Transistors

Principi de funcionament: Si recordem el principi del díode, en un cristall PN sense polaritzar, en la zona de la unió apareix una zona de deplexió o barrera de potencial. Aquesta barrera, es fa mes ample si s’el polaritza inversament o mes estreta si es polaritza directament. Si ara agafem dues unions P-N i les unim:

Tindrem dos díodes, un format per 1-2 i l’altre per 2-3. Si polaritzem 1-2 directament i 2-3 inversament, la barrera es farà estreta en 1-2 i mes ample en 2-3.

Si la zona del semiconductor N ( terminal 2) es llarga, el comportament serà el de dos díodes,1-2 i 2-3, i el corrent de 1-2 no afecta al corrent de 2-3 ni a l’inrevés.

Material dopad P Té defecte de e-

-

-

-

-

+

+

+

+

+

+

-

-

Barrera de potencial

Material dopad N té excés de e-

Zona de deplexió, els e- de la zona N s’han recombinat amb els buits de la P

-

-

-

-

+

+

+

+

+

+

-

-

+

+

+

+

-

-

+

+

1 2 3

-

-

-

-

+

+

+

+

+

+

-

-

+

+

+

+

-

-

+

+

+ 1 -- 2 ++ -- 3

Però si constructivament, fem que el semiconductor N sigui molt curt: En la polarització esmentada, el buits injectats en 1 i els existents en el semiconductor P (1), travessaran la barrera i sortiran cap al negatiu de la pila corresponen 1-2, però com el semiconductor 2 es molt curt, per l’energia adquirida i per l’atracció del terminal 3, molts podran travessar la barrera 2-3 i arribar a 3.

Haurem aconseguit un corrent 1-3 conseqüència del corrent 1-2. Als terminals s’els anomena Emissor, Base i Col·lector. essent l’emissor pel terminal on entra el corrent i els terminals Base i Col·lector per on surt el corrent, mes pel col·lector que per la base, que es qui actua com control, es dir, Ic depèn de Ib. Observem que l’exemple l’hem fet amb un semiconductor P(emissor) –N(base) –P(col·lector) però hagués estat igual fer-lo amb un N-P-N

Fixem-nos també, que la unió Base-Col·lector Sempre es polaritza inversament. Els símbols dels transistors son :

+ 1 -- 2 ++ -- 3

+

+

+

+

+

+

-

-

+

+

+

+

-

-

+

+

-

-

-

+ 1 -- 2 ++ -- 3

+

+

+

+

+

+

-

-

+

+

+

+

-

-

+

+

-

-

-

Emisor Base Colector

En la construcció dels transistors bipolars o BJT, la unió E-B es dopa molt mès que la unió B-C, per tal d’aconseguir corrents d’emissor grosses, això fa que la unió E-B no suporti tensions inverses altes. RESUM: (corrents en sentit convencional) - Recordar el sentit dels corrents - Les potes o pins no sempre es mantenen cal veure el datasheet de cada transistor ¡ ¡ - Si comprovem un transistors amb un tester

(en prova de díodes) hem de trobar un díode E-B i un altre B –C.

- Si entre dos terminals hi ha conducció sempre, el transistor

es dolent. - En el díode E-B tenim menys caiguda que en B- C , ja que esta mes dopat.

PNP NPN E C ++ ++ B B E -0,7v E + 0,7v C E + +

Ja hem vist, que un transistor BJT , de tipus NPN es polaritza amb E negatiu, B 0,7v mes + que el E i C mes positiu que E i que B, un esquema seria : En el cas d’un PNP, les polaritats han de ser E +, B –0,7v que E i C mes negatiu que E i B. Veiem el cas del NPN :

El E a masa (0v), la B al aire però si tanquem S, tindrà 0,7v. El C es +, a traves de Rc. Esta ben polaritzat, si tinguès corrent de base Ib, podria conduir corrent de colector.

Amb S obert, no hi ha corrent de base, Ib =0, el transistor NO condueix i el corrent de colector es 0, per tant NO hi ha caiguda de tensió en Rc i Vce es igual a Vcc.

