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Capítulo 6

Implementación Física y Resultados Experimentales

Capítulo 6: Implementación Física y Resultados Experimentales.

Control DTC Síncrono aplicado a una MSIP 176



6. IMPLEMENTACIÓN FÍSICA Y RESULTADOS EXPERIMENTALES.

6.1. INTRODUCCIÓN. En este capítulo se van a presentar tanto los elementos que componen la bancada experimental implementada para esta tesis como los resultados medidos experimentalmente en la misma. En la primera parte del capítulo se describen los elementos físicos del sistema implantado, la tarjeta de control utilizada y los programas necesarios para realizar el control desarrollado en esta tesis. En la segunda parte se presentan los resultados experimentales obtenidos de la aplicación del método de control desarrollado en esta tesis, y de las diferentes estrategias de generación de consigna ya presentadas en el capítulo 4, y llevadas a cabo sobre la MSIP. Se mostrarán las variables, medidas o resultado de estimaciones, más significativas de cada esquema de control. De esta forma se podrá validar experimentalmente el sistema de control propuesto. Por último se realiza una comparación de los diferentes métodos de generación de consignas para el control DTC síncrono, en función de los resultados obtenidos bajo las mismas condiciones experimentales.

6.2. DESCRIPCIÓN GENERAL DE LA BANCADA EXPERIMENTAL. En este apartado se presentan y describen los componentes y la instrumentación del banco de ensayos constituido para la implantación del sistema de control desarrollado en esta tesis.

6.2.1. COMPONENTES. El sistema experimental que ha sido elegido para la realización física del método de control comprende los siguientes elementos:

• Una fuente de alimentación de tensión continua de marca “XANTREX” que proporciona una corriente máxima de 10 A con una tensión continua variable entre [0, 360] V, que se empleará en la alimentación del inversor trifásico.

• Un inversor trifásico, ya descrito en detalle en el capítulo 3, de 15 kW compuesto por seis IGBT’s de potencia de 50A 1200 V.

• Una interface de comunicación para las señales del control PWM Vectorial, formado por una ASIC dedicada. Esta ASIC dispuesta entre la unidad de control y el inversor, recibe las relaciones cíclicas de



conmutación de cada brazo del inversor y genera las señales de control de los IGBT`s. Estas señales de salida son fibras ópticas, una para cada IGBT, existiendo adicionalmente una línea de retorno de error en cada brazo para la detección de posibles errores en el funcionamiento.

Figura. 6.1. ASIC de Interface entre la dSpace y el inversor.

• Un PC “Pentium III” equipado con una tarjeta dSpace DS1102. • Dos motores síncronos de imanes permanentes CONTROL

TECHNIQUES SVM 95 UM 30 de 1.56 kW. Uno de ellos estará dotado de un encoder incremental de 4096 pulsos por revolución, y el otro de un resolver.

• Dispositivos de instrumentación y medida compuestos por tres sondas de efecto Hall para la medida de las intensidades estatóricas y un encoder incremental dispuesto en el eje del motor para la medida de la posición rotórica.

Una vista global del banco experimental con todos sus componentes se muestra en la Figura. 6.2.

InterfaceASIC

Medida decorriente / velocidad

Alimentacion Vcc

6Q1QK

rΩ

, ,a b cI I I

MSIP 1.56kW

Conexion porfibra optica

R

Figura. 6.2. Esquema general del montaje experimental completo.



6.2.2. EL CONJUNTO ACCIONAMIENTO-CARGA. La bancada de motores está compuesta por dos máquinas síncronas de imanes permanentes de idénticas características. Los datos de estas máquinas son:

Potencia 1.56 kW Tensión 380 V Intensidad 3.41 A Velocidad 3000 rpm N° pares de polos 3 Frecuencia 150 Hz Rs 2.06 Ω Ls 9.15 mH Φf 0.29 Wb Tabla. 6.I. Características nominales de los

motores empleados en la bancada experimental.

Ambas máquinas estarán alineadas mecánicamente por su eje, y unidas por un acoplamiento flexible. En la Figura. 6.3 se muestra una foto de la bancada experimental, donde no se muestran las alimentaciones de los diferentes bloques.

Figura. 6.3. Vista global del banco experimental.

Ambas máquinas están conectadas en estrella, y no existe la posibilidad de modificar esta configuración, por lo que la tensión máxima que debería aportar la fuente de alimentación al inversor es de 540 V, para obtener la tensión nominal en el motor (E /√6). Este límite está por encima de la tensión máxima de la alimentación, por lo que no será posible alcanzar las condiciones nominales de la MSIP con la alimentación de que se dispone. Las tensiones de salida del inversor alimentan a una de las máquinas, funcionando entonces ésta como motor de la bancada y la segunda como alternador conectado a la carga. Esta carga consiste en un rectificador trifásico cuya salida alimenta una batería de bombillas. La forma de variar el nivel de carga de la bancada será, por tanto,



encender o apagar diferente número de bombillas. En la Figura. 6.4 se ha representado un esquema equivalente del sistema en carga.

1Js f+ Alternador

et rΩ

1 1 rU k= Ω

2 2 rU k= ΩR

Figura. 6.4. Diagrama de bloques equivalente del sistema en carga.

