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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
INDICE
1 INTRODUCCIÓN ..................................................................................................3 2 OBJETIVOS ..........................................................................................................9 3 DISEÑO DEL MEZCLADOR...............................................................................10 4 SIMULACIÓN CON LÍNEAS IDEALES...............................................................17
4.1 Aspectos generales de simulación con MWO..............................................17 4.1.1 Simulación por Balance de Armónicos y puertos de entrada y salida ..17 4.1.2 Líneas de transmisión ideales ..............................................................20 4.1.3 Diodos y modelado en MWO................................................................21
4.2 Circuito con componentes ideales ...............................................................23 4.3 Espectro de frecuencias a la salida .............................................................25
4.3.1 Medida con MWO .................................................................................25 4.3.2 Resultados............................................................................................26 4.3.3 Conclusiones ........................................................................................29
4.4 Pérdidas de Conversión...............................................................................30 4.4.1 Medida con MWO .................................................................................30 4.4.2 Resultados............................................................................................31 4.4.3 Conclusiones ........................................................................................34
4.5 Aislamiento ..................................................................................................35 4.5.1 Medida con MWO .................................................................................36 4.5.2 Resultados............................................................................................39 4.5.3 Conclusiones ........................................................................................45
4.6 Reflexión o Pérdidas de Retorno .................................................................46 4.6.1 Medida con MWO .................................................................................46 4.6.2 Resultados............................................................................................47 4.6.3 Conclusiones ........................................................................................53
4.7 Mezclador con aislador ................................................................................54 4.8 Conclusiones y gráficas representativas de medidas con líneas ideales ....55
5 SIMULACIÓN CON LÍNEAS REALES................................................................59 5.1 Diferencias con la simulación de líneas ideales...........................................59 5.2 Substrato......................................................................................................61 5.3 Diseño de layouts en MWO .........................................................................62 5.4 Metodología para pasar del mezclador ideal al real ....................................65 5.5 Diseño con líneas reales..............................................................................66
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5.5.1 Primer Paso: Híbrido con líneas reales ................................................67 5.5.2 Segundo paso: Híbrido líneas reales, línea de salida plegada. ...........71 5.5.3 Tercer paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada y stub ..........78 5.5.4 Cuarto paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada, stub radial..84
5.6 Gráficas representativas de medidas con líneas reales ..............................92 6 MEZCLADOR CON FILTROS ............................................................................95
6.1 Filtro paso bajo ............................................................................................97 6.1.1 Elementos ideales ................................................................................97 6.1.2 Elementos reales................................................................................100
6.2 Filtro paso banda .......................................................................................109 6.2.1 Elementos ideales ..............................................................................109 6.2.2 Elementos reales................................................................................111
6.3 Gráficas representativas de medidas con filtros ........................................122
7 FABRICACION ..............................................................................................124
7.1 Consideraciones previas ...........................................................................124 7.2 Fabricación de la placa y soldadura de componentes...............................126 7.3 Cómo medir ...............................................................................................130
7.3.1 Parámetros de reflexión S11 y transmisión S21 de los filtros ...............132 7.3.2 Espectro .............................................................................................133 7.3.3 Pérdidas de conversión ......................................................................135 7.3.4 Aislamiento .........................................................................................135 7.3.5 Reflexión.............................................................................................137
8 MEDIDAS DEL MEZCLADOR FABRICADO ....................................................139 8.1.1 Filtro paso bajo ...................................................................................140 8.1.2 Filtro paso banda................................................................................141 8.1.3 Pérdidas de conversión ......................................................................143 8.1.4 Espectro .............................................................................................145 8.1.5 Aislamiento .........................................................................................148 8.1.6 Reflexión.............................................................................................150
9 COMPARATIVA CON UN MEZCLADOR COMERCIAL...................................154 10 CONCLUSIONES Y LINEAS FUTURAS ......................................................156 11 AGRADECIMIENTOS ...................................................................................159 ANEXOS ..................................................................................................................161
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
1 INTRODUCCIÓN
El objetivo del presento proyecto es el diseño, simulación y fabricación del
mezclador de un radiotelescopio para la recepción de señales en la banda de 1420
MHz. Dicho radiotelescopio es un ambicioso proyecto a largo plazo, motivado por el
profesor e investigador José Luis Gómez Tornero, perteneciente al departamento de
Teoría de la Señal y las Comunicaciones de la Universidad Politécnica de
Cartagena.
El mezclador es uno de los diversos circuitos que componen el sistema de
recepción y conversión de señal del radiotelescopio. Pero antes de entrar en
cuestiones más concretas, conviene realizar ciertas aclaraciones: ¿Qué es y para
qué sirve un radiotelescopio?. Es un aparato capaz de “ver” las ondas de radio
provenientes del espacio. Repasemos brevemente su historia.
Su uso se enmarca en el mundo de la astronomía y nace ante la necesidad
de poder ver aquello que nuestros ojos no ven. Tradicionalmente, para la
observación de los objetos celestes se usaban telescopios ópticos, de lentes cada
vez mayores, que permitieran ver las débiles señales luminosas de los objetos más
lejanos. Nuestro conocimiento de dichos objetos se basaba únicamente en la
información “visible” que recibíamos de los mismos.
Las primeras recepciones de ondas de radio extraterrestres ya se producían
en los años 30, pero de forma involuntaria, en los sistemas de comunicación por
radio y eran tratadas como ruido de origen desconocido que interfería en las
comunicaciones. Sobre 1928 la compañía telefónica Estadounidense Bell, encargó al
joven ingeniero Karl Jansky una investigación acerca del ruido que interfería en las
comunicaciones de radio marítimas.
Construyó una antena de radio orientable, con forma de jaula y sobre una
estructura que podía rotar como si de un tiovivo se tratase. De esta forma intentaría
detectar la procedencia de las fuentes de ruido.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Consiguió captar fuentes de ruido como las debidas a tormentas, aviones y
equipos eléctricos locales, y además detectó otra débil señal en forma de silbidos
que resultaba aproximadamente periódica. Dicha señal se anticipaba unos cuatro
minutos diarios con respecto al sol, es decir, que cada día se recibía cuatro minutos
antes.
Más tarde, se dió cuenta de que esos cuatro minutos coinciden con el tiempo
que las estrellas le ganan al sol cada día. Por ello su conclusión fue que el ruido
procedía del espacio y de más allá del sistema solar. En 1932 pudo concretar que
provenía del centro de la Vía Láctea.
Jansky concluyó que los cuerpos celestes, además de radiar energía en
forma de luz visible también lo hacen en forma de ondas de radio, pues al fin y al
cabo ambas son ondas electromagnéticas pero de distintas frecuencias.
Hoy día sabemos que de todo el espectro electromagnético solamente ciertas
longitudes de onda llegan hasta la superficie terrestre, entre ellas, el espectro visible
y la mayoría de las ondas de radio. Por ello los radiotelescopios situados en satélites
en el espacio exterior permiten explorar todo el espectro.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Penetración del espectro electromagnético en la superficie terrestre
Tras el descubrimiento de Janksy y pese a su insistencia, no se siguió
investigando más en sistemas de captación de ondas de radio extraterrestres. Sería
en 1937 cuando el ingeniero de radio Estadounidense Grote Reber, motivado por las
investigaciones de Jansky construyó el primer radiotelescopio. Su antena, construida
en el jardín de su casa, consistía en un plato parabólico metálico de 9 metros de
diámetro con un radiorreceptor sobre el mismo. En 1938 ya había realizado un mapa
de radio de la Vía Láctea.
Con el inicio de la Segunda Guerra Mundial, las investigaciones en
radioastronomía quedaron estancadas, pero con los avances tecnológicos
desarrollados durante la misma, especialmente los relacionados con el radar,
hicieron que tras la guerra se desarrollase enormemente la radioastronomía llegando
a tener sobre la década de los 70 tanta importancia como la astronomía óptica para
el estudio del universo.
El diseño de los radiotelescopios actuales no dista mucho de aquel precursor
de Reber. El diagrama de bloques básico es el siguiente:
5
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s
u
r
e
l
a
a
s
c
s
i
r
m
t
6
ADC
Motores de orientación
Oscilador Local
Mezclador
Amplificador
Amplificador
Filtros
La señal de radio es recibida por una antena parabólica que focaliza dicha
eñal en un punto donde se sitúa un LNB (bloque de bajo ruido) que pasa la señal a
na guía de onda y realiza una primera fase de amplificación y filtrado.
Mediante dicha guía se lleva la señal al receptor propiamente dicho, que
ealiza las tareas de acondicionamiento de la señal para poder ser procesada. Para
llo se hace pasar la señal por un amplificador de bajo ruido, después se mezcla con
a señal de un oscilador local para pasarla a una frecuencia menor, se filtra y se
mplifica la señal resultante de baja frecuencia. Finalmente se pasa por un conversor
nalógico-digital y se procesa con un ordenador.
Comúnmente se ha dicho que los radioastrónomos “escuchan” el cielo. Esto
e debe a que en sus inicios se limitaban a sintonizar las frecuencias deseadas,
omo si de una radio normal se tratase. Con ello recibían una cacofonía de ruidos y
ilbidos emitidos por los diferentes objetos del espacio. Pero resulta más útil obtener
mágenes para poder estudiar la forma y tamaño de los objetos celestes.
Normalmente las imágenes obtenidas con un radiotelescopio son
epresentaciones en falso color de la intensidad de señal en cada punto. Es decir, se
ide la cantidad de señal recibida en cada punto y se asigna una determinada
onalidad de color a cada intensidad de señal recibida.
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Las dos siguientes imágenes sirven como ejemplo para entender las
representaciones que ofrece un radiotelescopio. Ambas pertenecen a la nebulosa
M1 (también conocida como el cangrejo) y han sido tomadas mediante un telescopio
óptico (izquierda) y un radiotelescopio (derecha). A esta última se le suele llamar
radio imagen.
Imagen de la nebulosa M1 e nebulo M1
Mediante la imagen del radiotelescopio se puede observar la ubicación de un
púlsar
Los radioastrónomos operan con los radiotelescopios en frecuencias de radio
que no
Ahora que ya sabemos un poco más acerca de los radiotelescopios vamos a
detalla
Radio imagen d la sa
(cadáver de una estrella que explotó como una supernova) en la zona de
mayor emisión radioeléctrica (rojo).
se usen en la tierra (como pueden ser las frecuencias de televisión) pues
provocarían enormes interferencias en las débiles señales espaciales y sería como
intentar ver las estrellas de día.
r las características del nuestro. Queremos diseñar y fabricar un pequeño
radiotelescopio para captar las señales que emite el Hidrógeno neutro, uno de los
elementos más abundantes en el universo y cuya frecuencia de emisión es de
aproximadamente 1420MHz. También se le conoce como línea de 21cm.
Recordemos que la relación entre frecuencia y longitud de onda es:
mHzs
m103 8⋅
fc 21.0
101420 6 =⋅
==λ
Por tanto, nuestro radiotelescopio se diseñará para captar, aislar y amplificar
las señales de la banda de 1420 MHz de frecuencia. En consecuencia el mezclador
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del rad
entra protegida, es decir, ninguna emisión terrestre puede
terferir en dicha frecuencia, dada su gran importancia para la radioastronomía. Es
la que
squeda de
teligencia extraterrestre, ya que la frecuencia de emisión del hidrógeno se
consid
los radiotelescopios y la
radioastronomía, nos centraremos en el desarrollo de nuestro mezclador.
iotelescopio (objetivo de éste proyecto) debe ser capaz de bajar en frecuencia
las señales de 1420 MHz.
Esta banda se encu
in
emite el elemento más abundante del universo y permite obtener radio
imágenes de muchas áreas del espacio como por ejemplo las estructuras en espiral
de las galaxias, invisibles hasta el momento para los telescopios ópticos.
La otra aplicación que tiene actualmente esta banda es la bú
in
era una de las más importantes en el universo. Desde hace años el proyecto
SETI se dedica a esta labor en la que cualquiera puede colaborar con su ordenador
personal desde casa (http://setiathome.ssl.berkeley.edu/).
A continuación y tras esta breve introducción a
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2 OBJETIVOS
Queremos diseñar un mezclador de tipo “down-converter” para trasladar una
señal de radiofrecuencia de 1420 MHz a una frecuencia menor. Se usará tecnología
impresa mediante líneas de transmisión MicroStrip. Las simulaciones se realizarán
con el entorno de diseño AWR Microwave Office 2002 (versión 5.53). En adelante
nos referiremos a él como MWO.
Para ello seguiremos las siguientes fases:
1- Exposición teórica del circuito básico sobre el que comenzaremos. Se
comentarán las características generales de cada uno de los componentes
del mezclador así como las ecuaciones matemáticas que los definen (punto
3).
2- Simulación del circuito con líneas ideales y medida de los parámetros de
caracterización del mezclador. Asimismo se explicaran los pasos necesarios
para llevar a cabo cada medida con el software de simulación (punto 4).
3- Simulación con líneas reales y comparación con el circuito ideal. De forma
iterativa se sustituirán los componentes por otros de comportamiento real, se
medirán de nuevo los parámetros principales y se verán las diferencias con el
modelo ideal. Además se comenzará el diseño del layout (punto 5).
4- Diseño de filtros. Se expondrá brevemente la teoría sobre filtrado paso bajo y
paso banda así como su implementación con elementos concentrados y
distribuidos. Se simulará primeramente con elementos ideales y
posteriormente con elementos reales. En ambos casos se medirá la función
de transferencia y se comparará con los filtros ideales (punto 6).
5- Fabricación y medida de parámetros (puntos 7, 8 y 9).
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Señal de
3 DISEÑO DEL MEZCLADOR
Como ya hemos dicho, el objetivo de este proyecto es el diseño, simulación y
fabricación del mezclador del radiotelescopio. Nos basaremos en un circuito sencillo
y pasivo (sin elementos activos) para no complicar en exceso el diseño.
Vamos a ver el funcionamiento teórico del mezclador y paralelamente
introduciremos paso a paso los elementos de los que se compone para poder así ver
matemáticamente el proceso de mezclado de señales.
Genéricamente, un mezclador es un dispositivo capaz trasladar en frecuencia
una señal. Para ello se multiplica la señal recibida (señal de radiofrecuencia o RF)
por otra proveniente de un oscilador local (OL), obteniendo a la salida la señal
mezclada a una frecuencia superior o inferior. Por tanto, un mezclador consta de dos
puertos de entrada (RF y OL) y uno de salida (frecuencia intermedia o IF).
En nuestr
de 1420 MHz a
analógico-digital
funcionando en m
que la RF, concr
señal de RF de
diseño del oscila
fin de carrera.
10
Radiofrecuencia
Señal del Oscilador Local
Señal a frecuencia intermedia
o caso necesitamos el mezclador para desplazar la señal recibida
una frecuencia menor que nos permita pasar a un conversor
para su posterior procesado. Esto corresponde a un mezclador
odo “down-converter”. Para ello tomamos la frecuencia OL menor
etamente la OL será de 1276 MHz, para obtener en banda base la
1420 MHz con un ancho de banda aproximado de 100 MHz. El
dor local se está realizando paralelamente a éste, en otro proyecto
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En la práctica, la operación de multiplicar dos señales se puede hacer de
diversas formas. Nosotros lo haremos mediante diodos.
i(t)
Como sabemos, los d
corriente a través del mismo a
⋅+⋅+= )()()( 2210 tvatvaati
Es decir, se obtienen in
mayor y como co1cos2 α +
=
frecuencias y más atenuada
frecuencias a la señal de salid
Ahora debemos conseg
combinación de RF y OL. Par
como combinador. En el siguie
de línea de entrada y salida y
horizontales del híbrido (más g
1
2
0Z
0Z
+ v(t) -
iodos tienen una respuesta de tipo cuadrática. La
nte una señal de entrada de tipo )cos()( twVtv ⋅⋅= es:
K+⋅+⋅+ )()( 44
33 tvatva
finitos términos a la salida pero de orden exponencial
2)2s( α⋅
cuanto mayor sea el orden, mayores serán las
s van a estar, es decir, menos contribuyen dichas
a final.
uir que la señal que introducimos al diodo sea la
a ello usamos un híbrido de 90 grados o Branch Line
nte dibujo se muestra el híbrido en donde, los tramos
los tramos verticales tienen una impedancia de Z
)(tv
0 y los
ruesos) 2
0Z .
3
4
20Z
11
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El híbrido tiene las siguientes propiedades:
• La matriz de dispersión (parámetros S) del Branch Line es:
⎥⎥⎥⎥
⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣
⎡
−−−−
−−−−
=
001001
100100
21
jj
jj
S
• Las entradas 1-2 y 3-4 están aisladas entre sí, es decir, si por ejemplo
introducimos una señal por el puerto 1, nada se “cuela” al puerto 2.
• Las salidas 3 y 4 combinan las señales introducidas por 1 y 2 de la misma
manera.
• Las señales de entrada se suman en cuadratura.
Las señales de entrada al híbrido por los puertos 1 y 2 serán respectivamente la
de radiofrecuencia (RF) y la del oscilador local (OL). Éstas se pueden expresar en el
dominio del tiempo como:
)cos()( twVtv OLOLOL ⋅⋅=
)cos()( twVtv RFRFRF ⋅⋅=
Estas dos señales en el dominio el tiempo las pasamos al dominio de la
frecuencia, usando la transformada de Fourier y obtenemos sus fasores
correspondientes:
OLTF
OL atv ⎯→⎯)(
RFTF
RF atv ⎯→⎯)(
Al introducir por el puerto 1 la señal de RF, aRF, y por 2 la del oscilador local,
aOL, la salida en 3 y 4 es, respectivamente:
( )OLRF ajab +−
=21
3
12
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( )OLRF jaab +−
=21
4
1 3
2 4
aRF
aOL
b3
b4
Donde hemos asumido que la respuesta del híbrido se mantiene constante
para las dos frecuencias involucradas (RF y OL). Cuando introducimos por los
puertos 1 y 2 las señales de RF y OL respectivamente, en los puertos 3 y 4
obtenemos la suma en cuadratura de las mismas, es decir, sumadas y desfasadas
90º entre sí.
Además, al híbrido vamos a añadirle un tramo de línea de 90 grados de
longitud eléctrica a la salida del puerto 3, que va a permitir, como veremos mas
adelante, que se anulen ciertos armónicos no deseables.
