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PROJECTE FI DE CARRERA

TÍTOL: DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

AUTOR: Vázquez Labrador, Fernando L.

TITULACIÓ: ENGINYERIA TÈCNICA DE TELECOMUNICACIONS

DIRECTOR: José Matas Alcalá

DEPARTAMENT: E.E.L.

DATA: 27 de Junio del 2008

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TÍTOL: DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

COGNOMS: Vázquez Labrador NOM: Fernando L. TITULACIÓ: Eng. Téc. Telecomunicacions ESPECIALITAT: Sistemes Electrònics PLA: 95

DIRECTOR: José Matas DEPARTAMENT: E.E.L.

QUALIFICACIÓ DEL PFC

TRIBUNAL

PRESIDENT SECRETARI VOCAL

PABLO RAFAEL ORTEGA ANTONI BARLABE SERGIO SANCHEZ LOPEZ DATA DE LECTURA: 9 de Julio del 2008

Aquest Projecte té en compte aspectes mediambientals: x Sí No

1:48 1:48

PROJECTE FI DE CARRERA RESUM (màxim 50 línies)

Estudiar, diseñar e implementar un convertidor de medio

puente con control complementario (Half Bridge with

Complementary Control). Se quiere diseñar este convertidor

para tensiones continuas elevadas de entrada, del orden de

150V, 200V o 400V, y tensiones continuas de salida

aplicables a sistemas de Telecomunicación, con valores del

orden de 15V, 24V ó 48V. La regulación del convertidor se

realiza mediante un control en modo deslizamiento donde se

comparan las tensiones de error (la tensión de salida menos

un valor de referencia) con el valor medio de la tensión de

salida de los diodos rectificadores del convertidor. Este

valor medio se obtiene de forma sencilla por medio de un

simple filtro paso bajos realizado con un condensador y una

resistencia. Para llevar a cabo este proyecto se han tenido

que realizar diversos prototipos en placas de circuito

impreso y realizar un buen número de pruebas en el

laboratorio.

Paraules clau (màxim 10):

Convertidor Control Complementario Potencia

Mosfets Half-Bridge

DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

Página 1

A mi familia, y en especial a

mis padres, por su apoyo, comprensión y

paciencia.

Os quiero

A mis amigos, Manuel,

Julián, Jordi, Carmelo y Sacra.

Gracias a todos.


Página 2

I N D I C E

1. INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 5

2. ANTECEDENTES ........................................................................................... 6-7

3. OBJETIVOS ....................................................................................................... 8

4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS ................................... 9 4.1. Convertidor Flyback ....................................................................................... 9-10 4.2. Convertidor Forward ................................................................................. 11-12 4.3. Convertidor PushPull...………………………….………………………………12-13

5. EL CONVERTIDOR HBCC .......................................................................... 14 5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo .......................................... 14 5.2. Análisis y estudio del convertidor HBCC ................................................. 15-16

5.2.1. Estructura del convertidor HBCC .......................................................... 17 5.2.2. Análisis matemático ........................................................................ 17 a 19 5.2.3. Ecuaciones de estado ....................................................................... 19 a 21 5.2.4. Aplicación del modelo bilineal .......................................................... 21-22 5.2.5. Régimen estacionario ........................................................................ 22-24

6. CONSTRUCCION DEL CONVERTIDOR ........................................................ 25 6.1. Rectificación y Filtro de salida. ..................................................................... 25-26 6.2. Circuito de control. Driver. .......................................................................... 26-27

6.2.1. Circuito de Boostrap ........................................................................ 27 a 30 6.2.2. Tiempo muerto o Blank Time ......................................................... 31 a 33

6.3. Elección de los transistores del Puente ...................................................... 34-35 6.3.1. Pérdidas en los semiconductores ....................................................... 36-37

6.4. Circuito de ayuda a la conmutación. ………………………....…………………37-38 6.4.1. Diseño de la Red Snubber……………………………..…………………38 a 41 6.5. Diseño y construcción del Transformador. ................................................ 41-42

6.5.1. Diseño del núcleo ............................................................................ 42 a 44 6.5.2. Cálculo de los devanados ................................................................ 44 a 47 6.5.3. Sección del hilo para bobinar .......................................................... 47 a 51

6.6. Diodos rectificadores. ..................................................................................... 51 6.7. Diseño del inductor de salida ......................................................................... 52 6.8. Condesandor del filtro de salida. ............................................................... 52-53 6.9. Sistema de cargas. .................................................................................... 53 a 55


Página 3

6.10. Lazo de control. .............................................................................................. 55

6.10.1. Descripción del sistema ................................................................... 56 a 60 6.10.2. Control en modo deslizamiento ....................................................... 60 a 62 6.10.3. Simulación del convertidor .............................................................. 62 a 64 6.10.4. Realización de la superficie de control ............................................ 65 a 76

7. PLANOS Y DISEÑO DE LA PCB……………………………………….77 a 85 8. RESULTADOS EXPERIMENTALES ………………………………......86 a 98 9. AMBIENTALIZACIÓN DEL PFC…...…………………………………........99

9.1. Aspectos Tecnológicos……..…………………………………………99 a 104 10. CONCLUSIONES…………………….………………………………..105 a 106 11. BIBLIOGRAFIA…………………….………………………………....107 a 108

ANEXOS DATASHEETS………...…………………….………………………………....110 a 123 FOTOGRAFIAS DEL PROYECTO…………..……………………………....124 a 126


Página 4


Página 5

1. INTRODUCCIÓN.

Las fuentes de alimentación conmutada son aquellos sistemas de alimentación cuyos

componentes activos trabajan en régimen de conmutación, generando señales variables

en el tiempo. Estos sistemas absorben energía de la red cuando ésta es requerida por el

circuito de utilización y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Además,

por emplear altas frecuencias de conmutación, el tamaño del transformador de potencia

y los componentes asociados al filtrado en la fuente de alimentación conmutada son

drásticamente reducidos en comparación con la fuente de alimentación lineal.

Esto significa que un diseño de fuente de alimentación conmutada presenta una

compactación y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor

volumen y peso posee es el transformador.


Página 6

2. ANTECEDENTES.

El compromiso de las nuevas tecnologías y de los sistemas de información respecto a lo

que nos demanda la sociedad actual y el cuidado y respeto al medio ambiente y a

nuestro entorno urbano hacen de ésta, que se lleve a una electrónica de bajo consumo.

Sin duda, eso repercutirá también en una disminución de la potencia, pero los nuevos

sistemas de Telecomunicación requieren de sus fuentes de alimentación, en cambio, que

éstas les entreguen una alta corriente, una regulación firme y una respuesta transitoria

rápida.

Las consecuencias de esta reducción en la potencia consumida influirán negativamente

en el rendimiento y prestación de los convertidores. El principal problema que se nos

plantea es la disminución de la eficiencia asociada a la reducción de la tensión de salida.

Además, en este tipo de convertidores de alta frecuencia, la eficiencia juega un papel

importante en las dimensiones finales y la densidad de potencia, mientras que las

pérdidas y la disipación térmica son la mayor limitación que determina el resultado

final.

En un equipo alimentado por baterías, la energía almacenada está limitada, y por tanto,

la eficiencia es la característica principal del convertidor. La eficiencia repercute

directamente sobre la temperatura del convertidor: a menor eficiencia, mayor pérdida de

potencia, y por tanto, más grande tendrá que ser el sistema de disipadores de calor.

En la actualidad los nuevos circuitos integrados precisan de fuentes de alimentación que

sean capaces de suministrar bajas tensiones con una regulación muy fina y una

respuesta transitoria rápida frente a corrientes con slew-rates elevados. Para dichas

cargas, existen dos grandes grupos de topologías, dependiendo de la tensión de entrada

del convertidor:


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1) Topologías no aisladas para tensiones de entrada reducidas (alrededor de

5V), tales como bucks síncronos.

2) Topologías con aislamiento galvánico para tensiones de entrada elevadas

(alrededor de 48V), tales como el push-pull, el flyback, el puente completo o

Full Bridge, el medio puente o Half Bridge, etc.


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3. OBJETIVOS.

El objetivo de este proyecto es el diseño y construcción de un convertidor de medio

puente con control complementario y conmutado a alta frecuencia, es lo que llamaremos

como HBCC (Half Bridge Control Complementary).

Partiremos de un estudio previo de los diferentes convertidores y su funcionamiento con

especial énfasis a aquellos sistemas con aislamiento galvánico, ya que nos proporcionan

tensiones de entrada mucho más elevadas. A continuación nos centraremos en el

estudio y simulación del convertidor HBCC, explicando sus ventajas y desventajas, y

seguidamente a su posterior diseño y realización.

Para el diseño del lazo de control, hemos optado por uno de tipo PID analógico formado

por operacionales que actuará sobre un modulador de ancho de pulso PWM que

controlará el driver que activará la entrada del semi-puente del convertidor.

Se ha intentado priorizar ante todo, aumentar la eficiencia del convertidor y a partir de

esta premisa evolucionar a un diseño de éste mucho más reducido y compacto.


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4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS.

El convertidor DC-DC se constituye, en primer término de una fuente de tensión

continua, compuesta, por ejemplo, por un variador de tensión junto a un puente

rectificador y un condensador de filtrado de la señal de rizado, que proporciona al

equipo la potencia a transferir, un elemento almacenador de energía, que será el

transformador, que junto a un modulador de anchura de pulsos PWM a través de un

control (digital o analógico) son los elementos que nos permiten la regulación de la

tensión, un filtro para reducir el rizado de salida, la carga a la cual queremos suministrar

la energía y finalmente un elemento de control que regulará el funcionamiento de todo

el circuito.

A continuación haremos un breve repaso a las diferentes tipos de topología existentes,

explicando sus ventajas y su configuración típica.

4.1. Convertidor Flyback. Dada su sencillez y bajo costo, es la topología preferida en la mayoría de los

convertidores de baja potencia (hasta 100 W). En la figura se muestra la topología de

esta fuente conmutada.

Fig 4.1. Topología Flyback

Cuando T1 conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador,

diseñado con una alta inductancia para almacenar energía a medida que el flujo

magnético aumenta.


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La disposición del devanado asegura que el diodo D está polarizado en sentido inverso

durante este período, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando T1 se

bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el

secundario que carga el condensador a través del diodo alimentando la carga. Es decir,

en el campo magnético del transformador se almacena la energía durante el período ON

del transistor y se transfiere a la carga durante el período OFF (FLYBACK). El

condensador mantiene la tensión en la carga durante el período ON. La regulación de la

tensión en la salida se obtiene mediante comparación con una referencia fija, actuando

sobre el tiempo ON del transistor, por tanto la energía transferida a la salida mantiene la

tensión constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensión de

entrada. La variación del período ON se controla por modulación de ancho de pulso

(PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas más sencillos por auto-oscilación

variando la frecuencia en función de la carga.

Características principales:

Disparo sencillo del transistor de potencia.

Diseño Simple.

Elevado rizado a la salida.

Utilización no optimizada del transformador

Protección ante el c.c. de salida inherente.

OUTSPT VNNEV ⋅+> )/(1 , para:

1TV = Tensión en el interruptor

E = Tensión de entrada

PN = Nº de espiras del devanado primario

SN = Nº de espiras del devanado secundario

Se utiliza para tensiones elevadas de salida y poca potencia.

Coste reducido.