Se debe explicar ahora en cierto detalle el carácter de esta carga, y su comportamiento frente a diferentes condiciones de trabajo, ya que esto influirá en gran medida en los resultados experimentales presentados más adelante. La carga de la que se dispone con el montaje descrito, tendrá principalmente un carácter que depende linealmente de la velocidad, es decir, se comporta como un rozamiento fluido (f ). En una primera aproximación se puede decir que la tensión de salida del alternador es proporcional a la velocidad de giro del accionamiento (tensión U1 de la Figura. 6.4). Esta tensión alimenta el rectificador trifásico conectado a la carga, representada ésta por una resistencia (R). La tensión en los extremos de esta carga será igualmente proporcional a la tensión U1 (tensión U2 de la Figura. 6.4). Por otro lado, se realiza una segunda aproximación según la que, despreciando las pérdidas del conjunto, la potencia eléctrica desarrollada por el motor es:

( )222 r

e

kUPR R

Ω= = (0.1)

y, por tanto el par resistente se puede expresar como:

22e

r r rr

P kt fR

= = Ω = ΩΩ

(0.2)

Es decir, se encuentra el carácter de una resistencia fluida (f ) cuyo valor varia con la carga (R). Esta característica del par dependiente de la velocidad explica que no se obtenga un comportamiento lineal y que la respuesta dinámica del sistema no sea la misma para diferentes niveles de carga. Por tanto, sería necesario ajustar los valores del regulador de velocidad para diferentes niveles de carga. Este comportamiento de la carga se ha comprobado con un ensayo dinámico de un escalón de velocidad de consigna entre 500 y 1000 rpm, para el sistema en vacío y el sistema en carga (8 bombillas). En la Figura. 6.5 se han representado las ondas de velocidad de consigna y medida durante dicho transitorio. Se puede apreciar el diferente comportamiento en la respuesta dinámica, siendo más amortiguada la del sistema en carga, como cabia esperar.



-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8400

500

600

700

800

900

1000

1100

1200

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8400

500

600

700

800

900

1000

1100

1200

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (b)

Figura. 6.5. Respuesta a un escalón de velocidad de 500 rpm a 1000 rpm, para el método 3 (a) en carga, (b) en vacio.

6.2.3. TARJETA DE CONTROL. En este apartado se describe la tarjeta controladora empleada para la ejecución de los algoritmos de control. Para efectuar el control digital en tiempo real del sistema se disponía de la tarjeta DS1102 de la firma alemana dSpace [DSPACE1]. Esta tarjeta se emplea principalmente en aplicaciones en las que se realice el procesamiento digital de alguna señal, como son el control de accionamientos, actuadores eléctricos e hidráulicos, vehículos o robots.

6.2.3.1. CARACTERÍSTICAS DE PROGRAMACIÓN. La tarjeta microcontroladora dSpace permite describir y simular en un lenguaje de alto nivel (Matlab / Simulink) la estructura de los sistemas con los que trabaja. A partir de la descripción en lenguaje de alto nivel se genera, directamente sobre el procesador de señal que incorpora la tarjeta, el programa ejecutable. Este procesador es un DSP (Digital Signal Processor) TMS320C31 de la marca Texas Instruments. Mediante esta generación automática de programas ejecutables a partir del diagrama de bloques realizado en Simulink, se consigue un notable ahorro de tiempo y se minimizan los errores de programación. Por otro lado, la rapidez en la generación del programa permite al diseñador probar sobre la planta real sucesivas modificaciones o refinamientos sobre el controlador en un tiempo mínimo. Esta técnica se conoce como Prototipado Rápido de Controladores RPC (Rapid Control Prototyping). Además, la tarjeta de control puede interaccionar con el PC al mismo tiempo que ejecuta un programa controlador, lo que permite realizar tareas de monitorización en línea e incluso modificar parámetros del controlador desde el PC en tiempo de ejecución. Resulta, por tanto, una herramienta muy potente para su empleo en tareas de sintonización de parámetros.



6.2.3.2. HERRAMIENTAS SOFTWARE NECESARIAS PARA LA PROGRAMACIÓN DE LA TARJETA DS1102.

En este apartado se describen las herramientas de programación (software) que se emplean para la programación de la tarjeta, la generación del código en tiempo real, la visualización de las señales y la interacción con el PC. La descripción de sistemas mediante diagramas de bloques se hace empleando Simulink, el cual es un paquete de software para la definición, simulación y análisis de sistemas dinámicos. Simulink es un lenguaje a nivel de diagramas de bloque con un entorno de edición visual. Incorpora librerías de bloques básicos predefinidos, así como la posibilidad de crear nuevas librerías o expandir las ya existentes, de modo que se fomenta la reutilización de componentes. Simulink, además, permite la jerarquización de bloques, lo que facilita la estructuración de los modelos. Simulink está integrado en Matlab, el cual actúa como motor de cálculo de las simulaciones desarrolladas en Simulink. Matlab es un lenguaje interactivo para cálculo numérico, especializado en cálculo matricial. En base a un modelo de una planta es posible diseñar y simular un controlador directamente en Simulink. Pero si además es preciso probar este controlador sobre la planta real, es necesario generar un código que se ejecute sobre un procesador (en este caso, el de la tarjeta de control). El proceso de la generación automática de código precisa de los programas RTW (Real Time Workshop) y RTI (Real Time Interface) [DSPACE2]. El software RTW es capaz de generar, a partir de un programa en Simulink, un código ejecutable que es capaz de reproducir en tiempo real el código Simulink. El paso intermediario es un fichero C, por lo que se requiere un compilador de C que genere el código para ese hardware a partir del fichero intermedio, de algunos ficheros de configuración (que indican a RTW las características del hardware de destino), y de los enlaces generados por el programa RTI. La unidad RTI permite al usuario abstraerse de los detalles de configuración del RTW pues es un programa que en su instalación configura todos los parámetros necesarios para la generación automática de código ejecutable en la tarjeta de control DS1102. En [WOON00] se explica de forma precisa y resumida el proceso de generación de código. Este esquema está abierto a la creación de código para numerosas plataformas de destino, siempre que se suministren al RTW las especificaciones de cada plataforma. La tarjeta dSpace DS1102 puede ser además programada mediante la generación automática de código por medio de la programación directa en C [DSPACE3]. En cuanto al software de monitorización y de interacción con los programas que se ejecutan en la tarjeta, el fabricante ofrece varias posibilidades. Por un lado hay dos programas dedicados a este objetivo a través de un interfaz gráfico: son COCKPIT [DSPACE4] y TRACE [DSPACE5]. Por otro lado, se añaden unas funciones de Matlab que permiten hacer lo mismo desde este entorno: MLIB [DSPACE6] y MTRACE [DSPACE7]. A continuación se detallará el método empleado en esta tesis para visualizar e interactuar en tiempo real con las señales y parámetros de control. Se han empleado básicamente las herramientas COCKPIT y TRACE.



