instituto politÉcnico nacional · menudo en los amplificadores de potencia de pequeña señal...

4

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA

SECCION DE ESTUDIOS DE POSGRADO E INVESTIGACION

“DISEÑO DE UN AMPLIFICADOR DE POTENCIA TIPO F”.

T E S I S

QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE:

“MAESTRO EN CIENCIAS EN

INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIONES”

P R E S E N T A:

EDUARDO LUGO HERNÁNDEZ

DIRECTORES DE TESIS:

DR. LUIS MANUEL RODRÍGUEZ MÉNDEZ.

DR. DONATO VALDEZ PÉREZ.

México, D.F., a 14 de junio del 2016

IV

INDICE

Resumen......................................................................................................................................... 1

Abstract .......................................................................................................................................... 2

Palabras clave ................................................................................................................................. 3

Keywords ........................................................................................................................................ 4

OBJETIVOS ........................................................................................................................... 5

Objetivo general ............................................................................................................................. 5

Objetivos particulares .................................................................................................................... 5

Justificación .................................................................................................................................... 6

CAPÍTULO 1 ......................................................................................................................... 7

ESTADO DEL ARTE Y MARCO TEÓRICO .................................................................................. 7

1.1.- Introducción ....................................................................................................................... 7

1.1.1.- Estado del Arte ............................................................................................................ 7

1.2.- Marco Teórico .................................................................................................................... 8

1.2.1.- Algunas figuras de mérito ........................................................................................... 8

1.2.2.- Tecnologías Usadas en Transistores de Potencia ....................................................... 9

1.2.3.- La tecnología HEMT en dispositivos de potencia...................................................... 10

1.2.4.- Semiconductores usados en dispositivos de potencia ............................................. 11

1.2.5.- Requerimientos de diseño ........................................................................................ 12

1.2.6.- Introducción a los Amplificadores de Potencia ........................................................ 13

1.2.7.- Estabilidad ................................................................................................................. 15

1.2.8.- Modelo en pequeña señal (Modelo lineal) ............................................................... 16

1.2.9.- Procedimiento de Diseño, Modelado Y Simulación .................................................. 24

CAPÍTULO 2 ....................................................................................................................... 26

SIMULACIONES .................................................................................................................. 26

2.1.- Red I-V .............................................................................................................................. 26

2.2.- Temperatura de operación .............................................................................................. 29

V

2.3.- Simulación de estabilidad mediante ADS ........................................................................ 30

2.4.- Source/Load-Pull .............................................................................................................. 31

2.5.- Diseño de las redes de acoplamiento .............................................................................. 37

2.6.- Simulación del Amplificador de Potencia ........................................................................ 39

CAPÍTULO 3 ....................................................................................................................... 45

CARACTERIZACIÓN EXPERIMENTAL Y ANÁLISIS DE RESULTADOS ......................................... 45

3.1.- Caracterización experimental .......................................................................................... 45

3.2.- Medición del voltaje de polarización de la compuerta.................................................... 46

3.3.- Medición de PAE, eficiencia y ganancia ........................................................................... 47

CAPÍTULO 4 ....................................................................................................................... 54

CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES .............................................................................. 54

4.1.- Conclusiones .................................................................................................................... 54

4.2.- Recomendaciones ............................................................................................................ 55

ANEXO A ........................................................................................................................... 58

PARÁMETROS S ............................................................................................................................ 58

ANEXO B ............................................................................................................................ 59

CONSTRUCCIÓN ........................................................................................................................... 59

Construcción del diseño amplificador de potencia tipo F ........................................................ 59

Layout ....................................................................................................................................... 59

Litografía óptica ....................................................................................................................... 60

Disipador de calor .................................................................................................................... 62

Montaje de los componentes .................................................................................................. 62

INDICE FIGURAS Y TABLAS ........................................................................................................... 64

Diseño de un amplificador de potencia tipo F

1

Resumen

Los amplificadores de potencia de alta eficiencia desempeñan un papel

importante ya que aseguran la transmisión de la información hasta los

dispositivos que se encargan de su procesamiento.

En este trabajo se diseñó, implementó y caracterizó un amplificador tipo F para

aplicaciones de ondas milimétricas (RF) el cual se pretende utilizar en un futuro

en las sub-milimétricas (THz), se construyó utilizando un transistor basado en

tecnología de heteroestructuras de alta movilidad (HEMT) de Nitruro de Galio

(GaN por sus siglas en inglés). Debido a que este tipo de dispositivos presenta

alta eficiencia, la potencia de salida es elevada, entonces la mayor parte de

esta potencia se aprovecha en la transmisión de la información y no en energía

que se disipa en forma de calor, por tanto, la vida útil de la batería de los

dispositivos se prolonga de manera considerable, figura de mérito que los

usuarios buscan constantemente.

Se decidió utilizar tecnología de GaN debido a que posee una característica

importante tal que puede alcanzar densidades de potencia cinco veces más

grandes que otros dispositivos utilizados como: HEMT (III-V), HFET (IV-IV),

MOS y CMOS (III). La frecuencia de operación del dispositivo es a 2.2 GHz, sin

embargo, en trabajos futuros se puede diseñar a mayores, por ejemplo, 20 GHz

y multiplicar la señal para obtener frecuencias de operación de cientos de GHz

con el propósito de hacer pruebas de comunicaciones en el infrarrojo lejano

(THz). Las ventajas principales al diseñar este tipo de amplificadores son: la

reducción de la complejidad del circuito, mayor ganancia, bajo consumo de

alimentación y mayor fiabilidad.

Las simulaciones del diseño del amplificador se realizan con herramientas

sofisticadas de Advanced System Design (ADS),


2

Abstract

High efficiency power amplifiers play a highly important role in up-to-date mobile

phones because these devices ensure information transmission in mobile

communication networks.

In this work a power amplifier F type for millimeter waves apps (RF) was

designed, implemented and characterized. The F amplifier was developed using

a gallium nitride (GaN) high mobility heterostructure transistors (HEMT).

A remarkable feature of this technology is that it presents high output power

efficiency (higher than 80%) hence most of this power is used in the

transmission of information. This feature results in an increase of the battery

duration. An efficiency higher than 80% is the most important result of this work

because our design is superior to other commercial amplifiers as it will be

discussed.

The F amplifier design was performed using Advanced Design System (ADS).

We used GaN-HEMT technology because it can reach power densities five

times bigger than devices commonly used such as: HFET, MOS and CMOS.

The operating F amplifier was designed to operate at an operation frequency of

2.2 GHz.

This technology can in the near future be used to design oscillators up to

20 GHz and by multiplying operating frequencies of hundreds of GHz in order to

test communications in the far infrared (THz). The main advantages to this type

of amplifier design are: reducing circuit complexity, higher gain, low power

consumption and higher reliability.


3

Palabras clave

Amplificador de Potencia, tipo F, Transistor GaN, Alta eficiencia, Sistemas

móviles, RF, Load-Source/Pull, Gran señal, Pequeña señal, THz.


4

Keywords

Type F Power Amplifier, THz mixers, GaN Transistor, High Efficiency, Mobile

Systems, Microwave and RF, Load-Source/Pull, Great Signal, Small Signal.


5

OBJETIVOS

Objetivo general

Diseñar, modelar, construir y caracterizar un amplificador de potencia tipo F

para comunicaciones inalámbricas de microondas.

Objetivos particulares

1.-Investigar diferentes tipos de amplificadores de potencia utilizados en

microondas.

2.- Analizar el amplificador que cuente con las características deseadas.

3.- Hallar un modelo en gran señal de un transistor de efecto de campo a partir

de las propiedades estáticas y dinámicas en pequeña señal.

4.- Determinar las redes de acoplamiento de entrada y salida del transistor a

partir del modelo en gran señal, para que opere como un amplificador tipo F.

5.- Una vez calculadas las redes de acoplamiento hacer una serie de

simulaciones con el software ADS (Advanced Design System).

6- Construir el amplificador de potencia para microondas caracterizarlo y

comparar resultados con los previamente encontrados en el simulador (ADS).


6

Justificación

Hoy en día el aumento acelerado en el uso de dispositivos móviles, por ejemplo:

servicios de telefonía celular y aplicaciones multimedia, obliga al bloque de

transmisión (Tx) de un sistema de comunicaciones inalámbricas aprovechar de

manera eficiente la energía de alimentación en los terminales.

Los dispositivos móviles contienen un mayor número de aplicaciones: video

llamadas en tiempo real, localización por satélite entre otras, manteniendo

comunicaciones prolongadas enviando y recibiendo flujos de información

demandando más energía a la batería y por consiguiente acortan su durabilidad

y tiempo de vida.

Para resolver este problema se requiere de amplificadores de potencia de alta

eficiencia como el tipo F ya que estos dispositivos presentan alto rendimiento

gracias a que aprovechan la mayor parte de la energía con la que son

alimentados y la convierten en energía electromagnética para enviar la

información durante la transmisión de una señal. Éstas características hacen

que tengan una clara ventaja sobre amplificadores de potencia comerciales

poco eficientes.

Por otro lado, empiezan a desarrollarse sistemas de comunicación en

frecuencias cercanas a los Terahertz (banda h), donde se requieren de

amplificadores de potencia en la etapa de transmisión por razones obvias y en

el receptor para generar los armónicos de la etapa mezcladora. Este diseño

será la base para modelar y fabricar amplificadores de potencia altamente

eficientes y que podrían ser utilizados en las bandas con longitudes de onda

cercanas a los Terahertz (THz).


7

CAPÍTULO 1

ESTADO DEL ARTE Y MARCO TEÓRICO

1.1.- Introducción

Este capítulo describe las principales figuras de mérito de los tipos de

amplificadores de potencia (AP) tales como: eficiencia de potencia agregada

(por sus siglas en inglés PAE), eficiencia, potencia de entrada, potencia de

salida, ganancia, etc. Estas figuras de mérito permitirán hacer una comparación

objetiva entre los dispositivos activos reportados en diferentes trabajos de

investigación. Estas comparaciones servirán para establecer criterios de diseño

para el desarrollo de un amplificador de máxima eficiencia.

Otro aspecto abordado en este capítulo será la descripción de las tecnologías

de transistores más comunes utilizados en el diseño de amplificadores de

potencia. Se detallarán las topologías de amplificadores de potencia más

comunes y sus comparativas con respecto a eficiencia. Enseguida, se introduce

el transistor que se utilizará para el diseño del amplificador de máxima

eficiencia, y se justifica el uso de este dispositivo. Finalmente se explica la

metodología que se ha llevado a cabo para encontrar el modelo de gran señal

del transistor, este modelo de gran señal es fundamental para el diseño del

amplificador.

1.1.1.- Estado del Arte

La tabla 1.1 presenta las principales figuras de mérito de algunos tipos de AP.

Estos datos son el resultado de una extensa búsqueda en artículos, revistas y

congresos resumiendo aquí los más sobresaliente e importante de ellos [1-5].