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4.2. Convertidor Forward. Cuando los conmutadores T1 y T2, que están controlados por el mismo driver, están en

conducción ON, la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo

energía al devanado secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo

D3 está polarizado directamente, la corriente pasa a través de la inductancia L1 a la

carga, acumulándose energía magnética en L1. Cuando T1 y T2 se apagan OFF, la

corriente en el primario cesa invirtiendo la tensión en el secundario. En este momento

D3 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D4

conduce permitiendo que la energía almacenada en L se descargue alimentando a la

carga.

En el momento en que los interruptores se ponen a OFF el transformador se

desmagnetiza mediante los diodos D1 y D2, devolviendo la energía a la entrada.

Contrariamente al método Flyback, la inductancia cede energía a la carga durante los

períodos ON y OFF, esto hace que los diodos soporten mitad de la corriente y los

niveles de rizado de salida sean más bajos.

Fig 4.2. Topología Forward

D3

E

T2

+ C1

+

Vout-

TRAFO

T1

D4

L1

D2

D1

LO

Rc


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• Disparo sencillo del transistor de potencia.

• Simple.

• Bajo rizado a la salida.

• Utilización no optimizada del transformador

• Mala respuesta dinámica.

• EVT ⋅> 2 , para:

entrada deTensión rinterrupto elen Tensión

==

EVT

• Se utiliza para corrientes elevadas de salida y poca potencia.

• El transformador no necesita devanado desmagnetizador.

4.3. Convertidor Push-Pull. Esta topología se desarrolló para aprovechar mejor los núcleos magnéticos. En esencia

consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase.

Los diodos D1 y D2 en el secundario, actúan como dos diodos de recuperación.

Idealmente los períodos de conducción de los transistores deben ser iguales, el

transformador se excita simétricamente y al contrario de la topología Forward no es

preciso prever entrehierro en el circuito magnético, ya que no existe asimetría en el flujo

magnético y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reducción del

volumen del núcleo del orden del 50% para una misma potencia.

Una precaución que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las

características de conmutación de los transistores deben ser muy similares, y los


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devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simétricos,

incluso en su disposición física en el núcleo. También se ha de tener en cuenta, que los

transistores conmutadores soportan en estado OFF una tensión doble de la tensión de

entrada.

Fig 4.3. Topología Push-Pull


Disparo sencillo de los transistores de potencia.

EVT ⋅> 2 , para:

entrada deTensión rinterrupto elen Tensión

==

EVT

Simple.

Posible desbalance del flujo → Riesgo de asimetría.

Buena utilización del transformador.

Buen filtrado a la salida.

Se utiliza para potencias elevadas.


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5. EL CONVERTIDOR HBCC.

5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo. Buscar compromisos de diseño, como reducir su volumen y el número de elementos

magnéticos y disipadores es la tendencia en la realización de convertidores de hoy.

Para reducir el número de de elementos magnéticos y su tamaño, se tiende a dos

objetivos: aumentar la frecuencia de conmutación y aplicar técnicas de integración

magnética.

Teóricamente la frecuencia de conmutación se puede incrementar sin límites con la idea

de conseguir bajos perfiles en los componentes magnéticos. Pero los componentes

parásitos de estos elementos y del trazado de las pistas del circuito, no permiten obtener

conversiones de potencia suficientemente eficientes y frecuencias altas de conmutación.

Los temas de integración magnética han avanzado mucho estos últimos años. La

búsqueda de estructuras que integren los diversos elementos magnéticos de un

convertidor (típicamente transformador y bobina con tecnología planar) y la posibilidad

de realizar estos elementos con formas y perfiles a gusto del usuario, hacen que se

consigan densidades de potencia elevadas.

Con los bajas tensiones y elevadas corrientes solicitadas a estos convertidores, la

potencia de pérdidas en los diodos rectificadores supone un 20-30% de la potencia de

entrada y del 50-60% de la potencia total disipada para el convertidor. Además, este

porcentaje aumenta a medida que disminuye la tensión de salida.


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5.2. Análisis y estudio del convertidor HBCC. El convertidor de medio puente con control complementario (HBCC) es un convertidor

de los habitualmente llamados de onda cuadrada, que se utiliza en aplicaciones de baja

tensión y elevada corriente, destinadas a la alimentación de sistemas de

telecomunicación principalmente, elevada tensión de entrada y que requiere de una

tensión continua de salida que suele ser de 48V, o bien también para microprocesadores

y sistemas digitales, donde se dispone de una tensión continua más baja (5V).

El hecho de que se haya escogido este tipo de convertidor y no otro responde a un

planteamiento de reducción de:

Volumen

Número de elementos magnéticos

Disipadores

Una de las grandes ventajas de este convertidor es la reducción de las dimensiones de la

bobina del filtro de salida si este opera con ciclos de trabajo cercanos al 50% o ciclos de

trabajo complementarios.

Cuando hablamos de control complementario nos referimos al control de los transistores

S1 y S2 que nos permite una conmutación “suave” sin tener que utilizar inductancias

auxiliares en el primario del transformador, ni redes de conmutación adicionales.

Respecto a sus inconvenientes, destacaríamos principalmente, que la tensión de entrada

ha de presentar pocas variaciones. Esto hace que su uso sea aconsejable en sistemas de

alimentación distribuida donde existe una etapa previa que proporciona una tensión de

bus bastante estable y que corrige el factor de potencia. En este proyecto, se ha

solucionado este inconveniente con un transformador para aislarlo de la red, conectado

a un autotransformador a la entrada y una etapa rectificadora a la salida. De todas

formas, el hecho de que tenga un rendimiento elevado y sumado al hecho de que cada

vez más, las etapas primarias de conversión en sistemas distribuidos son cada vez

mejores y más estables, lo hacen que sea una solución atractiva para este proyecto.


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Otro de los inconvenientes son los tiempos muertos que aparecen en las formas de

tensión en el secundario de los devanados. Esto es debido a su estructura, donde los

transistores MOSFETS están conectados en serie a la rama de alimentación, con lo que,

a altas frecuencias, corremos un serio riesgo de poder cortocircuitar la línea. Para tal

caso, existen circuitos llamados de “blank time” con el que solventaremos este

problema, en parte, pero que contrapartida nos incidirá en un menor rendimiento de

nuestro convertidor.

Respecto a la frecuencia de conmutación, nos vendrá limitada por los elementos

parásitos de los componentes magnéticos que componen el sistema, por lo que

tendremos que buscar un compromiso de trabajo entre la frecuencia de conmutación y

las pérdidas por conversión de potencia. Hay que recordar que a mayor frecuencia,

menor volumen de los componentes, pero menor rendimiento del convertidor.

Como hemos señalado anteriormente, un aspecto que afecta profundamente al

convertidor, es la tensión de entrada de la fuente de alimentación. En nuestro caso será

elevada y tendremos que utilizar una topología aislada galvánicamente para convertir

200 ó 400 V (tensión de entrada) a 24V ó 48 V (tensión de salida).

Fig 5.1. Estructura de convertidor Half Bridge con aislamiento galvánico


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5.2.1. Estructura del convertidor HBCC.

En la figura 5.2. nos muestra el esquema del convertidor HBCC. Los

interruptores S1 y S2 conducen durante un tiempo DT y (1-D)T respectivamente,

siendo T el periodo de conmutación y D el valor en régimen permanente del

ciclo de trabajo.

Fig 5.2. Estructura del convertidor Half Bridge

5.2.2. Análisis matemático.

El convertidor trabaja en modo de conducción continuo, en consecuencia las

áreas tanto positivas como negativas de la variable VM (tensión inductancia

magnetitzante) tendrían que ser iguales

[1] EVV CC =+ 21

[2] TDVTDV CC ⋅−⋅=⋅⋅ )1(21

Siendo E el valor en régimen permanente de la tensión de entrada.


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Si trabajamos las expresiones (1) y (2) obtenemos:

[3] )1(1 DEVC −⋅=

[4] DEVC ⋅=2

Que resultan ser las caídas de tensión en los condensadores C1 y C2 y que tienen

gran relevancia, ya que al estar relacionadas con la relación del transformador

[5] 2

1

2

1

VV

nn

=

nos permiten tener el valor medio de FV y por consiguiente obtener también el

valor de tensión de salida:

[6] EDDnnVo ⋅−⋅⋅+= )1()( 21

A continuación se muestran las principales formas de onda que aparecen en el

convertidor HBCC, y que corresponden a la tensión y corriente en el inductor

primario LV y Li , a la tensión y corriente en la entrada del filtro de salida FV y

Fi , y a la corriente en la inductancia magnetizante Mi .


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Fig 5.3. Principales tensiones y corrientes en régimen permanente y modo de

conducción continuo.

5.2.3. Ecuaciones de estado

Tomaremos las ecuaciones de estado considerando S1 en conducción y

definiendo el dutty cycle como T

TD ON= .

Llamamos ONT al tiempo en que S1 está en estado ON. Definiremos las

corrientes tal y como están dibujadas en la fig. 5.2 y dibujaremos el circuito para

una mejor comprensión del análisis


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C1

C2

C

LF

F RL

n

ELm 1

Fig 5.4. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF

La corriente en el puente de condensadores viene definida por:

[7] dt

dVCi C

C1

11 −=

[8] dt

dVCi C

C2

22 −=

Por definición sabemos también que:

[9] dt

diLVV m

mCm == 1

Por tanto, aplicando Kirchoff sacamos las ecuaciones diferenciales que

buscamos para el tiempo comprendido entre TDt ⋅<<0

[10] 21 CCm

m vEvdt

diL −==

[11] OCL

F vvEndtdiL −−⋅= )( 2

[12] dtdECini

dtdv

C LmC

eq 1112 +⋅+=


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[13] Rv

idt

dvC O

LO

O −=

Procedemos de forma análoga cuando S2 es el que está en conducción y S1 en

corte, es decir, el intervalo de tiempo que va desde TtTD <<⋅

[14] )( 2Cm

m vdt

diL −=

[15] )( 2 OCL

F vvndtdiL −⋅=

[16] dtdECini

dtdv

C LmC

eq 1212 +⋅+=

[17] Rv

idt

dvC O

LO

O +=

5.2.4. Modelo Bilineal

A partir de las ecuaciones anteriores y considerando la u como una variable de

entrada del sistema, conseguiremos agrupar los cuatro pares de ecuaciones en un

modelo bilineal del convertidor HBCC, válido cuando el sistema está en modo

de conducción continua. La variable u , será discreta y solamente puede tomar

valores de 0 ó 1, en los intervalos de tiempo TD ⋅ y )1( u− respectivamente.

De esta manera, los términos que aparecen en el intervalo temporal TD ⋅ ,

estarán multiplicados por u , mientras que los que aparecen en el intervalo


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TD ⋅− )1( , lo estarán por el término )1( u− . Para simplificar, los dos

secundarios serán simétricos, es decir, tendrán la misma relación de espiras n

respecto al primario. El modelo será por tanto el siguiente:

[18] )(12C

m

m vEuLdt

di−⋅⋅=

[19] ])21([12 OC

F

L vvnuEnuLdt

di−⋅⋅−+⋅⋅⋅=

[20] ][11

2

dtdv

CiuniCdt

dv inLm

equ

C +⋅⋅+⋅=

[21] ][1Rv

iCdt

dv OL

F

O −⋅=

5.2.5. Régimen estacionario

A partir de las ecuaciones diferenciales, podemos obtener las condiciones en

régimen estacionario, igualando a cero las derivadas temporales:

[22] E

vuvEu

LC

Cm

22 )(10 =⇒−⋅⋅=

[23] niiini LmLm ⋅−=⇒⋅+= )(0

[24] Rvi

Rvi

CO

LO

LO

=⇒−⋅= )(10

[25] ))1((0 22211 OCC vvnuvunEnu −⋅⋅−+⋅⋅−⋅⋅=


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[26] 2

)4

(21

2

nnv

EEEV

O

C

+−⋅±

=⇒

Buscamos el valor donde la raíz se nos anula.