COCKPIT Este entorno gráfico permite la creación de un panel de control del programa en ejecución, mediante una serie de controles gráficos seleccionados por el usuario como barras deslizantes para la modificación de parámetros, indicadores digitales y analógicos, botones de encendido /apagado, indicadores luminosos, etc... Estos controles deben ser asociados a variables de programa, y puede actuar sobre ella solamente para visualizar su valor, o para actuar sobre el valor de la misma. Una vez creado y activado, es posible actuar desde este panel gráfico en tiempo real sobre las variables de interés. Técnicamente esto es posible debido a que la tarjeta dispone de una memoria externa de doble puerto, y los controles que visualizan valores de variables son actualizados de forma continua. TRACE El muestreo en tiempo real de las señales se realiza mediante el programa TRACE. Aquí, además de seleccionar las variables a visualizar se han de especificar los parámetros de muestreo como son la longitud del intervalo en que se va a tomar la muestra y cada cuántos periodos de muestreo del programa en ejecución se va a tomar una muestra. TRACE incorpora utilidades que facilitan tanto el análisis gráfico de las variables (zoom, cursores, superposición de señales en los mismos ejes,...), como su exportación (fichero de datos en formato de MATLAB). En el esquema de la Figura. 6.6 se resume la interacción existente entre los programas mencionados y entre éstos y la tarjeta controladora.

MATLAB / SIMULINK

RTW

MTRACE / MLIB

TRACE / COCKPIT

RTI

Figura. 6.6. Relación entre los diferentes programas y la tarjeta de control DS1102



6.2.3.3. HERRAMIENTAS HARDWARE DE LA TARJETA DS1102. La tarjeta dSpace DS1102 consta fundamentalmente de los siguientes elementos:

La unidad central de procesamiento de señales está constituida por el procesador de señal de coma flotante TMS320C31, que se encuadra dentro de los microprocesadores VLSI (Very Large Scale of Integration) de tercera generación. Sus principales características son:

Tiempo de ejecución de una instrucción simple de 33.33 ns. Dos bloques de memoria RAM de 1K x 32-bits de acceso dual. Tamaño de instrucción de 32-bits. Tamaño del bus de datos de 32-bits. Tamaño del bus de direcciones de 24-bits. 8 acumuladores de 40-bits. Acceso a memoria directo (DMA). 4 interrupciones externas 2 temporizadores de 32-bits.

2 convertidores analógico-digital (A/D)de 16-bits a 250 kHz (tiempo de

conversión de 4 µs). 2 convertidores A/D de 12-bits a 800 kHz (tiempo de conversión de 1.25

µs). 4 convertidores digital-analógico (D/A) de 12-bits, con un dispositivo de

calibración de posibles errores de offset o/y ganancia del convertidor. Un subsistema de entrada /salida digital basado en el DSP-

microcontrolador TMS320P14. Este subsistema consta fundamentalmente de:

Un DSP de coma fija de 16-bits. Un puerto paralelo de entrada /salida de 16 bits con posible selección bit a bit. 4 temporizadores, cada uno con un contador de 16-bits 6 circuitos PWM 4 entradas de captura. Un puerto de comunicaciones serie.

Una memoria RAM estática (128 K x 32-bits) de acceso muy rápido con el sistema “zero wait state operation”; es decir, la memoria tiene un tiempo de respuesta muy pequeño a la lectura y escritura de datos.

Un puerto de comunicaciones serie. Un dispositivo JTAG IEEE 1149.1, para la detección de fallos hardware.

El esquema de la arquitectura básica de la tarjeta se muestra en la Figura. 6.7:



Figura. 6.7. Arquitectura de bloques básica de la tarjeta DS1102

Para efectuar el control DTC síncrono propuesto en esta tesis es necesario disponer de: 3 convertidores A/D , ya que se miden tres señales analógicas correspondientes a

las intensidades de las tres fases del estator. Una entrada de contaje de los pulsos procedentes del encoder incremental. Un módulo de seis salidas PWM.

Estos requisitos se pueden cumplir con el empleo de una tarjeta DS1102, por lo que su empleo queda justificado. La única limitación que impondrá esta tarjeta está relacionada con la frecuencia máxima de trabajo del procesador, como se explicará en el siguiente apartado.



6.3. RESULTADOS EXPERIMENTALES. En este apartado se van a presentar los resultados experimentales obtenidos sobre el prototipo experimental que se acaba de describir de los diferentes ensayos en regímenes tanto permanente como dinámico. Cada ensayo ha sido realizado sobre el método de control DTC síncrono desarrollado en esta tesis, y aplicando sucesivamente los 4 métodos de generación de consigna presentados en el capítulo 4. Los cuatro métodos han sido programados y probados en el prototipo, por lo que se mostrarán los resultados obtenidos empleando cada uno de ellos. Se hará referencia a estos métodos en función de la numeración que les fue asignada en dicho capítulo, la cual se recuerda a continuación:

• MÉTODO 1: Empleo de un regulador proporcional. • MÉTODO 2: Empleo de un regulador PI. • MÉTODO 3: Método algebraico. • MÉTODO 4: Control indirecto empleando las intensidades.