Se observa que para ciertas topologías y tecnologías hay una tendencia de

mejoramiento de eficiencia y PAE, por lo tanto, nos enfocaremos en estos tipos

de tecnologías ya probadas, pero, no solo nos guiaremos por este resultado si

no que más adelante en este capítulo se realizará una investigación acerca de

las topologías y tecnologías utilizadas con el propósito de reforzar nuestra

elección del tipo de dispositivo a construir. En la tabla se puede ver que las


8

topologías que más se asemejan con las características deseadas tales como:

buena eficiencia, potencias de salida y PAE elevadas son las topologías F y F-1

ya que sus eficiencias son mayores o cercanas a 80%, por lo tanto, se debe

elegir una de estas topologías y nos inclinamos por el tipo F.

Tabla 1.1. Estado del Arte en dispositivos construidos y medidos.

1.2.- Marco Teórico

1.2.1.- Algunas figuras de mérito

La eficiencia es uno de los parámetros más importantes que determinan el

rendimiento de los dispositivos con bajo consumo de energía y se utiliza a

menudo en los amplificadores de potencia de pequeña señal (parte lineal de

operación). La eficiencia se define como la relación de la potencia de salida de

RF entre la potencia de DC consumida por el dispositivo como se muestra en

(1).

[% ] 1 0 0 %

D C c o n su m id a

s a lid a R FP

xP

(1)

El aumento de la eficiencia significa que el dispositivo entrega a la salida una

potencia cercana a la potencia de polarización de DC lo cual nos indica que hay

pocas pérdidas ya sea por calor o por retroalimentación. Con el aumento de la

eficiencia, la vida útil de la batería aumenta, esto en dispositivos móviles como

PAE

[%]

[%]

Ganancia

[dB]

Psalida

[dBm]

Pentrada

[dBm]

Frec.

[GHz]

Tecnología Topología

78.4 81.1 14.9 38.6 23.7 1 HEMT GaN F

69.2 71.5 14.9 39.91 25 1.7 HEMT GaN B

32 46.81 15 20 5 0.9 HEMT GaN

sobre Si.

AB

73.2 77 15 38.3 25 3.42 HEMT GaN F invertido

80.1 83.5 14.4 38.4 24 3.47 HEMT GaN F invertido


9

teléfonos celulares, sistemas satelitales y en sistemas inalámbricos de RF

resulta ser muy atractivo ya que satisface de manera eficiente la necesidad de

los consumidores.

Sin embargo, los dispositivos recientes incluyen más funciones y aplicaciones

multimedia, por lo tanto, demandan de mayor flujo de información, que se

traduce en un mayor consumo de la batería, por lo cual representa un

problema importante para los diseñadores debido a que la eficiencia ya no es

suficiente para describir el rendimiento del amplificador. Existe una figura de

mérito que predice con más detalle el rendimiento la cual se denomina:

eficiencia de potencia agregada (PAE, por sus siglas en inglés) definida

analíticamente como:

[% ] 1 0 0 %sa lid a R F e n tra d a R F

D C c o n su m id a

P PP A E x

P

(2)

La PAE toma en cuenta la potencia de entrada de RF para determinar el

rendimiento del sistema. En otras palabras, PAE describe la eficiencia de un

dispositivo cuando es capaz de convertir la potencia de DC a potencia de RF.

Por otra parte, el aumento de PAE implica que el amplificador de potencia es

capaz de proporcionar mayor ganancia, para calcular la ganancia utilizamos (3).

[d B ]s a lid a R F

e n tr a d a R F

PG

P

(3)

1.2.2.- Tecnologías Usadas en Transistores de Potencia

La familia de transistores que son utilizados en aplicaciones de potencia se

muestra en la figura 1.1. Estos dispositivos activos de potencia generalmente se

fabricaban basados en estructuras semiconductoras de materiales como: Silicio

(Si) y Arseniuro de Galio (GaAs). Sin embargo, en años recientes se han estado

fabricando sobre Carburo de Silicio (SiC) y Nitruro de Galio (GaN) para

aplicaciones de potencia como: amplificadores de potencia, radares,

comunicaciones espaciales, etc, generalmente se fabrican basándose en dos


10

familias de transistores las cuales son: unión bipolar (BJT por sus siglas en

inglés) además de sus derivaciones como los transistores bipolares de

heterounión (TBH), y transistores de efecto de campo (FET) y sus derivaciones

tales como: MOSFET, MESFET, LDMOS Y HEMT, en los últimos años ha

habido una tendencia a utilizar tecnologías de efecto de campo de alta

movilidad de electrones (HEMT) debido a que presentan características

atractivas para dispositivos de potencia en radio frecuencia (RF, por sus siglas

en inglés). A continuación se presentan las ventajas de este tipo de tecnología.

Figura 1.1. Familia de dispositivos de potencia.

1.2.3.- La tecnología HEMT en dispositivos de potencia

Los transistores de alta movilidad de electrones (HEMT, por sus siglas en

inglés) pertenecen a la familia de los transistores de efecto de campo (FET, por

sus siglas en inglés). A diferencia del MOSFET tradicional que utiliza un región

dopada como canal entre el drenaje (d) y la fuente (s). El transistor tipo HEMT

usa dos materiales con diferentes bandas prohibidas para formar el canal. Por

lo tanto, el HEMT también se conoce como una heteroestructura FET (HFET)

[1, 2 ,6].

El rendimiento de esos transistores según el tipo de semiconductor que se

utiliza puede ser representado en términos de algunas propiedades importantes


11

como: movilidad de electrones, movilidad de huecos, banda prohibida y

conductividad térmica.

1.2.4.- Semiconductores usados en dispositivos de potencia

Las propiedades mencionadas en el punto anterior para algunos

semiconductores usados en dispositivos de potencia se muestran en la tabla

1.2 [6]

Tabla1.2. Propiedades de algunos semiconductores.

Como podemos ver el GaN tiene una de las bandas prohibidas más anchas y

una conductividad térmica mayor a la del silicio y a la del arseniuro de galio,

propiedades importantes en un dispositivo activo, estas se interpretan de la

siguiente manera: una banda prohibida ancha permite que el dispositivo tenga

una temperatura de funcionamiento más alta además de baja vulnerabilidad al

ruido causado por perturbaciones externas(en algunas aplicaciones es crítica

esta característica) además de dispositivos más pequeños que soportan altas

densidades de potencia (esto permite que los encapsulados sean más baratos)

y también habilita un voltaje de ruptura superior debido a que tiene la capacidad

de soportar campos eléctricos internos mayores antes de que haya conducción

[13]. Una buena conductividad térmica permite que el transistor sea capaz de

dar una salida de mayor potencia, capacidad del transistor para evacuar el

aumento de temperatura en la unión pn. Esta característica proporciona una

mayor fiabilidad en operaciones de alta potencia y siendo capaz de dispersar el

Propiedad. Si GaAs 4H-SiC GaN

Banda-Prohibida (eV) 1.12 1.42 3.26 3.2

Constante Dieléctrica Relativa 11.9 12.9 9.7 14

Campo de ruptura (105 V/cm) 3.8 4.2 3.5 50

Velocidad de Saturación (107 cm/seg) 0.7 2.0 2.07 1.8

Movilidad de los electrones ( cm2V-1s-1) 1500 8500 800 1000

Movilidad de huecos(cm2V-1s-1) 450 400 120 350

Conductividad Térmica (W/cm-°C) 1.4 0.45 4.9 1.7


12

calor rápidamente. Debido a estas peculiaridades, los materiales con un valor

grande de la banda prohibida como el GaN y el SiC se han estado investigando

por muchos grupos de trabajo para construir nuevos sistemas con estos

materiales y madurar esta tecnología para ofrecerla en el mercado en las

nuevas generaciones de comunicaciones inalámbricas. [14,15] Por lo tanto se

ha decidido utilizar tecnología de GaN debido a las características que presenta

para trabajar en potencia. En particular se utilizan dispositivos HEMT de GaN

debido a que poseen características importantes como se mencionó, además

de que se han diseñado y probado en diferentes dispositivos de potencia.

1.2.5.- Requerimientos de diseño

En este proyecto se ha decidido trabajar con un transistor HEMT de GaN

debido a sus características ya mencionadas. Según con la hoja de

especificaciones del transistor CGH40010 el transistor puede operar hasta

6 GHz y está habilitado para generar una potencia de salida máxima de 10 W

(40dBm). Por otra parte este transistor tiene una ganancia relativamente más

alta comparada con otros transistores. A una frecuencia de 2 GHz en pequeña

señal puede presentar ganancias de hasta16dB. La ganancia que se espera

obtener aproximadamente está entre 12 y 14dB a la frecuencia de diseño

debido a que los amplificadores tipo F trabajan en la zona de corte y limitan la

ganancia. Los valores iniciales de diseño para la fabricación del AP se muestran

en la tabla 1.3 basándose en las hojas de datos del transistor de CREE.


13

Tabla1.3. Valores iniciales de diseño.

Frecuencia

de operación

[GHz]

P_salida

[dBm]

P_salida

[dBm]

Ganancia

[dB]

PAE

[%]

2.2 25 38 13 80

1.2.6.- Introducción a los Amplificadores de Potencia

Los amplificadores de potencia se pueden dividir en dos grupos principales,

lineales y no lineales. Los lineales son capaces de generar una potencia de

salida proporcional a la potencia de entrada con una cantidad insignificante de

energía armónica generada. Por el contrario, los no lineales operan cerca de la

región de corte con una cantidad significativa de armónicos generados además

de la señal fundamental. La entrada y salida de potencia ya no son

proporcionales. Asimismo, los amplificadores también pueden ser clasificados

en 2 categorías, polarización y de conmutación [1]. Los de polarización tales

como amplificadores clase A, B, AB y C se clasifican en función de su punto de

reposo (punto de trabajo).

Por otro lado, los amplificadores de conmutación se clasifican de acuerdo con la

configuración de red externa conectada al transistor, esta red actúa en altas

frecuencias como un conmutador virtual, que deja pasar libremente a la señal

fundamental y corta parte de la onda de los armónicos, principalmente segundo

y tercero, dejando pasar solamente la porción de la onda que se adiciona al

armónico fundamental para aumentar su potencia, los transistores de

conmutación actúan como un interruptor de encendido y apagado controlado

por la señal de entrada. Los AP tipo E y F son dos ejemplos que pertenecen a

esta clase de operación. En la figura 1.2 se muestra un diagrama de las

diferentes clases de AP.


14

Figura 1.2. Topología de los AP.

En la tabla 1.4 se muestran las principales características de las diferentes

topologías de los AP como: su eficiencia teórica (ET) y su calidad de linealidad

[7,8]. Como se busca fabricar un amplificador con alta eficiencia, potencia de

salida elevada y que opere a frecuencias altas se trabajará con el diseño de un

tipo F ya que cumple con las condiciones de operación requeridas.

Tabla 1.4. Máxima eficiencia teórica (ETM).

Tipo de AP ETM

[%] Linealidad

A 50 Buena

B 78.5 Pobre

AB 78.5 Regular

E 100 Pobre

F y F-1 100 Pobre

Si se desea profundizar acerca de las características de cada uno de los

amplificadores de potencia que aparecen en la figura 1.2, se recomienda la

siguiente bibliografía [1, 2, 6].