[27] 21

4nn

vE O

+=

y lo sustituimos en la ecuación

[28] 22

EVC =

esta será la condición límite. Razonable, teniendo en cuenta el divisor

capacitivo que realiza con el condensador C1.

Si analizamos la solución de la ecuación, encontramos 2 casos:

1. Si 21

4nn

vE O

+< tenemos una solución compleja conjugada, y

no una solución real. Realmente, la consecuencia sobre el

convertidor, es que este no llegará nunca a esta situación.

2. Si 21

4nn

vE O

+≥ tenemos una solución real, y por tanto el

convertidor regulará.


Página 24

Por tanto, la condición 21

4nn

vE O

+= es el límite de regulación del convertidor

donde 221

EVV CC == .


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6. CONSTRUCCIÓN DEL CONVERTIDOR.

6.1. Rectificación y filtro de entrada.

El primer obstáculo ante el cual nos encontramos a la hora de realizar nuestro diseño es

la tensión de alimentación desde donde alimentaremos nuestro convertidor, que al ser

este un DC/DC, la tensión de red debe ser previamente elevada, rectificada y

posteriormente filtrada con una amplitud de rizado aceptable.

Para ello utilizaremos un VARIAC de 0 a 500 V, compuesto por un autotransformador

con el que variaremos la tensión de entrada y un transformador (relación de

transformación 1:1) con el que aislaremos nuestra tensión de alimentación de la red

convencional.

Fig.6.1. Fotografía de conexionado del variac


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A continuación dispondremos de un puente rectificador que nos rectificará la señal

alterna.

Como filtro de salida colocaremos un condensador electrolítico de baja ESR (baja

resistencia interna) y de la tensión adecuada.

Fig.6.2. Fotografía de conexionado del puente rectificador y filtro

6.2. Circuito de manejo. Driver. El circuito de manejo o driver es la parte del convertidor que controla la conmutación de

los MOSFETS del semi puente. Hay diversas formas de implementarlo, pero en la

actualidad existen ya chips que realizan esta función de una forma sencilla, práctica y

económica, reduciendo el número de componentes utilizados para el cometido. Dentro

del mercado existen varios tipos, con algunas pequeñas diferencias. En nuestro caso,

hemos elegido el IR21094, que se particulariza del resto de los que existen, en que tiene

la posibilidad de implementar el tiempo muerto o Blank Time de conmutación de los


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transistores, factor importante en nuestro convertidor como explicaremos más adelante.

Fig.6.3. Esquema de conexionado del driver IR21094

Otra de las características importantes, es que es muy utilizado para conmutar

transistores MOSFETS de canal N o IGBTS con tensiones flotantes elevadas, de hasta

600V, parámetro que cumple con las especificaciones requeridas en nuestro caso.

6.2.1. Circuito de Boostrap.

La tensión de alimentación del circuito de control de los transistores MOSFETS

del puente estará en función de la tensión que necesitan estos. Hemos de tener

en consideración que para reducir las pérdidas de potencia en conducción de los

transistores es más conveniente que trabajen en la zona óhmica que no en la de

saturación por lo que hemos de intentar que GSV sea lo más grande posible sin

que lleguemos a superar la tensión de ruptura.

Una característica importante de los circuitos driver es la tensión que aguanta el

pin SV (ver fig. 4.2). Cuando el transistor Q1 de la figura está en ON y el

transistor Q2 está en OFF en este terminal se tiene con respecto a masa la

tensión del puente +VPOT.


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La tensión BSV ( SB VV − ) alimenta al driver que excita el transistor de la parte

alta del semipuente.

La tensión BSV es una tensión flotante, que se expresa tomando como referencia

SV . Cuando se pretende poner en conducción el transistor Q1 y el transistor Q2

está en OFF, la tensión en el terminal HO con respecto a masa tomará un valor

superior a +VPOT.

VHO=VPOT + VGS(ON)

Fig.6.4..Estructura del circuito de excitación Half Bridge

El método más utilizado para conseguir esta tensión y más utilizado en los

circuitos integrados comerciales es mediante la técnica del bootstrap, que

normalmente suele salir especificado ya en las diferentes aplicaciones de los

circuitos driver. Es el más simple y barato a nivel de coste y complejidad de

diseño.


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Fig.6.5. Nota de aplicación del driver IR21094 con técnica de bootstrap

El circuito boostrap opera de la siguiente forma:

Cuando el transistor T1 está en corte y T2 en conducción, el condensador BSC se

carga a través del diodo BSD llegando aproximadamente a la tensión de

alimentación de la fuente externa, en nuestro caso +15V. Es necesario que la

carga del condensador sea bastante rápida y que se produzca antes de la

conmutación del semi-puente, por ello, hemos incluido en el diseño un diodo

shottky (MUR1520-D).

Fig.6.6. Circuito de carga del condensador de Bootstrap


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Cuando T2 (Q2) pasa a corte y T1 (Q1) a ON, el diodo queda polarizado en

inversa (ver Fig.4.4.) por lo que evita la descarga del condensador hacia la

fuente y polariza el driver con el cual alimenta al transistor T1, con lo cual este

puede pasar a estado ON.

Fig 6.7. Circuito de descarga del condensador de Bootstrap

El compromiso de diseño del condensador de bootstrap consiste entre ser

suficientemente pequeña como para cargarse rápidamente a través del diodo y

muy grande como para que tarde tiempo en descargarse y suministrar una

tensión estable al driver durante el bloqueo de T1. Una buena aproximación es

tomar una solución de compromiso en el cual el condensador CBS sea una 10

veces superior a la capacidad de entrada que presenta la puerta del MOSFET.

[29] nFnFpFCC GSBS 1218,1010181010 ≅≥⋅≥⋅≥

De todas formas, hemos de tener en cuenta que este valor dependerá también de

la frecuencia de trabajo del convertidor y del margen de funcionamiento del

dutty cycle.


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6.2.2. Tiempo Muerto o Blank Time .

En el medio puente, en el cual hay dos transistores conectados en serie, es

importante reservar un “tiempo muerto” entre señales de activación de los

transistores del puente, para asegurar que los MOSFETS no conmuten a la vez, si

no que lo hagan simultáneamente, evitando así que se produzca un cortocircuito.

Teniendo en cuenta que estamos trabajando con tensiones de entrada elevadas

(400 VDC) y frecuencias de trabajo del orden de los 100 kHz, este aspecto es

importante para evitar males mayores y asegurar que los dos transistores no

coincidan nunca en conducción.

Fig 6.8. Señales de activación de los transistores del medio puente.

La idea es retardar el tiempo de subida de los dos drivers. De esta manera

ganamos un tiempo muerto, que evita los posibles solapamientos entre ambos.

Con el driver IRF21094 tenemos la posibilidad integrada dentro de la misma

circuitería de poder variar y ajustar esta variable.


Página 32

Fig 6.9. Ajuste del tiempo muerto mediante potenciómetro

Fig.6.10. Hoja de especificaciones del margen de ajuste de la señal del IR21094.

Se ha de buscar un compromiso para ajustar lo máximo posible este tiempo

muerto en el cual ninguno de los dos transistores está en conducción, ya que

influirá fuertemente en el rendimiento final del convertidor. Un tiempo muerto

demasiado grande nos generará grandes pérdidas ya que introduce mucho

“ruido” a la señal de entrada del transformador.


Página 33

Fig.6.11. Retardo del tiempo de subida

Fig.6.12. Retardo del tiempo de subida


Página 34

6.3. Elección de los transistores del puente.

En la electrónica de potencia, los semiconductores modifican de forma periódica la

configuración de un circuito, comportándose como interruptores que se abren y cierran

según una secuencia determinada.

Los semiconductores controlados, tales como transistores MOSFET, tiristores, IGBTS,

etc., permiten controlar el momento en que se requiere cambiar de estado (ventaja

respecto al diodo). Ese control a pesar de ser origen de dificultades, aporta una mayor

versatilidad.

Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, que requiere sólo de

una pequeña corriente de entrada para cargar y descargar la puerta. La velocidad de

conmutación es muy alta siendo los tiempos de conmutación del orden de los

nanosegundos. Destaca su alta impedancia de entrada, buena estabilidad térmica, alta

velocidad de conmutación y facilidad de poderlos paralelizar.

Con el transistor se pueden hacer las conmutaciones mucho más rápidas y por lo tanto

se pueden conseguir funcionamientos a frecuencias mucho más elevadas. Sin embargo,

si no se toman precauciones las pérdidas en la conmutación pueden ser muy

importantes, tiene poca ganancia con v/i grandes, su tiempo de almacenamiento y el

fenómeno de avalancha de secundaria.

Los IGBTs combinan ventajas tanto del MOSFET como del transistor BJT, aprovecha la

facilidad de disparo del MOSFET y el tipo de conducción del BJT, además de poder

controlar grandes corrientes con poca caída de tensión. Como contrapartida, el

MOSFET tiene una velocidad de conmutación mayor que el IGBT.

Los convertidores constituyen el campo de aplicación privilegiado de los transistores de

potencia. Durante los intervalos de conducción la corriente en los transistores varía


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poco, lo que facilita la obtención y control de la saturación. La frecuencia de trabajo se

puede elegir libremente y cuanto mayor es resulta más fácil de conseguir el alisado de

corriente. Todo este razonamiento lleva a elegir el transistor MOSFET como

semiconductor a emplear en el convertidor HALF BRIDGE.

Lo primero que debemos hacer para diseñar el convertidor es elegir un par de

transistores MOSFET que sean capaces de gobernar el puente. La tensión nominal de

entrada es de 400Vdc .

Es también importante la corriente máxima de drenador, que en nuestro caso será de 8A

máximo. Deseamos también una resistencia en on (RDS on) y una capacidad Puerta-

drenador (Cgd) mínimos. Estas dos variables tienen un compromiso tecnológico y es

que si una decrece, el otro aumenta.

La capacidad Cgd, también llamada capacidad de Miller, es la responsable que parte de

la potencia del puente, que se mueve entre puerta y surtidor, se vea reflejada por la

puerta y desvirtué la señal del driver, cosa que podría llevar al mal funcionamiento de

los transistores.

Se han escogido MOSFETs de potencia de canal N, concretamente el IRF840 de la casa

Internacional Rectifier (IRF).

Características principales del IRF840:

• 500=DSSV V

• Ω= 85,0onDSR

• 8=DI A

• Qgd (Capacidad de Miller) = 18 nC


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6.3.1. Pérdidas en los semiconductores El uso de transistores MOSFETS supone que se haya de llevar un control de las

pérdidas. Estas pérdidas ocasionan “estrés” o “fatiga” en los semiconductores

que a la larga tienen un efecto negativo en la fuente conmutada. Los transistores

MOSFETS presentan dos tipos de pérdidas:

- Pérdidas de conducción: se producen durante el tiempo que el MOSFET

permanece en saturación, debido al continuo paso de corriente por el

transistor durante ont .