La presentación de los resultados experimentales obtenidos sigue la siguiente estructura: en primer lugar se ha probado el correcto funcionamiento del bloque básico del control DTC Síncrono ya que es la base del trabajo presentado en esta tesis. Este bloque es una parte común a todos los esquemas probados sobre el prototipo, independientemente del método empleado para la generación de las consignas. A continuación se muestran los diferentes ensayos realizados sobre la bancada, en primer lugar los correspondientes a un régimen permanente de funcionamiento (velocidad constante de 1000 rpm) y en segundo lugar ensayos para diferentes regímenes transitorios.

6.3.1. LIMITACIONES IMPUESTAS EN EL FUNCIONAMIENTO. Debido a limitaciones impuestas por la tarjeta de control utilizada, todos los ensayos experimentales se han realizado trabajando a dos frecuencias diferentes. Por un lado existe una frecuencia más elevada – en nuestro caso de f1 = 5 kHz – que es la frecuencia de modulación para el programa en C que genera las señales de control del inversor mediante el PWM vectorial, a partir de los valores de entrada de consigna del método DTC síncrono. La segunda frecuencia, para la parte programada en diagramas de bloques en Simulink, tiene un valor de f2 = 1.6 kHz. La existencia de dos frecuencias diferentes se debe al hecho de que la tarjeta dSpace impone una limitación en la velocidad debido a la capacidad de su procesador. Idealmente se debería trabajar con un único valor de frecuencia para ambas tareas, pero en este caso no es posible ya que una frecuencia de 2.5 kHz es demasiado baja para el código del PWM Vectorial, y por otro lado, no es posible que el sistema completo trabaje a 5 kHz. Además, la máquina síncrona empleada en el prototipo posee una constante de tiempo muy rápida, en parte debido al pequeño valor de su inductancia (Ls = 9.15 mH). Por tanto, para controlar esta máquina se debería de contar con tiempos del ciclo de control de en torno a 15 ó 20 kHz, para obtener resultados verdaderamente satisfactorios.



Esta razón ha influido igualmente en la decisión de, para todos los esquemas experimentales, implementar un estimador en ejes (d,q) (ver Figura 5.2.) para la obtención de las variables estimadas de realimentación. La sensibilidad de los valores proporcionados por este estimador frente a variaciones paramétricas (Ls) ha sido estudiada en el capítulo 5. El hecho de incluir alguno de los observadores presentados en el capítulo 5, supondría aumentar la complejidad del sistema, el tiempo de ciclo y finalmente disminuir la frecuencia de trabajo. Los esquemas con observadores han sido probados en simulación, y experimentalmente (a una f2 = 1 kHz), pero se ha optado por la opción final de incluir un estimador ya que los resultados son satisfactorios y la frecuencia de trabajo superior. Esto muestra igualmente la robustez del método de control DTC síncrono frente a posibles errores de la variables estimadas. Todo esto se ha comprobado en diferentes simulaciones realizadas reproduciendo las condiciones del prototipo experimental, es decir, teniendo en cuenta las dos frecuencias de trabajo diferentes, y sus correspondientes valores. Una segunda limitación vendrá impuesta por el valor máximo de la tensión de alimentación de la fuente de continua (E). La fuente de la que se disponía en el laboratorio es capaz de suministrar una tensión máxima continua de 360 V. Como se indicó en el capítulo 3, el valor máximo de la tensión eficaz en el motor es de (E / √6), por lo que no se podrá alimentar a la MSIP a su tensión nominal. Debido a esto, no se ha podido alcanzar la velocidad nominal en los ensayos realizados, y la mas máximas velocidades han sido 2200 rpm en vacío y 1500 rpm en carga. La carga máxima corresponde en torno al 80% de la carga nominal del motor, unos 4 Nm (8 bombillas), para una velocidad de 1000 rpm. Como se ha explicado con anterioridad el valor de esta carga depende linealmente de la velocidad, y tendrá diferente comportamiento en función del esquema de control implementado.

6.3.2. BLOQUE BÁSICO DE CONTROL DTC SÍNCRONO. Como se ha mencionado, inicialmente se estudia el sistema básico del control DTC Síncrono, para comprobar su correcto funcionamiento en la bancada de MSIP. Para ello se partirá del esquema básico ya presentado en el capítulo 4, el cual se repite en la Figura. 6.8 por comodidad.

rθ3

δ

#δ

ˆsΦ

#SΦ

Figura. 6.8. Esquema de bloques del método de control DTC Síncrono.



Ya que en este apartado se trata únicamente de estudiar la respuesta de los bloques básicos del control DTC síncrono, las entradas de consigna serán directamente los valores del módulo y el argumento del vector de flujo estatórico, las cuales serán fijadas por el utilizador. Es decir, no se ha empleado ningún método de los descritos anteriormente para la generación de las consignas y el sistema está en lazo abierto. La consigna de ángulo introducida por el usuario es el ángulo de carga (δ), más fácil de fijar por su relación directa con el par electromagnético. A este ángulo se ha añadido el valor de la posición rotórica, obtenido a partir del encoder incremental, para determinar el valor de γ#. Como se ha explicado en la primera parte del presente capítulo, el software asociado a la tarjeta de control utilizada (dSpace DS1102) permite la parametrización de variables de control, y la modificación de las mismas desde el panel de control configurado por el usuario mediante el programa COCKPIT. Para obtener los resultados mostrados en este apartado se han introducido directamente las consignas # #,s δΦ desde el panel del programa COCKPIT. En la Figura. 6.9. se muestran las componentes en ejes (α,β) del vector incremento de flujo estatórico (∆Φs) en un ensayo dinámico de variación de δ# entre 0 y 0.075 rad (en torno a 4.3° de variación) para una carga de 8 bombillas. El valor del módulo del flujo estatórico se ha mantenido fijo e igual a Φf. En la Figura. 6.9 (a) se ha mostrado la evolución de las componentes ,α β∆Φ ∆Φ durante este arranque y en la Figura. 6.9 (b) se representan estas mismas señales en un plano complejo (α,β). Se puede apreciar el transitorio inicial y la posterior estabilización en un tiempo aproximado de 1 s. Estos resultados presentan una similitud respecto a los mostrados en el capítulo 4 obtenidos de simulaciones, aunque la evolución es diferente debido a que la carga considerada en la simulación no corresponde exactamente a la que existe en realidad.