Clasificación de los AP

De polarización

Clase A

Clase AB

Clase B

Clase C

De conmutación

Clase D

Clase E

Clase F/F inversa

Clase G

Clase H

Clase S


15

1.2.7.- Estabilidad

Los amplificadores de microondas tienen una tendencia a presentar

oscilaciones indeseadas debido a múltiples lazos de realimentación que se

incorporan en los dispositivos. Por ello, las posibilidades de que se cumplan las

condiciones de oscilación mencionadas son altas y hay que tratar de evitarlas

[9]. Los tipos de inestabilidades que se pueden encontrar mayoritariamente en

un amplificador de microondas son [10]:

A.- Señales espurias que aparecen por el simple hecho de polarizar el

amplificador y sin tener señal de entrada, denominadas oscilaciones autónomas

de baja frecuencia.

B.- Aparición de una señal espuria en función de la frecuencia y del nivel de

potencia de la señal de entrada, también conocidas como inestabilidades

paramétricas, que pueden estar o no relacionadas armónicamente con la

frecuencia de la señal de entrada.

C.- Saltos bruscos de potencia asociados a fenómenos de histéresis.

De todos estos tipos de inestabilidades, solamente pueden ser detectadas y

controladas con las técnicas de diseño actuales (Factor K, Círculos de

estabilidad, etc.), las oscilaciones autónomas no paramétricas, es decir las

inestabilidades del tipo A. Pero las inestabilidades del tipo B y C no es posible

garantizar directamente la estabilidad, mediante las soluciones obtenidas con

simulaciones de balance armónico usando software comercial. Es por ello, que

es necesario utilizar una herramienta adicional para la detección de

inestabilidades paramétricas, en este caso por medio de la herramienta de

análisis de estabilidad en potencia (STAN).

Una prueba simple para conocer la estabilidad condicional es obtener los

valores de K y Δ los cuales se pueden calcular con las siguientes expresiones.

2 2 2

1 1 2 2

1 2 2 1

11

2

S SK

S S

(4)


16

11 22 12 21S S S S

<1 (5)

dónde:

11 22 12 21S S S S

(6)

Si las expresiones (4) y (5) se cumplen esto indica que existe estabilidad

incondicional, en caso contrario indica que existe estabilidad condicional y es

necesario determinar los valores de ΓS y ΓL. Una vez comprobado que el DUT

(Device Under Test – Dispositivo Bajo Prueba) opera de forma estable en la

región de interés, se diseñan las redes de acoplamiento (entrada y salida).

Esta herramienta obtiene a través de técnicas de identificación de la función de

transferencia asociada a la respuesta en frecuencia, y analiza la ubicación de

todos los polos y ceros del sistema para determinar la estabilidad del circuito o

sistema a tratar. Por lo tanto, la existencia de polos complejos conjugados con

parte real positiva, dan lugar a la existencia de una inestabilidad cuya

frecuencia de arranque de oscilación será igual al módulo de la parte imaginaria

de dichos polos. Es importante que el sistema no oscile por el simple hecho de

polarizarlo y que en presencia de señal de entrada (gran señal) no se presente

ningún tipo de las inestabilidades citadas anteriormente. Esto se puede

conseguir mediante diversos análisis en pequeña señal y análisis no lineales

paramétricos tanto en frecuencia como en potencia de la señal de entrada [11].

1.2.8.- Modelo en pequeña señal (Modelo lineal)

Para diseñar el amplificador de potencia, se necesita antes que nada obtener el

modelo no lineal del transistor, este se puede obtener a partir del modelo en

pequeña señal, aquí se explica primeramente la manera en que se obtiene el

modelo en pequeña señal a partir de los parámetros S medidos en frío, es decir,

Vds = 0 V y en condiciones de pinch off (ahorcamiento) cuando Vgs<-Vp.


17

Figura 1.3. Diagrama de flujo para obtener el modelo en pequeña señal.

El modelo lineal obtenido es el antecedente para encontrar el modelo en gran

señal del transistor que se utilizará para modelar y construir el amplificador de

potencia tipo F. El método que se utilizó para obtener el modelo en pequeña

señal se describe a continuación, y es el utilizado en el trabajo [12], cabe

mencionar que lo adecuamos a nuestras necesidades. En la figura 1.3 se

muestra un diagrama de flujo que sintetiza el método utilizado en la extracción

de los parámetros del circuito eléctrico equivalente del transistor.


18

Este método está basado en dos pasos generales, los cuales se exponen a

continuación.

1) Usando las mediciones de los parámetros S del transistor CGH40010F en

pinchoff y en frío se obtienen los valores de los elementos extrínsecos iniciales

con una muy buena precisión.

2) Se optimizan los valores iniciales obtenidos en el paso 1 para poder

encontrar posteriormente los elementos intrínsecos del transistor mediante otro

régimen de polarización llamado régimen lineal.

A continuación se describen los pasos que se llevaron a cabo para la extracción

de los elementos extrínsecos del transistor, están basados en el trabajo [12]

Paso 1

Poner Vgs < -Vp y Vds = 0 V. Para estas condiciones el circuito equivalente se

muestra en la figura 1.4. Un dispositivo activo está en pinchoff si la corriente de

drenaje-fuente (Ids) y la conductancia del canal de salida son excluidas. Por otra

parte, a frecuencias bajas (por debajo de 5GHz) este circuito se reduce a una

red capacitiva que se muestra en la figura 1.5 y los parámetros Y de este

circuito equivalente se pueden escribir de la siguiente forma.

1 1( )

g s o g d oY j C C

(7)

2 2( )

d s o g d oY j C C

(8)

1 2 2 1 g d oY Y j C

(9)

donde

g d o g d a g d i g dC C C C

(10)

g s o p g a p g i g sC C C C

(11)

d s o p d a p d i d sC C C C

(12)


19

Aquí Cgda, Cgdi, Cpga, Cpgi, Cpda y Cpdi son las capacitancias parásitas debidas al

encapsulado y las metalizaciones

Figura 1.4. Modelo lineal equivalente del transistor GaN HEMT.

Las capacitancias del circuito mostrado en la figura 1.5 se pueden determinar

usando las mediciones de los parámetros S en condiciones de ahorcamiento

(pinchoff) y en frío, cada uno de estos convertirlo a parámetros Y.

Figura 1.5. Circuito equivalente a bajas frecuencias (frecuencias menores a 5 GHz).

Paso 2

El siguiente paso es encontrar la distribución óptima de las capacitancias totales

que den el mínimo de error entre los parámetros S medidos y los simulados.

Esto se puede alcanzar mediante el escaneo de los valores de Cpga, Cpda y

Cgda dentro de los rangos específicos.


20

Los cuales para Cpga y Cpda varían desde 0 hasta (0.5*cdso) mientras que

Cgda es escaneado desde 0 hasta (0.5*Cgdo). Durante la variación se asume

que Cpga es igual a Cpda.

C p g a C p d a (13)

Para las capacitancias de compuerta-drenaje (Cgd), cgdi se asume que es dos

veces el valor de Cgda.

2C g d i C g d a (14)

Por simetría de la capacitancia compuerta-fuente (Cgs) y Cgd. La región de

deflexión será uniforme bajo las condiciones de pinchoff, por lo tanto.

C g s C g d C g d o C g d i C g d a (15)

El valor de Cpgi se calcula con la siguiente ecuación.

C p g i C g so C g d C p g a (16)

Para dispositivos HEMT de GaN, Cpdi es una parte significativa del total de las

capacitancias drenaje-fuente (Cds), por lo tanto se asume que la siguiente

suposición (17) minimiza el error entre la simulación y los valores medidos de

los parámetros S.

3C p d i C p d a (17)

Para medias y altas frecuencias, el modelo del transistor bajo pinchoff está

representado en una red T como se muestra en la figura 1.6 donde las

capacitancias por interelectrodo (Cpgi, Cpdi y Cgdi) han sido absorbidas en las

capacitancias intrínsecas (Cgs, Cds, y Cgd). Los valores para Cpga, Cpda y

Cgda son retirados de los parámetros Y para luego ser convertidos a

parámetros Z esto se puede escribir así.

1 1

1 1 1(L L ) ( ) Z

g s g s g

g s

Z R R jj C C

(18)


21

2 2

1 1 1(L L ) ( ) Z

d s d s d

d s

Z R R jj C C

(19)

2 2 2 1

1L Z

s s s

s

Z Z R jj C

(20)

Donde Cg, Cs y Cd son las capacitancias intrínsecas del transistor equivalente

en T

Z ( )g g s g S

R R j L L (21)

Z ( )d d s d S

R R j L L (22)

Zg s S

R j L (23)

Figura 1.6. Circuito equivalente en T para frecuencias medianas y altas.

Donde Zg

, Zd

y Zs

representan a los términos de corrección relacionados

con los parámetros intrínsecos del modelo. Haciendo caso omiso de los

términos de corrección y multiplicando los parámetros-Z para luego tomar las

partes imaginarias da:

2

1 1

1 1Im [ ] (L L ) ( )

g s

g s

ZC C

(24)

2

2 2

1 1Im [ ] (L L ) ( )

d s

d s

ZC C

(25)


22

2

1 2

1Im [ ] L

s

s

ZC

(26)

Por lo tanto, los valores de Lg, Ld y Ls se pueden extraer de la parte imaginaria

de Im [Zij] contra ω como se muestra en la figura 1.7 [12].

Figura 1.7. Extracción de las inductancias a partir de los parámetros

Z para tecnología HEMT de GaN.

Los valores de las inductancias estimados que se describen arriba y el de las

capacitancias (Cpgi, Cpdi y Cgdi) son retiradas. Sin embargo, el retiro

incompleto de las capacitancias y de las inductancias externas introduce una

dependencia no-lineal en la frecuencia de la parte real de los parámetros Z.

Pero si multiplicamos a los parámetros z retirados por 2 reducirá este efecto.

Ignorando los términos de corrección y multiplicando los parámetros Z retirados

por 2 para luego tomar la parte real de estos parámetros Z tenemos.

2 2

11R e[Z ] (R R )

g s (27)

2 2

2 2R e [Z ] (R R )

d s (28)

2 2

1 2R e [Z ] R

s

(29)

Por regresión lineal, los valores de (Rg+Rs), (Rd+Rs) y Rs pueden ser extraídos

con la pendiente de la siguiente curva w2 Re[Zij] contra w2. Los resultados


23

estimados se usan para simular los parámetros S del dispositivo. Cada uno es

comparado con las mediciones, una vez hecho esto se calcula el error (e)

correspondiente.

Las capacitancias más externas (Cpga, Cpda y Cgda) se incrementan y se

repite el proceso hasta Cpga y Cpda sea igual a 0.5Cdso y Cgda sea igual a

0.5Cgdo. El vector de los parámetros iniciales será el que tenga el error más

pequeño P(emin). Esto para tomar valores iniciales apropiados.