[30] 2RMSDSon IRP ⋅=

- Pérdidas de conmutación: se producen en las transiciones entre los estados

de corte y saturación.

Las pérdidas totales en los MOSFETS responden a la suma de ambas.

Debido a las pérdidas por conducción y conmutación, dentro del MOSFET se

genera calor. El calor producido por las pérdidas debe disiparse de forma

suficiente y eficaz, a fin de que este opere por debajo de su límite superior de

temperatura. Este calor debe transferirse del MOSFET a un medio más frío, a

fin de mantener la temperatura de operación de la unión dentro de un rango

especificado.

Esta transferencia de calor puede llevarse a cabo mediante conducción,

convección o radiación, ya sea natural o de aire forzado (ventiladores), en las

aplicaciones industriales es común utilizar el enfriamiento por convección.

El calor debe fluir lejos del dispositivo hacia su carcasa y de ahí hacia el

disipador de calor en el medio enfriador. El análogo eléctrico de un es el

siguiente:


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Fig 6.13. Dispositivo montado en un disipador de calor y su análogo eléctrico

La temperatura de la unión del dispositivo TJ viene dada por:

[31] ( )SACSJCAJ RRRPT ++⋅=

• PT = pérdida de potencia total del mosfet

• RJC = resistencia térmica de la unión a la carcasa (ºC /W)

• RCS = resistencia térmica de la carcasa al disipador (ºC /W)

• RSA = resistencia térmica del disipador al ambiente (ºC /W)

• TA = temperatura ambiente (ºC)

Hay una amplia variedad de disipadores de calor de aluminio disponibles, que

utilizan aletas de enfriamiento a fin de aumentar la capacidad de transferencia de

calor.

6.4. Circuito de ayuda a la conmutación. La función principal que desarrollan los circuitos de ayuda a la conmutación es absorber

la energía procedente de los elementos parásitos del circuito durante el proceso de

conmutación, controlando parámetros tales como la evolución de la tensión o corriente

en el interruptor; limitando así los valores máximos de las pendientes de tensión o

corriente que han de soportar los semiconductores. Este tipo de circuitos de protección,


Página 38

de los que existen varios tipos, se denominan Redes Snubber.

Tenemos varias formas de reducir o limitar el “stress eléctrico” en los semiconductores.

Si es durante el paso a conducción del transistor (turn-on), se genera un pico de

corriente a través de este, que debemos limitar o en su defecto limitar la pendiente de de

la corriente (di/dt). Si es durante el proceso de apagado o paso a corte (turn-off),

entonces el parámetro a limitar es el pico de tensión generado o la pendiente de la

tensión (dv/dt).

6.4.1. Diseño de la Red Snubber.

Si analizamos nuestro circuito de la figura, observamos que el momento más

crítico lo tenemos en el proceso de conmutación de turn-off del transistor Q1.

En esta situación el transistor Q2 pasa de corte a conducción y el transistor Q1

de conducción a corte, por lo que este último soportorá entre terminales Vds los

400V de entrada de la fuente. Como el proceso de conmutación no es ideal, en

el instante en que conmuta el transistor de conducción a corte, sigue circulando

corriente por el drenador del MOSFET. Por ello, la energía disipada por el

transistor sería tan grande que llegaría a destruir nuestro dispositivo, de ahí la

necesidad de incorporar un mecanismo que libere de esta carga al transistor.


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Fig.6.13. Esquema de la red snubber en el semipuente

De entre los diferentes tipos de redes snubber que existen, la RCD (Resistencia,

Condensador y diodo) es la más idónea para el problema expuesto.

Para calcular la potencia máxima disipada por el transistor, esta dada por la

siguiente fórmula:

[32] fCVP DST ⋅⋅⋅= 2

21

donde f es la frecuencia de trabajo del convertidor. Particularizando el diseño

en nuestro caso:

En el cálculo de la resistencia snubber interviene la constante de tiempo del

condensador. Teniendo en cuenta que este almacena carga durante el intervalo


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ont , este es el tiempo utilizado en el cálculo. No es necesario que el

condensador se descargue totalmente para obtener resultados.

Cálculo del condensador

[33] ( ) ( ) nFnF

VnsnsA

VttI

CDS

frD 184,0400

)19238≅=

+⋅=

+⋅=

Cálculo de la resistencia

[34] Ω=⋅

== 166135,0

3 nFs

Ct

R onmáx

µ

Cálculo de la potencia disipada por el transistor

[35] ( ) 8100140021

21 22 =⋅⋅⋅=⋅⋅⋅= kHznFfCVP DST W

[36] 2202002825.025.0

409,2166400

≅Ω≥⎪⎭

⎪⎬⎫

=∗=∗≤

===R

AII

AR

VI

Ddesc

DSdesv Ω

Con la impedancia de 220 Ω (condensador de 0.75 nF) el transistor disiparía

una potencia de 6 W.

Con una impedancia de 270 Ω (condensador de 0.61 nF) el transistor no llega a

disipar más de 5 W.


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Fig.6.14. Red Snubber sobre nuestro convertidor

El snubber del circuito consta de una red RC que será colocada con el

dispositivo conmutador. A pesar de su sencillez esta permite amortiguar las

posibles resonancias parásitas y controlar la pendiente de tensión del

semiconductor, además permite reducir sobretensiones que pueden causar la

destrucción del semiconductor.

6.5. Diseño y construcción del transformador

El transformador desempeña la función de aislar galvánicamente la entrada y la salida

del convertidor. Además de ello, actúa también en nuestro diseño como reductor de la

alimentación.

A la hora de construir un trafo, se nos plantean varias cuestiones a considerar:


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• El núcleo a utilizar

• La frecuencia de trabajo del trafo

• Cálculo de los bobinados.

• La sección del hilo para bobinar

• Efectos inherentes al propio transformador: Pérdidas por Corrientes

Eddy, Focault, Histéresis, etc.

Todas ellas son de igual importancia y los tendremos que tener en cuenta a la hora de su

diseño.

6.5.1. Diseño del núcleo.

Lo primero que nos planteamos en la elección de un transformador es qué

material haremos servir para el núcleo. Los materiales están normalmente en

coherencia con la frecuencia de conmutación de los dispositivos. Para

frecuencias de entre 1kHz y 100kHz, los materiales con menores pérdidas son

dos:

1) Ferrita

2) Polvo de Hierro

Los materiales de ferritas son básicamente una mezcla de oxido de hierro y otros

materiales magnéticos apilados por chapas y que suelen adoptar varias formas de

tipo convencional. El más conocido y utilizado son los núcleos de tipo E.

Estos deben sus propiedades magnéticas sin que se sature ni se caliente en

exceso.


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Fig.6.15. Núcleo ferrita tipo E.

Las ferritas presentan una alta resistividad eléctrica pero con un rango pequeño

de saturación por la densidad de flujo. Las ferritas sólo presentan perdidas por

histéresis. Ellas son los materiales elegidos para trabajar a altas frecuencias

(superiores a 10kHz) debido a las bajas perdidas por las corrientes de eddy. En

electrónica de potencia la condición necesaria para conseguir el punto de trabajo

óptimo es encontrar el punto de temperatura de la ferrita que nos de su máxima

potencia, esperando encontrar la mejor variación de ésta.

Por encima de los 100kHz, debido a la alta resistividad de las éstas, las convierte

en el único material razonable, a pesar de que tienen gran facilidad de saturarse

con una pequeña densidad de flujo, 0.3 Teslas en los de ferrita y 1 Tesla en los

de polvo de Hierro.

La frecuencia de trabajo de nuestro transformador es de 100kHz, esto significa

que utilizaremos un núcleo de ferrita, del cual tenemos varios tipos a escoger

según a la frecuencia. En las fuentes conmutadas, es habitual el uso de

materiales de saturación elevada y bajas pérdidas como son los materiales del

tipo 3C81, 3C90, 3F3 o N27. De todos ellos, y por precio y características

hemos considerado coger el 3E25N27 donde podemos ver sus características en

la figura siguiente:


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Fig.6.16. Gráfica del ciclo B-H de la ferrita 3E25.

Según las especificaciones del fabricante, averiguaremos la densidad de flujo

magnético de trabajo ( MAXB ).

mTBMAX 200= pero como punto de trabajo consideraremos que una

mTB 100= .

6.5.2. Cálculo de los devanados.

Para calcular el devanado (número de vueltas) del primario y del secundario, nos

basaremos en la ecuación (3), (4) y (5) relacionadas con la caída de tensión en

los condensadores a la entrada del convertidor y relacionadas directamente con

la relación de trasformación del trafo:

[3] )1(1 DEVC −⋅=


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[4] DEVC ⋅=2

[5] 2

1

2

1

VV

NN

=

Atendiendo a estos datos, y a que la tensión de entrada es de 400V, en los bornes

del primario nos aparecerá una onda cuadrada de 200 V de amplitud.

Desarrollando la ecuación (5), con una tensión de salida de 48 V, obtenemos una

relación de transformación de 1/4 que nos dará un tensión de salida ligeramente

superior al valor deseado ( V50≈ ).

Buscamos el producto del área del núcleo x área de la ventana

Fig.6.17. Visionado en 3D del núcleo montado para el convertidor.

[37] 431068,0

cmBf

DPWA

MAX

OUTAC ⋅

⋅⋅⋅=⋅


Página 46

Donde:

f = frecuencia de trabajo, 100kHz

=CA Área del núcleo del transformador

=AW Área de la ventana del transformador

MAXB = Densidad de flujo máxima en Gauss Τ= 1104 G

=OUTP Potencia máxima de salida del transformador, 500W

D = Densidad de corriente en ( Acm ). Generalmente está sobre los 200

Acm .

Lo que nos da un producto de:

136,0=⋅ AC WA 4cm

Calculando el número de espiras a partir de la siguiente ecuación, en la cual se

tiene en cuenta que el D.C.máx = 0,5:

[38] [ ] [ ]TBDCfmAVN

MAXMAXC

PP ∆⋅⋅⋅= 2

Esto nos da aproximadamente un máximo de 110 vueltas. Por defecto le

daremos 100 vueltas.

Para calcular las espiras del secundario aplicaremos, aplicaremos la relación de

transformación:

2541== PS NN vueltas


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Le daremos 24 vueltas y no 25 para ser rigurosos en las especificaciones del

convertidor.

6.5.3. Sección del hilo para bobinar.

Un aspecto importante en la construcción del transformador, es el tipo de hilo que

elegiremos y su sección, ya que éste dependerá fuertemente de la frecuencia de trabajo

del dispositivo.

Si hacemos circular una corriente alterna ( )ti por un hilo conductor, se creará un campo

magnético ( )tH que producirá una corriente “parásita” en dirección opuesta a la

anterior. Este fenómeno, llamado Efecto Skin provoca que la corriente original tienda

a circular por la superficie del conductor y decrece a medida que nos acercamos hacia el

centro. Si la frecuencia aumenta y la sección del hilo es considerable, prácticamente

toda la densidad de corriente circulará por la capa superficie.

Fig 6.18. Efecto Skin en un hilo conductor.


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El efecto películar o Skin depende además de la resistividad del conductor y es

mayor para los conductores de material magnético.

La profundidad de penetración de la densidad de corriente será un factor que a

posteriori nos determinará la sección del propio cable y que debe cumplir la

siguiente relación:

δφ ⋅≤ 2 1 hilo conductor

δφ ⋅> 2 Hilo de Litz o varios conductores en paralelo

Fig.6.19. Gráfica de diferentes coeficientes de penetración en función del material.