Entén i compren : S obert → Ib = 0 → Ic = 0 → VRC =0v → Vce = Vcc Si tanquem S, el díode BE es polaritza directament, Vbe = 0,7v, pot conduir i per tant hi haurà Ib, que provocarà un corrent de col·lector Ic, passarà corrent per Rc I hi haurà una caiguda de tensió, per la qual cosa, ara tindrem que Vcc = Vce + VRc

Entén i compren : S tancat → Vbe = 0,7v → Ib > 0 → Ic > 0 → VRC > 0v → Vce + VRc = Vcc Cas del PNP :

El E a +Vcc, la B al aire però si tanquem S, tindrà 0,7v. El C a GND, per Rc. Esta ben polaritzat, si tinguès corrent de base Ib, podria conduir corrent de colector.

Amb S obert, no hi ha corrent de base, Ib =0, el transistor NO condueix, el corrent de colector es 0, per tant NO hi ha caiguda de tensió en Rc i Vce es igual a 0v.

Entén i compren : S obert → Ib = 0 → Ic = 0 → VRC =0v → Vce = 0v = GND Si tanquem S, el díode BE es polaritza directament, Vbe = -0,7v, pot conduir i per tant hi haurà Ib, que provocarà un corrent de col·lector Ic, passarà corrent per Rc i hi haurà una caiguda de tensió, per la qual cosa, ara tindrem que Vcc = Vce + VRc

Entén i compren : S tancat → Vbe = -0,7v → Ib > 0 → Ic > 0 → VRC > 0v → Vce + VRc = Vcc

+Vcc +Vcc + Vcc Ie S Rc Ic Ib Vce Ib Vce Rc Ic S Ie

Es fàcil compondre, que com mes corrent de base, mes corrent de col·lector, es dir si Ib ↑ → Ic ↑ , el paràmetre que els relaciona es ß, de forma que : Ic = ß · Ib i com el corrent del E i surt per B i C, podrem escriure que Ie = Ic + Ib. Recorda : Ic = ß · Ib Ie = Ic + Ib Observem que si Ib =0 → Ic = 0, diem que el transistor es en TALL o “corte”.

Per contra, si ↑Ib → ↑Ic, quin és el límit ?? .... el corrent màxim que pot passar el limita el valor de Rc, ja que si el transistor condueix tot el que pot, i la seva Vce=0, llavors VRc = Vcc, en aquest cas Ic = Vcc / Rc , valor màxim de Ic. En aquesta situació diem que el transistor es SATURAT “saturado”. La situació en que el transistor surt del tall, i condueix, però encara no ha arribat a la saturació, s’anomena zona LINIAL. Aquestes possibles zones es reflexen a les corbes característiques de cada transistor. Dins d’aquestes corbes, podem dibuixar el punts de treball on es trobarà el nostre circuit en cada moment, segons estigui polaritzat i/o varií el senyal d’entrada:

Per fer-ho, en l’eix de Vce, marquem el punt on Vce=Vcc, Seria el cas en que no hi ha corrent de col·lector, Ic=0 ( en vermell). Tot seguit, marquem en l’eix Ic el valor màxim que pot assolir aquest ( Icmax= Vcc/Rc ) ( en blau)

Tall

Si unim aquests dos punts, per una recta, que anomenem Recta de Carrega, tindrem un gràfic on es pot representar qualsevol punt de treball del nostre circuit. ( Taronja)

Veiem com ho interpretem : Si al nostre circuit, no apliquem corrent de base al transistor, aquest es en TALL (no condueix, punt vermell), el transistor suporta tota la tensió i cap corrent circula per ell, per tant la potència que dissipa es 0w ( Pc = Vce · Ic ) Si anem incrementant el corrent de base Ib, anirem cap l’esquerra en la corba, la Vce↓ ,(puja VRC) el Ic↑ i també o farà la Pc, ja que el producte Vce · Ic

. creix. Si seguim incrementant el Ib, fins Ib5 , arribarem a un punt on el Ic ja no creixerà més, serà el màxim calculat (Vcc/Rc), que en realitat es Vcc-0,2v, corresponen a la mínima tensió CE, que no es mai 0v, estem molt propers al punt blau, i tornem a estar en un mínim de Pc, ja que tenim 0,2vce · Ic. En el dibuix, hem marcat un punt Q, s’anomena aquest punt com punt de repòs del transistor, quan el fem treballar en la zona lineal, ( com amplificador), ja que en aquest punt admet tant creixements com decreixements de Ib i aconseguiríem amplificar un senyal sense distorsió. Una representació gràfica, seria : i un circuit que ho permetria, podria ser :

Tall

IcQ

VceQ

Q

Tall

IcQ

VceQ

Q

∆ uA, mV

∆∆∆∆ mA

∆∆∆∆ v

On assenyalem els corrents que polaritzarien el transistor

. en el punt Q.