Paso 3

Debido a la alta incertidumbre inevitable en las mediciones para el dispositivo

en pinchoff y en frío, la determinación de un valor inicial fiable para la

resistencias extrínsecas es difícil, si no que hasta imposible según [8]. Para

valores iniciales más fiables se utilizan mediciones en frio de los parámetros S

con polarización directa (amplificación) con una tensión en la compuerta de (2,0

V). Esto se debe a la gran banda de conducción de HEMT basados en GaN con

respecto a la tecnología HEMT basada en GaAs. Por lo tanto, tensiones

significativamente mayores tienen que ser aplicadas para alcanzar la condición

cuando la influencia en las capacitancias de la compuerta es despreciable. Los

valores determinados de las capacitancias e inductancias extrínsecas en el

paso 2 se retiran de las mediciones en polarización directa de compuerta. Los

valores iniciales extrínsecos de las resistencias son determinadas de a partir de

los parámetros Z, como se muestra en la figura 1.8.


24

Figura 1.8. Estimación de las resistencias con mediciones en polarización

directa mediante los parámetros Z para la tecnología HEMT de GaN.

Una vez que se realizaron los pasos del método anterior se obtuvieron los

valores de los elementos para el modelo lineal los cuales se pueden observar

en la tabla 1.5.

Tabla 1.5. Parámetros extrínsecos e intrínsecos para el modelo lineal de GaN.

Parámetros Extrínsecos Parámetros intrínsecos

Cpga=0.438 pF Lg=2.92 nH Cgs=0.028 pF Gm=0.0 mS

Cpda=0.438 pF Ld=1.92 nH Cds=0.29 pF Gds=0.0 mS

Cgda=0.086 pF Ls=17.75 pH Cgd=0.028 pF Ggsf=0.0 mS

Cpdi=1.314 pF Rg=1.62 Ω Ri=0 Ω Ggdf=0.0 mS

Cpgi=0343 pF Rd=4 Ω Rgd=0 Ω

Cgdi=0.172 pF Rs=13.7 Ω = 0.0 ps

1.2.9.- Procedimiento de Diseño, Modelado Y Simulación

En la figura 1.9 se muestra el procedimiento de diseño, modelado y simulación

del AP el cual se puede describir de la siguiente manera: Se obtiene la red I-V y

los parámetros S del transistor para determinar la zona de operación del

dispositivo, una vez que tenemos este punto se encuentra la temperatura de

operación estimada para después aplicar la técnica load/source-pull y obtener

las impedancias para poder acoplar el transistor, concluyendo este paso, se

diseñan las redes de acoplamiento para la frecuencia fundamental, segundo y


25

tercer armónicos generados en la entrada y salida, por último se realizan las

simulaciones correspondientes y obtener las mediciones deseadas.

Figura 1.9. Procedimiento para el diseño, modelado y simulación del AP tipo F.


26

CAPÍTULO 2

SIMULACIONES

En este capítulo se realizan una serie de simulaciones, una de ellas para saber

el punto de operación óptimo del transistor (punto de polarización) y asegurar

que trabaje en la zona de corte como lo requiere un amplificador tipo F, además

para extraer los parámetros S del transistor y saber que tan cercanos están a

los que nos proporciona la hoja de datos, por otro lado, es importante saber la

temperatura de trabajo del transistor y evitar el autocalentamiento. Además se

hace un análisis de estabilidad del dispositivo a la frecuencia de trabajo y

asegurar que no haya oscilaciones indeseadas, una vez que aseguramos estás

condiciones se pasa a simular las impedancias para las redes de filtrado de los

armónicos que genera el transistor por medio de la técnica load/source/pull la

cual nos dice que impedancias son las óptimas para asegurar una buena

eficiencia y una mayor PAE. Por último se diseñan las redes y se simulan las

principales figuras de mérito como: PAE, eficiencia, potencia de salida, etc y se

sintetizan en tablas.

2.1.- Red I-V

Para realizar las simulaciones en ADS de acuerdo con las especificaciones del

modelo del transistor a usar (CGH40010), el rango válido para polarizar Vg va

de (-1.5V a -3V), y dentro de este rango está el voltaje de ahorcamiento que es

de aproximadamente -2.9V. El rango de voltaje para Vd oscila de 28 V a 48 V. A

partir de la simulación se deben de obtener los parámetros S los cuales son

importantes ya que los tenemos que comparar con los que proporciona el

fabricante para verificar que tan fiables son los datos que vamos a utilizar en las

simulaciones, para diseñar las redes de acoplamiento de entrada y salida etc.

En la figura 2.1 se muestra la configuración que se utilizó para obtener la red I-V

y definir la región de operación del transistor. Los elementos de medición que

se observan en el circuito son necesarios para medir y generar la gráfica

deseada.


27

Figura 2.1. Circuito para obtener la relación I-V del transistor CGH40010F.


28

En la figura 2.2 podemos observar que efectivamente para la polarización

deseada la cual se sugirió al inicio se ubica en la zona cercana al corte, es

decir, que Ids es una corriente pequeña para este caso es de aproximadamente

100 mA una corriente relativamente baja para tratarse de un amplificador de

potencia, en el marcador m2 se ve el punto en que se recomienda operar al

transistor, este punto de trabajo garantiza que el transistor se comporte como

un amplificador tipo F. Una vez que sabemos el punto de operación del

transistor el siguiente paso es obtener los parámetros S y compararlos con los

que nos proporciona el fabricante en la hoja de datos, los cuales se pueden

consultar en [16], los valores específicos de los parámetros S simulados se

encuentran en el Anexo A.

Figura 2.2. Relación I-V del modelo CGH40010.


29

2.2.- Temperatura de operación

Por otra parte se tiene que poner atención en la temperatura de operación del

transistor a pesar de que la tecnología basada en GaN y en AlGaN sobre

sustratos de SiC tienen alta conductividad térmica, es necesario estar

conscientes de los aumentos en la temperatura en el canal generados por los

estímulos de RF y DC. La gestión térmica es aún más importante para los

amplificadores de banda ancha donde la eficiencia puede variar

considerablemente en función de la frecuencia. En el modelo del transistor hay

que considerar dos variables que son importantes para calcular la temperatura

de operación del transistor las cuales son: la resistencia térmica por sus siglas

en inglés (Rth), este valor lo proporciona el fabricante y es de 8°C/W, es decir,

que por cada Watt la temperatura aumentará 8 grados centígrados, la otra

variable es la temperatura de operación del transistor Tcase la cual es definida

por el usuario y va desde -40°C hasta los 150°C una vez que se ingresan estos

valores en el modelo se hace una serie de simulaciones para encontrar la

temperatura efectiva con la polarización y frecuencia deseada, una vez que se

tiene el valor real de la temperatura efectiva, este se usará en simulaciones

posteriores y el valor encontrado se debe de tomar en cuenta por si hay que

agregar un disipador de calor en el diseño [17]. En la figura 2.3 podemos

observar en el marcador m1 el valor de la temperatura efectiva para la

polarización y frecuencia deseada cuyo valor es de 24.42°C.

1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 3.41.4 3.6

50

100

150

200

250

0

300

rth

2.70047.086

m1

m1indep(m1)=plot_vs(rth, Vgs)=24.428Vds=28.000000

2.900

Figura 2.3. Curvas de temperatura de operación del transistor CGH40010.


30

2.3.- Simulación de estabilidad mediante ADS

En la figura 2.4 se presentan los círculos de estabilidad que se obtuvieron a

través de simulaciones con herramientas de ADS, se hizo un barrido de

frecuencia de 500 MHz hasta 6GHz utilizando la misma configuración para la

red I-V, en la figura 2.4 se muestran dos marcadores los cuales representan a

los círculos de estabilidad a la entrada y a la salida para la frecuencia de

2.2 GHz , vemos que los dos círculos a dicha frecuencia están casi fuera del

área de la carta de Smith lo cual quiere decir que tenemos un amplio rango de

valores de los coeficientes de reflexión para diseñar el AP sin que haya

oscilaciones no deseadas.

Por otra parte, en la figura 2.5 se observa una gráfica con las curvas del factor

de estabilidad K (marcador m5) y Δ (marcador m6), mediante estos parámetros

se puede determinar si el AP es estable, cuando el factor K > 1 y el Δ < 1

entonces el transistor es incondicionalmente estable como lo indican las

ecuaciones (4) y (5), para este caso el transistor es condicionalmente estable y

podría oscilar a frecuencias inferiores a 2.7 GHz.

Figura 2.4. Círculos de estabilidad obtenidos mediante ADS.

El marcador m3 es para el círculo de estabilidad de entrada

y el marcador m4 es para el círculo de estabilidad de salida.

indep(L_StabCircle1) (0.000 to 51.000)

L_S

tabC

ircle

1

480.876 / 109.076

m4

indep(S_StabCircle1) (0.000 to 51.000)

S_S

tabC

ircle

1

70.991 / 160.909

m3

m4indep(m4)=L_StabCircle1=0.838 / 120.577freq=2.200000GHzimpedance = Z0 * (0.116 + j0.565)

48

m3indep(m3)=S_StabCircle1=0.963 / -167.114freq=2.200000GHzimpedance = Z0 * (0.019 - j0.113)

48


31

Figura 0.5. Factor de estabilidad K (m5) y determinante Δ (m6).

2.4.- Source/Load-Pull

En este apartado del trabajo final de maestría se realizó el análisis de load y

source pull para el transistor CGH40010F, está técnica es utilizada

generalmente en dispositivos no lineales y dicho análisis es fundamental para la

construcción de las redes de sintonización de armónicos de entrada y salida.

Para calcular las redes se necesita conocer las impedancias en la frecuencia

fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden, armónicos que

contribuyen con más potencia a la señal de salida y por medio de las redes de

acoplamiento se busca reducir la contribución destructiva de los armónicos la

frecuencia fundamental. Se dice que el cálculo de las redes está bien efectuado

cuando se maximiza la potencia de salida y PAE.

El análisis se efectuó para la frecuencia de 2.2 GHz y para los armónicos

generados a 4.4 y 6.6 GHz. El simulador ADS cuenta con una herramienta para

realizar las simulaciones. La herramienta load/source pull sintoniza todas las

impedancias en términos de los coeficientes de reflexión (S11) en función de la

frecuencia.

2 3 4 51 6

0.5

1.0

1.5

0.0

2.0

freq, GHz

Sta

bF

act1

Readout

m5

det

Readout

m6

m5freq=StabFact1=0.539

2.200GHz

m6freq=det=0.227

2.200GHz


32

Durante el proceso el simulador hace un barrido en frecuencia de S11 dentro de

una región circular en la carta de Smith especificando el radio y el centro de la

región para limitar el número de puntos a calcular, además de la impedancia del

sistema (Z0 = 50 ) como se muestra en la figura 2.6. Después el simulador

calcula la PAE para cada coeficiente de reflexión, proporcionando el valor de los

coeficientes donde la PAE es máxima, es decir, la impedancia donde hay

menos pérdidas de potencia. Una vez que se obtienen las impedancias se

puede trabajar con la optimización de las mismas mediante una sintonización y

ajustes finos.