1 3
2 4
aRF
aOL
b3’
b4=b4’
Línea de 90º
Como consecuencia:
( ) ( )OLRFOLRF jaaajajjbb −−
=++
=−=21
2' 33
[1]
( OLRF jaabb +−
==21' 44 ) [2]
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A la salida de los puertos 3 y 4 se conectan dos diodos en oposición de fase y
sus salidas se unen. La corriente creada por cada diodo se puede relacionar, en el
dominio del tiempo, con las tensiones en bornes de los diodos a través de la
siguiente ley cuadrática:
K+⋅+⋅+⋅+⋅+= )()()()()( 414
313
2121101 tvatvatvatvaati [3]
K+⋅+⋅−⋅+⋅−= )()()()()( 424
323
2222102 tvatvatvatvaati [4]
Como vemos, estamos definiendo las corrientes en los diodos en el mismo
sentido pero las tensiones en sentido opuesto. En el siguiente dibujo se muestran
todas las señales implicadas:
1
3
2 4
aRF
aOL
Línea de 90º
i1(t)
i2(t)
+ v1(t) -
- v2(t) +
iIF
b4=b4’
b3 b3’
Dichas tensiones en los bornes de los diodos se obtienen a partir de los
fasores b3’ y b4’ que podemos expresar en el dominio del tiempo aplicando la
Transformada inversa de Fourier. El resultado, ignorando las constantes y aplicando
que , es el siguiente: )()cos( twsentwj ⋅=⋅⋅
( )OLRF jaab −−
=21'3
⎯⎯ →⎯
−1TF α
)()cos( twsenVtwV OLOLRFRF ⋅⋅−⋅⋅ )(1 tv= [5]
( )OLRF jaab +−
=21'4
⎯⎯ →⎯
−1TF α
)()cos( twsenVtwV OLOLRFRF ⋅⋅+⋅⋅ )(2 tv= [6]
Rescribiendo las expresiones [3] y [4] para los dos primeros términos con el
valor de v1(t) y v2(t), obtenemos:
14
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+⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ ⋅⋅+
⋅⋅+⋅⋅⋅−⋅⋅⋅=2
)2cos(1)()cos( 22111
twVatwsenVatwVai RFRFOLOLRFRF
)()cos(22
)2cos(12
22 twsentwVVa
twVa OLRFOLRF
OLOL ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⎟
⎠⎞
⎜⎝⎛ ⋅⋅+
⋅⋅ [7]
−⎟⎠⎞
⎜⎝⎛ ⋅⋅+
⋅⋅−⋅⋅⋅+⋅⋅⋅=2
)2cos(1)()cos( 22112
twVatwsenVatwVai RFRFOLOLRFRF
)()cos(22
)2cos(12
22 twsentwVVa
twVa OLRFOLRF
OLOL ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⎟
⎠⎞
⎜⎝⎛ ⋅⋅+
⋅⋅ [8]
Finalmente las salidas de ambos diodos se conectan entre sí para sumarse y
conseguir anular gran parte de los armónicos generados, por lo tanto:
)()cos(4)cos(2 2121 twsentwVVatwVaiii OLRFOLRFRFRFIF ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⋅⋅⋅⋅=+= [9]
En donde el segundo, tercero y cuarto miembro de las expresiones [7] y [8] se
anulan entre sí al sumarse. Esto se ha conseguido gracias al comportamiento del
híbrido y el desfase introducido por el tramo de línea de 90º.
Si aplicamos a [9] la relación trigonométrica:
2)(
2)()()cos( basenbasenbsena −
−+
=⋅ , obtenemos la expresión final:
))((2))((2)cos(2 221 twwsenVVatwwsenVVatwVai OLRFOLRFOLRFOLRFRFRFIF −++−= [10]
En donde la iIF se compone de tres términos se corresponden a tres
frecuencias diferentes. El primero es la RF, el segundo es un término de alta
frecuencia que no nos interesa y el tercero es la IF buscada cuya frecuencia es de
1420-1276=144 MHz.
Por tanto hemos conseguido obtener la señal de IF, eliminando gran parte de
los armónicos y eliminando también la señal de OL. Ahora necesitamos eliminar las
dos frecuencias que acompañan a la IF. El término de alta frecuencia (wRF+wOL) se
eliminará en la fase posterior de filtrado, mientras que el término de RF así como los
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armónicos cercanos que posteriormente, y debido a comportamientos no ideales del
circuito, aparezcan, se eliminarán con dos stub sintonizado a la frecuencia RF que
colocaremos a la salida de los diodos.
En este último dibujo se muestra el circuito final del mezclador con los stub:
1
3
2 4
aRF
aOL
Línea de 90º
i1(t)
i2(t)
+ v1(t) -
- v2(t) +
iIF
b4=b4’
b3 b3’
Stub
Stub
Ahora que hemos justificado matemáticamente los elementos del mezclador
pasaremos, en los apartados siguientes, a simularlo con MWO.
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4 SIMULACIÓN CON LÍNEAS IDEALES
4.1 Aspectos generales de simulación con MWO
Primeramente, hemos de tener en cuenta que vamos a simular un mezclador
que es un circuito de comportamiento no lineal. En un circuito lineal como puede ser
un divisor resistivo, se especifican una o varias frecuencias de entrada y medimos
dichas frecuencias a la salida. Para ello basta con hacer un análisis en frecuencia
normal.
En nuestro caso, no solo hay que considerar las frecuencias a la entrada, sino
también aquellas que va a “generar” el propio circuito, también llamadas productos
de intermodulación.
4.1.1 Simulación por Balance de Armónicos y puertos de
entrada y salida
Microwave Office incorpora un tipo de análisis de alta frecuencia para
circuitos no lineales llamado Balance de Armónicos (“Harmonic Balance”, HB).
Como ya hemos visto, los diodos van a introducir una serie de frecuencias
que serán combinaciones suma y diferencia a múltiplos enteros de las originales.
Esto nos lleva a la elección de un número de términos significativos. En “Options >
Default Circuit Options” especificaremos, para el análisis HB, el número de
armónicos significativos para cada uno de los tonos.
En nuestro caso, al tener dos señales de entrada, la del OL y la de RF, solo
nos afecta el tono 1 y 2 que corresponderán a una u otra señal según lo
especifiquemos en los puertos de entrada. Valores de 5 y 2 para el tono 1 y 2
respectivamente nos darán un número suficientemente representativo de armónicos
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a la salida. Cuanto mayores sean estos valores, más armónicos se simularán y más
tiempo de procesado se requerirá.
También podemos especificar las frecuencias de simulación de los circuitos
en “Options > Proyect Options”.
Estos ajustes afectan a todos los esquemáticos del circuito. Si queremos que
las simulaciones de un esquemático concreto tengan unos valores particulares,
podemos ajustarlo haciendo clic derecho en el esquemático correspondiente y
seleccionando “Options”. Una vez dentro hay que desmarcar la casilla “Use proyect
defaults” y especificar los valores concretos para este esquemático. Nosotros
usaremos las opciones generales del proyecto para el Balance de Armónicos
(marcaremos Use “Proyect Defaults” en la pestaña “Harmonic Balance”) y daremos
valores concretos a las Frecuencias No Lineales para cada esquemático, según el
tipo de parámetro a medir.
A partir de aquí y para las simulaciones usaremos la siguiente nomenclatura:
• Señal de Radiofrecuencia (1.42 GHz): RF
• Señal del Oscilador Local (1.276 GHz): OL
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• Señal de frecuencia intermedia de salida (0.144 GHz): IF • Señal de frecuencia intermedia de salida (0.144 GHz): IF
• Puerto 1 del mezclador o puerto RF: Entrada de señal RF • Puerto 1 del mezclador o puerto RF: Entrada de señal RF
• Puerto 2 del mezclador o puerto OL: Entrada de señal OL • Puerto 2 del mezclador o puerto OL: Entrada de señal OL
• Puerto 3 del mezclador o puerto IF: Salida de señal IF • Puerto 3 del mezclador o puerto IF: Salida de señal IF
Los puertos 1 y 2 serán de tipo “Harmonic Balance” e irán cambiando
(PORTF, PORTFNS,...) según el tipo de simulación.
Los puertos 1 y 2 serán de tipo “Harmonic Balance” e irán cambiando
(PORTF, PORTFNS,...) según el tipo de simulación.
Una nota importante a tener en cuenta es que al puerto especificado como
número 1 (P=1) se le asigna la frecuencia o frecuencias especificadas en las
opciones del esquemático o las del proyecto, si estuviese marcada la casilla “Use
proyect defaults”.
Una nota importante a tener en cuenta es que al puerto especificado como
número 1 (P=1) se le asigna la frecuencia o frecuencias especificadas en las
opciones del esquemático o las del proyecto, si estuviese marcada la casilla “Use
proyect defaults”.
A continuación comentaremos los puertos que vamos a usar: A continuación comentaremos los puertos que vamos a usar:
• PORT1 • PORT1
Terminación activa de impedancia Z que aplica una señal de
potencia “Pwr” a la o las frecuencias especificadas para dicho
esquemático.
Terminación activa de impedancia Z que aplica una señal de
potencia “Pwr” a la o las frecuencias especificadas para dicho
esquemático.
PORTF
Pwr=Freq=
Z=P=
0 dBm1e9 GHz50 Ohm1
• PORTF • PORTF
Terminación activa de impedancia Z que aplica una señal de
potencia Pwr a la frecuencia “Freq”.
Terminación activa de impedancia Z que aplica una señal de
potencia Pwr a la frecuencia “Freq”.
Si hacemos clic derecho en este puerto y seleccionamos “Properties”, en la
pestaña “Port”, y lo definimos como Tono 1, si la frecuencia “Freq” coincide
con la frecuencia especificada para el esquemático, automáticamente se
convertirá en un PORT1.
Si hacemos clic derecho en este puerto y seleccionamos “Properties”, en la
pestaña “Port”, y lo definimos como Tono 1, si la frecuencia “Freq” coincide
con la frecuencia especificada para el esquemático, automáticamente se
convertirá en un PORT1.
19
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
19
PORTF
Pwr=Freq=
Z=P=
0 dBm1e9 GHz50 Ohm1
PORT1
Pwr=Z=P=
0 dBm50 Ohm1
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
PORTFNS
Tone=PStep=PStop=PStart=
Freq=Z=P=
2 0 dB0 dBm0 dBm1 GHz50 Ohm1
• PORTFNS
Igual que PORTF pero además permite hacer un barrido de
potencias.
Si, por ejemplo, quisiéramos hacer una simulación no lineal de Balance de
Armónicos, aplicando en el puerto 2 un rango de frecuencias, definiríamos, en las
opciones de dicho esquemático, el rango de frecuencias no lineales y pondríamos en
el puerto 2 un PORT1.
4.1.2 Líneas de transmisión ideales
Usaremos líneas de comportamiento ideal que no tienen en cuenta ni las
pérdidas propias de las líneas ni los efectos electromagnéticos asociados a las
mismas. Éste tipo de líneas se encuentran en MWO dentro del subgrupo “Phase” del
grupo “Transmission Lines”.
Concretamente usaremos el modelo TLIN, cuyos únicos parámetros
necesarios son la impedancia, frecuencia y longitud eléctrica.
TLIN
F0=EL=Z0=ID=
10 GHz90 Deg50 OhmTL1
Tampoco se tienen en cuenta las discontinuidades y los efectos de las
uniones entre líneas. Por ello para unir líneas simplemente las conectaremos entre
sí.
20
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En cuanto a los stub, usaremos los componentes TLOC, que implementa una
línea ideal sin perdidas y acabada en circuito abierto.
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
10 GHz90 Deg50 OhmTL1
4.1.3 Diodos y modelado en MWO
Los diodos se han elegido de tipo schottky de la marca MACOM,
concretamente el modelo MA4E2054-1141T que se presenta en un encapsulado de
tipo SOD23, adecuado para el montaje superficial.
A continuación se presentan los detalles del encapsulado y los parámetros
SPICE necesarios para la simulación con MWO. La hoja de especificaciones
completa está incluida en el anexo.
Para introducir en MWO un diodo mediante la especificación de los
parámetros de su modelo Spice, iremos a la pestaña “Elem”, componentes no
lineales y dentro de ella los diodos. Concretamente el modelo que nos interesa es el
SDIODE (Spice Diode Model)
21
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Una vez introducido el diodo en el esquemático hay que cambiar los
parámetros del modelo Spice. Para ello pinchamos en el diodo con el botón derecho
y seleccionamos “Properties”. En el caso de que no se muestren todos los
parámetros pulsaremos en el botón “Show Secondary”. Ahora solo queda ajustar
todos los valores teniendo especial cuidado en las unidades ya que, por ejemplo, en
las especificaciones, el parámetro Is está en Amperios y en MWO se debe poner en
miliAmperios.
22
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.2 Circuito con componentes ideales
Una vez comprendido lo explicado en el punto 4.1 acerca de la simulación en
MWO, pasamos el circuito a componentes ideales de MWO, quedando de la
siguiente manera:
Los puertos 1 y 2 son en este caso terminaciones pero en las simulaciones
los cambiaremos por puertos de tipo Harmonic Balance, como los comentados
anteriormente, según el tipo de parámetro a medir.
Acostumbraremos a dividir el circuito total en bloques o módulos, llamados en
MWO subcircuitos, con la finalidad de tener esquemáticos más claros conforme el
diseño se vaya volviendo más complejo. Por tanto, incluiremos el Branch Line con la
línea de 90º en un subcircuito, obteniendo el siguiente esquemático:
TLIN
F0=EL=Z0=ID=
1.276 GHz90 Deg35.36 OhmTL1
TLIN
F0=EL=Z0=ID=
1.276 GHz90 Deg35.36 OhmTL2
TLIN
F0=EL=Z0=ID=
1.276 GHz90 Deg50 OhmTL3 TLIN
F0=EL=Z0=ID=
1.276 GHz90 Deg50 OhmTL4
TLIN
F0=EL=Z0=ID=
1.276 GHz90 Deg50 OhmTL5
SDIODE
AFAC=ID=
1.0 SD1
SDIODE
AFAC=ID=
1.0 SD2
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL6
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL7
PORT
Z=P=
50 Ohm1
PORT
Z=P=
50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 Ohm7
23
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
SDIODE
AFAC=ID=
1.0 SD1
SDIODE
AFAC=ID=
1.0 SD2
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL1
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL2
1
2
3
4
SUBCKT
NET=ID=
"Hibrido y linea 90" S1
PORT
Z=P=
50 Ohm3
PORT
Z=P=
50 Ohm1
PORT
Z=P=
50 Ohm2
Una vez aclarado esto, vamos a pasar a explicar como realizar cada una de
las medidas necesarias para analizar el mezclador en las distintas etapas del diseño.
Éstas son:
• Espectro de frecuencias a la salida
• Pérdidas de conversión
• Aislamiento de puertos
• Reflexión o Pérdidas de Retorno
En los puntos siguientes explicaremos su necesidad y cómo interpretarlas.
24
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.3 Espectro de frecuencias a la salida
Mediante la medida del espectro de frecuencias en el puerto de salida, vamos
a poder medir las componentes de IF, RF y OL en la salida para así poder
comprobar el correcto funcionamiento del mezclador. Además nos va a permitir
detectar la necesidad de usar filtros en la salida para eliminar tonos indeseables, es
decir, todo aquello que no sea la IF.
4.3.1 Medida con MWO
Definimos en las opciones del esquemático una única frecuencia no-lineal,
independiente de las del resto del proyecto, de 1.276 GHz. Si quisiéramos ver el
espectro a diferentes frecuencias, las especificaríamos en dichas opciones.
Ponemos en el puerto 1 un PORTF a 1.42 GHz y en el puerto 2 un PORT1
(como ya hemos dicho, a este último se le asignará la frecuencia/s del esquemático,
en nuestro caso 1.276 GHz). Si además quisiéramos barrer diferentes potencias,
pondríamos un PORTFNS.
Creamos un nuevo gráfico y le añadimos como medida “Nonlinear Power >
Pharm” y le indicamos que realice la medida en el puerto 3.
Si uno de los puertos de entrada tiene un barrido de potencias (PORTFNS)
se puede especificar para que valor de potencia de dicho puerto queremos ver el
espectro.
25
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Esta medida nos dará la potencia de cada armónico presente a la salida (se
tendrán en cuenta tantos armónicos como hayan sido especificados en las opciones
del análisis de balance de armónicos).
4.3.2 Resultados
El espectro en el puerto de salida lo vamos a medir simulando primeramente
una variación de la potencia RF y después para una variación de la potencia OL.
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF -20 (azul), -15 (rojo), -10 (verde), -5 (marrón) Potencias (dBm)
OL 10
26
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
27
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro a la salida
-400
-300
-200
-100
0
2.696 GHz -13.99 dBm
0.144 GHz -14.09 dBm
1.42 GHz -340.9 dBm
1.132 GHz -45 dBm
DB(| Pharm[PORT_3,1,1]| ) (dBm)Mezclador para Espectro2
DB(| Pharm[PORT_3,1,2]| ) (dBm)Mezclador para Espectro2
DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador para Espectro2
DB(| Pharm[PORT_3,1,4]| ) (dBm)Mezclador para Espectro2
Cuando varía la potencia RF se produce un escalado proporcional en todas
las componentes frecuenciales. Esto se puede ver también como que las pérdidas o
la ganancia de conversión se mantiene constante. En el siguiente punto se verá con
más detalle. Nótese la alta atenuación que sufre el tono de RF (1.42 GHz) debido a
la presencia de los stubs sintonizados a dicha frecuencia.
Como potencias inferiores a –200 o –300 dBm son prácticamente
insignificantes, vamos a cambiar la escala entre 0 y –100 dBm para ver con más
detalle la zona de interés.
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
28
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro a la salida
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.132 GHz -45 dBm
0.144 GHz -14.09 dBm
1.276 GHz -93.06 dBm
DB(| Pharm[PORT _3,1,1]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,2]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,3]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,4]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
Ahora sí que se aprecia más claramente el efecto de variar la potencia RF.
Por tanto, desde el punto de vista de la cantidad de señal IF disponible (0.144GHz)
será mejor tener una mayor cantidad de potencia RF. A partir de ahora, vamos a
representar solamente en una escala de 0 a –100 dBm, pues las señales por debajo
de este valor son insignificantes.
En la siguiente simulación vamos a mantener constante la potencia RF y
variaremos la potencia OL.