La solución adoptada y que aplicaremos será la de emplear hilos de cobre de

pequeña sección, recubiertos por un barniz aislante, y trenzados de forma que los

pequeños campos magnéticos que se vayan creando entre los conductores, se

vayan anulando.


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Fig.6.20. Tabla de secciones de hilo de cobre y la corriente que puede circular por él.

Teniendo en cuenta que a la salida del convertidor son de 48V/5A, hemos

elegido 5 hilos de cobre con una sección de cable de 0,810 mm de diámetro cada

uno, que nos permite una circulación de corriente de 1 A por hilo.

Aunque se puede calcular de forma matemática hemos cogido una tabla (figura

6.20) donde se indican diferentes tipos de sección de cable en función de la

corriente que debe soportar el conductor.


Página 50

En nuestro prototipo, el resultado final será el que se muestra en la fotografía de

la figura 6.21.

Fig.6.21. Diseño final del trasformador del convertidor.


Página 51

MEDIDAS EXPERIMENTALES:

Inductancia Magnetizante

HLdtdiLVdtdi

AmVSondaR

VVpVVpVVp

mVVnsT

kHzónfconmutaciVVout

VdcVin

LLL

L

µ083'42775.0

37578'878048/

/10033

3752540072820

6.752.44

400

1

21

2

1

==⇒=⇒=

⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪

⎭

⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪

⎬

⎫

=Ω=

====∆=∆

===

−

6.6. Diodos rectificadores. Hemos utilizado diodos Shottky Ultrafast (MUR1540) debido a la elevada tensión que

soporta y la elevada corriente que soporta. De igual forma que hemos hecho con los

transistores MOSFETS los protegeremos con una red de ayuda Snubber.

Fig.6.22. Hoja de características del diodo MUR1540.


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6.7. Diseño del inductor de salida. Se ha escogido un núcleo de polvo de hierro de tipo toroidal.

Inductancia Filtro de Salida

HLdtdiLVdtdi

AmVSondaR

VVmVV

sTkHzónfconmutaci

VVoutVdcVin

LLL

L

L

µµ

075'5571'571428/

/10033

9'27226'1

6.752.44

396

2 =⇒=⇒=⇒

⎪⎪⎪⎪⎪

⎭

⎪⎪⎪⎪⎪

⎬

⎫

=Ω=

==∆=∆

===

6.8. Condensador del filtro de salida. La finalidad del condensador del filtro de salida es la de atenuar al máximo el rizado de

la tensión de salida del transformador producido por la conmutación y tiene que ser

dimensionado en función del rizado del inductor de salida. Para calcular el valor del

condensador he fijado un valor máximo en la tensión de rizado de conmutación a la

salida y que este rizado se deba a la variación de su carga. De esta forma tenemos:

[39] )1(8

1DV

LCf

Vo SC −⋅⋅⋅⋅

=∆

Donde:

Vo∆ Voltaje de pico de la tensión de rizado de salida

SV Voltaje de pico en el secundario


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Cf Frecuencia de conmutación del convertidor

Fijaremos un rizado máximo de un 2,5% de la Vo, es decir un Vo∆ =1,2V.

6.9. Sistemas de cargas. El sistema de cargas utilizado para poner en marcha el convertidor serán 7 impedancias

de 33 ohms / 30W:

Ω======= 337654321 LLLLLLL RRRRRRR

El esquema de conexionado será el siguiente:

Fig 6.23. Esquema del conexionado de cargas.

Éstas se activarán mediante interruptores y con los que tendremos la posibilidad de irlas

paralelizando una a una. Es decir tendremos un rango de cargas que irán desde:


Página 54

Número de Cargas Impedancia total

1LR Ω33

21 // LL RR Ω5,16

321 //// LLL RRR Ω11

4321 ////// LLLL RRRR Ω25,8

54321 //////// LLLLL RRRRR Ω6,6

654321 ////////// LLLLLL RRRRRR Ω5,5

7654321 //////////// LLLLLLL RRRRRRR Ω71,4

El resultado final será el mostrado en la figura 6.24

Fig 6.24. Prototipo de cargas.

Otra alternativa a este sistema fue la de colocar conectada 1 carga y el resto (las 6

restantes) conectarlas de golpe. De esta manera se podría visualizar claramente por

pantalla los saltos de cargas en los arranques del convertidor


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Fig 6.25. Prototipo de cargas 2.

6.10. Lazo de Control. Para la realización del lazo se ha optado por diseñar un control en modo deslizamiento.

Esta tipología es adecuada cuando lo que buscamos es robustez ante perturbaciones,

manteniendo siempre una buena dinámica y una respuesta en régimen estacionario

invariante. El control en modo deslizamiento se utiliza cuando se trabaja con sistemas

de estructuras variables en los que su estructura cambia de forma intencionada con el

tiempo y por tanto la acción de control es discontinua y la planta no es lineal. Los

convertidores de potencia DC-DC conmutados son un ejemplo de ello y entran dentro

de esta categoría.

En el apartado 5 de esta memoria, ya presentamos un estudio y análisis del convertidor,

ahora nos centraremos con más detalle en el análisis matemático y circuital de la

estructura de control, parándonos en cada una de las partes principales del diseño y

presentaremos los resultados de simulación a través de Matlab/Simulink.


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6.10.1. Descripción del sistema.

El diseño del convertidor mostrado en la fig.6.26, incluimos la tensión de

alimentación E, el transformador, los interruptores de potencia S1 y S2, el

puente de condensadores C1 y C2, los diodos rectificadores D1 y D2, el filtro LF

y CF y la resistencia de carga RL, todos ellos asumiendo que son componentes

ideales y que el convertidor trabaja tal y como hemos comentado en apartados

anteriores en modo de conducción continuo.

D1

D2

C1

C2

FC

LF

LR

S1

n

n

1

S2

E

Fig 6.26. Circuito equivalente del convertidor

Seguidamente mostramos los dos circuitos equivalentes del convertidor

adaptados a cada periodo de operación.

C1

C2

C

LF

F RL

n

ELm 1



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C1

C2

F

FC L

L

nR

E

Lm 1


El principal propósito a la hora de diseñar el control de la planta, es conseguir

una tensión de salida Vo, lo más fiable al valor final que nosotros queremos

obtener. Para ello, nos haremos servir de una tensión de referencia que el

control utilizará como guía para posteriormente poder corregir el error que

pudiera ocasionar la planta.

Analizando el circuito de la figura 6.26, asumiendo que C1 y C2 son de igual

valor, que los transistores o interruptores trabajan de forma complementaria y

que el dutty cycle es del 50%, obtenemos una tensión en bornes del devanado

del primario equivalente a E/2 de amplitud. Si esto no fuera así, el balance

tiempo-tensión del transformador, haría que el puente capacitivo se

desequilibrara.


Página 58

6.29. Forma de onda de la tensión en primario del trafo.

En función del dutty cycle obtenemos los tiempos de conmutación:

[40] y [41] ⎩⎨⎧

⋅−=⋅=

TDtTDt

OFF

ON

)1(

A partir de la forma de onda del primario, podemos sacar la forma de onda

del secundario:

6.30. Forma de onda de la tensión del secundario del trafo.

En el secundario, para un correcto balance tensión, el producto entre la

tensión y el tiempo ha de ser igual para ONt (Von) como para OFFt (Voff):


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[42] OFFOFFONON tVtV ⋅=⋅

La tensión media de salida Vo, será la media ponderada entre las dos tensiones:

[43] T

tVtVV OFFOFFONON

O⋅+⋅

=

Siendo T el periodo completo de la señal de conmutación.

Sabiendo por tanto que,

[44] y [45]

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

=−

=

Tt

D

Tt

D

OFF

ON

1

podemos substituir en [38] obteniendo:

[46] ( )DVDV OFFON −⋅=⋅ 1

De la figura 6.30, sabemos que 2EnVSEC ⋅= y además podemos deducir

fácilmente que

[47] OFFONSEC VVV +=

si igualamos las dos ecuaciones tenemos,

[48] 2EnVVV OFFONSEC ⋅=+=

Aislando Vo:

[49] 2)1( EDnVON ⋅−⋅=

Finalmente de [43] y [46]

[50] DVVDVDV ONOFFONO ⋅⋅=⋅−+⋅= 2)1(

[51] EDDnVO ⋅⋅−⋅⋅= )1(2


Página 60

Esta última expresión nos da una idea de la tensión máxima de salida del

convertidor y que esta la tendremos para un ciclo de trabajo del 50%. EN

nuestro caso, para unas especificaciones técnicas de:

VVo

D

n

VE

504005.0)5.01(412

5.04

1400

=⋅⋅−⋅⋅=⇒

⎪⎪⎭

⎪⎪⎬

⎫

⎪⎩

⎪⎨

⎧

=

=

=

El modelo del espacio de estados del convertidor, viene dado por las ecuaciones

diferenciales sacadas en apartados anteriores [18] a [21]:

[52] )(12C

mm vEu

Li −⋅⋅=•

[53] ])21([12 OC

FL vvnuEnu

Li −⋅⋅−+⋅⋅⋅=•

[54] ][112 dt

dECiuni

Cv Lm

equC +⋅⋅+⋅=•

[55] ][1Rv

iC

v OL

FO −⋅=•

6.10.2. Control en modo deslizamiento.

El control en modo deslizante trata de aplicar una señal de alta frecuencia para llevar al

sistema hacia una región de espacios de estado denominada superficie de deslizamiento.

Como hemos mencionado anteriormente, este tipo de control es de gran robustez ante

las diferentes perturbaciones de la planta. Cabe destacar que este tipo de control no es

de fácil diseño y su implementación depende de la ley de control resultante.

Genéricamente la ecuación de estado de un convertidor la definimos como:

[56] uxBxfX ⋅+=•

)()(


Página 61

Donde nX ℜ∈•

es el vector de estado, mu ℜ∈ es el vector de control y nxf ℜ∈)( y mnxB ×ℜ∈)( los campos vectoriales, que han de ser continuos y sus

derivadas también respecto a x.

Dada la complejidad en el cálculo de este tipo de superficies, nos hemos basado

en diferentes estudios realizados y artículos científicos publicados donde se llega

a la conclusión que la superficie de deslizamiento más habitual en convertidores

DC-DC tiene la siguiente forma:

[57] )()( OT XxKxS −=

donde OX es un vector constante y TK son coeficientes escalares constantes. La

función )(xS se asocia al error de las variables de estado y se ha de asegurar que

esta alcance el valor 0)( =xS desde una condición inicial distinta de cero y que

posteriormente la acción de control lo mantenga en ese valor. Estas condiciones

matemáticamente se pueden expresar como:

0)(<

dtxdS

cuando 0)( >xS y 0)(>

dtxdS cuando 0)( <xS

es decir, cuando el sistema está fuera de la superficie, el movimiento del sistema

respecto al tiempo dt

xdS )( es en tal dirección que se dirige hacia la superficie, ver

fig.6.31. Por consiguiente, se aplicará un control u , tal que

⎪⎩

⎪⎨⎧

<⇒

>⇒−

+

0)(0)(

xSuxSu

u

De esta forma, el sistema actuará en modo deslizante sobre la superficie )(xS .