Figura 2.6. Configuración del área de barrido para el análisis load/source- pull. El

procedimiento para el análisis load/source-pull se muestra a continuación y

está basado en el trabajo [18]:

1. Inicialmente, se pone la impedancia de carga del segundo armónico en

una baja impedancia emulando un corto circuito tal como 0.01 Ω, la

impedancia del tercer armónico se pone en una alta impedancia

emulando un circuito abierto aproximada a 2500 Ω. Y las impedancias de

los demás armónicos se ponen a 50 Ω. Se realiza el análisis de load-pull

para el primer armónico.

2. Poner la impedancia de carga calculada del primer armónico en el paso 1

y realizar el análisis source-pull para el primer armónico.


33

3. Poner la impedancia de la fuente del primer armónico calculada en el

paso 2 y repetir el paso 1.

4. Poner la impedancia de carga del primer armónico calculada en el paso 3

y realizar el análisis de source-pull para el segundo armónico.

5. Se pone la impedancia de la fuente del segundo armónico calculado en

el paso 4 y realizar el análisis de source-pull para el tercer armónico.

6. Cuando se completan todos los pasos anteriores, las impedancias de

entrada y de salida para la frecuencia fundamental pueden ser

determinadas en base a las impedancias de entrada y de salida de los

armónicos calculados en los pasos 3 y 4.

En este análisis se obtienen contornos en la carta de Smith en los cuales se

puede ver el valor de PAE y la potencia de salida en diferentes puntos, en cada

punto hay diferentes impedancias, el objetivo de estos contornos es encontrar el

valor máximo de PAE y potencia de salida. Este proceso se realiza para

encontrar las impedancias correspondientes a la frecuencia fundamental y de

los dos primeros armónicos para fuente y en la carga. En la figura 2.7 se

muestran los contornos para la frecuencia fundamental en la carga y en la

fuente el marcador (m1) corresponde a la PAE y el (m2) corresponde a la

potencia de salida

En la figura 2.7 a) corresponde con los valores de la carga y la b) corresponde

con los valores de la fuente en a) se nota que los valores para PAE y potencia

de salida son menores que en b), debido a que se realiza la técnica de source-

pull en la entrada del transistor y encuentra una impedancia donde la potencia

de salida y la PAE aumentan. En la figura 2.8 a), b) y c) se pueden ver los

valores sintonizados para la frecuencia fundamental los valores aumentan

debido a que se considera la entrada y la salida del transistor, en las figura 2.9 y

2.10 se presentan los resultados para el primer y segundo armónico, en a) se

muestran los valores para la fuente y en b) para la carga, al final sintonizando

valores obtenemos una PAE= 85% y una potencia de salida de 39.17dBm,


34

armónicos. Los valores de las impedancias ya sintonizadas se presentan en las

tablas 2.1 y 2.2.

a) b) Figura 2.7. Análisis de load/source pull para la frecuencia fundamental, a) paso 1,

PAE=75.74%, P_salida=36.74dBm, b) Paso2, PAE=82.64%, P_salida=36.56dBm.

a) b) c Figura 2.8. Análisis de load/source pull y sintonización para la frecuencia fundamental,

a) paso 3, PAE=83.64%, P_salida=37.72dBm, b) paso 2, PAE=84.73%,

P_salida=39.07dBm, c) paso 1, PAE=84.41%, P_salida=37.84dBm. Contornos de PAE

(m1), Contornos de la potencia de salida (m2).

indep(PAE_contours_p) (0.000 to 33.000)

PA

E_

co

nto

urs

_p

30.658 / 102.314

m1

indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 28.000)

Pd

el_

co

nto

urs

_p

m2

m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.658 / 102.314level=75.740533, number=1impedance = Z0 * (0.331 + j0.750)

3m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.632 / 67.552level=36.749878, number=1impedance = Z0 * (0.656 + j1.274)

19


PA

E_

co

nto

urs

_p

10.746 / 179.390

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

190.525 / -154.513

m2

m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.872 / -172.186level=82.640015, number=1impedance = Z0 * (0.069 - j0.068)

1m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.525 / -154.513level=36.569256, number=1impedance = Z0 * (0.326 - j0.203)

19


PA

E_

co

nto

urs

_p

40.571 / 105.208

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

m2



19


PA

E_

co

nto

urs

_p

40.845 / -176.248

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

40.846 / -177.876

m2



4


PA

E_

co

nto

urs

_p

40.571 / 105.208

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

m2



19


35

a) b)

Figura 2.9. Análisis de load/source pull y sintonización para el segundo armónico, paso

5,a) source-pull, PAE=84.82%, P_salida=39.39dBm,b) load pull, PAE=85.35%,

P_salida=38.50dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2).

a) b)

Figura 2.10. Análisis de load/source pull y sintonización para el tercer armónico, paso

5,a) source-pull, PAE=85,21, P_salida=39.17dBm,b) load pull, PAE=85.81%,

P_salida=38.86dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2).

indep(PAE_contours_p) (0.000 to 53.000)P

AE

_co

nto

urs

_p

300.759 / -135.678

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

40.951 / -136.027

m2



4


PA

E_

co

nto

urs

_p

20.717 / -167.838

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

30.967 / -179.058

m2

m1indep(m1)=PAE_contours_p=0.998 / 172.541level=85.355881, number=1impedance = Z0 * (8.759E-4 + j0.065)


3


PA

E_

co

nto

urs

_p

300.759 / -135.678

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

40.951 / -136.027

m2



4


PA

E_

co

nto

urs

_p

31.322 / -60.571

m1


Pd

el_

co

nto

urs

_p

30.967 / -179.058

m2

m1indep(m1)=PAE_contours_p=1.322 / -60.571level=85.819785, number=1impedance = Z0 * (-0.516 - j1.590)

3m2indep(m2)=Pdel_contours_p=1.020 / -61.139level=38.864349, number=1impedance = Z0 * (-0.038 - j1.692)

3


36

Las tablas 2.1 y 2.2 muestran la importancia de acoplar la entrada/salida del

transistor a los puertos de entrada/salida del amplificador (Z0), mediante las

impedancias de la fuente (ZS) y de la carga (ZL), impedancias que han sido

encontradas para la frecuencia fundamental (2.2 GHz) y para los armónicos de

segundo y tercer orden (4.4 y 6.6 GHz). A medida que se acoplan las

frecuencias de un orden superior, se puede observar un importante incremento

en la PAE y en la potencia de salida del amplificador.

Tabla 2.1. PAE, Potencia de salida e Impedancias de la fuente para la

frecuencia fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden.

Freq

[GHz]

PAE

[%]

Psalida

[dBm] ZS

2.2 84.73 39.07 2.192-j4.90

4.4 84.82 39.39 9.87-j14.41

6.6 85.21 39.17 20.98-j104.51

Tabla 2.2. PAE, Potencia de salida e impedancias de la carga para la

frecuencia fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden.

Freq

[GHz]

PAE

[%]

Psalida

[dBm] ZL

2.2 84.41 39.07 17.14+j29.82

4.4 85.35 38.50 0.004+j3.25

6.6 85.81 38.86 77.16+j201.98


37

2.5.- Diseño de las redes de acoplamiento

El siguiente paso es diseñar las redes que funcionaran como filtros de los

primeros dos armónicos con las impedancias calculadas y acoplarlas a 50 de

tal manera que obtengamos una máxima potencia y máxima PAE a la salida del

amplificador, el procedimiento que se ha llevado a cabo para calcular las redes

de acoplamiento es mediante la técnica de línea y stub (codo), este

procedimiento es simple de realizar mediante la herramienta “Carta de Smith”

que proporciona el simulador ADS, esta aplicación es como se muestra en la

figura 2.11, la cual permite acoplar la fuente o la carga con cualquier

impedancia mediante distintos componentes en este caso se usa una línea y

stub.

Figura 2.11. Herramienta de la carta de Smith en

ADS para calcular las redes de acoplamiento del AP.

La técnica de línea y stub es razonablemente estable y facilita la optimización

después de construir el circuito. El tipo de stubs que se usan son abiertos ya

que son fáciles de fabricar. En la aplicación de la carta de Smith se tiene la

opción de utilizar ambos, stub en abierto o en corto. El valor de la longitud de la

línea se puede calcular con otra aplicación en ADS, llamada LineCalc (cálculo

de las líneas) como se muestra en la figura 2.12 [19].


38

Esta herramienta calcula la longitud y el ancho de las líneas y stubs a partir de

los datos arrojados en la herramienta de la Carta de Smith. Para este cálculo se

deben incluir las propiedades del material dieléctrico de la placa base (RF-35),

en esta aplicación se calculan las dimensiones físicas de las redes acopladas

para la frecuencia fundamental y armónicos utilizando los datos de las tablas

2.1 y 2.2.

Figura 2.12. Herramienta para calcular el ancho y largo de las líneas y

stubs para las redes de acoplamiento en función del material dieléctrico.

La combinación de las herramientas mencionadas nos proporcionan los valores

de los elementos del circuito. Las dimensiones finales de las líneas y stubs a la

frecuencia fundamental, segundo y tercer armónico se muestran en la tablas 2.3

y 2.4.


39

Tabla 2.3. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la fuente.

Freq

[GHz] # Linea

W

[mm]

L

[mm] # Stub

W

[mm]

L

[mm]

2.2 1 1.090200 1.237 1 1.090200 15.72

4.4 2 1.090200 14.238 2 1.090200 11.84

6.6 3 1.090200 6.64 3 1.090200 7.245

Tabla 2.4. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la carga.

Freq

[GHz] # Linea

W

[mm]

L

[mm] # Stub

W

[mm]

L

[mm]

2.2 1 1.090200 12.012 1 1.090200 11.35

4.4 2 1.090200 0.782 2 1.090200 8.66

6.6 3 1.090200 6.26 3 1.090200 4.90

Todas las microcintas están calculadas en base al material (RF-35), sus

propiedades físicas y eléctricas están en tabla 2.5. Los valores de los elementos

que obtuvimos (líneas y stubs) serán optimizados para afinar la respuesta y

obtener una PAE elevada y una potencia de salida grande.

Tabla 2.5. Propiedades físicas y eléctricas del sustrato elegido (RF-35).

Nombre Descripción unidades Valor

H Espesor del sustrato (mm) 0.500

Er Constante dieléctrica relativa No 3.500

Mur Permeabilidad relativa No 1.00

Cond Conductividad del material conductor S/metro 4.1e+07

Hu Altura de la cubierta No 3.9e+034

T Espesor del conductor (um) 35.000

Tan& Tangente de pérdidas No 1.800e-3

Rough Rugosidad del conducto (mm) 0.000

2.6.- Simulación del Amplificador de Potencia

La mayoría de las simulaciones realizadas se orientaron para maximizar la PAE

y la potencia de salida, para esto se utilizaron módulos de optimización, los

cuales permitieron realizar un ajuste fino de las dimensiones físicas para las

líneas de microcinta previamente calculadas. En la figura 2.13 se ve el

esquemático final que incluye las redes de acoplamiento en la entrada y salida,

elementos pasivos que sirven para el bloqueo de señales de RF y DC además


40

de reducir o bloquear el ruido que pueda agregar la fuente de alimentación, en

la figura 2.14 se presentan los módulos de estímulos y control donde se

configuran la potencia de entrada, cálculo de ganancia, PAE, etc. Los

resultados de la simulación final con los valores optimizados de las líneas de

acoplamiento se pueden observar en la tabla 2.6.