-0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

Incrementodeflujo(Wb)

tiempo (s) (a)

-1 -0.5 0 0.5 1-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

DPalpha

DPbeta

(b)

Figura. 6.9. (a) Componentes alfa-beta del vector incremento de flujo estatórico durante un escalón de consigna de delta (b) Representación polar de las componentes de ∆Φs

La Figura. 6.10 corresponde al funcionamieno en régimen estacionario del mismo sistema descrito para la anterior figura, pero con un valor de consigna de δ# = 0.085. En la Figura. 6.10.(b) se observan la trayectoria circular descrita por el módulo del



vector ∆Φs , con ciertas oscilaciones debidas a la aplicación de los diferentes vectores de tensión.

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1

-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

0.15

Incremento de flujo (Wb)

tiempo (s) (a)

-0.1 -0.05 0 0.05 0.1 0.15

-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

0.15

DPalpha

DPbeta

(b)

Figura. 6.10. (a) Componentes alfa-beta del vector incremento de flujo estatórico. (b) Representación polar de las componentes de ∆Φs

En vista de estos resultados puede concluirse que el método DTC síncrono funciona correctamente. Las posibles fuentes de error descritas en el capítulo 4 que afectan a este método de control tienen influencia sobre el mismo, pero sin llegar a impedir la obtención de resultados satisfactorios.



6.3.3. ENSAYOS EN RÉGIMEN ESTACIONARIO. En régimen estacionario varios ensayos han sido realizados, para diferentes velocidades de funcionamiento y condiciones de carga. Aquí sólo serán mostrados los correspondientes a una velocidad de 1000 rpm con una carga del 80% del par nominal de la máquina. Las formas de onda presentadas para cada método de generación de consignas son las correspondientes al módulo del flujo estatórico y al par electromagnético. En ambos casos se muestran en los mismo ejes la señal de entrada de consigna y la obtenida de la estimación. Igualmente se muestra el valor del ángulo de carga (δ) tanto de consigna como estimado. Estos mismos resultados se presentan para los cuatro métodos de generación de consigna estudiados. Así se comprueba el correcto funcionamiento de cada uno de ellos, y se permite la comparación entre los mismos. En primer lugar se muestra en la Figura. 6.11 la forma de onda de la corriente medida en una de las fase del estator de la MSIP. El método de generación de consigna aplicado en este caso es el algebraico (método 3). Se comprueba que la calidad de esta onda es bastante buena y que su frecuencia es 50 Hz, como cabia esperar. Esto se aprecia mejor en la figura de la derecha donde se ha realizado una ampliación.

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

5

tiempo (s)

Intensidad en la fase "a" estatorica

0.3 0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 0.36 0.37 0.38 0.39 0.4-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

5

Figura. 6.11. Intensidad medida en una de las fases de la máquina. Esquema correspondiente al método 3 de generación de consigna.

La Figura. 6.12 muestra las formas de onda de un funcionamiento en régimen permanente a una velocidad de 1000 rpm, empleando el método 1 para la generación de las consignas. Las ondas en color azul corresponden bien a los valores de referencia de entrada (aquí, el módulo del flujo estatórico), bien a los valores de consigna generados por el método correspondiente. Las ondas en color rojo representan las variables medidas directamente (velocidad o posición rotórica) u obtenidas del estimador (par electromagnético y ángulo delta de carga). Se puede apreciar que en general todas las señales estimadas siguen a sus valores de consigna o de referencia, obteniendo resultados de calidad similar para los 4 métodos de generación de consigna presentados.



0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.53

4

5

Par(Nm)

tiempo (s)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.50.285

0.29

0.295

Flujo estatorico (Wb)

tiempo (s)

F

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

0.15

0.16

0.17

Angulo delta (rad)

tiempo (s)

Figura. 6.12. Respuesta estacionaria a una velocidad 1000 rpm. empleando el método 1 de generación de consignas. Valores de consigna (azul) y estimados (rojo) del par electromagnético (arriba), módulo de flujo estatórico (medio) y

ángulo delta (abajo).

Las figuras Figura. 6.13 y Figura. 6.14 corresponden a las mismas ondas descritas para la Figura. 6.12, pero empleando los métodos 2 y 3. Lógicamente se encuentra que para el método 2 de generación de consigna el error entre el valor del par estimado y el de referencia es nulo, ya que existe un regulador PI para el par. En cuanto a las formas de onda del flujo estatórico, el error estático presenta un valor similar en los 3 primeros métodos, y algo superior en el último (Figura. 6.15).

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.53

4

5

Par(Nm)

tiempo (s)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.50.285

0.29

0.295


tiempo (s) F

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

0.15

0.16

0.17

Angulo delta (rad)

tiempo (s)





0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.53

4

5

Par(Nm)

tiempo (s)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.50.285

0.29

0.295


tiempo (s) F

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

0.15

0.16

0.17

Angulo delta (rad)

tiempo (s)



En la Figura. 6.15 no se presentan las ondas del par electromagnético ya que se realiza un control por corrientes donde las entradas de referencia son las intensidades en ejes (d,q). En realidad para este motor el par es proporcional a la corriente de eje transverso (isq), siendo por tanto ésta una representación del mismo.