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL 0 (azul), 5 (rojo), 10 (verde), 15 (marrón), 20 (gris)
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro a la salida
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.276 GHz -93.06 dBm
1.132 GHz -42.16 dBm
0.144 GHz -18.94 dBm
2.696 GHz -18.68 dBm
DB(| Pharm[PORT _3,1,1]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,2]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,3]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,4]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
DB(| Pharm[PORT _3,1,5]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro
En este caso la potencia de señal IF es muy similar para los distintos valores
de potencia OL pero, en cambio, sí que afecta a los tonos adyacentes. Para mejorar
los resultados de las posteriores etapas de filtrado, interesa que los tonos cercanos a
la IF sean lo menores posible, por ello, conviene que la potencia OL aplicada sea de
al menos unos 10 dBm.
4.3.3 Conclusiones
Según los resultados, deberemos tener de una potencia RF mayor de –15 o –
10 dBm y una potencia OL mayor de 10 dBm, para poder así tener una cantidad de
potencia de señal IF considerable y por encima del resto de tonos.
29
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.4 Pérdidas de Conversión
Las pérdidas de conversión son la relación entre la potencia disponible de la
señal IF, a partir de la potencia de señal RF aplicada.
Este parámetro es muy importante ya que nos va a dar una idea de lo eficiente
que es nuestro mezclador. Si, por ejemplo, tenemos dos mezcladores distintos, a los
que les suministramos la misma potencia de señal RF, pero uno de ellos tiene unas
pérdidas de conversión muy altas, quiere decir que la potencia de señal IF que da a
la salida es muy débil comparada con la que da el segundo mezclador. En este caso
nos convendría elegir éste último.
4.4.1 Medida con MWO
Si medimos este parámetro usando los puertos del apartado anterior
obtendríamos un punto, que sería las pérdidas que existen para dichos valores de
potencia. Lo que buscamos en este caso es una gráfica que me relacione la potencia
de entrada con las pérdidas de conversión que se producen, para así poder saber
cuales son los valores adecuados de potencia de entrada. Para ello, en uno de los
puertos colocamos un PORTFNS y en el otro un PORTF o PORT1.
En un nuevo gráfico ponemos el tipo de medida “Nonlinear Power >
LSSnm2SP”. Esta medida calcula los parámetros S de transmisión y reflexión entre
dos puertos especificados. Debemos especificar también los armónicos cuya
potencia se medirá en cada uno de los dos puertos.
Para nuestro caso, debemos hacer los cálculos desde (From) el puerto 1
(entrada de RF) hasta (To) el puerto 3 (salida de la IF). Asimismo ponemos como
primer armónico (que corresponde al puerto To) la IF y como segundo (que
corresponde al puerto From) la RF.
30
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Esto nos va a devolver un gráfico con las pérdidas de conversión de la señal
RF introducida por el puerto 1, cuando medimos la IF en el puerto 3.
NOTA: En las opciones del esquemático, en “Nonlinear Frequencies”, dentro de las
casillas de “Modify Range”, debe dejarse en blanco tras ajustarse, de lo contrario, no
dejará especificar ninguna frecuencia en la medida “LSSnm2SP”, sino que indicará
fuera de rango.
4.4.2 Resultados
Vamos ver las pérdidas de conversión desde dos puntos de vista.
Primeramente, las obtendremos barriendo un rango de potencia OL, y después
variando la potencia RF. En cada caso representaremos las familias de curvas
correspondientes a distintos valores de RF y OL respectivamente.
Tengamos en cuenta que el gráfico muestra realmente la ganancia de
conversión, es decir, valores cercanos a cero dBm son valores grandes de potencia
IF, medida en el puerto 3, con respecto a la potencia RF disponible en puerto 1. Por
tanto, hay más ganancia de conversión o lo que es lo mismo, menos pérdidas de
conversión.
31
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF -20 (azul), -10 (rojo), -5 (verde), 0 (marrón) Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas de Conversion
-11.5
-11
-10.5
-10
-9.5
-9
-8.5
10 dBm -9.0997 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion2
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion3
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion4
Vemos como para los distintos valores de potencia RF y a partir de 10 dBm
de OL, tenemos unas pérdidas de conversión casi iguales, esto es, alrededor de
unos –9 dBm.
En consecuencia, procuraremos que la potencia OL sea siempre mayor a 10
dBm, para mantener unos valores similares de pérdidas de conversión para un
amplio abanico de potencias RF.
El hecho de que las curvas asociadas a distintas potencias RF den resultados
casi idénticos, se relaciona con el resultado obtenido en las dos primeras gráficas
anteriores del espectro en donde vimos como el variar la potencia RF provocaba un
escalado general de todo el espectro y como consecuencia las pérdidas de
conversión se mantienen constantes, pero recibiendo menor cantidad de señal.
32
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF [ –20, 20 ] Potencias (dBm)
OL 7 (azul), 10 (rojo), 15 (verde), 20 (marrón), 25(gris)
-20 -10 0 10 20Potencia RF (dBm)
Perdidas de Conversion
-25
-20
-15
-10
-5
4 dBm -9.241 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion2
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion3
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion4
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion5
En este caso, para valores fijos de potencia OL, es decir, situándonos en una
de las curvas, conforme aumenta la potencia RF, llega un punto donde las pérdidas
de conversión aumentan. Ese punto se alcanza cuando la potencia RF llega
aproximadamente al 40% de la potencia OL. Por ejemplo, para la potencia OL de 10
dBm (curva roja) al llegar a una potencia RF de 4 dBm, las pérdidas de conversión
aumentan.
Por el contrario, las pérdidas de conversión no parecen estar afectadas por
una potencia RF muy baja. Esto ya lo comentamos en el punto anterior, y se debe a
que la relación entre la señal RF y la IF se mantendrá constante pero, en cambio,
tendremos disponible menor cantidad de señal IF. Por ello, para obtener buenos
valores de pérdidas de conversión, la potencia de RF debe ser lo mayor posible, sin
superar el 40% de la potencia OL, es decir, si usamos 10 dBm de potencia OL, la
potencia RF debe ser como mucho de 4 dBm.
33
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.4.3 Conclusiones
De la primera simulación concluimos que la potencia OL debe ser mayor que
10 dBm y de la segunda, que la potencia RF debe ser alta pero sin superar el 40%
de la potencia OL disponible.
34
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.5 Aislamiento
El aislamiento lo podemos ver como la cantidad de señal que se “cuela” de un
puerto a otro. Idealmente las medidas de aislamiento entre dichos puertos son
infinitas pero en la realidad no es así y menos aún en nuestro caso.
Recordemos que estamos usando dos diodos y un híbrido de 90º como
combinador, en el que sabemos, por la teoría, que los puertos 1 y 2 están aislados,
así como el 3 y 4. En el mezclador, el puerto 1 (RF) y el puerto 2 (OL) coinciden con
los puertos 1 y 2 del híbrido y el puerto 3 (IF) viene de la unión del 3 y 4 del híbrido
tras pasar por los diodos. Debido a estos últimos principalmente y a
comportamientos no ideales de los circuitos, se van a producir reflexiones por
desadaptaciones.
Es muy importante ver el nivel de aislamiento de cada uno de estos tres
puertos, pues con ello valoraremos si la cantidad de señal que se cuela en uno u otro
puede afectar negativamente al funcionamiento del circuito.
Al tener el mezclador dos puertos de entrada de señal y uno de salida,
debemos de medir cuatro aislamientos:
• RF-OL: Señal RF que se “cuela” en el puerto OL.
• OL-RF: Señal OL que se “cuela” en el puerto RF.
• OL-IF: Señal OL que se “cuela” en el puerto IF.
• RF-IF: Señal RF que se “cuela” en el puerto IF.
Tengamos en cuenta que si por ejemplo se cuela mucha cantidad de señal
del oscilador local por el puerto de salida IF, puede afectar e incluso dañar a las
siguientes etapas de filtrado. Es muy importante saber que la señal RF va a tener
unos niveles de potencia sobre los –10 dBm pero la señal OL estará alrededor de los
10dBm. Por ello, debemos medir con cuidado el aislamiento de los puertos ante la
35
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
señal OL ya que al ser la que más potencia va a tener, es la que más negativamente
afectaría al sistema en caso de que se colase por alguno de los otros dos puertos.
Si recordamos ahora el diseño del mezclador que estamos usando:
Aquí vemos gráficamente como se pueden colar señales entre los puertos RF
y OL. Las señales de RF y OL que se cuelan en el puerto IF son debidas a que el
circuito no funciona de forma ideal. Recordemos que en el punto 3 hicimos el diseño
y los cálculos y solamente aparecía en la salida la señal RF pero no la OL y pusimos
los stub sintonizados a RF para evitar tener en la salida la señal de RF.
Posteriormente en las simulaciones veremos como aparecerán tanto una como otra
en la salida (puerto IF) debido a comportamientos reales del circuito.
4.5.1 Medida con MWO
Usaremos los mismos tipos de puertos y de medida que en el punto anterior
pero variando los parámetros.
Antes de continuar vamos a dejar claro los cuatro tipos de aislamientos que
vamos a medir:
• Aislamiento RF-OL o aislamiento del puerto RF al OL:
36
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
o Señal RF que se “cuela” en el puerto OL.
o Especificaremos que mida la potencia de la señal desde (From) el
puerto 1 (señal RF), hasta (To) el puerto 2 (señal OL).
o Los armónicos en los que se medirá la potencia los especificamos
ambos como la RF.
• Aislamiento OL-RF o aislamiento del puerto OL al RF:
o Señal OL que se “cuela” en el puerto RF.
o Especificaremos que mida la potencia de la señal desde (From) el
puerto 2 (señal OL), hasta (To) el puerto 1 (señal RF).
o Los armónicos en los que se medirá la potencia los especificamos
ambos como la OL.
37
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
• Aislamiento OL-IF o aislamiento del puerto OL al IF:
o Señal OL que se “cuela” en el puerto IF.
o Especificaremos que mida la potencia de la señal desde (From) el
puerto 2 (señal OL), hasta (To) el puerto 3 (señal IF).
o Los armónicos en los que se medirá la potencia los especificamos
ambos como la OL.
38
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
• Aislamiento RF-IF o aislamiento del puerto RF al IF:
o Señal RF que se “cuela” en el puerto IF.
o Especificaremos que mida la potencia de la señal desde (From) el
puerto 1 (señal RF), hasta (To) el puerto 3 (señal IF).
o Los armónicos en los que se medirá la potencia los especificamos
ambos como la RF.
4.5.2 Resultados
Mediremos los cuatro aislamientos para un barrido de potencia de OL y de
RF, obteniendo en cada caso las curvas correspondientes a distintos valores de RF y
OL.
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF -20 (azul), -15 (rojo), -10(verde), -5(marrón), 0(gris), 5(negro)Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
39
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_RF
-120
-90
-60
-30
4 dBm -92.222 dB
2 dBm -96.154 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento6
Los mejores valores de aislamiento del OL-RF se obtienen para potencias de
RF de –15 dBm (rojo) y –10 dBm (verde) y valores de potencia OL de 2 y 4 dBm
respectivamente.
Para un valor de potencia OL de 10 dBm el aislamiento del puerto RF es
prácticamente el mismo para valores de potencia RF entre –20 dBm y –5 dBm. Por
ello, para mantener un buen aislamiento del puerto RF y que su valor no varíe ante
oscilaciones de potencia RF, deberemos mantener la potencia RF en dicho rango y
la potencia OL entre 10 dBm y 15 dBm.
En general y para los valores normales de uso de potencia RF y OL, el
aislamiento OL-RF es elevado, es decir, que hay poca cantidad de señal OL que se
cuela en el puerto RF.
40
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_OL
-15.8
-15.6
-15.4
-15.2
-15
-14.8
10 dBm -15.6 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento6
En el caso del puerto OL el aislamiento RF-OL es, en general, más pobre sin
embargo es más estable y se mantiene entorno a –15.6 dBm siempre y cuando la
potencia RF sea menor a 0 dBm. Por tanto, y al contrario que el caso anterior, en el
puerto OL se cuela una pequeña cantidad de la señal RF.
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_IF
-342
-339
-336
-333
-330
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento2
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento3
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento4
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento5
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento6
41
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para este caso vemos como el puerto IF está casi totalmente aislado frente a
la señal RF, y los valores son muy parecidos para todo el rango de potencia OL y RF
simulado, es decir, que muy poca señal de RF se cuela en el puerto IF. Esto se debe
a los stub sintonizados a la frecuencia RF que introducimos en el circuito en la fase
del estudio teórico para poder eliminar la RF de la expresión de salida. Ahora
podemos comprobar el funcionamiento correcto de dichos stub al no permitir que
aparezca señal RF en la salida.
Esto también lo pudimos ver en la primera gráfica del punto 4.3.2 en donde el
tono de RF se quedaba atenuado hasta los –340 dBm aproximadamente, cuyo valor
es del orden del aislamiento obtenido, con lo que comprobamos la coherencia entre
los distintos resultados.
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_IF
-110
-100
-90
-80
-70
-60
10 dBm -103.06 dB
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento6
Para el caso de la señal OL que se cuela en el puerto de salida IF las cosas
cambian. Ahora sí hay más cantidad de señal de OL que se cuela en la salida. Esto
hay que tenerlo muy presente ya que la señal OL es la que más potencia va a tener
y la que más controlada debemos tener. Sería muy perjudicial que se colase mucha
cantidad de señal OL en el puerto de salida o en el puerto RF.
42
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En este caso, donde trabajamos con elementos ideales, el aislamiento OL-IF,
pese a ser menor que el RF-IF, presenta valores elevados. Si la comparamos con la
segunda gráfica del punto 4.3.2 vemos como el tono de OL está sobre los –93 dBm,
que si le añadimos una pequeña parte de señal que es reflejada (ver punto 4.6)
tendremos una cifra similar a la obtenida en esta última gráfica del aislamiento OL-IF.
A partir de los 10 dBm de potencia OL y para valores de potencia RF
inferiores a –5 dBm el aislamiento OL-RF es casi constante por lo que intentaremos
mantener dichos valores de potencias. Aún así, para este circuito ideal, hay muy
poca señal de OL que se cuela en el puerto IF.
Ahora vamos a obtener unos resultados equivalentes a los anteriores para el
aislamiento OL-RF y RF-OL, pero que pueden servir para analizar más claramente el
aislamiento del circuito. Para ello, vamos ahora a hacer un barrido de la potencia RF
y mostraremos las curvas correspondientes a distintos valores de potencia OL.
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF [ -20, 10 ] Potencias (dBm)
OL 5 (azul), 7 (rojo), 10 (verde), 12 (marrón), 15 (gris), 20(negro)
-20 -10 0 10Potencia RF (dBm)
Aislamiento OL_RF
-100
-80
-60
-40
-20
-1.792 dBm -72.746 dB
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento6
43
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Nuevamente vemos como tenemos un límite superior para la potencia RF, a
partir del cual el aislamiento aumenta. En este caso ese punto límite que
anteriormente lo situamos en 0 dBm, ahora lo podemos considerar con más
exactitud en unos –2 dBm. Mientras no se supere, el aislamiento será muy similar.
-20 -10 0 10Potencia RF (dBm)
Aislamiento RF_OL
-16
-15.6
-15.2
-14.8
-14.4
-14
-13.6
2.262 dBm -15.496 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento2
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento3
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento4
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento5
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento6
Como ya vimos en la segunda gráfica, el aislamiento RF-OL es menor, pero
se mantiene constante, mientras no se supere un límite superior de potencia RF, que
anteriormente hemos fijado en 0 dBm, pero que ahora vemos más concretamente
como se sitúa sobre 1 ó 2 dBm aproximadamente.
Estas dos últimas gráficas son equivalentes a las dos primeras, por lo que
para simulaciones posteriores será suficiente con usar sólo un par de ellas.
44
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.5.3 Conclusiones
Hemos visto como el mayor aislamiento es el OL-RF y el RF-IF aunque los
otros dos también presentan valores elevados debido al comportamiento ideal de
todo el mezclador. Posteriormente, con componentes reales, veremos como estos
aislamientos disminuyen y deberemos colocar aisladores para evitar que las señales
se cuelen a otras partes del circuito que no nos interesa.
Desde este punto de vista, podría no preocuparnos el aislamiento pero
tengamos en cuenta que cuanta más señal de, por ejemplo RF, se “cuele” en el
puerto OL, menos señal de RF vamos a tener disponible para el funcionamiento del
circuito, y eso sí que nos afectará negativamente.
En cuanto a los aislamientos RF-IF y OL-IF, éste último es el que más
tenemos que vigilar debido a que como hemos visto en las simulaciones, es menor
que el RF-IF y además la potencia OL es mucho mayor que la RF por lo que afecta
más negativamente.
Por otro lado y a la vista de los resultados, la potencia RF deberá ser en todo
caso menor que –5 dBm y la potencia OL mayor que 10 dBm.
45
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.6 Reflexión o Pérdidas de Retorno
Las pérdidas de retorno en un puerto, consiste en medir el coeficiente de
reflexión. Como ya hemos comentado en el apartado anterior, vamos a tener
desadaptaciones que producirán la pérdida del aislamiento entre puertos y
reflexiones de señal.
Las reflexiones suponen un importante problema ya que parte de la señal que
ha generado un dispositivo se transmite y otra parte se refleja y se le es devuelta,
pudiendo dañarlo. Por ello es de gran importancia el saber la cantidad de reflexión
que hay en cada puerto.
4.6.1 Medida con MWO
La reflexión podemos medirla ante un barrido en potencias (usando un
PORTFNS) o un barrido en frecuencias (especificándolas es las opciones del
esquemático). La reflexión con un barrido en potencia, se mide con el tipo de medida
“Gcomp2SP”. Debemos indicar el puerto donde se mide la reflexión y el armónico
sobre el que se desea medir la reflexión.
46
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
La reflexión ante un barrido de frecuencias pero a potencia fija es útil cuando
queremos ver la reflexión pero ante el ancho de banda de la señal, sobre todo de la
RF ya que en la realidad ésta no va a ser un tono puro de 1.42GHz sino que tendrá
una anchura espectral.
Para hacer este tipo de medida deberemos antes definir en las opciones del
esquemático el rango de potencias y asignarlas como tono1 al puerto en el que
queremos simular la reflexión. Después usaremos el tipo de medida “Gcomp2”,
indicando nuevamente el puerto de medida y en el armónico especificamos la
primera frecuencia del rango que hemos especificado.
4.6.2 Resultados
Como hemos visto antes, es equivalente el hacer en una simulación un
barrido de la potencia RF y representar la familia de curvas para valores distintos de
potencia OL que viceversa y en este caso veremos como también sucede lo mismo.