Diseño de un amplificador de potencia tipo F.

41

Figura 2.13. Esquemático final para el diseño del AP tipo F.


42

Figura 2.14. Esquemático final para el diseño del AP tipo F (Estímulos y Control).

43

Tabla 2.6. Valores finales para el diseño del AP tipo F.

Pentrada

[dBm]

Pdc

[W]

Pdel_dBm

[dBm]

Pdel_W

[W]

Ganancia

[dB]

PAE

[%]

Ƞ

[%]

25 12.73 40.43 11.054 15.43 84.29 86.77

La tabla sintetiza los estímulos que envuelven al amplificador, este es excitado a la

entrada por una señal de 2.2 GHz con una potencia de 25dBm (316mW), la

potencia de la fuente de alimentación en DC es de 12.73 W, la potencia de salida

resultante es de 11.054W (40.43dBm) teniendo una ganancia de 15.43dB, una

eficiencia de 86.77% y una PAE de 84.29%. Por otra parte, el simulador también

nos permite observar las curvas de voltaje en la compuerta y en el drenaje del

transistor, las ondas mostradas en la figura 2.15 corresponden a una señal cuasi-

cuadrada que conmuta a 2.2 GHz, esta señal es la resultante de la fundamental

más la contribución de los armónicos, esto resulta más notorio en el voltaje de

salida, ya que los armónicos en la compuerta son muy débiles.

Figura 2.15. Voltaje de compuerta (m1) y drenaje (m2) del transistor del AP.


44

Sin embargo una vez que la señal se ha desplazado a lo largo de las líneas de

transmisión podemos observar en la figura 2.16 el efecto regenerativo de las redes

de acoplamiento, en esta grafica se observa la señal cuasi-senoidal de entrada y

salida vista desde los puertos de acceso al AP. Las redes de acoplamiento en este

tipo de amplificador tienen dos objetivos primordiales, dejar pasar la señal

fundamental y filtrar la contribución del armónico de segundo orden (para el

voltaje) y por otro lado para la corriente ocurre un fenómeno similar, las redes de

acoplamiento dejan pasar la contribución de la fundamental y filtran la contribución

del armónico de tercer orden, resultando una señal de entrada y de salida como la

representada en la figura 2.17. El procedimiento de fabricación del amplificador se

puede ver a detalle en el anexo B,

Figura 2.16. Voltaje de entrada (m1) y salida (m2) del AP.

Figura 2.17. Corriente de entrada (m1) y salida (m2) del AP.


45

CAPÍTULO 3

CARACTERIZACIÓN EXPERIMENTAL Y ANÁLISIS DE

RESULTADOS

3.1.- Caracterización experimental

Es necesario verificar el desempeño del amplificador a través de mediciones

mediante la caracterización eléctrica. El dispositivo está diseñado para trabajar

con una potencia de entrada de 25dBm. Sin embargo, el generador de señal

disponible en el laboratorio sólo puede emitir una potencia máxima de 20dBm. Por

lo tanto, se requiere un pre-amplificador para aumentar la potencia de entrada

hasta 25dBm.

En la figura 3.1 se ve un diagrama a bloques simplificado de la configuración de

medición que se usará para caracterizar el amplificador, como se observa en la

figura se debe colocar un atenuador después del DUT (Device Under Test), ya que

el analizador de espectros es muy sensible a potencias elevadas y es probable

que se dañe si se inyecta directamente la señal de salida, el atenuador que se usa

es de alta potencia (Mini-Circuits BW-N30W20+) y se coloca entre el equipo de

medición y el dispositivo bajo prueba para atenuar la señal a un nivel de potencia

aceptable. Antes de realizar las mediciones de debe de verificar que los valores

requeridos sean los correctos además de calibrar el equipo.


46

Figura 3.1. Configuración para las mediciones del AP.

3.2.- Medición del voltaje de polarización de la compuerta

A pesar de que el modelo no lineal del transistor utilizado en ADS está diseñado

específicamente para trabajar con la tecnología HEMT, hay una pequeña

diferencia entre el modelo y el transistor real. Para obtener el mismo conjunto de

parámetros S en el dispositivo y en la simulación la corriente de polarización para

el drenaje debe ser la misma. El voltaje de drenaje se ajustó manualmente hasta

los 28 V, con este voltaje y con 23dBm de potencia de entrada, la corriente de

polarización de drenaje es de 560 mA, con una potencia de salida de 38.26dBm.

La PAE máxima se espera con las siguientes condiciones Vd = 28 V, Vg = -2.9 V y

Pentrada = 25dBm. De manera experimental se obtiene una máxima PAE de 41.6%

con Vd = 28 V, Vg = -2.9V, Pentrada = 23dBm.

Pre-AP. AP-FAtenuador de

Potencia RFRF


47

3.3.- Medición de PAE, eficiencia y ganancia

De acuerdo con los resultados de la simulación, la máxima PAE que se espera es

aproximadamente 84% con una entrada de potencia de 25dBm. En la figura 3.2 se

muestra la PAE simulada y la PAE medida (línea continua) y estimada (línea

punteada), la PAE y eficiencia medida con 20dBm de entrada son de 24% y

25.6%, para verificar la proyección se consiguió trabajar con un pre-amplificador

que nos entregó 23dBm y la PAE medida alcanzó 41.6% mientras que la

estimación de la curva según la figura 4.2 está aproximadamente 50%, se estima

que este valor se incremente de manera exponencial a medida que la potencia de

entrada aumenta, la estimación muestra que alcanzará una PAE aproximada del

75% cuando la potencia de entrada sea de 25dBm. En la simulación la PAE

comienza a disminuir cuando la potencia de entrada va más allá de 25dBm, lo que

implica que la señal es recortada a medida que el AP se satura. Por otra parte la

eficiencia η, se muestran en la figura 3.3.

Figura 3.2. PAE contra Pentrada simulada y medida con las

siguientes condiciones de entrada (Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz).


48

La mayor eficiencia η medida que se encuentra es de 42.9% para una potencia de

entrada de 23 dBm, sin embargo, cuando la potencia de entrada es de 25dBm la

eficiencia estimada (línea punteada) es aproximadamente de 81%.

La tendencia de la PAE y la eficiencia es la misma, ambas incrementan

exponencialmente a medida que la potencia de entrada aumenta, sin embargo,

como se muestra en la simulación de la PAE de la figura 3.2 este incremento no

es indefinido. En teoría los amplificadores tipo F pueden alcanzar eficiencias del

100%, sin embargo esto no se ha llegado a verificar debido a que no se inyectó la

potencia suficiente, esto se soluciona cuando al puerto de entrada se le inyecta

una potencia de 25 dBm.

Figura 3.3. Medición de eficiencia (η) contra Pentrada

(Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz) del AP.


49

Figura 0.4. Medición de parámetros S con una potencia de entrada de 0 dBm y un barrido

en frecuencia desde MHz hasta 4 GHz del AP.

Las mediciones de coeficiente de reflexión de entrada, salida y ganancia, se

efectuaron mediante el uso de un analizador de redes vectoriales (VNA, por sus

siglas en inglés) Anritsu MS4624B, este analizador ha sido previamente calibrado

para lograr eliminar de la medición los parásitos introducidos por los cables y

desadaptaciones debidas a los conectores, en la figura 3.4 se muestra el diagrama

del banco de medición. A la entrada del amplificador de potencia se inyectan 801

puntos de frecuencia desde 500 MHz hasta 4 GHz, el equipo permite tener a la

entrada potencias que van desde los -85dBm hasta los 5dBm, sin embargo en la

medición se inyectaron 0 dBm.

En la figura 3.5 se muestra la ganancia en función de la frecuencia, en esta figura

se observa que entre 500 y 900 MHz se alcanzan ganancias superiores a los

20 dB (100 veces), entre los 900 MHz y los 2.2 GHz se tienen ganancias de 18 dB

a 19dB, mientras que frecuencias mayores a 2.5 GHz se tienen ganancias del

orden de 12dB. Es importante mencionar que el comportamiento en ganancia

puede ser alterado por la potencia de entrada, de manera que a medida que se

incrementa la potencia de entrada/salida, la ganancia puede decrecer o

incrementar en algunos puntos específicos de frecuencia.

AP

Analizador deRedes Vectorial

Fuente de alimentación Vg

Vd

P1 P2


50

En la figura 3.6 podemos observar el comportamiento teórico de la ganancia en

función de la frecuencia, podemos constatar que son comportamientos muy

similares con respecto a la ganancia medida con una importante diferencia entre

2.3 a 2.4 GHz, esta diferencia es debida a que el diseño del amplificador ha sido a

partir de los parámetros S no lineales y lo más recomendable hubiera sido haber

medido los parámetros S del transistor en este régimen de operación. Sin

embargo, en el resto de la curva simulada el comportamiento tiene una tendencia

similar a la curva medida.

Figura 0.5. Ganancia en función de la frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a 2.2 GHz.

Figura 3.6. Ganancia en función de la frecuencia (Simulada) para un Vd=28V, Vg=-2.9V

a 2.2 GHz.

-4 0

-3 0

-2 0

-1 0

0

1 0

2 0

0 .5 1 1 .5 2 2 .5 3 3 .5

S2

1 (

dB

)

F r e c u e n c ia (G H z )

1 9 d B @ 2 .2 G H z

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.50.0 4.0

-20

0

20

-40

30

freq, GHz

dB

(S(2

,1))

Readout

m9

m9freq=dB(S(2,1))=16.000

2.202GHz


51

Otro parámetro importante de observar en el amplificador de potencia es el

coeficiente de reflexión de entrada o parámetro S11, el cual se considera muy

aceptable cuando es inferior a -10 dB (10% de reflexión), en este caso se puede

ver en la medición de la figura 3.7 que para la frecuencia de diseño a 2.2 GHz ha

alcanzado un valor de -17 dB (2% de reflexión).

Figura 3.7. Acoplamiento de entrada (S11) en función de la

frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a 2.2 GHz.

Otra figura de mérito que se ha analizado y medido es el coeficiente de reflexión

de salida o parámetro S22, este comportamiento se muestra en la figura 3.8,

también este coeficiente es preferible cuando es inferior a -10dB, en este caso se

tiene a la frecuencia de diseño un valor de -11.9dB (6.4% de reflexión). Lo cual

nos indica que a la salida del amplificador no se necesitará de elementos extras

para acoplar la señal a una antena.

-2 5

-2 0

-1 5

-1 0

-5

0

0 .5 1 1 .5 2 2 .5 3 3 .5

S1

1 (

dB

)

F re c u e n c ia ( G H z )

-1 7 d B @ 2 .2 G H z


52

Figura 3.8. Acoplamiento de salida (S22) en función de la

frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a 2.2 GHz.