Página 62

6.31. Forma de onda de la tensión del secundario del trafo.

6.10.3. Simulación del convertidor.

La superficie de control utilizada finalmente para realizar la simulación fue la

siguiente:

[58] ( ) ><−><

−><−+><−= ∫ ∞− Fi

t OdOOrefiOPi v

dtvd

kdvVkvkS τ

Se trata de un control PID donde a través de la simulación hemos obtenido los

valores de los parámetros de las ganancias respectivas.

A través del programa de simulación de Matlab, presentamos los resultados, que

ponen de manifiesto la robustez del sistema y la buena dinámica del convertidor:


Página 63

Resultados valores de ganancia obtenidos

⎪⎩

⎪⎨

⎧

===

48.0200

95.0

KdKiKp

ARRANQUES

Fig.6.32. Tensión de salida Vo


Página 64

Fig.6.33. Tensión en Vc2

Fig.6.34. Tensión en IM


Página 65

6.10.4. Realización de la Superficie de Control.

Partiremos de la ecuación:

[59] ( ) ><−><

−><−+><−= ∫ ∞− Fi

t OdOOrefiOPi v

dtvd

kdvVkvkS τ

que desglosaremos en dos partes:

1. La señal PID. Que constará del diseño de los controles proporcional,

integral y derivativo (kp, ki, kd) y que estará formada por la ecuación

[60] ( )∫ ∞−

><−><−+><−==

t OdOOrefiOPO dt

vdkdvVkvkvfe τ)(~

2. La señal >< Fiv que

Para realizar la superficie de control dibujaremos antes un diagrama de bloques

donde queda reflejado más claramente cómo funcionará el lazo, de qué partes

estará formada y que variables entrarán en juego. De teoría de control, llegamos

a la conclusión de implementar la superficie a través de un PID analógico.

Fig.6.35. Diagrama de bloques del lazo de control


Página 66

El lazo de control PID, estará formado por amplificadores operacionales. Para

ello, hemos elegido el TL074 por tener un elevado Slew-Rate (13V/µs) y una

alta inmunidad al ruido.

Lo primero que nos hemos planteado a la hora del diseño, es que debido a la

tensión de salida elevada que tendremos de la planta, superior a la alimentación

interna de los operacionales, tendremos que sensarla para no dañar la circuitería.

En este caso, lo hemos dispuesto de forma que a través de simple divisor

resistivo a la entrada de un A.O. en configuración seguidor, para elevar la

impedancia de entrada y asegurar este nivel de tensión. En la rama resistiva

colocaremos un potenciómetro para regular esta tensión sensada ( ver fig.6.36 ):

3

21

411

-

+

U1A

TL074R210K

R410K

0

+5V <Vo>

+15V

+48V

-15V

Sensado de Vo

Fig.6.36. Configuración de Sensado de Vo

Como el objetivo es eliminar las posibles variaciones de la planta, tendremos

que obtener una tensión de referencia con la que compararemos la señal y así

eliminar el error. El esquema circuital será idéntico al anterior sólo que esta vez

utilizaremos la misma tensión de alimentación que utilizan los operacionales.


Página 67

3

21

411

-

+

U2A

TL074

R810K

R1010K

0

+15V

Voref

-15V

+15V

+ 15V

Fig.6.37. Configuración de la tensión de referencia Voref

Como tercera variable a sensar, será la señal FV . Aquí hemos de tener en cuenta

exactamente lo mismo que con Vo, es decir, una señal elevada, del orden de

unos 50V, sumado al hecho de que esta señal esta justo a la salida de los

devanados secundarios del trafo, y que debido a la conmutación, nos puede

originar picos realmente elevados, además de los consecuentes armónicos, que

además de saturarnos los operacionales nos puedo dañar el circuito.

Procederemos de la misma forma que los dos anteriores circuitos. Además de

eso, colocaremos un filtro pasa-bajos a la salida del operacional para eliminar

estos picos y los harmónicos originados. Para el cálculo del filtro de primer

orden, nos basaremos de la teoría clásica:

⇒⎭⎬⎫

⎩⎨⎧

==

kHzFkHzF

DatosC

O

10100

para un R=10k nFC 6,1=⇒


Página 68

Fig.6.38. Configuración de la tensión de sensado VF

En el diseño, hemos añadido una entradas jumpers, para ir habilitando cada

una de las variables que vamos añadiendo al sistema. De esta forma también

nos será más sencillo detectar cualquier posible anomalía que se produzca.

Una vez diseñada la circuitería referida al ajuste de variables, nos

adentraremos en el lazo. Como hemos mencionado, estará compuesto por

una parte proporcional, que será la que nos da el valor de ganancia necesario

para llegar al valor final, pero que si no lo ajustamos correctamente se nos

puede hacer inestable el sistema, para ello recurriremos al integrador, que

nos corregirá el margen de error entre el valor final teórico y el que nos da el

proporcional, y que nos tenderá a estabilizar el sistema y una parte

derivativa, no necesario en un principio, pero que, como veremos más

adelante nos ayudará a que la respuesta sea mucho más estable.

Para el cálculo de valores de los componentes utilizados, nos hemos basado

en los resultados de la simulación hecha por Matlab. Con esos valores y a

12

1314

411

-

+

U2D

TL0741

TP3TEST POINT -15V

+15V

Señal VF

R16

10KC71,5nF /100V

0

R15 10K\0,5W

R1710K

<VF>

1

TP4

Vref _VF

0

1

TP5out_VF

S-VF

1 2

J7

JUMPER1


Página 69

través de potenciómetros y zócalos en los condensadores para poder jugar

con diversos valores de ganancias de kp, ki y kd, hemos conseguido ajustar

la señal que queríamos conseguir.

Cálculos de los componentes:

• Control Proporcional⎪⎩

⎪⎨

⎧

==⇒==

=⇒

KRKRRR

Kp

Kp

10;1095.0

95.0

131

3

Fig6.39. Control Porporcional

• Control integral

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎢⎢⎢

⎣

⎡

Ω=⇒==⇒=⋅

=

=

MPotKRnFCCR

Ki

Ki

iiii

2500;102001

200

+15V

5

67

411

-

+

U1B

TL074

R3 10K

R1

10K ó 100K

1 2

J1

JUMPER10

<Vo>

1

TP1

-kp x Vo

-15V


Página 70

Fig.6.40. Control Integrador

Anotar, que diseñamos el integrador de forma que podamos cambiar el

signo de la respuesta. Esto lo hace más polivalente y que podamos

probar diversos tipos de respuesta, así como poder habilitar tanto un

proporcional, un integrador o un derivador de forma totalmente

individual, sin que para ello tengamos que conexionar ninguno de los

otros controles. De ahí que tanto las entrada inversora y no inversora

tengan disponibles tanto la variable Vo como la Vref.

• Control Derivativo

⎟⎟⎠

⎞⎢⎣

⎡=⇒==⇒=⋅=

=KPotKRnFCCRKd

Kd

dddd 500480;10048.048.0

<Vo> 5

67

411

-

+

U2B

TL074

10

98

411

-

+

U2C

TL074

R21

50K

-15V

1 2

J9

JUMPER10

C8

1uF

+15V

1 2

J6 JUMPER reset integer

+15V

-15V

<Vo>

1

TP6[<Vo> - <Voref>]

Voref

1

TP7

-ki x integer [<Vo>-Voref] dt +C

1 23 4

JP6

JUMPER2

R29

1Mohm

R18

10K

R19

10K

R20

10KR2310K

1234

JP5

JUMPER2

0

Voref


Página 71

Fig.6.41. Control Derivativo

El esquema definitivo con las 3 partes sumadas, quedarán de siguiente

manera tal y como muestra la figura siguiente:

10

98

411

-

+

U1C

TL074

1 2J10

JUMPER

1

TP2 -kd x [d<Vo>/dt]

100nF

CAP NPR11

10K

R9

2Mohms

<Vo>

0

C5

1nF

-15V

+15V


Página 72

Fig.6.42. Esquema de la Superficie PID

+15V

<Vo>

5 67

4 11

-+

U1B

TL074

10 98

4 11

-+

U1C

TL074

5 67

4 11

-+

U2B

TL074

10 98

4 11

-+

U2C

TL074

R3

10K

R1

10K ó 100K

R21

50K

-15V

R5

10K

12

J9JUM

PER

1

12

J1JUM

PE

R1

0

C81uF

S=-kp x <V

o> -ki x integer [<Vo>-V

oref] dt -kd x [d<Vo>/dt]

+15V

0

12

J6JU

MPE

R reset integer

+15V

<Vo>

R22

10K

1

TP1

-kp x Vo

-15V

<Vo>

12

J10

JUM

PER

1TP

6[<Vo> - <Voref>]

1

TP2

-kd x [d<Vo>/dt]

S

Voref

100nF

CAP

NP

R11

10K

R9

2Mohm

s

1

TP7

-ki x integer [<Vo>-Voref] dt +C

R12

10K

12

34

JP6

JUM

PER

2

R29

1Mohm

<Vo>

0

C5

1nF

-15V

+15V

R18

10K

R19

10K

R20

10KR

2310K

12

34

JP5

JUM

PER

2

0

-15V

Voref


Página 73

En este último diseño, lo que tenemos es la señal ( )OVfe =~ , pero aun

nos falta añadir la señal FV para completar la superficie ( ) FO VVfe −=~ .

Esto lo implementamos con un simple restador de ganancia 1

3

21

411

-

+

U3A

TL074

R31

10k

Señal a PWM

R32 10kR3310k

0

+15V

-15V

PID

Señal Vc2

Fig.6.43. Diseño de la función ( ) FO VVfe −=~

Fig.6.44. Diseño del control en modo deslizamiento


Página 74

Por último, nos faltaría discretizar la señal de la superficie y ésta conectarla

directamente a la entrada PWM del driver IR2109. Aquí decidimos en

primera instancia utilizar el SG3524, que mediante los operacionales

internos que utilizaba y mediante una tensión de rampa comparaba la señal

de control y esta la conectaba a la base de un transistor que trabajaba en

conmutación. La frecuencia de conmutación, se ajustaba a través de una red

RC. Finalmente descartamos esta opción, ya que la alimentación de los

operacionales internos del SG3524, estaban alimentados a 5V, y eso nos

tendía a saturar la señal de control, con lo que a partir de cierta tensión de

entrada (sobre unos 100V) no obteníamos más de 12 V a la salida del

convertidor. Llegamos a la conclusión que los picos de tensión en la

conmutación del trafo provocaban tensiones en las variables sensadas OV y

FV superiores a la alimentación interna del modulador SG3524.

La segunda opción, era básicamente igual que la primera, con el cambio que

utilizamos operacionales alimentados a V15± , de esta forma el rango que

conseguíamos era mucho mayor.

Por tanto, como tenemos que discretizar la salida, utilizaremos un

comparador de Histéresis con el que saturaremos tanto positiva como

negativamente la salida dependiendo del signo de la superficie, tal y como

vimos en la fig.6.31. En este caso nos hicimos valer de un LM311 en

colector abierto, donde conectábamos la función ( ) FO VVfe −=~ a la entrada

inversora y la salida a la base de un transistor Darlington que posteriormente

como veremos a continuación atacará a una báscula.


Página 75

2

37

48

-

+

U2

LM311/TO

Q1BC618

R1220ohms

+15V

R210k

0

0

S

-15V

+15V

R3560ohms

Fig.6.45. Comparador de Histéresis

El ciclo de histéresis variará su trayectoria entre +Vcc y –Vcc. La frecuencia de

conmutación dependerá de FV .