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF -20 (azul), -15 (rojo), -10 (verde), -5 (marrón), 0 (gris) Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
47
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Reflexion Puerto RF
-4.5
-4
-3.5
-3
-2.5
-2DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable2
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable3
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable4
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable5
Para el valor que usaremos finalmente para la potencia OL (entre 5 dBm y 15
dBm), la reflexión del puerto RF va a ser prácticamente la misma, al margen de las
potencias RF aplicadas.
Si nos fijamos, son valores altos, pues se sitúan entorno a –3.5 dBm. Esto
lleva primeramente a la posibilidad de buscar un diseño alternativo para no
desperdiciar tanta señal de RF y segundo al uso de un aislador para este puerto ya
que la señal reflejada podría afectar muy negativamente a los circuitos previos de
amplificación de señal.
48
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Reflexion Puerto OL
-40
-30
-20
-10
0
10.99 dBm -39.26 dB
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable2
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable3
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable4
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable5
El puerto OL presenta un mejor comportamiento cuanto más cercana a 11
dBm es la potencia OL usada, estando el mínimo de reflexión en dicho valor. Aun
así, sería conveniente también colocar un aislador a la entrada del puerto OL ya que
para potencias OL de menos de 10 dBm hay más reflexión. Nuevamente, las
potencias RF prácticamente no influyen en los resultados.
Igual que hemos hecho para el aislamiento, vamos a ver ahora las gráficas
equivalentes a las anteriores, en donde hacemos el barrido de la potencia OL y
representamos la familia de curvas correspondientes a varios valores de potencia
RF.
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF [ -20, 10 ] Potencias (dBm)
OL 5 (azul), 7 (rojo), 10 (verde), 15 (marrón), 20 (gris)
49
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
-20 -10 0 10Potencia RF (dBm)
Reflexion Puerto RF
-14
-12
-10
-8
-6
-4
-2
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable2
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable3
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable4
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable5
Cuanto mayor es la potencia OL (curvas marrón y gris) menor es la reflexión
y prácticamente no influye el valor de la potencia RF para valores menores de –5
dBm de ésta.
-20 -10 0 10Potencia RF (dBm)
Reflexion Puerto OL
-30
-25
-20
-15
-10
-5 DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable
DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable2
DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable3
DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable4
DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable5
50
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En este caso vemos lo mismo que anteriormente, donde el mínimo de
reflexión del puerto OL se obtiene para una potencia OL de 15 dBm (curva marrón) y
de nuevo no influye el valor de potencia RF por debajo de los –5 dBm.
Como era de esperar, estas dos últimas gráficas nos dan la misma
información que las dos primeras, aunque aquellas con más claridad, por lo que para
simulaciones posteriores usaremos esas.
Por último y ya que la medida “Gcomp2” permite medir la reflexión en un
barrido de frecuencia, vamos a ver por un lado la reflexión del puerto RF para
frecuencias alrededor de los 1.42 GHz y distintas curvas de potencia RF y después
lo mismo pero para el puerto OL.
RF [ 1, 2 ] Frecuencias (GHz)
OL 1.276
RF -20 (azul), -15 (rojo), -10 (verde), -5 (marrón), 0 (gris) Potencias (dBm)
OL 10
1 1.2 1.4 1.6 1.8 2Frecuencia RF (GHz)
Reflexion Puerto RF variando frec RF
-6
-5
-4
-3
-2
1.272 GHz -5.397 dB
1.42 GHz -4.077 dB
DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e
DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e2
DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e3
DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e4
DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e5
El mínimo de reflexión del puerto RF se sitúa en los 1.272 GHz que es
aproximadamente la frecuencia de diseño de las líneas del híbrido. Sobre dicha
51
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
frecuencia estará la mínima reflexión. Para la frecuencia central de trabajo del puerto
RF (1.42 GHz) la reflexión es de unos –4 dB y como vemos en la gráfica, las
frecuencias por encima de 1.42 GHz se reflejarán más y las que estén por debajo,
menos.
También vemos como la potencia RF prácticamente no afecta a la reflexión
del puerto RF, conclusión que ya obtuvimos anteriormente.
RF 1.42 Frecuencias (GHz)
OL [ 1, 2 ]
RF -10 Potencias (dBm)
OL 5 (azul), 7 (rojo), 10 (verde), 15 (marrón), 20 (gris)
1 1.2 1.4 1.6 1.8 2Frecuencia RF (GHz)
Reflexion Puerto OL variando frec OL
-40
-30
-20
-10
0
1.276 GHz -25.18 dB
1.276 GHz -30.31 dB
DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable
DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable2
DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable3
DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable4
DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable5
Para el puerto OL sí que afecta mucho la potencia OL. La reflexión es menor
para una potencia OL de 15 dBm y una frecuencia en torno a los 1.276 GHz.
Mientras la potencia OL se sitúe entre 10 y 15 dBm tendremos valores bajos de
reflexión para este puerto.
52
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.6.3 Conclusiones
La reflexión del puerto RF no se va a ver casi afectada por variaciones de la
potencia RF o la potencia OL, siempre que se mantengan valores de potencia RF
por debajo de –5 dBm.
En cuanto a la reflexión del puerto OL, deberemos mantener valores entre 10
dBm y 15 dBm de potencia OL, para asegurar mínimos de reflexión en este puerto.
Es recomendable el uso de aisladores o una modificación del diseño que
permita reducir algo las reflexiones, aunque dicho estudio se deja abierto para
posteriores proyectos.
53
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.7 Mezclador con aislador
Los resultados de la reflexión hacen recomendable la colocación de un aislador
a la entrada de los puertos 1 y 2. Un aislador es lo mismo que usar un circulador con
su tercer puerto adaptado.
Usaremos el aislador ideal de MWO contenido dentro de los elementos no-
recíprocos pasivos y con los datos por defecto. El diseño queda de la siguiente
manera:
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD1
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD2
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL1
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL2
ISOL8R
ISOL=LOSS=
R=ID=
30 dB0 dB50 OhmU1
ISOL8R
ISOL=LOSS=
R=ID=
30 dB0 dB50 OhmU2
1
2
3
4
SUBCKT
NET=ID=
"Hibrido y linea 90" S1
PORTF
Pwr=Freq=
Z=P=
-10 dBm1.42 GHz50 Ohm1
PORTFNS
Tone=PStep=PStop=PStart=
Freq=Z=P=
1 1 dB20 dBm0 dBm1.276 GHz50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 Ohm3
Si ahora repetimos las dos primeras gráficas de la reflexión de los puertos RF
y OL la reflexión es totalmente prácticamente nula.
En el circuito fabricado habrá que medir la reflexión y considerar la posibilidad
de usar aisladores. En ese caso se podrían despreciar los efectos de las reflexiones,
aunque si éstas son muy altas, hemos de tener en cuenta que el aislador eliminará la
reflexión, pero se estará perdiendo parte de la señal en forma de dichas reflexiones.
54
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
4.8 Conclusiones y gráficas representativas de medidas con líneas ideales
De las anteriores cuatro medidas hemos obtenido una serie de exigencias en
cuanto a la potencia de señal de RF y OL necesarias, para mantener unos
resultados satisfactorios en vista a la medida del espectro, perdidas de conversión,
aislamiento y reflexión. Cada una de ellas mostraba un rango o valores de potencias
adecuados.
Uniendo dichas conclusiones obtenemos que la potencia RF debe estar entre –
15 dBm y –10 dBm y sin superar en ningún caso el 40% de la potencia OL. Por otro
lado la potencia OL debe ser al menos de 8 dBm o 10 dBm.
Asumiendo que proporcionamos aproximadamente dichos valores de potencia
los resultados que obtenemos con componentes ideales son los siguientes:
El diseño con líneas ideales mantiene una potencia del tono de IF de unos –
18.9 dBm manteniendo los tonos próximos por debajo de –40 dBm existiendo una
diferencia de más de 20 dBm. Cuanto más potencia OL disponible exista, mayor es
dicha diferencia.
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro a la salida
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.132 GHz -42.16 dBm
0.144 GHz -18.94 dBm
2.696 GHz -18.68 dBm
DB(| Pharm[PORT_3,1,1]| ) (dBm)Mezclador para Espectro
DB(| Pharm[PORT_3,1,2]| ) (dBm)Mezclador para Espectro
DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador para Espectro
DB(| Pharm[PORT_3,1,4]| ) (dBm)Mezclador para Espectro
DB(| Pharm[PORT_3,1,5]| ) (dBm)Mezclador para Espectro
55
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Las pérdidas de conversión son independientes de la potencia RF aplicada
pero sensibles a la potencia OL. Obtenemos –9 dBm de pérdidas de conversión para
una potencia OL de 10 dBm.
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas de Conversion
-11.5
-11
-10.5
-10
-9.5
-9
-8.5
10 dBm -9.0997 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion2
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion3
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion4
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_RF
-120
-90
-60
-30
4 dBm -92.222 dB
2 dBm -96.154 dB
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(| LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento6
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_OL
-15.8
-15.6
-15.4
-15.2
-15
-14.8
10 dBm -15.6 dB
DB(| LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(| LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(| LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(| LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(| LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(| LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento6
56
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El aislamiento OL-RF es mucho mayor que el RF-OL y ambos se mantienen
prácticamente constantes para valores de potencia OL mayores a 10 dBm. Por otro
lado el aislamiento OL-IF varía según la potencia RF aunque mantiene valores
similares por encima de 10dBm de potencia OL y valores de potencia RF menores
de –5 dBm.
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_IF
-110
-100
-90
-80
-70
-60
10 dBm -103.06 dB
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento3
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento4
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento5
DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento6
57
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para una potencia OL de 10 dBm el valor aproximado de los aislamientos es:
• OL-RF: -75 dBm
• RF-OL: -15.6 dBm
• OL-IF: -103 dBm
La reflexión más crítica es la del puerto RF que presenta valores del orden de –3
dBm mientras que el puerto OL tiene un mínimo cercano a los 10 dBm de potencia
OL, estando en su entorno la reflexión sobre los –35 dBm.
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Reflexion Puerto RF
-4.5
-4
-3.5
-3
-2.5
-2DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable2
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable3
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable4
DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable5
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Reflexion Puerto OL
-40
-30
-20
-10
0
10.99 dBm -39.26 dB
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable2
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable3
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable4
DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable5
58
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5 SIMULACIÓN CON LÍNEAS REALES
Ya hemos visto cómo el circuito funciona satisfactoriamente usando
componentes ideales. Ahora, debemos ver los resultados para un escenario real en
donde las líneas van a tener pérdidas y se van a producir efectos electromagnéticos
no deseados debido a las discontinuidades, proximidad con otras líneas, etc.
5.1 Diferencias con la simulación de líneas ideales
Recordemos que, trabajando con líneas ideales, especificábamos solamente la
longitud eléctrica de la línea, la impedancia característica y la frecuencia para la que
se diseña. Para la simulación con líneas reales debemos, primeramente, concretar el
tipo de substrato que vamos a usar (ver punto 5.2), cambiar todas las líneas a
modelos de tipo real y calcular las anchuras y longitudes adecuadas de dichas
líneas.
Es muy importante tener en cuenta la forma final que tendrá nuestro circuito,
es decir, el layout, ya que vamos a tener unas restricciones en cuanto al tamaño final
del circuito debidas al tamaño máximo de los paneles disponibles y a la propia
máquina de fresado, que no puede fabricar circuitos mayores de 180x250mm
Hasta ahora nos limitábamos a poner componentes y unirlos entre sí y MWO
se ocupaba de tener en cuenta dichas conexiones para las simulaciones. Ahora
estamos preparando un circuito con líneas microstrip que debe fabricarse y
funcionar. Por tanto cada elemento que se añada va a formar parte del layout final
que será como un puzzle donde todo debe encajar. Hemos de tener muy presente
esto último ya que, como veremos más adelante, el hecho de que todo deba
“encajar” supondrá que deberemos hacer modificaciones al diseño.
Por tanto ahora no sólo hay que tener en cuenta los efectos electromagnéticos
de las propias líneas, sino también las discontinuidades y uniones entre ellas.
Tendremos que usar componentes adecuados para unir líneas y trazar curvas entre
ellas.
59
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Tenemos también que especificar los parámetros del substrato. Para ello se
introduce en el esquemático el componente
MSUB (Microstrip substrate definition) dentro del
grupo “Substrates”. Las características concretas
de nuestro substrato las veremos en el punto
siguiente.
Una vez introducido el elemento MSUB, todos los elementos microstrip que
añadamos formarán parte de dicho substrato. Los elementos a usar están dentro del
grupo “Microstrip” en los subgrupos “Bends” (codos y ángulos), “Junctions” (uniones)
y “Lines” (líneas). A continuación comentaremos sus principales características:
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=
Er=
RO-3006 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
• Bends (Codos)
Usaremos los codos con chaflán (MBENDA). El
componente que incluye el símbolo $ es
“inteligente” es decir que ajusta las anchuras de
sus dos extremos en función de la anchura de las dos líneas a las que se
conecta.
MBENDA$
ANG=ID=
90 Deg TL1
MBENDA
ANG=W =ID=
90 Deg1 mmTL2
1 2
3
MTEE
W3=W2=W1=ID=
1 mm1 mm1 mmTL1
1 2
3MTEE$ID= TL2
1
2
3
4
MCROSS
W4=W3=W2=W1=ID=
1 mm1 mm1 mm1 mmTL3
1
2
3
4
MCROSS$ID= TL4
Junctions (Uniones)
Usaremos las uniones de 3 (MTEE) y 4
líneas (MCROSS). Igualmente están
disponibles los modelos “inteligentes”.
• Lines (líneas)
MLIN
L=W=ID=
10 mm1 mmTL1
Usaremos el modelo básico de línea microstrip donde es
necesario especificar longitud y anchura.
60
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.2 Substrato
Diseñaremos el circuito sobre el substrato RO-3006 de Rogers Corporation.
Sus características principales son las siguientes:
Parámetro Símbolo Símbolo MWO Valor Unidades
Constante dieléctrica relativa (permitividad) εr Er 6.15 -
Tangente de pérdidas del dieléctrico tan(δ) Tand 0.002 -
Grosor (altura) del substrato h H 1.27 mm
Espesor de la capa conductora t T 0.035 mm
El panel del substrato posee una superficie conductora de cobre y mide
aproximadamente 210x297mm por lo que no se pueden fabricar circuitos que
ocupen un área mayor.
Los datos de la tabla anterior son los que deberemos introducir en el
componente MSUB, dentro de cada esquemático que contenga líneas reales.
61
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.3 Diseño de layouts en MWO
Este es otro aspecto muy importante a tener en cuenta es el diseño de los
layouts en MWO, tanto de los diodos como de los componentes que formarán el filtro
paso bajo.
Los componentes que usaremos son de montaje superficial. Son como
pequeños “dados” rectangulares con conexiones metálicas en sus extremos. Esas
conexiones deben coincidir exactamente con el final de una línea y el principio de la
siguiente en el lugar donde se ubica el componente, por ejemplo, entre las dos líneas
donde se coloca cada diodo. Eso implica que debemos saber con exactitud las
dimensiones del elemento para que exista la separación correcta entre las líneas.
MWO une todos los elementos del layout según como están conectados en el
esquemático, pero si un componente determinado, como los diodos, tiene asignado
un layout cuyas dimensiones son superiores a las del componente real, las líneas
entre las que se conecta dicho elemento estarán demasiado separadas y cuando lo
fabriquemos no podremos conectarlo entre ellas. La solución es cambiar el layout
asociado a cada elemento. Para ello debemos conocer al detalle las dimensiones
físicas de cada componente, que se encuentran en las hojas de especificaciones del
fabricante. MWO asigna por defecto un layout al componente que normalmente no
se ajustará a las medidas reales del mismo. Para cambiarlo haremos lo siguiente:
• Nos movemos a la pestaña “layout”, pinchamos con el botón derecho en “Cell
Libraries” y seleccionamos “New GDSII Library”. Le damos un nombre a la
nueva librería y ya aparecerá agregada.
62
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
• Pinchamos con el botón derecho en la nueva librería y seleccionamos “New
Layout Cell”. Le damos un nombre al nuevo layout y aparecerá una nueva
ventana para dibujar el layout.
• Ahora seleccionaremos del menú de la izquierda el tipo de material con el
que empezaremos a dibujar. Nosotros usamos “FootPrints” para el
encapsulado y “Lead” para las conexiones para seguir el mismo criterio de
color que MWO. Realmente da igual el tipo de material usar es simplemente
que asigna un color u otro.
• Dentro del menú desplegable “Layout” se encuentran los elementos de dibujo
y con las coordenadas de cada punto podremos dibujar sin problemas el
layout.
• Finalmente, tenemos que colocar los puertos del componente. Para ello
seleccionamos “Cell Port” dentro del menú “Layout”, teniendo cuidado de
colocarlos en el sentido correcto. Estos puertos y su ubicación son las
referencias que usará MWO para conectarlos con los demás componentes en
el layout completo.
63
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En la siguiente figura se muestra el layout completo del diodo según las medidas
proporcionadas por el fabricante y que detallamos anteriormente en el punto 4.1.3.
64
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.4 Metodología para pasar del mezclador ideal al real
Para diseñar el circuito con componentes reales vamos a ir paso a paso
transformando componentes ideales en reales, como los vistos en el punto 5.1, y
viendo en cada caso la respuesta del circuito en el espectro de salida, pérdidas de
conversión y aislamiento. La reflexión no la vamos a simular ya que, como
comentamos en el punto 2.5.3, la colocación de un aislador a la entrada de cada
puerto eliminaría prácticamente todas las reflexiones.
Mientras no se indique lo contrario, en cada gráfica se comparará la respuesta
del circuito con elementos reales, con el circuito ideal que fue analizado en el punto
4, comentando las posibles diferencias en el comportamiento. Además, como ya
hicimos antes, para cada gráfica indicaremos las frecuencias y potencias que se
están usando.
También iremos mostrando el esquemático del circuito y el layout
correspondiente, que poco a poco irá formando el circuito final. Lógicamente solo
aparecerá en el layout los elementos que hasta el momento hayamos pasado a
modelos reales. Este método nos va a permitir ver en qué medida afecta el cambio
de cada uno de los elementos del modelo ideal al real.
El paso del circuito ideal al real lo realizaremos en cuatro pasos que,
resumidamente, son los siguientes:
1. Pasaremos el híbrido a líneas reales.
2. La línea de salida de 90º del híbrido, la plegaremos para alinear las salidas.
3. Cambiaremos los stub ideales por stub de líneas reales.
4. Sustituiremos los stub normales por stub radiales.
65
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5 Diseño con líneas reales
A la hora de cambiar las líneas ideales por reales, hemos visto como tenemos
que especificar las dimensiones físicas (longitud y anchura) de la misma.