En la tabla 3.1 presentamos una síntesis de los principales resultados del

amplificador de potencia. Las mediciones fueron realizadas para la potencia

máxima en que se pudieron llevar a cabo las pruebas (23dBm). Se observa que la

potencia de salida medida es muy similar a la potencia de salida simulada, debido

a que las ganancias son muy parecidas, sin embargo, existe una notoria diferencia

en lo que a PAE y eficiencia conciernen, pero sabemos que el crecimiento de

estos parámetros es muy rápido con los aumentos en la potencia de entrada, de

manera que las predicciones indican que para una entrada de 25dBm se podrían

alcanzar valores de PAE y eficiencia de 75 y 81 % respectivamente.

Tabla 3.1. Parámetros importantes simulados y medidos, para Vd=28V, Vg=-2.9V

a 2.2 GHz

Pentrada Psalida PAE ƞ Ganancia

Simulada 23 dBm 39.9 dBm 81% 83.3% 16 dB

Medida 23 dBm 38.26 dBm 41.6% 42.9% 19 dB

-1 5

-1 0

-5

0

0 .5 1 1 .5 2 2 .5 3 3 .5

S2

2 (

dB

)

F re c u e n c ia (G H z)

-1 1 .9 d B @ 2 .2 G H z


53

Finalmente en la Tabla 3.2 se presenta la comparación de diferentes AP´s

comerciales, algunos de estos amplificadores presentan una ganancia más

elevada con respecto a nuestro prototipo, esta desventaja se puede resolver

fácilmente mediante un preamplificador, sin embargo, podemos observar una

importante diferencia en costo, eficiencia y PAE, para este análisis solo

consideramos los costos invertidos en materiales (y no el trabajo intelectual).

Tabla 3.2. Comparación de PAE, eficiencia, figuras de mérito y precios

de amplificadores de potencia comerciales con el nuestro.

Modelo. PAE

[%]

Pout

[dBm]

G

[dB]

Ƞ

[%]

Precio

[dólares]

Frec

[MHz]

ZHL-10W-2GH+ (mini-

circuits) 8.33 40 43 8.33 $ 1,295

700 a

2200

ZHL-16W-43+ (mini-

circuits) 11.22 41 45 11.23 $ 1,595

1800-

4000

Este trabajo @ 2.2 GHz 41.6 38.26 19 42.9 $ 153 500-

2.2000

1105-BBM3Q5KAM (RF -

Systems) 16.12 40 46 16.1 -- 800-2500

1031-BBM3Q6A9J (RF-

Systems) 30.76 40 40 30.7 -- 800-3000

AHP0230-09-4040 (Wenteq) 29.76 40 40 29.7 $ 850 2200-

2400

A2CP2596 (Teledyne) 16.90 34.5 23.5 16.9 $ 1878 20-2500


54

CAPÍTULO 4

CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES

4.1.- Conclusiones

A partir de la teoría de los amplificadores de potencia tipo F, se ha construido un

amplificador que presenta excelentes propiedades en potencia eficiencia y PAE a

la frecuencia de 2.2 GHz, este dispositivo es indispensable para sistemas de

comunicaciones que requieran de estas características como la banda 3G (2.11-

2.17 GHz).

Se ha diseñado el amplificador tipo Fa partir de los elementos del circuito eléctrico

equivalente no-lineal, con este modelo eléctrico se extraen las impedancias para la

fundamental, segundo y tercer armónico mediante el simulador ADS y usando la

técnica variación de impedancias en la fuente y en la carga (en inglés

source/load/pull), para adaptar las redes que se comportan como filtros y añaden

la energía de los armónicos a la principal.

El modelado parte de un circuito equivalente de pequeña señal o lineal y es

convertido a no-lineal, mediante esta estrategia es posible entonces economizar

enormemente al momento de un diseño en el régimen de potencia, ya que permite

el no utilizar sintonizadores de carga o de analizadores de los parámetros de

dispersión no lineales X (p.e. la serie de analizadores vectoriales de redes PNAX

de Keysight o la serie R&S ZVA de la compañía Rohde and Schwarz), los cuales

son muy costosos. Una de las bondades de nuestro diseño y desarrollo es que no

necesito el uso de equipos costosos.

El amplificador ha sido diseñado para que a la frecuencia de 2.2 GHz proporcione

una PAE mayor o igual a 80% con una potencia de entrada de 25dBm. El

desempeño mostrado a partir de las simulaciones tiene un excelente acuerdo con

los resultados obtenidos en las mediciones del diseño del amplificador. Estos

resultados demuestran la validez y pertinencia de nuestra estrategia de diseño y

desarrollo de un amplificador de bajo costo tipo F.


55

La PAE medida presenta una desigualdad con la simulada probablemente por los

parámetros del transistor que se han tomado en cuenta en el cálculo de las redes

de acoplamiento, ya que estos valores son obtenidos por el fabricante de un lote

de transistores y de los cuales obtienen la media. Una medida importante que se

puede llevar a cabo para reducir al máximo esta diferencia es el realizar

mediciones de los parámetros S del transistor en el régimen de operación del

amplificador de potencia. Por otra parte, también se ve afectado el rendimiento del

AP por el calor autogenerado, este es considerado en la simulación, sin embargo

es difícil predecirlo con precisión.

4.2.- Recomendaciones

Se invita a analizar el comportamiento de este amplificador para potencias de

entrada más elevadas hasta encontrar el punto de saturación.

Se recomienda en futuros trabajos efectuar mediciones de parámetros S en el

régimen de operación al que se va a trabajar el amplificador, para efectos de tener

una mayor precisión en la estimación a partir del simulador de sus figuras de

mérito.

También se aconseja el analizar el comportamiento en otros puntos de frecuencia

en los que puede también tener una elevada eficiencia.


56

Referencias

[1] Kai Shing Tsang, “Class-F Power Amplifier with Maximized PAE” A Master

Thesis, Faculty of California

Polytechnic State University, San Luis Obispo, In Partial Fulfillment, August 2010.

[2] Bumjin Kim, D. Derickson, and C. Sun California Polytechnic State University,

“A High Power, High Efficiency Amplifier”, San Luis Obispo 2007.

[3] Pedro Miguel Cabral, José Carlos Pedro and Nuno Borges Carvalho, “Highly

Linear GaN Class AB Power Amplifier Design”, Instituto de Telecomunicações –

Universidade de Aveiro, Campus Universitário de Santiago 3810-193 Aveiro.

[4] Jim Komiak, Jangheon Kim, Junghwan Moon, Bumman Kim, and Raymond S.

Pengelly “MTT-5 Student High-Efficiency PA Design Competition, A Saturated PA

with High Efficiency”, IEEE microwave magazine, February 2009.

[5] Junghwan Moon, Juyeon Lee, Raymond S. Pengelly, Ryan Baker, and

Bumman Kim, “Highly Efficient Saturated Power Amplifier”, IEEE microwave

magazine, January/February 2012.

[6] P. Colantonio, F. Giannini, E. Limiti, “High efficiency RF and microwave solid

state power amplifier”, John Wiley & Sons, Ltd, 2009.

[7] I. Rosu, “RF Power Amplifiers”, [Online] Available:

http://www.qsl.net/va3iul/RF%20Power%20Amplifiers/RF_Power_Amplifiers.pdf.

[8] Wikipedia, “Electronic amplifier”, [Online] Available:

[9] A. Anakabe, J.M Collantes, J. Portilla, S. Mons, A. Mallet, “Detecting and

Avoiding Odd-Mode Parametric Oscillations in Microwave Power Amplifiers”,

International Journal on RF and Microwave Computer-Aided Engineering (Wiley),

vol. 15, No. 5, pp. 469-478. September 2005.

[10] A. Suárez, R. Quéré, “Stability Analysis of Nonlinear Microwave Circuits”,

Artech House Publishers, Boston-London, 2003.


57

[11] Adrián Hernández Aguilar “Diseño de Inhibidor de Deñal Wi-Fi 802.11 b/g y

Bluetooth, Unidad Profesional Interdisciplinaria en Ingeniería y Tecnologías

Avanzadas

[12] Anwar Jarndal, Student Member, IEEE, and Günter Kompa, Member, IEEE. “A

New Small-Signal Modeling Approach Applied to GaN Devices”. IEEE

TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO.

11, NOVEMBER 200

[13] M. Golio, RF and Microwave Semiconductor Device Handbook, Boca Raton,

CRC Press, 2003.

[14] M.A. Khan, G. Simin, S.G. Pytel, A. Monti, E. Santi, J.L. Hudgins, ‘New

developments in gallium nitride and the impact on power electronics,’ IEEE 36th

Power Electronics Specialists Conference, PESC’05, 2005, pp. 15–26.

[15] U.K. Mishra, L. Shen, T.E. Kazior, W. Yi-Feng, ‘GaN-based RF power devices

and amplifiers,’ Proc. IEEE, Vol 96, N. 2, Feb. 2008, pp. 287–305.

[16] CREE “CGH40010 10W, RF Power GaN HEMT”. Large Signal Models

Available for SiC & GaN

[17] Cree, Inc. “proprietary large-signal model CGH40025F_r6 for Applied Wave

Research’s Microwave Office generated the results in this application note”

[18]Agilent, “Presentation on Load Pull simulation using ADS”, [Online] Available:

www.agilent.com/find/eesof

[19]”Smith Chart, Custom Plotting, and TLine Transient Response”, ADS Session

2-1

[20] Benjamin Braaten, “Introduction to Advanced Design System (ADS) by Agilent

Technologies”, ECE Department, North Dakota State University, pp 8-20.

http://www.agilent.com/find/eesof


58

ANEXO A

PARÁMETROS S

La tabla A.1 y A.2 compara los datos del modelo no-lineal de la, con los datos

proporcionados por el fabricante, se observa un excelente acuerdo en los 4

parámetros S tanto en magnitud como en fase. Estos parámetros se obtuvieron

desde 500 MHz hasta 6 GHz, aquí solo se presentan unos cuantos parámetros,

pero en todos los puntos de frecuencia se ha obtenido una buena similitud.

Tabla A.1. Parámetros S de la simulación con el modelo no lineal.

Frecuencia S11 S21 S12 S22

500 MHz 0.913/-125.0 17.2/107.8 0.026/21.1 0.32/-92.7

1000 GHz 0.895/-157.7 9.412/84.0 0.028/0.70 0.30/-118.8

1.5 GHz 0.892/-173.2 6.368/68.63 0.028/-11.1 0.328/-130.3

2.0 GHz 0.892/175.96 4.78/55.7 0.027/-20.1 0.36/-138.4

2.5 GHz 0.893/167.0 3.82/44.0 0.025/-27.64 0.40/-145.8

3.0 GHz 0.89/158.7 3.18/32.8 0.024/-33.9 0.44/-153.0

Tabla A.2. Parámetros S del modelo no lineal del fabricante.