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.53

4

5

Intensidad eje q (A)

tiempo (s)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.50.285

0.29

0.295


tiempo (s) F

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

0.15

0.16

0.17

Angulo delta (rad)

tiempo (s)





Los errores estáticos presentes en las formas de onda de flujo estatórico y ángulo delta se pueden explicar a partir de las tres posibles fuentes de error presentadas en el capítulo 4, con influencia sobre el método DTC síncrono. El primero de ellos, denominado error de aproximación teórica, presente al no considerar la caída de tensión en la resistencia estatórica, existirá siempre aunque su efecto no será el más significativo en este caso. Para los ensayos desarrollados en este apartado se fijó un valor del tiempo muerto en el inversor de 3 µs, lo cual, según los estudios mostrados en el capítulo 4 introducirá un error para ambas variables. Por otro lado, el error debido a posibles divergencias en las variables estimadas también podrá influir en este caso. De estos resultados en régimen permanente se puede concluir que el método de control DTC síncrono responde correctamente, independientemente del método empleado para la generación de la consignas. En cuanto a los métodos estudiados, pueden destacarse los resultados obtenidos empleando el método algebraico ya que se observan menores oscilaciones todas las señales, particularmente en las correspondientes al par electromagnético.



6.3.4. ENSAYOS EN RÉGIMEN TRANSITORIO. Para estudiar el comportamiento del sistema en régimen transitorio se han realizado diferentes ensayos para distintos valores de niveles de carga y de referencias. En este apartado se muestran solo algunos de ellos correspondientes a:

• Un escalón de velocidad de referencia de -500 rpm a +500 rpm en carga. • Un escalón de velocidad de referencia de -1000 rpm a +1000 rpm en vacio. • Un arranque en vacio y otro en carga de 0 a 1000 rpm.

Al igual que en los ensayos en régimen permanente se han probado los cuatro métodos de generación de consignas, junto con el bloque común de control DTC síncrono. Las formas de onda mostradas para cada caso corresponden a las señales de (a) velocidad de referencia y medida, (b) el par de referencia y estimado, (c) el módulo del flujo estatórico de consigna y estimado y (d) el ángulo delta de carga de consigna y estimado. Se mantiene la convención de colores: azul para variables de consigna o de referencia y rojo para variables estimadas o las medidas.

ESCALÓN DE -500 A +500 RPM EN CARGA. Este ensayo se ha realizado estando el sistema con el mismo nivel de carga que en el apartado anterior (en cuanto a número de bombillas encendidas) pero, al depender ésta de la velocidad, a 500 rpm supondrá aproximadamente un 60% de la carga nominal del motor. En primer lugar debe destacarse que globalmente el algoritmo de control funciona de forma correcta con cualquiera de los cuatro métodos de generación de consigna ensayados. Las diferencias entre uno y otro método no son muy grandes, sobre todo si no se realiza la comparación en función de la respuesta de la señal de velocidad donde únicamente se juzgaría la calidad del ajuste del regulador PI.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-500

0

500

V

m

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-10

-5

0

5

10

15

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)

Figura. 6.16. Respuesta dinámica a un escalón de velocidad en carga de -500 a +500 rpm, para el método 1 de generación de consignas.



En cuanto a la respuesta de flujo se encuentra siempre una forma de onda similar, una respuesta amortiguada y un error estático debido a que se encuentra en lazo abierto. Este error se puede explicar en base a los razonamientos teóricos presentados en el capítulo 4, o también a errores de offset o de desequilibrios en el sistema experimental. El tiempo de la amortiguación de esta señal influye en la estabilización de la respuesta de par, el cual alcanza un valor estable en torno a 0.3 segundos después del escalón de referencia. La respuesta del ángulo de carga sigue en todos los casos al valor de consigna. En el caso de los dos primeros métodos de generación de consigna, el esquema de generación del ángulo delta está basado en un regulador P (método 1, Figura. 6.16) o PI (método 2, Figura. 6.17), y su respuesta dinámica puede ser ajustada. En el caso de los métodos 3 y 4, la generación de δ# es más compleja, pero a su vez más rápida.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-500

0

500

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-10

-5

0

5

10

15

Par(Nm)

tiempo (s)

(b) -0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)


Las oscilaciones durante el transitorio del ángulo delta estimado están provocadas por la respuesta más o menos rápida del par. Cuanto más rápida sea ésta, mayores serán las oscilaciones encontradas en ambas señales. La respuesta del par es muy rápida en todos los casos, aunque puede apreciarse que los métodos 3 (Figura. 6.19) y 4 (Figura. 6.20) presentan una dinámica ligéramente superior.

-0.05 0 0.05 0.1-15

-10

-5

0

5

10

15

tiempo (s)

Par (N

m)

Figura. 6.18. Ampliación conjunta de la respuesta dinámica del par estimado en el ensayo de -500 a +500 rpm en carga para el método 1 (rojo), método 2 (verde)

y método 3 (azul) de generación de consigna.



Este hecho se ha resaltado en la Figura. 6.18 donde se han amplificado únicamente las formas de onda del par estimado en el instante del escalón de velocidad. Se han representado en unos mismos ejes las formas de onda de los tres primeros métodos de generación de consigna, y no el del cuarto ya que en éste el par se expresa mediante la señal de intensidad isq. Aquí se puede apreciar claramente que la respuesta de par del método algebraico (en azul) es la más rápida bajo las mismas condiciones de ensayo, aunque no debe olvidarse el carácter no lineal de la carga. Esta mayor velocidad para el método 3 explica también la mayor oscilación en la respuesta del ángulo delta que se observa en la Figura. 6.19.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-500

0

500

Velocidad(rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295

Flujoestatorico(Wb)

tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-10

-5

0

5

10

15

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)

Figura. 6.19. Respuesta dinámica a un escalón en carga de velocidad de -500 a +500 rpm, para el método 3 de generación de consignas.