Sabemos por la teoría que hay unas relaciones matemáticas entre las
dimensiones físicas y la impedancia, frecuencia y características del substrato, que
permiten relacionar unas con otras. Para facilitar los cálculos MWO incorpora la
herramienta “TxLine”, a la que podemos acceder desde el menú desplegable
“Window” >> “TxLine”. Este programa nos da los parámetros físicos de la línea
(longitud y anchura) a partir de las características del substrato (constante
dieléctrica, tangente de pérdidas, tipo de conductor, altura y grosor) y de la longitud
eléctrica, impedancia y frecuencia de la línea. También puede realizar los cálculos a
la inversa.
66
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.1 Primer Paso: Híbrido con líneas reales
Vamos a pasar el híbrido y la línea de salida de 90º del puerto 3 a líneas
reales. Las líneas serán de tipo MLIN y para las uniones entre las ellas usaremos
componentes de tipo MTEE$.
5.5.1.1 Circuito y layout
Esquemático del híbrido y la línea de salida de 90º:
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=
Er=
RO-3006 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
MLIN
L=W=ID=
27 mm3.307 mmTL1
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL3
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL4
MLIN
L=W=ID=
27 mm3.307 mmTL2
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL5
1 2
3
MTEE$ID= TL6
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL7
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL8
1 2
3
MTEE$ID= TL9
12
3
MTEE$ID= TL10
12
3
MTEE
W3=W2=W1=
ID=
1.853 mm3.307 mm1.853 mmTL11
PORT
Z=P=
50 Ohm1
PORT
Z=P=
50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 Ohm3
PORT
Z=P=
50 Ohm4
67
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Esquemático del circuito completo:
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD1
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD2
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL1
TLOC
F0=EL=Z0=ID=
1.42 GHz90 Deg50 OhmTL2
1
2
3
4
SUBCKT
NET=ID=
"Hibrido 1" S1
PORTF
Pwr=Freq=
Z=P=
-10 dBm1.42 GHz50 Ohm1
PORTFNS
Tone=PStep=PStop=PStart=
Freq=Z=P=
1 1 dB20 dBm0 dBm1.276 GHz50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 Ohm3
Layout:
5.5.1.2 Espectro
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL 10
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: primer paso
68
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro 1
-100
-80
-60
-40
-20
01.276 GHz -58.23 dBm1.132 GHz
-49.35 dBm
0.144 GHz -19.1 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador Ideal Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 1 Espectro
El tono de IF tiene prácticamente la misma potencia pero otros, como el de
OL y RF, presentan menos atenuación aunque no resulta preocupante pues son
valores de potencia muy pequeños (sobre los –50 dBm).
Al usar líneas reales en el híbrido éste ya no se comporta de forma tan ideal y
aún estando diseñado para la frecuencia OL vemos como ahora ésta está en la
salida con más potencia.
5.5.1.3 Pérdidas de Conversión
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: primer paso
69
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas de Conversion 1
-12
-11
-10
-9
-8
10 dBm -9.7586 dB
10 dBm -9.0981 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Perdidas Conversion
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador 1 Perdidas Conversion
La curva de las pérdidas de conversión es muy similar aunque está unos 0.7
dBm por debajo, lo que indica que el circuito es algo menos eficiente pero es una
diferencia pequeña.
70
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.2 Segundo paso: Híbrido líneas reales, línea de salida
plegada.
Como ya dijimos anteriormente, tenemos que ir “encajando piezas”. Si nos
fijamos en el layout del punto 5.5.1.1 vemos como, el colocar a la salida del puerto 3
la línea de 90º, hace que los puertos 3 y 4 no estén alienados. Esto no supondría
ningún problema de no ser porque éstos deben unirse para sumarse, tras haber
pasado por los diodos.
Recordemos que deben sumarse con un desfase entre ellas de 90º, que
acabamos de provocar. Cualquier diferencia adicional entre la longitud de ambas
líneas antes de unirse, hará que varíe dicho desfase y provoque el mal
funcionamiento del circuito.
Una solución rápida es “plegar” el tramo de línea de 90º dividiéndolo en dos
tramos de 45º (verticales) y un tercero (horizontal) que elegimos de 3mm para
separar lo suficiente las líneas de 45º anteriores y que no haya acoplos entre ellas.
En el puerto 4 pondremos una línea de longitud tal que se alineen ambos puertos. El
incremento de longitud de ésta última se compensa con los incrementos que
suponen los tramos curvos. No será exactamente la misma distancia pero sí un valor
próximo que permita resultados aceptables.
Para los codos o ángulos usaremos componentes de tipo MBENDA$.
71
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.2.1 Circuito y layout
Circuito del híbrido:
no
reales no saldrán en el esquema del layout, que se muestra en al figura de abajo:
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=
Er=
RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
MLIN
L=W=ID=
27 mm3.307 mmTL1
MLIN
L=W=ID=
13.75 mm1.853 mmTL2
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL3
12
3
MTEE$ID= TL4
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL5
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL6
12
3
MTEE$ID= TL7
MLIN
L=W=ID=
27 mm3.307 mmTL8
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL9
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL10
MLIN
L=W=ID=
13.91 mm1.853 mmTL11
1 2
3
MTEE$ID= TL12
MLIN
L=W=ID=
27.83 mm1.853 mmTL13
1 2
3
MTEE$ID= TL14
MLIN
L=W=ID=
13.91 mm1.853 mmTL15
MBENDA$
ANG=ID=
90 Deg TL16
MBENDA$
ANG=ID=
90 Deg TL17
MBENDA$
ANG=ID=
90 Deg TL18
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL19
MBENDA$
ANG=ID=
90 Deg TL20
PO RT
Z=P=
50 Ohm1
PO RT
Z=P=
50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 O hm3
PORT
Z=P=
50 Ohm4
El resto del circuito es idéntico al del punto anterior, es decir, formado por los
dos diodos, los stub y las líneas de salida ideales. Por lo tanto, estos elementos
72
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.2.2 Espectro
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL 10
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: segundo paso
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro 2
-100
-80
-60
-40
-20
0 2.552 GHz -28.42 dBm
1.276 GHz -33.2 dBm
0.144 GHz -19.39 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador Ideal Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 2 Espectro
El tono de IF se mantiene en un valor casi idéntico al del circuito con
componentes ideales pero los tonos adyacentes se atenúan menos, debido a los
efectos electromagnéticos que producen los ángulos usados en las líneas. Aún así
se mantienen unos 14 dBm por debajo.
5.5.2.3 Pérdidas de Conversión
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: segundo paso
73
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas de Conversion 2
-13
-12
-11
-10
-9
-810 dBm -9.0981 dB
10 dBm -9.3866 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Perdidas Conversion
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador 2 Perdidas Conversion
Para el rango de potencias OL a usar, entorno a 10 dBm, la curva vuelve a
ser muy similar pero esta vez han disminuido las pérdidas. Recordemos que en el
paso 1 eran de –9.75 dB para 10 dBm de potencia OL y ahora son de –9.38 dB.
5.5.2.4 Aislamiento
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: segundo paso
74
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_OL 2
-18
-15
-12
-9
-6
10 dBm -9.666 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 2 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_RF 2
-120
-90
-60
-30
0
10 dBm -22.1 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 2 Aislamiento
75
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_IF 2
-120
-100
-80
-60
-40
10 dBm -103.06 dB
10 dBm -43.202 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 2 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_IF 2
-345
-340
-335
-330
10 dBm -335.95 dB
10 dBm -332.46 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 2 Aislamiento
El puerto RF sigue siendo el más aislado aunque con valores de aislamiento
menores que en el caso ideal y en la salida se cuela más cantidad de señal de OL
que de RF como ya vimos en el espectro.
76
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
EL aislamiento de los puertos RF e IF respecto a la señal OL es unos 50 dB
menor que en el caso ideal y el de OL e IF respecto a RF es unos 5 dB menor. Los
efectos electromagnéticos de los componentes reales hacen disminuir el aislamiento
de los puertos.
77
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.3 Tercer paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada y
stub
A partir de aquí seguiremos con el diseño del híbrido del apartado anterior.
Ahora colocaremos los stub con líneas reales así como los tramos de líneas que los
conectan con el puerto de salida. Para el stub usaremos el componente MLEF.
5.5.3.1 Circuito y layout
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=
Er=
RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD1
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD2
MLEF
L=W=ID=
24.98 mm1.856 mmTL21
MLEF
L=W=ID=
24.98 mm1.856 mmTL22
MLIN
L=W=ID=
16.56 mm1.853 mmTL23
MLIN
L=W=ID=
16.56 mm1.853 mmTL24
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL25
1
2
3
4
SUBCKT
NET=ID=
"Hibrido 3" S1
PORTFNS
Tone=PStep=PStop=PStart=
Freq=Z=P=
2 5 dB5 dBm-20 dBm1.42 GHz50 Ohm1
PORT
Z=P=
50 Ohm3
PORT1
Pwr=Z=P=
10 dBm50 Ohm2
78
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.3.2 Espectro
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL 10
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: tercer paso
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro 3
-100
-80
-60
-40
-20
01.42 GHz -44.21 dBm
1.276 GHz -31.37 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador Ideal Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 3 Espectro
El resultado es muy parecido al del paso 2, sólo que, ahora el tono de IF es
levemente inferior, debido a las pérdidas de las nuevas líneas reales introducidas;
pero lo más significativo es la aparición del todo de RF. Esto se debe a que los stub
ya no tienen un comportamiento ideal, aunque siguen cumpliendo su función de
dejar bastante atenuado el tono de RF, en este caso por debajo de –40 dBm.
En la siguiente gráfica podemos ver la comparación del espectro del circuito
del paso 2 con éste último.
79
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectros 2 y 3
-100
-80
-60
-40
-20
0
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 2 Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 3 Espectro
5.5.3.3 Pérdidas de Conversión
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: tercer paso
80
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas de Conversion 3
-14
-13
-12
-11
-10
-9
-8
10 dBm -9.6461 dB
DB( |LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Perdidas Conversion
DB( |LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador 3 Perdidas Conversion
Ahora para 10 dBm de potencia OL las pérdidas de conversión han vuelto a
aumentar debido a la pequeña disminución de la potencia IF a la salida. En cualquier
caso siguen siendo diferencias muy pequeñas.
5.5.3.4 Aislamiento
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: tercer paso
81
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_OL 3
-20
-15
-10
-5
10 dBm -9.337 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 3 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_RF 3
-120
-90
-60
-30
0
10 dBm -74.55 dB
10 dBm -23.1 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 3 Aislamiento
82
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_IF 3
-120
-100
-80
-60
-40
-20
10 dBm -103.1 dB
10 dBm -41.37 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 3 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_IF 3
-400
-300
-200
-100
0
10 dBm -336 dB
10 dBm -31.26 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
Las cuatro gráficas de aislamiento son muy similares a las del paso anterior
excepto la del aislamiento RF-IF en el que observamos cómo ahora sí que se cuela
mucha más señal de RF en la salida, cosa que ya vimos en el espectro.
83
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.4 Cuarto paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada,
stub radial
Ahora vamos a perfeccionar más el diseño colocando uniones en los tramos
de línea de salida de tipo MTEE$ y stubs radiales. Éstos últimos van a conseguir
atenuar más cantidad de frecuencias alrededor del tono de RF.
Usaremos elementos MRSTUB2 en los
que es necesario fijar el valor de los parámetros
Ri, Ro y el ángulo Theta (ver dibujo adjunto).
Éstos los hemos obtenido usando la
herramienta “Tune”, fijando el valor que producía
un mejor espectro a la salida. Dichos valores han
sido:
Ri: 0.9265
Ro: 17.48
Ángulo: 36.6º
5.5.4.1 Circuito y layout
El híbrido sigue siendo el mismo que en el punto 5.5.2 y el circuito completo
es el siguiente:
84
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=
Er=
RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD1
SDIODE
AFAC=ID=
1 SD2
MLIN
L=W=ID=
13.71 mm1.853 mmTL16
MLIN
L=W=ID=
13.71 mm1.853 mmTL17
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL18
1
2
3 MTEE$ID= TL26
1
2
3 MTEE$ID= TL27
1
2
3MTEE$ID= TL28
MRSTUB2
Theta=Ro=Ri=ID=
angulo DegRo1 mmRi1 mmTL14
MRSTUB2
Theta=Ro=Ri=ID=
angulo DegRo1 mm1 mmTL15
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL29
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.853 mmTL30
1
2
3
4
SUBCKT
NET=ID=
"Hibrido 4" S1
PORTFNS
Tone=PStep=PStop=PStart=
Freq=Z=P=
2 5 dB5 dBm-20 dBm1.42 GHz50 Ohm1
PORT1
Pwr=Z=P=
10 dBm50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 Ohm3
angulo=36.6
Ro1=17.48
Ri1=0.9265
Layout:
85
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.4.2 Espectro
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL 10
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: cuarto paso
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro 4
-100
-80
-60
-40
-20
0
0.144 GHz -19.9 dBm
1.276 GHz -39.85 dBm
1.42 GHz -40.49 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador Ideal Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 4 Espectro
Los stubs radiales han mejorado mucho el comportamiento en lo que se
refiere a la atenuación de los tonos próximos a RF, consiguiendo mantenerlos 20
dBm por debajo respecto al tono de IF. Esto se debe a que los stub radiales tienen
un ancho de banda mayor.
Ahora vamos a comparar el espectro de éste último circuito (verde) con los
del circuito 2 (azul) y 3 (rojo).
86
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectros 2 3 y 4
-100
-80
-60
-40
-20
01.276 GHz -31.37 dBm
1.276 GHz -39.85 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 2 Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 3 Espectro
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 4 Espectro
El mejor de todos es el último circuito (verde) con los stub radiales ya que
consigue el mejor compromiso entre potencia de señal IF disponible y atenuación de
los tonos próximos no deseados.
87
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.4.3 Pérdidas de Conversión
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: cuarto paso
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas de Conversion 4
-13
-12
-11
-10
-9
-8
10 dBm -9.9 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Perdidas Conversion
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador 4 Perdidas Conversion
En cambio, éste último circuito es el que mayor pérdida de conversión presenta pero
sigue siendo una diferencia pequeña con respecto a los anteriores. Además
compensa el hecho de que consiga mantener más atenuados a los tonos próximos al
IF de cara a obtener mejores resultados en la etapa de filtrado.
88
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.5.4.4 Aislamiento
RF 1.42 Frecuencias
(GHz) OL 1.276
RF -10 Potencias (dBm)
OL [ 0, 20 ]
Azul: Mezclador Ideal
Rojo: Mezclador líneas reales: cuarto paso
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_OL 4
-18
-15
-12
-9
-6
10 dBm -13.87 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
89
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_RF 4
-120
-90
-60
-30
0
10 dBm -74.55 dB
10 dBm -20.71 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_IF 4
-120
-100
-80
-60
-40
9.993 dBm -52.69 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
90
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_IF 4
-400
-300
-200
-100
0
10 dBm -31.26 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
Ahora ha mejorado un poco el aislamiento RF-OL y OL-IF aunque siguen
estando en valores similares a los casos anteriores.
Estas mejoras se pueden contrastar con los resultados del espectro. Si nos
fijamos, estamos introduciendo 10 dB de potencia OL y en el espectro el tono de OL
está en –40 dB aproximadamente. Esto, unido a la pequeña reflexión que sufrirá la
señal de OL en el puerto OL forman los –52 dB de aislamiento OL-IF, es decir que la
señal desde que fue introducida por el puerto OL ha sufrido una atenuación de –52
dB.
91
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
5.6 Gráficas representativas de medidas con líneas reales
El circuito obtenido en el punto 5.5.4 corresponde al diseño definitivo del
mezclador a falta de las etapas de filtrado. A continuación se muestran varias
gráficas que definen el comportamiento del circuito final:
El espectro a la salida para unas potencias de OL y RF de 10 y –10 dBm
respectivamente, muestra el tono de IF con una potencia de –19.9 dBm y casi 20
dBm por encima de los tonos de RF y OL.
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro
-100
-80
-60
-40
-20
0 1.276 GHz -39.85 dBm
0.144 GHz -19.9 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 4 Espectro
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Perdidas conversion
-13
-12
-11
-10
-9
10 dBm -9.9 dB
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]| )Mezclador 4 Perdidas Conversion
92
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para una potencia RF de –10 dBm las pérdidas de conversión en el rango de
potencias OL de uso están sobre los –9.9 dB.
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento RF_OL
-16
-14
-12
-10
-8
-6DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador 4 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_RF
-24
-22
-20
-18
-16DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)
Aislamiento OL_IF
-58
-56
-54
-52
-50
DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 4 Aislamiento
93
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El aislamiento RF-OL es más pobre que el OL-RF, aunque lo interesante es
que éste último que es el más “peligroso” debido a que la señal de OL tiene mucha
más potencia que la de RF, se mantiene por debajo de los –20 dB para las potencias
de uso de OL, mientras que el primero se sitúa sobre los –14 dB.
En cuanto al aislamiento OL-IF es interesante ver como su valor de
aislamiento es bastante grande, sobre los –52 dB, por lo que poca señal de OL se
“cuela” en el puerto de salida.
94
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6 MEZCLADOR CON FILTROS
Ya hemos conseguido hacer que el mezclador con componentes reales
funcione de forma bastante aproximada a la ideal, es decir, se obtiene un tono de IF
con una potencia considerable y por encima del resto de frecuencias. Pero por otro
lado, también tenemos esa multitud de frecuencias no deseadas en la salida y que
deben ser eliminadas. Para ello vamos a usar dos filtros en cascada. Para ellos no
haremos un estudio exhaustivo, como anteriormente, acerca de cuál sería el óptimo
para nuestra tarea, sino que nos basaremos en diseños sencillos y funcionales. Se
deja abierta la posibilidad de futuros estudios acerca del perfeccionamiento y diseño
de otras topologías de filtros más complicadas.
Hecha esta aclaración, volvemos a nuestro objetivo. Primeramente usaremos
un filtro paso bajo que haga el trabajo “bruto”. Éste tendrá una frecuencia de corte
bastante mayor a la IF, entre 0.7 GHz y 1 GHz y su trabajo será atenuar en gran
medida los tonos por encima de 1 GHz y 2 GHz.
Después conectaremos en cascada un filtro paso banda, que será el que
haga el trabajo “fino”. Deberá aislar la IF del resto de frecuencias no deseadas.
Tomaremos unas frecuencias de corte alrededor de la IF (0.144 GHz).