Frecuencia S11 S21 S12 S22

500 MHz 0.90/-123.3 17.19/108.2 0.027/21.3 0.34/-90.81

1000 GHz 0.89/-156.6 9.43/83.8 0.029/0.19 0.31/-117.4

1.5 GHz 0.88/-172.3 6.38/68.05 0.029/-12.1 0.34/-129.5

2.0 GHz 0.88/176.7 4.78/54.8 0.027/-21.6 0.38/-138.1

2.5 GHz 0.88/167.7 3.81/42.9 0.026/-29.5 0.42/-145.9

3.0 GHz 0.89/159.4 3.17/31.5 0.024/-36.2 0.46/-153.6


59

ANEXO B

CONSTRUCCIÓN

Construcción del diseño amplificador de potencia tipo F

Layout

Una vez que el diseño del amplificador de potencia está completo, el siguiente

paso es fabricarlo para comparar los resultados de la caracterización eléctrica y la

simulación. ADS cuenta con una herramienta para generar de forma automática el

diseño del esquemático mostrado en la figura B.1. Los elementos pasivos y

componentes de la fuente de alimentación no aparecen en este diagrama para

una fácil manipulación del circuito. Además se ha utilizado la herramienta de ADS

que permite crear el plano de tierra en la cara superior de forma automática [20].

El diseño utilizado para la fabricación del AP es el que se muestra a continuación

en la figura B.1. El tamaño del layout incluyendo el plano de tierra es de 5 cm de

ancho por 6.3 cm de largo.

Figura B.1. Layout generado en ADS para el AP.


60

Litografía óptica

Se desarrolló el circuito impreso del amplificador a partir de ADS, la máscara

resultante se muestra en la figura B.2 en una hoja de acetato. La escala de la

máscara es 1:1, resultando un tamaño de 5.2 x 6.4 cm.

Figura B.2. Mascara del diseño para impresión de la placa.

El material a utilizar es el mismo que se ha considerado en las simulaciones, se

trata de la placa RF-35, esta ha sido lijada para tener la superficie en condiciones

adecuadas y se pueda sobreponer la máscara. En la figura B.3 se observa el corte

y limpieza de la placa.

Figura B.3. Proceso de corte y limpieza de la placa.


61

El siguiente paso ha sido cubrir la placa con una película seca foto-resistente que

es sensible a la luz ultravioleta, esta se pega mediante agua y un proceso de

calor, esta película sirve para que el diseño del amplificador se transfiera a la

placa, es decir, sea velado. Una vez enfriada, encima de la película se coloca la

máscara, el proceso anterior se puede observar en la figura B.4.

Figura B.4. Colocación y curado de la película foto-resistente a la placa de Cu.

El diseño completo se pone bajo una lámpara de luz ultravioleta para provocar que

la película foto-resistente cambie sus propiedades y se transfiera el diseño en la

placa, este proceso aproximadamente toma un tiempo que va de 1 a 3 min.

Enseguida la placa es sometida a un reactivo llamado revelador que se encargará

de retirar el sobrante de la película foto-resistente dejando únicamente el diseño.

El siguiente paso es colocar la placa en cloruro férrico para retirar el exceso de

cobre y únicamente queden el diseño de AP como se muestra en la figura B.5. Por

último se retira la resina que no está revelada, generalmente es con agua u otro

disolvente como acetona.


62

Figura B.5. Diseño del AP tipo F con algunos componentes montados

Disipador de calor

El disipador de calor que se utiliza es de aluminio (Al), este material es adecuado

para disipar el calor en dispositivos de potencia. Se han efectuado ranuras a la

entrada y salida para que los conectores coaxiales se puedan instalar. En la figura

B.6 se muestra el disipador ya adecuado para montar las placas del diseño.

Figura B.6. Disipador de calor de aluminio para el amplificador.

Montaje de los componentes

El siguiente paso es montar los componentes pasivos en el circuito, los

conectores, además del transistor de potencia CGH40010F, para terminar de

construir el amplificador y hacer las mediciones correspondientes. En la figura B.7

se puede observar la construcción del amplificador de potencia terminado.


63

Figura B.7. Amplificador de potencia tipo F fabricado.


64

INDICE FIGURAS Y TABLAS

Figura 1.1. Familia de dispositivos de potencia. ................................................................. 10

Figura 1.2. Topología de los AP. ........................................................................................ 14

Figura 1.3. Diagrama de flujo para obtener el modelo en pequeña señal. ......................... 17

Figura 1.4. Modelo lineal equivalente del transistor GaN HEMT. ..................................... 19

Figura 1.5. Circuito equivalente a bajas frecuencias (frecuencias menores a 5 GHz). ...... 19

Figura 1.6. Circuito equivalente en T para frecuencias medianas y altas. ......................... 21

Figura 1.7. Extracción de las inductancias a partir de los parámetros Z para tecnología

HEMT de GaN. ..................................................................................................................... 22

Figura 1.8. Estimación de las resistencias con mediciones en polarización directa mediante

los parámetros Z para la tecnología HEMT de GaN. .......................................................... 24

Figura 1.9. Procedimiento para el diseño, modelado y simulación del AP tipo F. ............. 25

Figura 2.1. Circuito para obtener la relación I-V del transistor CGH40010F. .................. 27

Figura 2.2. Relación I-V del modelo CGH40010. ................................................................ 28

Figura 2.3. Curvas de temperatura de operación del transistor CGH40010. ..................... 29

Figura 2.4. Círculos de estabilidad obtenidos mediante ADS. El marcador m3 es para el

círculo de estabilidad de entrada y el marcador m4 es para el círculo de estabilidad de

salida. ................................................................................................................................... 30

Figura 2.5. Factor de estabilidad K (m5) y determinante Δ (m6). ....................................... 31

Figura 2.6. Configuración del área de barrido para el análisis load/source- pull. ............ 32

Figura 2.7. Análisis de load/source pull para la frecuencia fundamental, a) paso 1,

PAE=75.74%, P_salida=36.74dBm, b) Paso2, PAE=82.64%, P_salida=36.56dBm. .............. 34

Figura 2.8. Análisis de load/source pull y sintonización para la frecuencia fundamental, a)

paso 3, PAE=83.64%, P_salida=37.72dBm, b) paso 2, PAE=84.73%, P_salida=39.07dBm, c)

paso 1, PAE=84.41%, P_salida=37.84dBm. Contornos de PAE (m1), Contornos de la

potencia de salida (m2). ....................................................................................................... 34

Figura 2.9. Análisis de load/source pull y sintonización para el segundo armónico, paso

5,a) source-pull, PAE=84.82%, P_salida=39.39dBm,b) load pull, PAE=85.35%,

P_salida=38.50dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2). ... 35

Figura 2.10. Análisis de load/source pull y sintonización para el tercer armónico, paso 5,a)

source-pull, PAE=85,21, P_salida=39.17dBm,b) load pull, PAE=85.81%,

P_salida=38.86dBm, Contornos de PAE (m1), Contornos de la potencia de salida (m2). .... 35

Figura 2.11. Herramienta de la carta de Smith en ADS para calcular las redes de

acoplamiento del AP. ............................................................................................................ 37

Figura 2.12. Herramienta para calcular el ancho y largo de las líneas y stubs para las

redes de acoplamiento en función del material dieléctrico. ................................................. 38

Figura 2.13. Esquemático final para el diseño del AP tipo F. ............................................. 41

Figura 2.14. Esquemático final para el diseño del AP tipo F (Estímulos y Control). ......... 42


65

Figura 2.15. Voltaje de compuerta (m1) y drenaje (m2) del transistor del AP. .................. 43

Figura 2.16. Voltaje de entrada (m1) y salida (m2) del AP. ................................................ 44

Figura 2.17. Corriente de entrada (m1) y salida (m2) del AP. ............................................ 44

Figura 3.1. Configuración para las mediciones del AP. ...................................................... 46

Figura 3.2. PAE contra Pentrada simulada y medida con las siguientes condiciones de

entrada (Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz). .............................................................................. 47

Figura 3.3. Medición de eficiencia (η) contra Pentrada (Vd=28V, Vg=-2.9V, 2.2 GHz) del

AP. ........................................................................................................................................ 48

Figura 3.4. Medición de parámetros S con una potencia de entrada de 0 dBm y un barrido

en frecuencia desde MHz hasta 4 GHz del AP. .................................................................... 49

Figura 3.5. Ganancia en función de la frecuencia para un Vd=28V, Vg=-2.9V a

2.2 GHz. ................................................................................................................................ 50

Figura 3.6. Ganancia en función de la frecuencia (Simulada) para un Vd=28V, Vg=-2.9V a

2.2 GHz. ................................................................................................................................ 50

Figura 3.7. Acoplamiento de entrada (S11) en función de la frecuencia para un Vd=28V,

Vg=-2.9V a 2.2 GHz. ............................................................................................................ 51

Figura 3.8. Acoplamiento de salida (S22) en función de la frecuencia para un Vd=28V,

Vg=-2.9V a 2.2 GHz. ............................................................................................................ 52

Figura B.1. Layout generado en ADS para el AP. ............................................................... 59

Figura B.2. Mascara del diseño para impresión de la placa. .............................................. 60

Figura B.3. Proceso de corte y limpieza de la placa. .......................................................... 60

Figura B.4. Colocación y curado de la película foto-resistente a la placa de Cu. .............. 61

Figura B.5. Diseño del AP tipo F con algunos componentes montados .............................. 62

Figura B.6. Disipador de calor de aluminio para el amplificador. ..................................... 62

Figura B.7. Amplificador de potencia tipo F fabricado. ...................................................... 63

Tabla 1.1. Estado del Arte en dispositivos construidos y medidos. ....................................... 8

Tabla1.2. Propiedades de algunos semiconductores. .......................................................... 11

Tabla1.3. Valores iniciales de diseño. .................................................................................. 13

Tabla 1.4. Máxima eficiencia teórica (ETM). ...................................................................... 14

Tabla 1.5. Parámetros extrínsecos e intrínsecos para el modelo lineal de GaN. ................ 24

Tabla 2.1. PAE, Potencia de salida e Impedancias de la fuente para la frecuencia

fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden. .................................................... 36

Tabla 2.2. PAE, Potencia de salida e impedancias de la carga para la frecuencia

fundamental y los armónicos de segundo y tercer orden. .................................................... 36

Tabla 2.3. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la fuente. ................................... 39


66

Tabla 2.4. Dimensiones físicas de las líneas y stubs para la carga. .................................... 39

Tabla 2.5. Propiedades físicas y eléctricas del sustrato elegido (RF-35). ........................... 39

Tabla 2.6. Valores finales para el diseño del AP tipo F. ..................................................... 43

Tabla 3.1. Parámetros importantes simulados y medidos, para Vd=28V, Vg=-2.9V a

2.2 GHz ................................................................................................................................. 52

Tabla 3.2. Comparación de PAE, eficiencia, figuras de mérito y precios de amplificadores

de potencia comerciales con el nuestro. ............................................................................... 53

Tabla A.1. Parámetros S de la simulación con el modelo no lineal. ................................... 58

Tabla A.2. Parámetros S del modelo no lineal del fabricante. ............................................ 58

instituto politÉcnico nacional · menudo en los amplificadores de potencia de pequeña señal...

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