En este ensayo se preferirá de nuevo el método 3 (método algebraico) de generación de consignas frente a los otros, debido a su mejor calidad en la respuesta dinámica del par, y la mayor estabilidad de las señales obtenidas.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8

-500

0

500

1000

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295

Flujoestatorico(Wb)

tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

0

10

20

Inensidad Iq (A)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)




ESCALÓN DE -1000 A +1000 EN VACIO. El segundo ensayo dinámico presentado a continuación corresponde a un escalón de la velocidad de referencia entre -1000 rpm y +1000 rpm en vacio. De forma equivalente al ensayo anterior se mostrarán los resultados de las formas de onda obtenidas aplicando sucesivamente los diferentes métodos de generación de las consignas, representados entre la Figura. 6.21 y la Figura. 6.25.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

Velocidad(rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

0

10

20

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.05

0

0.05

0.1

0.15

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)

Figura. 6.21. Respuesta dinámica a un escalón de velocidad en vacio de -1000 a +1000 rpm, para el método 1 de generación de consignas.

La forma de onda de flujo estatórico presenta un comportamiento similar al caso anterior, manteniendo un error en régimen permanente que puede explicarse por las mismas razones que en el apartado anterior. En cuanto a la respuesta de velocidad, de nuevo se encuentra una buena dinámica para los 4 esquemas probados, dependiendo en cada caso del ajuste realizado en el regulador.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

0

10

20

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.05

0

0.05

0.1

0.15

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)




La respuesta de par se estudia más detalladamente en la Figura. 6.23, donde se han representado en unos mismos ejes las ondas de par estimado correspondientes a los tres primeros métodos de generación de consigna segun: método 1 en rojo, método 2 en verde y método 3 en azul.

-0.05 0 0.05 0.1-5

0

5

10

15

tiempo (s)

Par (Nm)

Figura. 6.23. Ampliación conjunta de la respuesta dinámica del par estimado en el ensayo de -1000 a

+1000 rpm en vacio para el método 1 (rojo), método 2 (verde) y método 3 (azul) de generación de consigna.

Se comprueba de nuevo que la respuesta más rápida corresponde al método algebraico (método 3), siendo tambien menor el nivel de las oscilaciones de par para este método. Por otra parte se observa aquí tambien la influencia del transitorio de la respuesta del flujo en la estabilización de la respuesta de par. La dinámica del ángulo delta es muy rápida en todos los casos y converge al valor de consigna. Por tanto, en el método 3 (Figura. 6.24) el hecho de que el par estimado tarde más en alcanzar su valor estacionario se puede deber a la influencia del transitorio de flujo estatórico, ya que éste valor de flujo influye en la determinación del par. En los dos primeros métodos (Figura. 6.21 y Figura. 6.22) esta dinámica será fijada por los reguladores P y PI respectivamente.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

0

10

20

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.05

0

0.05

0.1

0.15

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)




En cualquier caso, el carácter no lineal de la carga, dependiente de la velocidad, influye en todas las respuestas dinámicas haciendo más dificil el ajuste de los reguladores. En la Figura. 6.25, correspondiente al método 4 basado en el control por corrientes para la generación de las consignas, el comportamiento es algo diferente. La forma de onda del ángulo de carga mantiene un valor bastante estable durante el transitorio y la respuesta del flujo estatórico también es aceptable.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

Velocidad(rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295

0.3


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

-5

0

5

10

Inensidad Iq (A)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.05

0

0.05

0.1

0.15

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)


Los errores encontrados entre las señales de flujo estatórico estimado y de consigna, y en el ángulo delta estimado y de consigna no son verdaderamente preocupantes ya que al trabajar el sistema en lazo cerrado estos errores serán compensados por los valores de referencia.

ARRANQUE EN VACIO Y EN CARGA. El último ensayo dinámico que será mostrado corresponde a un arranque de 0 a 1000 rpm, aplicando el método 3 de generación de consignas. Este ensayos se ha realizdo tanto en vacio (Figura. 6.26 y Figura. 6.28) como con la carga máxima disponible de 8 bombillas (Figura. 6.27 y Figura. 6.29). En ambos arranques la respuesta es satisfactoria, siendo el transitorio más lento en el caso del arranque en carga, como es lógico. El reglaje del regulador de velocidad ha sido el mismo en los dos casos, de manera que se puede apreciar aquí de nuevo el comportamiento no lineal de la carga. Observando la respuesta en velocidad, se puede ver que el tiempo de estabilización es de entorno a 0.1 s. para el ensayo en vacio y de 0.2 s para el arranque en carga. Estos son tiempos de respuesta bastante rápidos que confirman una vez mas las buenas características dinámicas del sistema de control implementado, junto con el método algebraico para la generación de las consignas de módulo y ángulo del vector de flujo estatórico.



-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80

200

400

600

800

1000

1200

Velocidad (rpm)

tiempo (s)

(a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295

0.3

0.305

Flujoestatorico(Wb)

tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-5

0

5

10

15

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-0.05

0

0.05

0.1

0.15

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)

Figura. 6.26. Respuesta dinámica a un arranque en vacio a +1000 rpm, para el método 3 de generación de consignas.