La salida del colector del transistor Darlington irá conectada a una báscula D

(4513). La frecuencia máxima la limitaremos a través de un reloj que lo

implementaremos por un 555, configurado como oscilador astable, al doble de la

frecuencia a la cual nosotros queremos trabajar (100kHz), ya que la báscula

cogerá sólo los flancos de subida. De todas formas, hemos decidido

implementar en el oscilador astable, un par de potenciómetros con los que poder

variar esta frecuencia.


Página 76

Fig.6.46. Circuito discretizador de S(x)

Fig.6.47. Circuito discretizador de S(x)

TR2CV

5

Q 3

DIS7

THR6

R4 V

CC

8G

ND

1U1LM555

2

37

48

-

+

U2

LM311/TO

D5

CLK3

Q1

Q2

VDD14

S6

GN

D7

R4

U3A

4013/FP

Al Driv er IR21094

0

+15V

+15V

0

D11n4148

C110n

0

D21n4148

C21n

0

Q1BC618

R1220ohms

+15V

R210k

0

0

S

-15V

+15V

R3560ohms R4

10k

R5

10k


Página 77

7. PLANOS Y DISEÑO DE LA PCB.

El diseño de los diferentes circuitos impresos que componen el proyecto se ha realizado

con el programa de diseño de circuitos electrónicos OrCAD 10.3.

• La planta del convertidor se ha realizado a doble cara, con un buen plano de

masa para asegurar un buen drenaje de la corriente hacia el punto común. He

intentado en todo momento disponer los componentes de potencia lo más

cercanos posibles entre sí. Las pistas que salen del transformador hacia el filtro

de salida se han intentado diseñar de forma que pueda fluir la corriente a pleno

rendimiento, teniendo en cuenta que como norma general y en base a lo

especificado en la normativa, podemos llegar a un compromiso de que cada

milímetro de anchura de pista equivaldría a la circulación de 1A. Aprovechando

la simetría del convertidor se ha dispuesto los MOSFET como tal y sus redes de

protección Snubber lo más cercanos posible a estos. Se han habilitado dos

conectores de salida, de tipo banana para poder unir tanto las cargas como el

lazo de control, así como dos conectores del mismo tipo para inyectar la

alimentación de entrada (400 VDC).

• Respecto al diseño de la placa del lazo de control, se ha buscado debido a la

dificultad para afinarlo a las características deseadas, que esta fuera lo más

polivalente posible, habilitando jumpers a la entrada y salida de los

amplificadores operaciones para poderlo hacer lo más versátil posible y poder

modificar la señal de entrada en función de las necesidades.


Página 78

Fig.7.1. Circuito driver


Página 79

Fig.7.2. Esquema de la planta HBCC


Página 80

Fig.7.3. Esquema del lazo de Control


Página 81

Fig 7.4. Máscara Layout de la capa Top de la planta del convertidor


Página 82

Fig.7.5. Máscara Layout de la capa Bottom de la planta del convertidor


Página 83

Fig 7.6. Máscara Layout de la capa de componentes de la planta del convertidor


Página 84

Fig 7.7. Máscara Layout de la capa bottom del lazo de control

Fig 7.8. Máscara Layout de la capa Top del lazo de control


Página 85

Fig 7.9. Máscara de componentes del lazo de control


Página 86

8. RESULTADOS EXPERIMENTALES.

Se han graficado los resultados a medida que hemos ido subiendo en tensión. El

objetivo ha sido buscar aquel valor de ganancia en el control que nos regulara todas las

cargas disponibles, aunque con ello perdiéramos algo de eficiencia, como veremos

seguidamente.

• Con E=150V ( aprox)

Fig 8.1. Salida de la báscula y tensión de salida del convertidor Vo

[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]


Página 87

Fig 8.2. Salida de la báscula y tensión de salida del convertidor Vo a plena carga

[Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]

Fig 8.3. Conmutación en la puerta de los transistores Q1 y Q2

[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]


Página 88

Fig 8.4. Conmutación en la puerta de los transistores Q1 y Q2 a plena carga

[Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]

Fig 8.5. Tensiones en el primario del trafo.

[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]


Página 89

Fig 8.6. Tensiones en el primario del trafo a plena carga

[Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]

Fig 8.7. Tensiones a la salida del secundario del trafo.

[Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]


Página 90

Fig 8.8. Tensiones a la salida del secundario del trafo a plena carga [Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]

Fig 8.9. Arranque del convertidor en la tensión de salida. [Vin=168V ; <Vo>=15’1V; f=100kHz; 1LR =33Ω]


Página 91

Fig 8.10. Arranque del convertidor en la tensión de salida a plena carga. [Vin=162V ; <Vo>=15’2V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 ]

• Con E=200V (sólo con PI)

Fig 8.11. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF.

[Vin=202V ; <Vo>=21,5V; f=100kHz; 1LR = Ω33 , Io=0.65A, %68'88=η ]


Página 92

Fig 8.12. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a plena carga [Vin=202V ; <Vo>=20,7V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 , Io=4.39A, %39'85=η ]

Fig 8.13. Salto de carga de la señal de salida 1LR = Ω33 a 1LR = Ω71,4


Página 93

• Con E=200V (con PID)

Fig 8.14. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; Vo=20,8V; f=100kHz; 1LR = Ω33 , Io=0.63A, %8'85=η ]

Fig 8.15. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; <Vo>=19,7V; f=100kHz; 1LR = Ω71,4 , Io=4.18A, %27'81=η ]


Página 94

Fig 8.16. Comparativa de las puertas de los Mosfets Q1 y Q2 con baja carga y plena carga

Se observa claramente el rizado de alta frecuencia provocado por las

capacidades internas de los transistores conmutación, capacidad de Miller entre

puerta y drenador, y que recibe el nombre de “ringing”.

Los dos transistores trabajan de forma complementaria, aunque no

simétricamente.

Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensión son:

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎢⎢⎢

⎣

⎡

Ω=⇒Ω==⇒

=⇒

MRKMRnFCKi

kpotRKp

dd

ii

57,17,1;2,8

95)(1

• Con E=300V (con PID)

A partir de 250 V hemos encontrado dificultades a la hora de ajustar el regulador

al ir conectando las cargas, por lo que hemos tenido que realizarlo con el PID

completo y no con el PI como habíamos realizado anteriormente.


Página 95

Fig 8.17. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a baja carga [Vin=305V ; <Vo>=33,9V; f=100kHz; 1LR = Ω5.16 , Io=2.054A, %62'92=η ]

8.18. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a plena carga [Vin=305V ; <Vo>=32,8V; f=100kHz; 1LR = Ω6.6 , Io=4.96A, %62'89=η ]


Página 96

8.19. Salto de carga de la señal de salida 1LR = Ω33 a 1LR = Ω6,6

8.20. Señal de salida de la báscula y señal <Vo>


Página 97

8.21. Señales en el primario del trafo y punto medio del puente a plena carga

8.22. Señales a la salida del trafo a baja carga


Página 98

8.22. Señales a la salida del trafo a plena carga

Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensión son:

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎢⎢⎢

⎣

⎡

Ω=⇒Ω==⇒

=⇒

MRKkRnFCKi

kpotRKp

dd

ii

88,1197;2,8

97)(1


Página 99

9. AMBIENTALIZACIÓN DEL PFC.

9.1. ASPECTOS TECNOLOGICOS.

Todos los equipos electrónicos generan en mayor o menor medida interferencias

electromagnéticas. Las fuentes de alimentación conmutadas no son una excepción, y

por su tipo de funcionamiento, en régimen transitorio y por su constitución (elementos

electromagnéticos), generan armónicos y picos de corriente que dan lugar a

interferencias (EMI) que afectan a la misma línea de alimentación, a los equipos que

posteriormente alimentan o a las mimas personas o seres vivos que se encuentran

próximos a ellos.

Las interferencias generadas por las fuentes de alimentación conmutadas adquieren

mayoritariamente tres formas:

• Interferencias conducidas a través de los conductores de salida

• Interferencias conducidas a través de su carcasa a tierra.

• Interferencias radiadas.

La carga y descarga rápida de los condensadores provocan picos de corriente bruscos y

exactamente igual pasa con la conmutación sobre los bobinados que provocan grandes

cambios en la tensión de sus terminales. Principalmente estas son las causas básicas de

radiación electromagnética en las fuentes de alimentación conmutada, pero también

existen otros motivos, como es el propio diseño de las pistas de la PCB que pueden

llegar a crear bucles que facilitan el acoplamiento de campos magnéticos o las mismas

capacidades parásitas inherentes a los propios componentes como es el caso claro del

transformador, entre sus propios bobinados, entre los mismo componentes, entre la

masa del circuito y las pistas que lo rodean, o los mismo cables que conectan las cargas,

etc.


Página 100

La totalidad de los bucles internos capaces de acoplar EMI deberían estar construidos

idealmente de manera que las corrientes de interferencia sólo circularan dentro de ellos

mismos, pero ello es complejo. Las impedancias y capacidades de bucles irregulares

causan que, tanto la interferencia de modo diferencial como la de modo común, circulen

dentro de todo el sistema formado por la carga, la línea de alimentación y la fuente

conmutada.

A pesar de que habitualmente se ignoran las EMI de modo común en las

especificaciones de las fuentes conmutadas, son también un problema. Estas EMI,

comunes a los dos conductores de la entrada o de las salidas, se acoplan a través de

capacidades parásitas en la alimentación y es difícil eliminarlas si el resto del diseño ya

se ha ultimado. A veces, éstas se intentan eliminar con condensadores de relativa alta

capacidad entre los conductores de entrada o de salida y la carcasa de la fuente

conmutada; no obstante, esto frecuentemente conlleva dificultades en el sistema de

masa y tierra, debiendo tener en cuenta además que el valor de la capacidad está

limitado por los reglamentos de seguridad (máximo 4,7nF). Por esta razón el prototipo

diseñado, no utiliza la tierra, ya que uno de los objetivos a cumplir era el gran

aislamiento galvánico, de esta manera el prototipo se pude considerar un sistema

flotante. El sistema utilizado para eliminar, mejor dicho atenuar, las EMI con modo

común es el choque inductivo en modo común. El choque inductivo es un

transformador de banda ancha bobinado de forma bifilar que permite la circulación de

corrientes igual y opuestas a través de sus devanados, mientras suprime las corrientes

desiguales y opuestas, tal como las debidas a las EMI en modo común. A causa del

devanado bifilar, no se crea flujo magnético neto en el choque para corrientes simétricas

(iguales y de sentido opuesto); entonces, las señales simétricas no encuentran

inductancia cuando pasa a través de él. Para corrientes de moco común (asimétricas), el

choque inductivo actúa como una inductancia y atenúa la corriente.

Las EMI diferenciales dependen de los componentes pasivos. El choque inductivo del

filtro determina el rizado de corriente de los condensadores, los cuales, a su vez,


Página 101

determinan la tensión de rizado generada por su ESR, ESL y, en menor grado, su

capacidad.

Los transitorios inductivos y los efectos normales de los campos magnéticos que se

anulan bruscamente, pueden llegar a los megahercios, dependiendo de las inductancias

y las capacidades efectivas que se hallen en el camino de la corriente producida por el

campo que se anula. La resistencia del conductor controla la amortiguación que, a su

vez, controla la envolvente de su espectro.