Para el filtro paso bajo, debido a que todavía trabajará en frecuencias altas,
tendremos que hacerlo con elementos distribuidos, es decir, con líneas de
transmisión. Hemos elegido el diseño de líneas con saltos de impedancia pues su
implementación es sencilla y ya fue estudiado en la asignatura de Transmisión por
Soporte Físico.
En cuanto al filtro paso banda, debido a que ya trabaja en frecuencias
inferiores, podemos usar elementos concentrados (bobinas y condensadores). De
igual manera realizaremos un diseño parecido al visto en la asignatura de
Transmisión por Soporte Físico y que más adelante detallaremos.
Tengamos también en cuenta que ambos filtros son pasivos, es decir, que
están formados por elementos reactivos que a ciertas frecuencias resonarán,
95
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
dejando pasar la señal y el resto de frecuencias serán reflejadas. Esto produce que
idealmente los filtros no tengan pérdidas, pero con elementos reales esto no va a ser
así, produciéndose ciertas atenuaciones no deseadas en las bandas de paso.
Este apartado de diseño de filtros lo dividiremos en dos bloques,
correspondientes al paso bajo y paso banda, y en cada uno de ellos realizaremos
simulaciones con bloques ideales de MWO y las compararemos con nuestros
diseños con elementos reales.
96
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6.1 Filtro paso bajo
Para este filtro vamos a usar finalmente una frecuencia de corte de 0.8 GHz y
orden 4, ya que supone un compromiso entre selectividad del filtro y longitud final de
las líneas. Una frecuencia de corte inferior supone el uso de líneas excesivamente
largas que introducirían muchas pérdidas.
A continuación se muestra la máscara de atenuación genérica de un filtro paso
bajo:
En ella se ve como las bajas frecuencias prácticamente no se atenúan (banda
de paso) y las altas frecuencias sí que son atenuadas (banda de rechazo del filtro).
6.1.1 Elementos ideales
Como ya hemos dicho, vamos a usar los filtros más sencillos que cumplan
con su objetivo. Por ello elegimos como filtro paso bajo ideal con componentes
distribuidos el “Butterworth Distributed Lowpass Filter (DLPFB)” especificando un
orden 4, y frecuencia de corte 0.8 GHz.
El elegir un filtro de respuesta tipo Butterworth también se debe a que, como
veremos en el diseño real, no necesitan adaptador de impedancia a la salida lo que
hace que el diseño sea algo más sencillo, que es lo que buscamos.
97
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
DLPFB
FC=FP=N=ID=
2 GHzfp2 GHzn2 DLPFB1
PORT
Z=P=
50 Ohm2
PORT
Z=P=
50 Ohm1
n2=4
fp2=0.8
fc2=2
6.1.1.1 Simulaciones
Para el análisis y comparativa de los filtros, vamos a basarnos en el espectro
a la salida y en su función de transferencia. Lo primero ya sabemos sobradamente
cómo simularlo pero la función de transferencia pasamos a comentarla a
continuación.
Se trata de ver el comportamiento del parámetro de reflexión del filtro S11
(señales que refleja) y el de transmisión S21 (señales que atenúa) con respecto a la
frecuencia.
Para ello usamos el tipo de medida “Scattering Coefficients (S)” dentro de
“Port Parameters”. En los campos “From port index”, “To port index” especificamos si
queremos medir el S11 (From 1, To 1) o el S21 (From 1, To 2).
98
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para que los resultados de los parámetros S sean correctos, es necesario
que el filtro en cuestión se encuentre en un esquemático aparte, para que se realice
el análisis al margen del resto del circuito. En cambio para el análisis del espectro sí
que lo hacemos con el conjunto completo de circuito más filtro.
Para el filtro paso bajo ideal de MWO, la respuesta en escala lineal es la siguiente:
0 1 2 3 4Frecuencia (GHz)
Filtro paso Bajo Ideal
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0.8 GHz 0.7071
|S[1,1]|Filtro Paso Bajo Ideal
|S[2,1]|Filtro Paso Bajo Ideal
Como vemos, es una respuesta ideal acorde con el orden del filtro, ya que un
orden mayor haría que fuera más abrupto. Además, en la banda de paso no hay
atenuación y en la banda rechazada la señal es completamente atenuada. También
vemos como el punto de corte se sitúa en los 0.8GHz.
Otra característica es el comportamiento periódico del filtro, pues a partir de
los 3 GHz aproximadamente, se vuelve a repetir la respuesta. Por ello los tonos
situados alrededor de 3 GHz y 5 GHz aproximadamente, no se verán atenuados.
Al conectar el filtro a la salida del mezclador y medir el espectro a la salida,
vemos lo siguiente:
99
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro
-100
-80
-60
-40
-20
0
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo IDEAL
Las frecuencias entre 1 GHz y 3 GHz se atenúan fuertemente, pero entre los
3 y 5 GHz, debido a la respuesta periódica del filtro, no se atenúan y conforme
subimos en frecuencia se repite el mismo patrón.
6.1.2 Elementos reales
6.1.2.1 Estudio teórico
Como ya dijimos, vamos a realizar un filtro paso bajo mediante líneas con
saltos de impedancia. A continuación vamos a ver resumidamente los pasos para
obtener las dimensiones de las líneas a partir de los datos del filtro.
Queremos realizar la síntesis de un filtro paso bajo de respuesta tipo Butterworth
de orden 4 y frecuencia de corte 0.8 GHz.
• Respuesta Butterworth
• n=4
• f1=0.8GHz
100
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Nuevamente mostramos la máscara de atenuación del filtro paso bajo:
El filtro lo sintetizamos con una serie de bobinas y condensadores
conectados en serie y paralelo. Se puede comenzar indistintamente por bobina serie
o condensador paralelo. En el siguiente dibujo se muestran ambas posibilidades en
donde “N” es el orden del filtro:
Para nuestro caso y según la tabla de coeficientes de Butterworth:
Coeficientes Butterworth
N g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 g9 g10 g11
1 2.0000
2 1.4142 1.4142 1.0000
3 1.0000 2.0000 1.0000 1.0000
4 0.7654 1.8478 1.8478 0.7654 1.0000
5 0.6180 1.6180 2.0000 1.6180 0.6180 1.0000
6 0.5176 1.4142 1.9318 1.9318 1.4142 0.5176 1.0000
7 0.4450 1.2470 1.8019 2.0000 1.8019 1.2470 0.4450 1.0000
8 0.3902 1.1111 1.6629 1.9615 1.9615 1.6629 1.1111 0.3902 1.0000
9 0.3473 1.0000 1.5321 1.8794 2.0000 1.8794 1.5321 1.0000 0.3473 1.0000
10 0.3129 0.9080 1.4142 1.7820 1.9754 1.9754 1.7820 1.4142 0.9080 0.3129 1.0000
101
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Obtenemos que para orden n=4, los gn+1 coeficientes son los siguientes:
g1= 0.7654 g2=1.8478 g3=1.8478 g4=0.7654 g5=1
Éstos serán alternativamente bobina y condensador o viceversa, siendo el
quinto elemento una resistencia.
Nótese que el último coeficiente vale 1. Esto ocurre para cualquier orden del
filtro Butterworth, lo que implica que la resistencia de salida o más correctamente, la
impedancia a la salida será la nominal, es decir 50 Ohmios, por lo que, como ya
adelantamos anteriormente, no necesita adaptador de impedancia a la salida y por
ello el diseño es aún más sencillo.
El filtro con saltos de impedancia lo realizamos usando líneas de alta
impedancia (estrechas) que equivalen a bobinas en serie y líneas de baja
impedancia (anchas) que equivalen a condensadores en paralelo.
Usando la herramienta “TxLine” de MWO vamos a realizar los cálculos de las
anchuras y las permitividades efectivas, εreff, para las líneas de alta impedancia y
baja impedancia, que las vamos a fijar en Zmax=100 Ω y Zmin=20 Ω, respectivamente.
Haremos los cálculos para una frecuencia de 0.4 GHz.
Elemento Carácter Impedancia (Ω) Anchura (mm) εreff
Condensador paralelo Baja
impedancia Zmin = 20 Wmax = 7.2541 εreffmax = 5.1171
Bobina serie Alta
impedancia Zmax = 100 Wmin = 0.31342 εreffmin = 3.9379
Resistencia serie de salida Nominal Z0 = 50 W = 1.8406 εreff = 4.4256
Ya sabemos las anchuras de las líneas. Ahora necesitamos las longitudes.
Para ellos hacemos uso de la siguiente relación:
102
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
wc
Lireff
ii
0⋅=εφ
donde:
⎪⎪⎪⎪⎪⎪
⎩
⎪⎪⎪⎪⎪⎪
⎨
⎧
⎪⎪⎩
⎪⎪⎨
⎧
→⋅=
→⋅=
⋅⋅⋅=
⋅=
BobinaZZ
g
rCondensadoZ
Zg
w
c
iLi
iCi
i
max
0
0
min
6
80
104.02
103
φ
φφ
π
80 103 ⋅=c m/s
6104.02 ⋅⋅⋅= πw rad
⎪⎪⎩
⎪⎪⎨
⎧
→⋅=
→⋅=
BobinaZZ
g
rCondensadoZ
Zg
iLi
iCi
i
max
0
0
min
φ
φφ
Ya que el comenzar con bobina o condensador no afecta al diseño, vamos a
comenzar con bobina. En una misma tabla vamos a incluir, a modo de resumen,
tanto los resultados de las longitudes como todos los demás parámetros principales
de cada línea.
Elemento Impedancia Anchura (mm) Longitud (mm)
Bobina 1 serie Zmax = 100 Wmin = 0.31342 LL1 = 11.81081
Condensador 2
paralelo Zmin = 20 Wmax = 7.2541 LC2 = 19.50088
Bobina 3 serie Zmax = 100 Wmin = 0.31342 LL3 = 27.78715
Condensador 4
paralelo Zmin = 20 Wmax = 7.2541 LC4 = 8.15685
Resistencia de salida Z0 = 50 W = 1.8406 LR = -
El esquemático con MWO queda de la siguiente manera:
103
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
MLIN
L=W=ID=
11.81 mm0.3134 mmTL1
MLIN
L=W=ID=
19.5 mm7.254 mmTL2
MLIN
L=W=ID=
27.79 mm0.3134 mmTL3
MLIN
L=W=ID=
8.157 mm7.254 mmTL4
MLIN
L=W=ID=
3 mm1.831 mmTL5
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=Er=
RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
PORT
Z=P=
50 Ohm1
PORT
Z=P=
50 Ohm2
Y el layout:
6.1.2.2 Función de transferencia
La función de transferencia la calculamos del mismo modo al explicado en el
punto 6.1.1.1. La representamos en escala lineal y la comparación real-ideal la
haremos en escala logarítmica.
104
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Vemos como es muy parecida a la ideal, con la frecuencia de corte
correctamente situada en los 0.8 GHz, pero que en la banda de rechazo no se
atenúa totalmente la señal y en la banda de paso hay una mínima atenuación de la
señal debido a las pérdidas que, inevitablemente, introducen las líneas.
En este caso la respuesta no es periódica, como en el ideal, sino espuria,
produciéndose a partir de los 2.5 GHz y dejando sin atenuar las frecuencias entre los
2.5 GHz y los 3.5 GHz aproximadamente.
Esto último lo veremos con detalle más adelante en el espectro a la salida
comparando los filtros ideal y real.
0 1 2 3 4Frecuencia (GHz)
Filtro paso Bajo Real
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0.8 GHz 0.6791
|S[1,1]|Filtro Paso Bajo Real
|S[2,1]|Filtro Paso Bajo Real
6.1.2.3 Comparación Ideal – Real
Vamos a comparar por separado los dos parámetros de la función de
transferencia del filtro paso bajo ideal del punto 6.1.1 con éste último.
105
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En todas las gráficas de comparación en azul se muestra el ideal y en rojo el
real. Esto también es aplicable a las gráficas del punto siguiente.
Para ver los efectos de la función de transferencia del filtro real en la salida
del mezclador, vamos a centrarnos en un tono de la banda de rechazo y otro de la
banda de paso. Tomaremos, por ejemplo, el tono de IF, 0.144 GHz, y el tono de RF,
1.42 GHz. El primero de ellos, por estar en la banda de paso, deberá conservarse
con idéntica potencia y el segundo, por estar en la banda de rechazo, deberá
atenuarse lo máximo posible. Veremos en qué medida se consigue este objetivo.
También nos vamos a fijar en las frecuencias donde se repite la respuesta del
filtro para ver como se refleja esto en el espectro de salida.
0 1 2 3 4Frecuencia (GHz)
S11 Filtro paso Bajo Ideal vs Real
-30
-20
-10
0
1.42 GHz -0.001199 dB
1.42 GHz -0.2083 dB
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Bajo Ideal
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Bajo Real
Lo más destacable es la ligera atenuación en la banda de paso y la aparición de la
respuesta espuria sobre los 2.6 GHz, es decir, antes de la ideal.
Simulando ahora el parámetro S21 vemos lo siguiente.
106
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 1 2 3 4Frecuencia (GHz)
S21 Filtro paso Bajo Ideal vs Real
-30
-20
-10
0
0.1439 GHz -0.03956 dB
1.42 GHz -14.9 dB
2.6 GHz -1.382 dB
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Bajo Ideal
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Bajo Real
La banda de rechazo no está atenuada tanto como en el filtro ideal y en los
2.6 GHz está el primer pico de la respuesta espuria.
Lo más importante es que en la banda de paso existen unas pequeñas atenuaciones
de –0.03 dB. Además, en la banda de rechazo no se va a atenuar la señal tanto
como en el filtro ideal, ya que para el tono de 1.42 GHz tenemos –14.9 dB de frente
a los más de –30 dB del ideal. Por último, aparece una respuesta espuria alrededor
de los 2.6 GHz debido al comportamiento de las líneas de transmisión reales.
107
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6.1.2.4 Espectro
El filtro paso bajo diseñado consigue mantener los tres tonos más cercanos al
IF en cuanto a frecuencia y potencia (1.132 GHz, 1.276 GHz, 1.42 GHz) por debajo
de los –60 dBm, consiguiendo una atenuación de 20 dBm y a la vez manteniendo
prácticamente intacta la potencia del tono de IF.
0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)
Espectro SIN FILTRO vs FILTRO IDEAL vs FILTRO REAL
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.42 GHz -81.92 dBm
1.42 GHz -61.08 dBm
1.42 GHz -40.49 dBm
0.144 GHz -20.25 dBm
0.144 GHz -19.9 dBm
DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador
DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador FPBajo IDEAL
DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador FPBajo REAL
108
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6.2 Filtro paso banda
Como ya comentamos, vamos a realizar el filtro paso banda con elementos
concentrados. Tomaremos nuevamente una respuesta tipo Butterworth y de orden 4.
Las frecuencias de corte serán 0.05 GHz y 0.25 GHz, ya que queremos aislar el tono
IF de 0.144 GHz.
En la siguiente figura se muestra la máscara de atenuación genérica de un
filtro paso banda:
6.2.1 Elementos ideales
Como filtro de comportamiento ideal usaremos el “Butterworth Bandpass
Filter (BPFB)” que simula un filtro paso banda con elementos concentrados.
BPFB
FP2=FP1=
N=ID=
0.25 GHz0.05 GHz4 BPFB1
PORT
Z=P=
50 Ohm1 PORT
Z=P=
50 Ohm2
6.2.1.1 Simulaciones
La función de transferencia del filtro paso banda ideal, calculada de igual
manera que explicamos antes y en escala lineal, es la siguiente:
109
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)
Filtro paso Banda Ideal
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0.25 GHz 0.7072
0.05 GHz 0.7072
|S[1,1]|Filtro Paso Banda Ideal
|S[2,1]|Filtro Paso Banda Ideal
Las frecuencias de corte se sitúan correctamente en 0.05 GHz y 0.25 GHz y
al ser un filtro ideal en la banda de paso no hay atenuación.
Al conectar en cascada el filtro paso banda ideal, el espectro a la salida es el
siguiente:
0 2 4 6 8 9.22Frequency (GHz)
Espectro Filtros Ideales
-100
-80
-60
-40
-20
0
0.288 GHz -70.28 dBm
0.144 GHz -20.29 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo IDEAL
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo y FPBanda IDEAL
110
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Prácticamente se anulan todas las frecuencias excepto la IF. El tono cercano
a la IF se puede despreciar ya que es de tan solo unos –70dBm.
Por tanto, con un filtro paso banda ideal ya hemos conseguido lo que
pretendíamos. Ahora vamos a realizarlo con componentes reales.
6.2.2 Elementos reales
6.2.2.1 Estudio teórico
Como ya comentamos antes, la máscara de atenuación del filtro paso banda
es la siguiente:
Las características principales del filtro serán las siguientes:
• Respuesta Butterworth
• n=4
• f1=0.05Ghz
• f2=0.25GHz
• fA=0.02GHz
• fB=0.5GHz
Primeramente debemos hacer el equivalente paso bajo del filtro paso banda
deseado. Para ello hacemos la siguiente conversión:
111
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
GHzfff 1118.0210 =⋅=
1118.020 ⋅⋅= πw
788854.11118.0
05.025.0
0
12 =−
=−
=∆f
ff
⎪⎪⎩
⎪⎪⎨
⎧
=′−=′
=′−=′
→⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛−⋅
∆=′
375.2025.3
11
1 2
1
0
0
B
Ai
ii
wwww
ww
ww
w
Entre wA y wB tomamos el de menor módulo (es decir, el más restrictivo) y
como AB ww ≤ tomamos wB, donde ésta pasa a ser la frecuencia de corte de un
filtro paso bajo equivalente al paso banda buscado.
Ahora tenemos el equivalente paso bajo. Buscamos los coeficientes de
Butterworth para n=4.
Coeficientes Butterworth
N g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 g9 g10 g11
1 2.0000
2 1.4142 1.4142 1.0000
3 1.0000 2.0000 1.0000 1.0000
4 0.7654 1.8478 1.8478 0.7654 1.0000
5 0.6180 1.6180 2.0000 1.6180 0.6180 1.0000
6 0.5176 1.4142 1.9318 1.9318 1.4142 0.5176 1.0000
7 0.4450 1.2470 1.8019 2.0000 1.8019 1.2470 0.4450 1.0000
8 0.3902 1.1111 1.6629 1.9615 1.9615 1.6629 1.1111 0.3902 1.0000
9 0.3473 1.0000 1.5321 1.8794 2.0000 1.8794 1.5321 1.0000 0.3473 1.0000
10 0.3129 0.9080 1.4142 1.7820 1.9754 1.9754 1.7820 1.4142 0.9080 0.3129 1.0000
g1= 0.7654 g2=1.8478 g3=1.8478 g4=0.7654 g5=1
Estos son los coeficientes para los elementos de un filtro paso bajo.