Si se comparan las respuestas de flujo estatórico en el arranque en vacio (Figura. 6.26(c)) y en carga (Figura. 6.27(c)) se puede ver que en vacio se alcanza más rapidamente un valor estable que en carga. Al tener el flujo estatórico un comportamiento similar en todos los ensayos dinámicos, seriá quizá interesante incorporar algún tipo de sistema de regulación sobre el flujo, de manera que se actue sobre este el lazo cerrado. Esto será por tanto una de las mejoras propuestas en el capítulo de conclusiones. Las respuestas de par electromagnético (b) y ángulo de carga (d) muestran igualmente una dinámica muy rápida, con niveles máximos similares. En la Figura. 6.27 se ve la influencia del transitorio de la onda de flujo estatórico sobre la respuesta del par electromagnético y del ángulo delta.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80

200

400

600

800

1000

1200

Velocidad (rpm)

tiempo (s) (a)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.285

0.29

0.295

0.3

0.305


tiempo (s) (c)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80

5

10

15

Par(Nm)

tiempo (s) (b)

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80

0.05

0.1

0.15

0.2

Angulo delta (rad)

tiempo (s) (d)

Figura. 6.27. Respuesta dinámica a un arranque en carga a +1000 rpm, para el método 3 de generación de consignas.



En la Figura. 6.28 y Figura. 6.29 se han representado las formas de onda correspondientes a la intensidad que circula por una de las fases del estator, durante el arranque.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10


Figura. 6.28. Intensidad en la fase ‘a’ estatórica durante el arranque en carga de 0 a 1000 rpm, aplicando el método 3.

En ambos casos existe un transitorio fuerte en la corriente que alcanza un pico de 8 A en el caso del arranque en vacio y algo superior en el caso del arranque en carga (prácticamente 10 A). Estos valores son los esperables en un ensayo de estas características, siendo el tiempo de estabilización bastante rápido en ambos casos, como puede apreciarse en las figuras correspondientes.

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10


Figura. 6.29. Intensidad en la fase ‘a’ estatórica durante el arranque en carga de 0 a 1000 rpm, aplicando el método 3.

6.3.5. COMPARATIVA DE LOS MÉTODOS DE GENERACIÓN DE CONSIGNA IMPLEMENTADOS.

En los apartados 6.3.3 y 6.3.4 se han mostrado los resultados de diferentes ensayos en régimen permanente y transitorio, aplicando en cada uno de ellos los cuatro métodos de generación de consigna introducidos en el capítulo 4. Los resultados obtenidos empleando cada uno de los métodos son globalmente satisfactorios, y no es posible destacar claramente uno de los métodos por encima de los demás en base únicamente a los resultados experimentales obtenidos. Esto prueba una vez más la robustez del método de control implementado, el cual funciona



correctamente de forma independiente al método de generación de consigna empleado. Por tanto, la elección de uno de los métodos de consigna debe hacerse en base a criterios más amplios como son la facilidad de implementación, facilidad de ajuste, velocidad de procesamiento, etc… Como se discutió en el capítulo 4, el método 1 aporta como ventaja su sencillez y facilidad de implementación. La ventaja del segundo de los métodos probados es el hecho de eliminar el error de par, debido a la introducción de un segundo regulador PI, lo cual a su vaz aumenta la complejidad del sistema. El método algebraico (método 3) es el más original es su planteamiento para la obtención del ángulo delta de carga y añade la ventaja de linealizar el control de este ángulo en función del valor del par electromagnético. Esta ventaja se podria apreciar más claramente si se dispusiera de una carga independiente de la velocidad. Además los resultados experimentales obtenidos con este método, especialmente en los ensayos dinámicos, muestran que la respuesta de par es la más rápida frente al resto de métodos ensayados. En cuanto a la complejidad en el ajuste, en el tercer método se cuenta únicamente con el regulador de velocidad siendo por tanto relativamente sencillo de ajustar en comparación con los dos primeros métodos donde se debe ajustar también el regulador de par. En cualquier caso, estos dos primeros métodos ofrecen valores satisfactorios, y comparables a los del método algebraico. La función descrita por el método 3 ha sido programada en C y tratada en Simulink de forma sencilla y sin necesidad de realizar ajustes posteriores. El último método sigue una filosofia un tanto diferente en el sentido de que los valores de las consignas son obtenidos a partir de valores de referencia de intensidades en ejes (d,q), perdiéndose entonces en cierto modo la aproximación de control directo del par. Como conclusión, el método elegido será en método algebraico ya que se considera que ofrece las mejores prestaciones, además de ser original y sencillo de implementar.

6.4. CONCLUSIONES DEL CAPITULO. El objetivo de este capítulo es mostrar el correcto funcionamiento del método de control desarrollado en esta tesis, el control DTC Síncrono, presentando los resultados experimentales obtenidos tras su implementación en un sistema experimental. Este banco experimental ha sido descrito en la primera parte del capítulo, junto con todos los elementos de los que se compone. El funcionamiento tanto del método de control como de los diferentes métodos de generación de consigna ensayados ha sido probado en la segunda parte del capítulo. Se han comparado los resultados obtenidos en varios ensayos tanto en régimen permanente como en régimen dinámico a fin de caracterizar el comportamiento del sistema bajo distintas condiciones de ensayo. El correcto funcionamiento del método de control DTC síncrono ha sido ampliamente probado. Se trata de un control simple y eficaz, bastante independiente de las variaciones paramétricas y que no precisa del conocimiento preciso de todos los parámetros. Una ventaja adicional que debe ser destacada es que podría trabajarse



únicamente en coordenadas (α,β), sin necesidad de transformar las variable al sistema de referencia (d,q) o implementar ningún estimador u observador en esta referencia. Como ya se ha explicado, la razon por la que en el sistema experimental se ha implementado un estimador en ejes (d,q) responde únicamente a limitaciones en la frecuencia de trabajo por parte de la tarjeta de control. Se puede concluir que, pese a las limitaciones impuestas por el sistema físico y principalmente por la velocidad de procesamiento de la tarjeta de control dSpace DS1102, y la no idealidad del método de obtención de las variables estimadas empleado, el método de control ha respondido satisfactoriamente.

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