La amplitud del espectro de EMI depende fundamentalmente del nivel de redondeo que

se puede conseguir en los flancos de la onda cuadrada. La pendiente de la envolvente

del contenido armónico de una onda rectangular real e sólo de 20dB/década, mientras

que la transición menos aguda de una onda trapezoidal es de 49dB/década y para un

impulso totalmente redondeado es de unos 80dB/década, por tanto, simplemente

redondeando lozanitos de la onda cuadrada básica se puede reducirle nivel de EMI

generadas en la banda de las altas frecuencias. Esto exige que los diseños de los

convertidores incorporen sencillas redes para redondear y alisar los cantos de las ondas

cuadradas.

Por el contrario, se necesitan ondas cuadradas con altas pendientes para minimizar la

disipación de potencia en el transistor y aumentar el rendimiento. Por tanto, se debe

llegar al compromiso de minimizar las EMI y maximizar el rendimiento.

Las transiciones abruptas (dv/dt) también tienden a provocar la aparición de rizado u

oscilaciones en las capacidades parásitas en los devanados de los transformadores y

bobinas de los convertidores. El rizado se produce en las bajas frecuencias, donde se

pone de manifiesto el acoplamiento con circuitos adyacentes Este rizado se puede

amortiguar con el uso de pequeñas redes RC en paralelo con los devanados.

Del único parámetro de diseño que se controla es el máximo rendimiento, se puede

hacer poco para evitar la generación abundante de los armónicos que están presentes en


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una onda cuadrada. Puede usarse la simetría del ciclo ventajosamente para suprimir los

efectos de ciertos armónicos en el transformador de salida. Sin embargo, la cancelación

de armónicos seleccionados no resolverá totalmente el problema EMI, aunque puede

tener como resultado ventajas e filtrado, al desplazar la frecuencia de rechazo del filtro

hacia un valor más alto, proporcionando el uso de componentes algo más pequeños. El

uso de una frecuencia de troceado fija facilita también el filtrado.

La emisión total de interferencias puede reducirse optimizando la simetría de los

impulsos, con lo que se reduce la intensidad media que circula a través de los bucles

radiantes internos.

Con una metódica selección del material del núcleo y un buen diseño del transformador

se puede reducir el nivel de los picos de tensión e intensidad. El tiempo de ascenso de la

corriente depende de la forma de la curva de histéresis magnética del material (curva B-

H). Si se alcanza bruscamente la saturación o hay cambios bruscos del flujo magnético,

aumentara la amplitud de los picos. El tiempo de descenso de la corriente depende de la

velocidad de conmutación de los transistores y de las reactancias del circuito.

Las redes de ayuda a la conmutación, “snubbers”, permiten reducir las interferencias

generadas gracias a la reducción de los dv/dt y di/dt, además de permitir utilizar

transistores con áreas de seguridad más reducidas y disminuir las pérdidas, aumentando

el rendimiento. La reducción de dv/dt disminuye la emisión de interferencias eléctricas

y los acoplamientos capacitivos. La reducción de di/dt reduce la emisión de EMI y los

acoplamientos inductivos, reduciéndolos transitorios di/dt también se reducen los

acoplamientos debidos a masas o conductores comunes.

Resumiendo, para controlar el nivel de EMI se puede: aumentar el tiempo ascenso y

descenso de los bordes de las ondas cuadradas de conmutación, conectar pequeños

condensadores en los extremos de los diodos rectificadores o usar diodo de alta

velocidad con recuperación suave, mantener las conexiones los más cortas que sea

posible, trenzar fuertemente los cales de señal con sus retornos. Cuando se concibe la

disposición de los componentes del convertidor hay que tener presente:


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Mantener las líneas de alta corriente, di/dt lo más cortas que sea posible para reducir el

área efectiva del transmisor de interferencias, mantener los conductores de entrada y

salida tan lejos como sea posible de los generadores de EMI, mantener sencillos

caminos de corriente conmutada para evitar crear bucles de masa.

NORMATIVA RELACIONADA CON LA COMPATIBILIDAD

ELECTROMAGNETICA

La compatibilidad electromagnética se define como la aptitud de un dispositivo, de un

aparato o de un sistema para funcionar en un entorno electromagnético, de forma

satisfactoria y sin producir en él mismo perturbaciones electromagnéticas intolerables

para todo lo que se encuentre en dicho entorno.

Se define como perturbación electromagnética aquellos fenómenos electromagnéticos

que puedan crear problemas de funcionamiento de un dispositivo, de un aparato o de un

sistema. Una perturbación electromagnética puede consistir en un ruido

electromagnético, una señal no deseada o una modificación del propio medio de

propagación.

La inmunidad es la aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para

funcionar sin pérdida de calidad en presencia de una perturbación electromagnética.

Las normas bajo las cuales se deben diseñar este tipo de prototipos son:

EN 50081-2 Norma genérica de emisión. Parte 2: Entorno industrial

EN 50083-2 Norma genérica de inmunidad. Parte 2: Entorno industrial

EN 55011 Limites y métodos d medida de las características relativas a

las perturbaciones radioeléctricas de los aparatos industriales, científicos y médicos

(ICM) que producen energía en radiofrecuencia.

Cabe destacar que existen dos clases de equipos con relación a los límites perturbación

que son:


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• Clase B. Equipos destinados primordialmente a ser utilizados en entornos

domésticos.

• Clase A. Equipos destinados a entornos industriales.

La clase B e más restrictiva que la A. Por ejemplo, el límite de las perturbaciones

conducidas en los bornes de alimentación para la clase A es de 60dBµV en la banda de

frecuencias de 0,5 a 6MHz y en clase B es de 46dBµV.


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10. CONCLUSIONES.

El objetivo fundamental del proyecto ha sido el diseño e implementación de una fuente

de alimentación conmutada HBCC, desarrollado totalmente de forma manual, desde el

diseño y construcción del transformador pasando por el filtro de salida, lazo de control,

etc. Es obvio decir, que el resultado a nivel de rendimiento no es el mismo, ni el

volumen de este tampoco, tanto en que si la construcción de estos bobinados se

hubieran hecho de forma más profesional hubieran repercutido en una leve mejora de

sus prestaciones y voluminosidad. Podemos llegar a afirmar, que la tecnología planar

en la construcción del devanado para este tipo de convertidores sería ideal, y pueden

llegar a reducir el volumen de este en casi una tercera parte.

Si atendemos a la comparativa con el resto de convertidores, podemos afirmar una de

sus ventajas respecto a los Flyback, Push-Pull y Forward, y es que a tensiones elevadas,

con este tipo de convertidor nos es suficiente utilizar transistores de potencia que

soporten 400V ó 500V mientras que el resto utiliza transistores que soportan el doble y

que también su coste en el mercado es mayor.

La parte correspondiente al lazo de control, con el doble bucle de realimentación, el

típico con el amplificador de error comparado con una muestra de la corriente del filtro

de salida, nos facilita la estabilidad del sistema y su control, pasando de un sistema de 4ª

orden a uno de primer orden. Sin este tipo de control, cuando el sistema está sometido a

transitorios importantes, las prestaciones dinámicas del convertidor son bastante bajas,

pero tal y como vemos en los resultados experimentales, el rendimiento del convertidos

oscila entre el 80% y el 85%, lo cual a estas altas frecuencias ya se puede considerar un

logro importante.

Uno de los aspectos importantes de este tipo de control, aunque nosotros no hemos

podido comprobar con resultados, es que reduce el problema de las Interferencias

Electromagnéticas (EMI).


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Durante el ajuste del control, se ha comprobado, la poca variación que sufre el sistema

por el hecho de aplicar el derivador y que la única diferencia observada entre colocarlo

o no, es el hecho en que el rizado de salida es ligeramente más suave al conectarlo, pero

por el contrario, aumentamos muchísimo la sensibilidad a cualquier ruido “externo”.

Al subirlo por encima de los 250V, por el contrario, hemos tenido que tirar del

derivador, ya que facilitaba la regulación de la planta.

Respecto al diseño y puesta en marcha de la planta, destacar la fuerte dependencia de la

señal de salida, respecto al diseño del filtro. Un condensador demasiado pequeño nos

genera un rizado muy acusado en la señal.

Anotar al respecto del diseño del lazo, que en una primera instancia, se optó por utilizar

el modulador PWM (SG3524), pero que una vez diseñado, configurado y puesto en

marcha, no podíamos regular a partir de 100V, por lo que tuvimos que descartarlo

posteriormente.


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11. BIBLIOGRAFIA.

Referencias

[1] N. Mohan, T.M. Underland, W.P. Robbins "Power Electronics: Converters, Applications and Design". John Willey & Sons, 1.989.

[2] Rashid, M. (1995)” Electrónica de Potencia; Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones”, 2ª edición Pearson Education.

[3] "Redes de Protección para MOS-FET de Potencia". Revista de Electrónica Actual. Año 2, nº 8, 1.987.

[4] Paresh, Sen C. 1997. "Principles of Electric Machines and Power Electronics”. U.S. John Wiley and Sons.

[5] Huelsman, Lawrence P. 1991. "Basic Circuit Theory”, 3rd edition. U.S. Prentice

Hall. [6] P.L. Dowell. “ Effects of Eddy Currents in Transformer Windings” Proc. IEE.vol

113 nº8 pp.1387-1394. Agosto 1966.

Revistas científicas

[7] J.Matas , Luis García de Vicuña, Josep MªGuerrero, Jaume Miret, Miguel Castilla, “ Non linear Control of a Paralleled Half Bridge Complementary –Control Converter System with a Single-Wire Current Sharing”. Año 2001

[8] J. Sebastian, J.A. Cobos, O. García, J. Uceda. “An Overall Study of the Half-Bridge Complementary-Control DC-to-DC Converter”, in Proc. IEEE PESC’95, pp.1229-1235, 1995.

[9] FF.Linera, J.Sebastian, J.Diaz, F.Nuño, “A novel Feedforward loop Implementation

for de Half-Bridge Complementary-Control Converter”, in Proc. IEEE PESC, 1998.

[10] Martín, R, Azpiazu, I, Nuez, I. y Feliú, V.(1999) “Sliding control of a buck converter

with variable load”, Proc. IASTED Intl. Conf.Control and applications, Banff (Canada), pp.194-198


Página 108

[11] Tomado de Torres, H., Barreto, L “Las perturbaciones electromagnéticas” Revista Innovación y Ciencia, Volumen V, No. 2, 1996, pp. 30-37, Bogotá.

[12] “Fundamentos de compatibilidad Electromagnética”,Jose Luius Sebastián. Ed. Addison-Wesley

Links relacionados

[13] http://www.dbup.com.ar/tutorial_fuentes_conmutadas.htm

[14] http://www.voltimum.es/page.jsp?id=/content/reglamentos/NuevaDirectivaCEM&fullsize=yes&universe=rebt.ndc.nueva_directiva_CEM


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A N E X O S


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ANEXO 1: DATASHEETS


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Página 123


Página 124

ANEXO 2: FOTOGRAFIAS

Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado

Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado


Página 125

Vista lateral del convertidor. En primer plano, lazo de control

Vista aérea de todo el montaje del convertidor, sin el sistema de cargas


Página 126

Gráfica por pantalla de la báscula y la señal <Vo> y medidas experimentales a 200V

projecte fi de carreraupcommons.upc.edu/bitstream/handle/2099.1/5532/memòria.pdfy los componentes...

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