Comenzando por bobina el circuito sería el siguiente:
112
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Ahora tenemos que desnormalizar. La conversión de cada elemento del paso
bajo a paso banda es la siguiente:
Donde la bobina serie pasa a ser bobina y condensador serie y el
condensador paralelo pasa a ser bobina y condensador en paralelo. Los valores
concretos de cada componente los obtenemos con la siguiente relación:
00_ w
gZL Li
iSERIE ⋅∆⋅=
⎪⎪⎪⎪⎪
⎩
⎪⎪⎪⎪⎪
⎨
⎧
========
nHLnFC
nFCnHLnHLnFCnFC
nHL
P
P
S
S
P
P
S
S
3495.16601218.00275.052.73905.68
0294.00665.045.30
2
2
2
2
1
1
1
1
00_ Zwg
CLi
iSERIE ⋅⋅∆
=
00_ wg
ZLCi
iPARALELO ⋅∆
⋅=
00_ wZ
gC Ci
iPARALELO ⋅∆⋅=
En el caso del filtro paso banda, debemos usar bobinas y condensadores y
además conectarlos entre sí de forma que encajen correctamente en el layout final.
Por tanto deberemos usar tramos de línea microstrip para hacer las conexiones y
además usar valores de los componentes que estén disponibles en el mercado. Esto
va a producir efectos no deseados debidos a la presencia de las mismas líneas y a
las diferencias entre los valores teóricos necesarios de los componentes y los
utilizados finalmente.
113
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para poder valorar dichos efectos vamos a simular primeramente sólo con los
componentes, después los componentes conectados con líneas de transmisión y
finalmente cambiaremos los valores de los componentes por los disponibles en el
mercado. De esta forma podremos ver como afectan a la respuesta del filtro tanto las
líneas como las diferencias de los valores de los componentes.
6.2.2.2 Simulación sólo con componentes de valores teóricos
Usaremos los valores obtenidos en el estudio teórico y los conectaremos sin
usar líneas de transmisión, es decir que las conexiones entre ellos serán ideales.
El circuito es el siguiente:
CAP
C=ID=
66.5 pFC1
CAP
C=ID=
29.4 pFC2
CAP
C=ID=
27.5 pFC3
CAP
C=ID=
12.18 pFC4
IND
L=ID=
30.45 nHL1
IND
L=ID=
68.91 nHL2
IND
L=ID=
73.2 nHL3
IND
L=ID=
166.3 nHL4
PORT
Z=P=
50 Ohm1
PORT
Z=P=
50 Ohm2
El layout de momento no está definido ya que no hemos concretado el
encapsulado de los componentes ni las conexiones entre líneas de los mismos.
La función de transferencia comparada con la ideal es:
114
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)
Filtro paso Banda Ideal Vs Solo Componentes
-50
-40
-30
-20
-10
0
0.1142 GHz -49.32 dB
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Ideal
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Ideal
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Solo Componentes
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Solo Componentes
En donde vemos como el parámetro de transmisión S21 es prácticamente el
mismo en ambos circuitos. Pero el de reflexión S11, no consigue un valor tan “ideal”
en la banda de paso aunque un valor en torno a los –50 dB se puede considerar más
que suficiente. Recordemos que en la banda de paso la señal no debe ser reflejada
por el filtro y un valor de –50 dB es tan pequeño que prácticamente dejará pasar
todas las señales en dichas frecuencias.
6.2.2.3 Simulación con componentes de valores teóricos y líneas
Ahora vamos a añadir las líneas de conexión entre componentes y las
conexiones a masa. Como ya hemos dicho anteriormente, es como un puzzle donde
debemos usar los tramos de línea adecuados para que todos los componentes
encajen.
Recordemos que en circuitos de tecnología microstip las conexiones a masa
se realizan comunicando o conectando la parte conductora con el plano de masa. En
la práctica se hace mediante un taladro vertical en la placa que conecta ambas
capas. A estas conexiones se les llama “Via Hole”.
115
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
VIA
RHO=T=H=D=ID=
1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV1
En MWO los “Via Hole” se modelan con el componente VIA cuyos parámetros
principales son:
Diámetro del agujero D
Grosor del substrato H
Grosor del metal T
En cuanto a los tramos de línea para las conexiones entre componentes,
usaremos líneas lo suficientemente anchas como para que abarquen la total anchura
de la patilla del encapsulado a conectar. Hay que tener en cuenta que en esta parte
del circuito ya trabajamos a mucha menor frecuencia y por ello no resultan tan
críticos los tamaños de las líneas. Lo que sí van a introducir son pequeñas pérdidas
adicionales y reflexiones como veremos en las simulaciones.
Para hacer el layout de las bobinas y condensadores, recurriremos a las
hojas de especificaciones que proporciona el fabricante y seguiremos los pasos del
punto 5.3 para el diseño de los layout en MWO. El circuito es el siguiente:
CAP
C=ID=
66.5 pFC1
CAP
C=ID=
29.4 pFC2
CAP
C=ID=
27.5 pFC3
CAP
C=ID=
12.18 pFC4
IND
L=ID=
30.45 nHL1
IND
L=ID=
68.91 nHL2
IND
L=ID=
73.2 nHL3
IND
L=ID=
166.3 nHL4
MSUB
Name=ErNom=
Tand=Rho=
T=H=
Er=
RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15
MLIN
L=W =ID=
1 mm1.5 mmTL1
MLEF
L=W=ID=
1 mm2 mmTL2
MLEF
L=W =ID=
1 mm2 mmTL3
MLEF
L=W=ID=
1 mm2 mmTL4
MLEF
L=W=ID=
1 mm2 mmTL5
MLIN
L=W=ID=
1 mm1.5 mmTL6
MLIN
L=W =ID=
1 mm1.5 mmTL7
MLIN
L=W=ID=
2 mm1.5 mmTL8
MLIN
L=W=ID=
1 mm1.5 mmTL9
MLIN
L=W =ID=
1 mm1.5 mmTL10
MLIN
L=W=ID=
1 mm1.5 mmTL11
MLIN
L=W =ID=
3 mm1.25 mmT L12
MLIN
L=W=ID=
0.5 mm1.25 mmTL13
MLIN
L=W =ID=
2 mm1.5 mmT L14
1
2
3
4
MCRO SS$ID= TL15
MLIN
L=W=ID=
2 mm1.5 mmTL16
MLIN
L=W =ID=
2 mm1.5 mmTL17
MLIN
L=W=ID=
0.5 mm1.5 mmTL18
MLIN
L=W=ID=
2 mm1.5 mmTL19
1
2
3
4
MCROSS$ID= TL20
VIA
RHO=T=H=D=ID=
1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV1
VIA
RHO=T=H=D=
ID=
1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV2
VIA
RHO=T =H=D=ID=
1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV3
VIA
RHO=T=H=D=
ID=
1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV4
PORT
Z=P=
50 Ohm1
PO RT
Z =P=
50 Ohm2
116
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En una representación tridimensional se aprecia con más claridad los via
hole:
Comparando nuevamente su respuesta con la del ideal vemos lo siguiente:
117
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)
Filtro paso Banda Ideal Vs Componentes y Lineas
-50
-40
-30
-20
-10
00.2349 GHz -2.818 dB
0.1152 GHz -31.48 dB
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Ideal
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Ideal
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Comp y Lineas
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Comp y Lineas
En este caso se produce un aumento de la reflexión en la banda de paso de
unos 20dBm al introducir las líneas de conexión entre los componentes y los Via
Hole.
Además la respuesta del parámetro S21 para frecuencias altas se desvía
levemente respecto del ideal y hace que se desvíe un poco la frecuencia de cortes
de los 0.25 GHz a 0.2 GHz.
118
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6.2.2.4 Simulación con componentes de valores reales y líneas
Ya sabemos los valores de bobinas y condensadores que tenemos que usar,
pero ahora debemos de tener en cuenta que pretendemos fabricar el circuito y eso
implica ver si en el mercado existen dichos valores concretos o aproximados de
bobinas y condensadores.
En nuestro caso vamos a usar los componentes para el filtro paso banda del
proveedor RS, cuya web en España es www.amidata.es. En el anexo se encuentra
un extracto de las hojas de especificaciones de bobinas y condensadores.
Tras hacer varias simulaciones con los valores cercanos a los necesarios
elegimos finalmente aquellos que dan mejor resultado, que son:
Valor necesario Valor usado Referencia RS
66.5 68 237-6876
29.4 27 237-6810
27.5 27 237-6810
CONDENSADORES
(pF)
12.18 10 211-3091
30.45 33 469-2978
68.91 56 469-2990
73.2 56 469-2990
BOBINAS
(nH)
166.3 180 469-3022
En las dos siguientes gráficas comparamos el filtro con los componentes finales con
el ideal, primero en escala logarítmica y luego en lineal.
119
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)
Filtro paso Banda Ideal Vs Componentes Reales
-50
-40
-30
-20
-10
00.05635 GHz -3.103 dB
0.2718 GHz -3.035 dB
0.1252 GHz -29.44 dB
DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Ideal
DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Ideal
DB(|S[1,1]|)FPBanda AJUSTADO
DB(|S[2,1]|)FPBanda AJUSTADO
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)
Filtro paso Banda Ideal Vs Componentes Reales
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0.1256 GHz 0.03388
0.05627 GHz 0.7054
0.2718 GHz 0.706
|S[1,1]|Filtro Paso Banda Ideal
|S[2,1]|Filtro Paso Banda Ideal
|S[1,1]|FPBanda AJUSTADO
|S[2,1]|FPBanda AJUSTADO
El comportamiento es prácticamente el mismo con una mínima desviación de
las frecuencias de corte.
120
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6.2.2.5 Espectro
El resultado con los valores reales es muy satisfactorio, pues se consiguen
mantener los armónicos no deseables más de 20 dBm por debajo del tono de IF.
0 2 4 6 8 9.22Frequency (GHz)
Espectro final
-100
-80
-60
-40
-20
0
0.288 GHz -70.28 dBm
0.144 GHz -20.29 dBm
0.144 GHz -20.08 dBm
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo y FPBanda IDEAL
DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)CIRCUITO AJUSTADO
121
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
6.3 Gráficas representativas de medidas con filtros
Espectro a la salida del mezclador
con filtros (rojo) y sin filtros (azul) Pérdidas de Conversión
Aislamiento OL-RF Aislamiento OL-IF
Aislamiento RF-OL Aislamiento RF-IF
122
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Reflexión Puerto OL Reflexión Puerto RF
123
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
7 FABRICACION
Una vez terminadas las simulaciones, pasamos a fabricar el circuito.
Comentaremos cada uno de los pasos a seguir a modo de “guía” de fabricación.
También explicaremos como se realizan las medidas con los aparatos disponibles en
el laboratorio y compararemos los resultados con las simulaciones.
7.1 Consideraciones previas
Antes de continuar es necesario comentar algunas incidencias de última hora
que han hecho que el diseño final varíe levemente del original.
Ya hemos descrito anteriormente los componentes que usaríamos en el
circuito final (diodos, condensadores y bobinas) y sus características principales.
Dichos componentes fueron pedidos a sus respectivos distribuidores pero debido a
alguna confusión o malentendido, los diodos enviados son de un encapsulado doble
y las bobinas son de alta frecuencia.
El encapsulado del diodo es el correspondiente al modelo MA4E2054B que
monta dos diodos en oposición de fase y salida común. Para no tener que cambiar el
diseño, decidimos montar estos diodos usando en cada caso solamente uno de
ellos, dejando la tercera patilla sin conectar. Solamente se desvió un poco las líneas
que conectan la salida para que ajustasen perfectamente. Esto no afectó al resultado
final como veremos más adelante.
124
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En cuanto a las bobinas, el único inconveniente es que al ser de alta
frecuencia, su tamaño es un poco menor y simplemente resulta más delicado a la
hora de soldarlas.
Respecto a los aisladores y teniendo en cuenta que su uso es recomendable,
no los colocaremos a las entradas de los puertos, debido a que en el momento de
hacer el pedido de los componentes, no conseguimos encontrar unos adecuados y
de un precio razonable. Por ello, se deja pendiente como mejora del mezclador.
Finalmente, la fabricación se ha hecho en tres circuitos independientes
correspondientes al mezclador, filtro paso bajo y filtro paso banda que se conectarán
entre sí mediante cables coaxiales y conectores SMA. Esto permitirá medir cada
circuito independientemente.
125
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
7.2 Fabricación de la placa y soldadura de componentes
Para la fabricación del circuito con líneas microstrip, partimos del layout final
realizado en MWO. Primeramente se exporta ( “Layout>Export Layout”) en formato
Gerber para poder abrirlo con el programa CircuitCam y ajustar el layout. La
fresadora tiene una precisión de 5 centésimas de milímetro, por lo que deben
ajustarse las medidas de las líneas a este valor.
Una vez tenemos los archivos necesarios, vamos al Servicio de Apoyo a la
Investigación Tecnológica (SAIT) de la UPCT,
donde se encuentra la fresadora de circuitos
impresos LPKF ProtoMat C60.
En el ordenador que está conectado a
la fresadora, cargamos los archivos usando el
programa BoardMaster que es el software que
controla a la máquina. En éste último programa
solamente habrá que ajustar la posición del
layout dentro de la placa.
Recordemos que estamos usando placas cuyo precio por unidad es de unos
300 euros por lo que siempre intentaremos aprovechar al máximo el espacio
disponible.
Dicha placa es de gran calidad pero debido a las características de su
dieléctrico hacen que sea necesaria mucha precisión y en ocasiones se quedan
imperfecciones que deben ser extraídas a mano, como veremos en las imágenes.
126
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Una vez ajustado y colocada la broca de fresado, comienza el proceso,
donde se van eliminando las partes sobrantes de cobre, quedando el layout sobre el
dieléctrico.
127
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Al terminar el fresado, se recorta el circuito y se extrae de la placa. Como ya
hemos comentando, es normal la
presencia de restos de dieléctrico, como
se ve en la imagen de la derecha.
Pero con un raspador, una cuchilla
y un poco de paciencia la placa queda
totalmente “limpia”, como veremos más
adelante.
Para cada ViaHole del filtro paso banda, es necesario
hacer, como dice su nombre, una vía para conectar mediante
un cable, la cara inferior de masa con la parte superior. Esto
lo haremos con un pequeño taladro unido a un soporte vertical
que hace se incida de forma perpendicular a la placa.
Tendremos la precaución de hacer el agujero exactamente en
el mismo sitio donde se ubicó en las simulaciones.
El paso siguiente es soldar los componentes y conectores. Como ya
sabemos, los diodos que nos enviaron son dobles y usaremos solamente dos de las
tres patillas de cada uno.
En cuanto a los conectores, usaremos que incluyen 4 patillas que “abrazan” a
la placa y facilitan su montaje.
128
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Realizaremos las soldaduras con dos estaños y dos puntas de diferente
grosor, según trabajemos con los conectores
o con los componentes (menor tamaño, más
precisión requiere)
Usaremos la estación de soldadura
Pace ST-25 disponible en los laboratorios.
El aspecto final del mezclador, filtro
paso bajo y filtro paso banda una vez raspados los restos de dieléctrico, soldados los
componentes y conectores y realizados los viahole, es el siguiente:
Mezclador
Filtro Paso Bajo
Filtro Paso banda
129
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
7.3 Cómo medir
Usaremos los siguientes aparatos y componentes de medida pertenecientes a
los laboratorios y grupos de investigación TSC-3, GEAT y SiCoMo de la UPCT:
• Analizador de espectro portátil Rohde&Schwarz FSH-3.
Rango de frecuencias: 100 KHz a 3 GHz.
• Analizador de redes Agilent E5071B.
Rango de frecuencias: 300 KHz a 8,5 GHz.
Potencia máxima: 10 dBm.
• Analizador de redes Hewlett Packard 8594E.
Rango de frecuencias: 9 KHz a 2.9 GHz.
Potencia máxima: 10 dBm.
• Cables coaxiales con conectores sma.
• Cargas adaptadas de 50 Ω con conector sma.
• Transiciones de conector N macho a sma hembra para los puertos de los
analizadores.
• Memoria USB y ordenador con el software FSHView y conexión USB para
volcar los datos del analizador Agilent y el analizador de espectro R&S.
130
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En los apartados siguientes describiremos como medir los filtros, el espectro
y pérdidas de conversión para el mezclador con filtros y sin filtros y el aislamiento y
la reflexión para el circuito completo.
Siempre que sea posible, usaremos el analizador Agilent para medir y tomar
capturas de aislamiento, reflexión y
los parámetros de los filtros, ya que
funciona sobre un ordenador con
sistema operativo Windows, resulta
muy sencillo gestionar los archivos
de las capturas y volcarlos a una
memoria USB, además de permitir
manejarlo mediante ratón y teclado.
No debemos olvidar calibrar
el analizador con el kit de calibración y con los mismos cables que vayamos a usar
para conectar el analizador con los circuitos.
131
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
A continuación describiremos cómo realizar cada una de las medidas de los
parámetros que hemos simulado mediante MWO. Se incluye un esquema del
montaje para las medidas que requieren una configuración diferente, así como una
fotografía tomada en el momento en el que se realizaba la medida. Los resultados de
las mismas se mostrarán en el punto 8.
7.3.1 Parámetros de reflexión S11 y transmisión S21 de los
filtros
Esta es la medida más sencilla de realizar. Usando el analizador de redes,
conectamos el puerto 1 a la entrada del filtro que deseemos medir y el 2 a la salida y
lo configuramos para que haga un barrido en frecuencia en todo el rango que
permita (desde 300 KHz hasta 3 GHz) midiendo primeramente el parámetro S11 y
después el S21.
Analizador de redes 1 Pot: 0dBm Frec: [300K, 3G]Hz
Puerto 1 Puerto 2
Activar medida: S11 o S21
Filtro PASO-BAJO
IN OUT
132
Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
7.3.2 Espectro
Primeramente decidiremos si queremos medir el espectro de salida del
mezclador sólo o con los filtros, en cuyo caso los conectaremos al mezclador.
Ahora necesitamos generar una señal de 1.42 GHz y otra de 1.276 GHz.
Para ello podemos configurar el analizador de redes para que mida por ejemplo el
parámetro S11 pero a una sola frecuencia (onda continua).
