se habla de un bipolar y de un MOSFET.

Observar que la zona de saturación de un BJT corresponde a la zona Óhmica del MOSFET y

que la zona de saturación de éste corresponde a la zona activa del BJT.

Uno de los inconvenientes de los transistores MOSFET es que la potencia que puedenmanejar es bastante reducida. Para grandes potencias es inviable el uso de estos dispositivos,

en general, por la limitación de tensión. Sin embargo, son los transistores más rápidos que

i t l l tili li i d d i lt l id d d


Para evitar los inconvenientes del MOSFET y del bipolar y aprovechar las ventajas de

ambos, los fabricantes han introducido un dispositivo nuevo, denominado IGBT que se

describe en el siguiente apartado.


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2.4.3. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

El transistor IGBT, de las siglas en inglés “Isolated Gate Bipolar Transistor”, es un

dispositivo híbrido, que aprovecha las ventajas de los transistores descritos en los apartados

anteriores, o sea, el IGBT reúne la facilidad de disparo de los MOSFET con las pequeñas

pérdidas en conducción de los BJT de potencia. La puerta está aislada del dispositivo, con lo

que se tiene un control por tensión relativamente sencillo. Entre el colector y el emisor se

tiene un comportamiento tipo bipolar, con lo que el interruptor es muy cercano a lo ideal. La

figura 2.24 muestra la simbología para este tipo de transistores.

Colector (C)

Puerta (G

Emisor (E) (E

(G)

(C

Figura 2.24. Símbolos alternativos de los transistores IGBTs.

Su velocidad de conmutación, en principio, similar a la de los transistores bipolares, ha

crecido en los últimos años, permitiendo que funcione a centenas de kHz, en componentes

para corrientes del orden de algunas decenas de Amperios.


La estructura del IGBT es similar a la del MOSFET, pero con la inclusión de una capa

P+ que forma el colector del IGBT, como se puede ver en la figura 2.25.


J3

Gate (puerta)EmisorS


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J1

J2P

Colector

P + N +

N -

metal

SiO2

Figura 2.25. Estructura básica del transistor IGBT

El control del componente es análogo al del MOSFET, o sea, por la aplicación de una

polarización entre puerta y emisor. También para el IGBT el accionamiento o disparo se hace

por tensión.

La máxima tensión que puede soportar se determina por la unión J2 (polarizacióndirecta) y por J1 (polarización inversa). Como J1 divide 2 regiones muy dopadas, se puede

concluir que un IGBT no soporta tensiones elevadas cuando es polarizado inversamente.

Los IGBT presentan un tiristor parásito. La construcción del dispositivo debe ser tal

que evite el disparo de este tiristor, especialmente debido a las capacidades asociadas a la

región P. Los componentes modernos no presentan problemas relativos a este elemento

indeseado.

En la figura 2.26 se muestra la característica I-V del funcionamiento de un IGBT.


iC


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vGE

vCE0

Figura 2.26. Símbolo y característica estática del transistor IGBT

El IGBT es inherentemente más rápido que el BJT. Sin embargo, la velocidad de

conmutación del IGBT es inferior a la de los MOSFETs.

2.4.4. Comparación entre los diferentes transistores de potencia

A continuación se presenta una breve tabla de comparación de tensiones, corrientes, y

frecuencias que pueden soportar los distintos transistores descritos.

BJT MOSFET IGBT1000-1200V 500-1000V 1600-2000V

700-1000A 20-100A 400-500A


2.5 Pérdidas en conducción y en conmutación

Una problemática de los semiconductores de potencia está relacionada con sus pérdidas

y con la máxima disipación de potencia que pueden alcanzar. Como se ha mencionado

anteriormente si se supera la temperatura máxima de la unión (uniones entre distintos tipos


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anteriormente, si se supera la temperatura máxima de la unión (uniones entre distintos tipos

de semiconductores) en el interior de un dispositivo, éste se destruye rápidamente. Para ello es

necesario evacuar la potencia que se disipa mediante radiadores, que en algunos casos pueden

ser de gran tamaño.

La disipación de potencia no es otra cosa que las pérdidas que tiene el dispositivo

semiconductor. Existen dos mecanismos que provocan las pérdidas. Lo que se denominan pérdidas en conducción, es decir, cuando el interruptor está cerrado y por tanto hay

circulación de corriente. Por ejemplo, un MOSFET cuando está cerrado se comporta como

una resistencia de valor Ron, de manera que disipa una potencia que vale aproximadamente

Ron I 2 . Además existen unas pérdidas adicionales, denominadas pérdidas en conmutación,

que se producen cuando un semiconductor pasa del estado de bloqueo a conducción y

viceversa. Las transiciones de corriente y tensión en el semiconductor no son instantáneas ni perfectas, con lo que en cada conmutación se producen unas determinadas pérdidas. El lector

rápidamente entenderá que las perdidas en conmutación dependen de la frecuencia de

conmutación, es decir, cuantas más veces por segundo abra y cierre un transistor, más

potencia estará disipando el semiconductor. Es decir, las pérdidas en conmutación dependen

directamente de la frecuencia de trabajo del dispositivo. De ahí que se debe limitar la

frecuencia de conmutación de cualquier dispositivo en electrónica de potencia para evitar sudestrucción. La figura 2.27 muestra las curvas de tensión (VDS), corriente (IDS) y potencia (P)

de un MOSFET inicialmente bloqueado (OFF). Se puede ver la conmutación de OFF a ON,

después un periodo que se mantiene en conducción para después volver a cerrarse. La figura

muestra las pérdidas (potencia disipada) relacionadas con la conmutación y la conducción

transistores de potencia alacena 000

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