Observa els condensadors en . sèrie amb Vin i Vout ¡ ¡

L’estudi dels circuits amplificadors, que treballen sempre en zona LINIAL, es objecte de la segona part de transistors, primer els estudiarem en COMMUTACIÓ , Tall i Saturació, tot i que per passar d’un a l’altre, passem sempre per la zona línial. Realitzar la practica 1 de transistors

Muntar el circuit de la practica 2 :

Rc = 470Ω ,, Rb-gnd 10kΩ ,, Rb = 4k7 - Aplica alimentació i oscil·loscopi en C i l’altre canal a B * Com esta el transistor ? tall o saturació * Aplica un generador amb senyal quadrat continua i començant per 0v, observa que succeeix en B i C al anar pujant la Vgenerdor * Arribem a la saturació ? Com ho sabem ? * Dibuixa Vin, Vout i Ic, relacionals i entén-ho. * Conecta’t a la sortida TTL del generador i puja la freqüència, fins quina freq. treballa be el circuit ? Es deforma la sortida al pujar la Freq. ?? * Baixa ara la Rc a 120Ω, manté el punt de saturació com abans ? El circuit que hem muntat, s’anomena Emisor Comú, perquè el E pertany al circuit d’entrada i també al de sortida. Haurem observat, que el circuit inverteix el senyal d’entrada. Recordem que Ic = ß · Ib Ie = Ic + Ib

+Vcc + Vcc Rc Ic Vout

. Ib Vin

Pensem ara, com actuarien els següents circuits, suposant que els transistors, només poden estar en tall o saturació :

El díode i el transistor en Commutació (2)

Interruptors de potència :

Repasem el díode : En conducció directa, la caiguda de tensió es Vf = Vo + Ro*Ifav ,, essent Ro la res. dinàmica ∆v/∆i i Ifav el corrent directe Les pèrdues de conducció seran : Pf = Vo * Ifav + Ro * Irms2 En inversa, tenim el límit de Vrrm (Irm) Quan un díode es conductor, en la unió p-n s'emmagatzema una càrrega Q. Quan el díode ha de deixar de ser conductor, aquesta càrrega s´ha d’alliberar , una part s’allibera per recombinació dels portadors dins la pròpia unió, però la part mes important s’allibera per corrent, que serà inversa.

Durant aquest instant el díode es comporta com un curtcircuit i la seva

tensió no creix, fins que ha perdut la càrrega, en aquest moment el díode es

farà no conductor i tornarà a adquirir una càrrega, ara negativa.

Es el motiu, pel que veiem que el corrent

va de –Ir fins a 0 ( a 0 ja adquirit tota la càrrega) i la tensió ja es inversa, per tant el

. díode ja ha blocat el corrent. Així tenim que el corrent d’un díode en el pas de conducció a bloqueig, tindria la forma de la figura. Observem que mentre adquireix la càrrega inversa hi ha pas corrent i també tensió inversa, per tant es dissipa una potència. El mateix efecte descrit en el pas de ON→OFF, es produeix de OFF→ON, però te menys rellevància, ja que Vf es molt mes petita. Així doncs, la tria d’un díode, es farà per Vf, Vrrm i per la seva velocitat de commutació.

∆v ∆i

Vrrm Vo Irm

I I=0 -Ir -I t

Qr

v

Existeixen díodes rectificadors ( genèricament s’entenen com rectificadors de la xarxa elèctrica i son lents ) i desprès díodes ràpids, dins d’ells hi ha diferents classificacions, entre elles els soft-recovery, que per la seva construcció suavitzen el pic de corrent invers anteriorment descrit. Veiem unes classificacions i característiques del fabricant Vishay (vishay.com) Altres fabricants : Fairchild, NXP, IXYS, i d’altres. Trobareu molta informació a Farnell.com → Diodes.

Díodes schottky:

Tenen un altre construcció, la unió es d’un metall i un semiconductor N. Amb aquesta tecnologia, s’aconsegueixen velocitats de commutació molt mes curtes, per tant son díodes molt ràpids. També tenen menor Vf, però la contrapartida es que la tensió inversa es molt mes baixa, 60 a 100v. El fabricant ST, ha tret al mercat una gamma de schottkys de més tensió inversa, però la tensió directa es molt alta. Transistor Bipolar:

Recordem les corbes característiques del BJT.

La zona groga, correspon a la saturació, on la tensió Vce es molt petita (<1v), el transistor es casi un curtcircuit i la β es molt mes baixa que en regim lineal. La zona verda, es la quasi-saturació, la Vce es d’alguns volts i es on comença a baixar la β.

La zona blava, es la zona lineal.

La zona lila, es el tall, la Vce=Vcc d’alimentació i el corrent de col·lector es 0. Corbes de seguretat (SOAR) Son unes corbes, que subministra el fabricant, característiques per cada transistor, que asseguren la zona on podem treballar amb un transistor, sense destruir-lo.

Venen a tenir la següent forma : 1) Es el corrent màxim que es pot treure al transistor, ve determinat per la densitat del corrent dins la unió. 2) Ve determinat per la potència a dissipar en la unió. 3) Segona ruptura, ve donada per la aparició de punts calents dins la unió i que provoquen l’embalament tèrmic. 4) Limitada per la tensió d’avalanxa mínima.

Es la Vce que suporta el transistor, amb la base oberta.

Es necessari passar a aquestes corbes, la recta de càrrega per tal d’assegurar de estar sempre per en sota.

Ic Ib4 Ib3 Ib2 Ib1 Ib0 Vce

Ic 1 2 3 4 Vce

Transistor en commutació

El transistor en commutació, te com finalitat normalment el control de càrregues inductives, aquestes es comporten com generadors de corrent constant. Abans d’estudiar les carregues inductives, veurem la commutació del transistor amb càrrega resistiva i ens fixarem amb els temps de commutació : Inicialment tenim el transistor tallat, Ib=0 Ic=0 i Vce=Vcc Al aplicar Ib, Ic ha de crèixer i ho fa, però un amb un temps de retràs, respecte Ib.

El mateix pasa quan Ib desapareix, Ic segueix a Ib però amb un cert retràs.

Podem entendre l’efecte, pensant que tenim un condensador entre B-E, que cal càrregar al voler saturar i descàrregar quan volem tallar al transistor. La millora d’aquests efectes seran l’objecte de la practica i els pasos a seguir son: - Millora de Tall → Sat. * Aplicar sobrecorrent de base en el flanc de pujada * Triar un transistor óptim * Circuit antisaturació

- Millora Sat → Tall. * Utilitzar R de base a masa. * Baixar Rc , però augmenta Ic i Wc * Aplicar pols negatiu de Ib al flanc de baixada * Circuit antisaturació. Normalment, com β baixa a la saturació s’aplica una Ib més alta, però això es desfavorable al pas Sat→Tall. La solució consisteix en posar una RC en // amb Rb, per provocar un pic de Ib. Aquesta mateixa C, es pot aprofitar per provocar una –Ib, si posem un driver que pugi “estirar corrent”. Quan cal còrrer molt, s’utilitza un circuit antisaturació, que deixa al transistor al llindar de la Sat. però sense entrar-hi, la contrapartida, es que creix Wc.

Ib Vce Ic Wc

Un altre observació a fer, es la potència disipada en el colector, durant les commutacions Tall→Sat→Tall. Observem que la evolució de Ic i Vce es troben mentre commuten, per tant el seu producte no es despreciable. Per tal de millorar aquest efecte hi ha una série de circuit d’ajuda a la commutació, per exemple posar una RC en // amb CE. Objecte de la 1ra part de la pràctica:

Del circuit de la pràctica anterior, desmuntar els condensadors i el divisor de base, recalcular-lo per atacar-lo amb un generador en sortida TTL. Treure també la Remisor.

− Càlcul de la Rbase per saturar i sobresaturar un transistor − Mesura del temps de pujada i baixada amb oscil·loscopi. Com és fa (10 -90 - 10%) − Acceleració de la saturació amb R-C en // a Rb − Com afecta una Rbase-masa al temps de tall − Circuits de quasi saturació Comportament en Corrent Continu d’una bobina . Sabem, pel estudiat fins ara, que una bobina és en realitat una bobina mes una resistència en sèrie, que correspon a la resistència ohmica del fil. Si apliquem tensió a una bobina, el corrent creixerà exponencialment, limitat per la resistència del fil, fins que el flux sigui màxim. Al temps de creixement del corrent, se l’anomena constant de temps de la bobina, i es mesura per ττττ, que es L/R. per tant ττττ = L/R

El creixement del corrent, ve donat per : ∆∆∆∆i = I (1-e t/ττττ ) , on I es la E aplicada / R de la bobina i τ es L/R. Si t = ττττ el corrent i arriva a 0,63 I , i si t = 3ττττ →→→→ i =0,95 I Gràficament l’evolució del corrent es : La utilització de bobines en electrònica de potència, pretén limitar el corrents màxims d’un circuit al commutar, això vol dir, que treballarem normalment en zones de τ molt petites.

τ 3τ

I=e/R

Veiem un Exple: Tenim un circuit amb 20v de tensió, Una inductància de 1mH i 0,1Ω de resistència ohmica de la bobina. Si la bobina arribés a saturar, (el camp magnètic no pogués créixer més) el corrent del circuit seria : I = 20v / 0,1 Ω = 200A !! La τ es de 1mH/0,1Ω = 10mS El pendent del corrent al inici es e/L, per tant 20v/1mH = 20.000A/s

Si els temps de treball, és en ττττ petits, podrem considerar la bobina com ideal. Observem doncs, el comportament d’una bobina :

1) No pot haver-hi variació instantània de Φ, per tant tampoc de corrent. 2) La tensió en borns de la bobina, es la derivada ( increment) del corrent, per

tant : - Si el ∆I es 0 → v=0

3) Si el corrent tendeix a disminuir, la tensió en borns de la bobina, s’inverteix. Si no hi ha un camí de descarrega d’aquesta corrent, la tensió tendirà a l'infinit.

Veiem el següent circuit : Al connectar l’interruptor, el corrent circularà per la bobina i creixerà, amb un pendent E/L (suposem 10v i 10mH) Per tant 1000A/s, si Ton es 10mS, el corrent de pic, serà 1000A/s * 10mS = 10A Quan l’interruptor obri, el corrent no pot variar instantàniament, la tensió s’invertirà i llavors, el corrent podrà circular pel díode, i anirà decreixent.

Ton Toff T (1/F)

1000 A/s 10A

La tensió de la bobina, serà en aquest moment de –0,6v (la Vf del díode), per tant el pendent del Corrent, serà -E/L , = -0,6/10mH = -60A/s. Observem que el pendent es petit, per tant els temps necessari de decreixement a 0 , molt llarg. Si permetéssim que E fos mes gran, el pendent ↑ i t ↓ . Això es pot aconseguir posant un díode Zener amb sèrie amb el díode. Ara el pendent seria : E/L (suposem Vz =15v) = - (15+0,6)/10mH =

= -1500A/s

El temps per que el corrent sigui 0, serà: 10A*1s / 1500A → 6,6mS (una regle de tres)

L’energia emmagatzemada, durant el temps en que el interruptor ha tancat, serà : ½ LI2, → ½ * 10A*10A*10mH = 0,5Jouls

Aquest efecte, es important pel control de càrregues inductives, hi ha circuits en que interessa descarregar ràpid i d’altres en que no.

Objecte de la 2ona part de la pràctica:

Muntar el circuit de la figura, el díode es un 1n4004 (díode rectificador lent), les resistències son de shunt 1ohm. Veure el corrent del díode i de la bobina. Veure el pic de corrent al inici de la conducció del transistor. Canviar el díode per un 1n5819 (schottky), repetir observacions.

+Vcc /Ch1 /Ch2