En ese caso por el puerto 1 estaría introduciendo una señal a la frecuencia
especificada y a la vez midiendo la reflexión que se produce en dicho puerto y a
dicha frecuencia. Esto último nos da igual, ya que lo único que buscamos es que se
introduzca la señal a la frecuencia que nosotros queremos.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Debido a que el analizador solamente puede general señal por un puerto a la
vez, necesitaremos usar los dos a la vez, el Agilent y el HP. Uno servirá para la RF y
otro para la OL.
Finalmente conectaremos la salida al analizador de espectro R&S eligiendo el
rango de frecuencias que queremos medir.
El esquema de la medida es el siguiente:
Analizador de redes 1 Pot: -10dBm Frec:1.42GHz CW
Puerto 1 Puerto 2
Activar medida: S11
Analizador de redes 2 Pot: 10dBm Frec: 1.276GHz CW
Puerto 1 Puerto 2
Activar medida: S22 OL
MEZCLADOR+
FILTROS
RFIF
Analizador de
espectro
Entrada RF
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
7.3.3 Pérdidas de conversión
Las pérdidas de conversión recordemos que es la relación entre la potencia
de señal de RF introducida y la potencia de señal de IF a la salida.
Para calcular la curva de las pérdidas de conversión usaremos el mismo
montaje que en el caso anterior, donde iremos variando en el analizador de espectro
la potencia OL o RF para un valor de potencia RF u OL fija en el otro analizador, e
iremos anotando la potencia de IF medida en el analizador de espectro.
Una vez medido, las pérdidas de conversión para cada valor de potencia será
la diferencia entre la potencia RF aplicada y la potencia IF medida.
7.3.4 Aislamiento
Si queremos medir el aislamiento OL-IF o RF-IF en condiciones de
funcionamiento del mezclador (introduciendo por los puertos de entrada las señales
correspondientes) lo más sencillo es proceder con el montaje del punto 7.3.2, y
hacer una tabla donde pondremos, para cada valor de potencia OL o RF, el valor de
la misma en la salida IF, medida con el analizador de espectro.
Si lo que queremos es medir el aislamiento OL-RF, conectamos el puerto 1
del analizador con el puerto RF del mezclador, el 2 con el OL y a la salida del filtro
paso banda (salida del circuito) pondremos una carga adaptada. Configuraremos el
analizador Agilent para que haga un barrido de potencia de 0 a 10 dBm (es la
potencia máxima del aparato) para la frecuencia OL (1.276 GHz) y que mida el
parámetro S12.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Analizador de redes 1 Pot: [0, 10] dBm Frec:1.276GHz
Puerto 1 Puerto 2
Activar medida: S12
OL
MEZCLADOR+
FILTROS
RFIF
Carga ADAPTADA
Lo que estará haciendo el analizador es introducir por el puerto 2 una señal
de 1.276 Ghz para diferentes potencias y al mismo tiempo, midiendo la cantidad de
señal, a esa misma frecuencia, que le entra por el puerto 1. Es decir, estará
midiendo la cantidad de señal de OL que se cuela al puerto RF para distintas
potencias de OL.
Para medir el aislamiento RF-OL, el montaje es el mismo solo que ahora la
frecuencia será de 1.42 GHz, el barrido en potencia será entre –20 dBm y 10 dBm y
deberemos medir el parámetro S21.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
En este caso lo que estará haciendo el analizador es introducir por el puerto 1
una señal de 1.42 Ghz para diferentes potencias y al mismo tiempo, midiendo la
cantidad de señal, a esa misma frecuencia, que le entra por el puerto 2. Es decir,
estará midiendo la cantidad de señal de RF que se cuela al puerto OL para distintas
potencias de RF.
7.3.5 Reflexión
Para la reflexión usaremos el mismo montaje que para el aislamiento. La
diferencia es que ahora haremos un barrido en frecuencia de 1GHz a 2 GHz.
Si queremos medir la reflexión del puerto RF, hacemos un barrido en
frecuencia, la potencia la ajustamos a –10 dBm y medimos el parámetro S11.
El esquema es el siguiente:
Analizador de redes 1 Pot: -10 dBm Frec:1.42 GHz
Puerto 1 Puerto 2
Activar medida: S11
OL
MEZCLADOR +
FILTROS
RFIF
Carga ADAPTADA
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Lo que estará haciendo el analizador es introducir señales entre 1 y 2 GHz de
frecuencia y –10 dBm de potencia por el puerto 1 y al mismo tiempo, midiendo que
cantidad de señal de dichas frecuencias le entra por el mismo puerto 1. Es decir,
estará midiendo la cantidad de señal que se refleja en el puerto RF.
Para la reflexión del puerto OL es igual solo que en este caso la potencia será
de 10dBm y mediremos el parámetro S22.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
8 MEDIDAS DEL MEZCLADOR FABRICADO
En este apartado vamos a mostrar los resultados de las medidas del circuito
fabricado, realizadas tal y como se acaba de detallar, comparadas con el circuito
simulado en MWO. Las curvas correspondientes a simulaciones de MWO
pertenecen a los circuitos realizados con líneas y componentes de valores reales, es
decir, los circuitos a partir de los cuales se realizó la fabricación.
Primeramente se muestran las medidas de los parámetros de transmisión y
reflexión de los filtros y posteriormente el resto de parámetros del mezclador. Para
estos últimos y mientras no se diga lo contrario, se estará midiendo el circuito
completo (mezclador con filtros).
Para mostrar en una misma gráfica las curvas obtenidas en MWO y con los
analizadores, hemos recurrido al programa Matlab, creando un programa ejecutable
donde importamos los archivos en formato texto. Para ello tenemos que exportar las
gráficas de MWO en formato txt, seleccionando la opción “Graph > Save to file” y
guardar las gráficas del analizador en formato txt también. Después quitamos los
encabezados en los archivos de texto y ya están listos para ser importados a Matlab
y representados con la función “plot”.
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8.1.1 Filtro paso bajo
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El resultado del circuito fabricado es muy parecido al simulado, conservando
las frecuencias de corte, pero levemente atenuado en todas las frecuencias, incluido
en la banda de paso (0.7 dB aproximadamente) lo que hace que la IF disminuya
sensiblemente de potencia.
Pero lo más notable es que se repite en el circuito fabricado la respuesta
espuria sobre los 2.6 GHz, que hará que las componentes frecuenciales en torno a
dicho valor, no sean atenuadas. Esto lo veremos más claramente en el espectro.
8.1.2 Filtro paso banda
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Cambiando los límites del eje Y podemos ver con más detalle esta última
gráfica:
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El filtro paso banda conserva las frecuencias de corte y la alta selectividad del
simulado pero con la repuesta espuria a diferentes frecuencias que sin embargo, no
afectan en absoluto al proceso de filtrado.
8.1.3 Pérdidas de conversión
El mezclador sin filtros tiene la misma curva de pérdidas de conversión pero
resulta 1.5 dB aproximadamente más alta (recordemos que valores más negativos
en esta gráfica implican que se mide menos cantidad de señal IF y por ello las
pérdidas de conversión son más altas).
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Ésta segunda medida de las pérdidas de conversión, sin filtros y variando la
potencia RF nos sirve para corroborar lo que ya dijimos acerca de la relación entre
las pérdidas de conversión y la potencia RF: mientras se mantenga la potencia RF
por debajo de 0 dBm, las pérdidas de conversión son constantes.
Como vemos las curvas son muy parecidas pero nuevamente está 1 dB
aproximadamente por debajo de la simulada.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El introducir los filtros hace que las curvas sean casi iguales pero un poco
más bajas, debido a la ligera atenuación que provocan dichos filtros sobre la
potencia de la señal de IF.
8.1.4 Espectro
Debido a que encontramos problemas para poder representar
adecuadamente los tonos ideales del espectro exportado de MWO (la función “plot”
de Matlab une todas las muestras y la función “stem” para datos discretos une desde
y=0 hasta la muestra), mostramos para el espectro simulado, puntos que
corresponden a los valores máximos de potencia del tono situado en dicha posición.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Con respecto a la simulación, la señal de IF tiene aproximadamente 1 dB
menos de potencia y la OL está menos atenuada.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
El filtro paso bajo atenúa aceptablemente las señales de OL y RF pero debido
a la respuesta espuria alrededor de los 2.6 GHz, los tonos situados en esta zona
pasan casi intactos por el filtro.
Finalmente con el filtro paso banda el resultado es muy bueno ya que
tenemos el tono de IF con unos –20 dB de potencia y a más de 22 dB del tono más
cercano.
Por último vamos a mostrar el espectro pero usando solamente el filtro paso
banda conectado directamente al mezclador:
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Vemos como el resultado es prácticamente idéntico. La respuesta del filtro
paso banda, para nuestras necesidades, es tan buena que se puede prescindir del
paso-bajo y los resultados son prácticamente los mismos ya que atenúa fuertemente
todas las señales por encima de los 500 Mhz. Deberá considerarse en el futuro la
posible supresión del filtro paso bajo.
8.1.5 Aislamiento
Para el aislamiento OL-RF no hemos podido medir hasta 20 dBm debido a
que el analizador de redes Agilent que usamos para ello, puede dar una señal de 10
dBm de potencia como máximo.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Vemos como hay mucha cantidad de señal de OL que se “cuela” en el puerto
de RF por lo que se deberá usar un aislador en el puerto RF para poder desviar a
una carga adaptada la señal de OL que se cuela en RF.
Además debemos tener en cuenta que la señal de OL tiene una potencia
considerable y podría dañar los circuitos previos, por lo que debemos prestar
especial cuidado al aislamiento OL-RF.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para los valores comunes de uso de potencia RF, el aislamiento presenta la
misma curva pero 5 dB`s inferior y para mayores potencias convergen a un mismo
valor. En este caso también se justifica la necesidad de un aislador para el puerto
OL.
8.1.6 Reflexión
Este parámetro es de gran importancia ya que, como recordaremos, la
reflexión nos da idea de lo adaptado que está el circuito. Valores altos de reflexión
implican poca adaptación y mucha reflexión de señal lo que provoca que se
desaproveche potencia de señal OL y RF en reflexiones.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
La reflexión del puerto OL presenta una curva muy parecida pero desplazada
en frecuencia, por lo que el mínimo de reflexión se encuentra a un valor más bajo.
Pese a ello, la reflexión para la frecuencia de OL es muy similar.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para el puerto RF la reflexión es mucho mayor, por lo que está mucho más
desadaptado.
Finalmente vamos a medir la reflexión a la entrada del puerto IF y a la
entrada de los filtros para darnos una idea del nivel de adaptación.
El puerto IF tiene una adaptación muy pobre, alrededor de –0.1 dB en la
frecuencia IF por lo que se deberá estudiar el problema de la baja adaptación y la
posible colocación de un aislador en este puerto.
Por último vamos a mostrar la medida de la reflexión a la entrada de los
filtros, es decir, entre la salida del mezclador y la entrada del filtro paso bajo.
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Existe un mínimo de reflexión muy cercano a la frecuencia IF, lo que quiere
decir que los filtros tienen buena adaptación.
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9 COMPARATIVA CON UN MEZCLADOR COMERCIAL
Vamos ahora a comparar los principales parámetros de nuestro mezclador,
con un mezclador comercial del proveedor de componentes de microondas Mini-
Circuits (www.minicircuits.com) modelo SYM-14H. Este modelo está diseñado para
operar en frecuencias y rangos de potencia de OL y RF similares a las nuestras. La
hoja de especificaciones completa se encuentra en el anexo.
A continuación mostramos tres tablas, que muestran las prestaciones del
mezclador para valores típicos de RF y OL, correspondientes al mezclador simulado
con MWO (diseño final con componentes reales y filtros), mezclador fabricado y
mezclador comercial SYM-14H.
Prestaciones del MEZCLADOR SIMULADO para valores típicos de
RF (1.42GHz) y OL(1.276GHz)
Aislamiento (dB) Reflexión (dB) RF OL
Pérdidas
Conversión OL-RF OL-IF RF-OL RF-IF RF OL
-10dBm 10dBm -10 dB -21 -150 -12 -145 -5 -15
Prestaciones del MEZCLADOR FABRICADO para valores típicos de
RF (1.42GHz) y OL(1.276GHz)
Aislamiento (dB) Reflexión (dB) RF OL
Pérdidas
Conversión OL-RF OL-IF RF-OL RF-IF RF OL
-10dBm 10dBm -11 dB -29 -55 -7.5 -35 -2 -14.5
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Prestaciones del MEZCLADOR COMERCIAL SYM-14H para valores típicos de
RF (1.42GHz) y OL(1.276GHz)
Aislamiento (dB) Reflexión (dB)RF OL
Pérdidas
Conversión OL-RF OL-IF RF-OL RF-IF RF OL
-10dBm 10dBm -7 dB -42 -38 n.d. n.d. -9 -21
A la vista de los resultados se hace evidente el problema de adaptación que
presenta el mezclador fabricado (altos valores de reflexión sobre todo en el puerto
RF) pero en cambio se obtienen valores razonables de pérdidas de conversión y de
aislamiento de las señales de entrada con el puerto de salida.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
10 CONCLUSIONES Y LINEAS FUTURAS
Este proyecto fin de carrera ha demostrado que es posible la fabricación de
un mezclador balanceado en la banda de 1420 MHz para aplicaciones de
radioastronomía, haciendo uso de los recursos de la Universidad Politécnica de
Cartagena.
Se ha hecho primeramente un diseño teórico del mezclador y sus
componentes para trabajar con una RF de 1420 MHz, una OL de 1276 MHz y
obtener una IF de 144 MHz. Su correcto funcionamiento, usando circuitos de
tecnología microstrip, se ha demostrado matemáticamente usando las relaciones
que definen a cada uno de los elementos del circuito.
Se ha corroborado el correcto funcionamiento del diseño inicial, usando el
software de simulación Microwave Office, donde se tuvieron en cuenta los efectos de
las líneas de transmisión microstrip reales (pérdidas, efectos del dieléctrico,
discontinuidades,...). Además estas simulaciones sirvieron para introducir algunos
elementos nuevos (stubs radiales) y modificar otros.
Las simulaciones de los diferentes parámetros, demostraron que los valores
óptimos de potencia OL y RF son 10 dBm y –10 dBm respectivamente. Con estas
potencias se obtienen en el circuito simulado unas pérdidas de conversión de –10
dB, un aislamiento OL-RF y RF-OL aceptable (de –21 dB y –12 dB), respectivamente
pero en cambio se obtienen unos valores más discretos de reflexión del puerto RF (-
5 dB) y del puerto OL (-15 dB) lo que hace evidente la necesidad de mayor
adaptación del circuito.
Hay que destacar que el diseño del mezclador balanceado y los stubs
radiales han conseguido que disminuya en gran medida la potencia de las señales
de OL y RF a la salida, evitando interferencias indeseadas en el espectro de la señal
de salida.
Además para obtener una señal de IF lo más “limpia” posible, hemos
diseñado un filtro paso bajo mediante saltos de impedancia con una frecuencia de
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
corte de 800 MHz y un filtro paso banda mediante elementos concentrados con unas
frecuencias de corte de 50 MHz y 250 MHz, para poder aislar la señal de IF de
cualquier interferencia fuera de su banda.
Ambos filtros se diseñaron usando los desarrollos teóricos vistos en la
asignatura de Transmisión por Soporte Físico y se compararon con filtros ideales de
Microwave Office, obteniendo buenos resultados en la respuesta en transmisión y
reflexión de los dos filtros.
El circuito se ha fabricado finalmente en tres partes correspondientes al
mezclador, filtro paso bajo y filtro paso banda para permitir la medida independiente
de cada uno de ellos.
Las dimensiones finales de cada uno de los tres circuitos fabricados, sin tener en
cuenta los conectores, es:
• Mezclador largo: 89 mm, ancho: 84 mm
• Filtro paso banda largo: 77 mm, ancho: 26 mm
• Filtro paso bajo largo: 21 mm, ancho: 32 mm
Finalmente se han medido los principales parámetros del mezclador y los
filtros fabricados, usando analizadores de redes y analizadores de espectro.
Los resultados obtenidos para los valores de potencia OL y RF óptimos (10
dBm y –10 dBm respectivamente) muestran unas pérdidas de conversión de –11 dB,
un aislamiento OL-RF mayor (–29 dB) y RF-OL de –7.5 dB. Además presenta una
reflexión del puerto RF y OL muy similares (–2 dB y –14.5 dB) con lo que sigue
apareciendo el problema de la adaptación. Esto se hace evidente al medir también la
reflexión del puerto IF que se sitúa alrededor de –0.1 dB.
Con esto se demuestra que el circuito tiene unas prestaciones muy similares
al diseño simulado.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
Para terminar proponemos una serie de mejoras y líneas futuras de diseño
que sirvan para hacer más eficiente este primer diseño de mezclador:
1. Comprobar mediante simulaciones y medidas reales, si es posible conseguir
los mismos resultados mediante el uso de un solo filtro. De esta manera se
disminuiría el tamaño del circuito total.
2. Aprovechar los encapsulados que contienen en su interior dos diodos en
antiparalelo, para tratar de usar uno solo y un solo stub radial. De nuevo se
conseguiría un circuito más pequeño.
3. Introducir aisladores en los puerto de entrada y salida del mezclador para
mejorar la adaptación y evitar “fugas” de señal hacia los circuitos
precedentes.
4. Estudiar otras posibles configuraciones de mezclador que mejoren las
prestaciones, sobre todo la adaptación.
5. Proponer un layout lo más compacto posible para que se pueda integrar con
el resto de subsistemas del sistema de recepción del radiotelescopio.
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
11 AGRADECIMIENTOS
Quisiera aprovechar estas últimas líneas para manifestar mi especial
agradecimiento al director de este proyecto, D. José Luis Gómez Tornero, cuya
inestimable ayuda y dedicación a su labor docente e investigadora ha hecho posible
el buen término de este proyecto. Espero que el esfuerzo que hemos dedicado a
este trabajo sea un punto de apoyo para el logro de nuevos y mejores objetivos
tecnológicos en esta universidad.
Agradezco también la ayuda desinteresada que me prestaron los
compañeros y profesores del grupo de investigación SICOMO (Sistemas de
Comunicaciones Móviles), especialmente a Rubén Ibernón, Maria José García y
Jose María Molina, así como los consejos y la ayuda de David Cañete y David
Henarejos para la materialización de los diseños.
Dedicado a Enrique Ros y María Victoria Avilés, por su apoyo y paciencia durante
estos años.
Cartagena, Noviembre de 2006
Pedro Enrique Ros Avilés
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
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Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés
ANEXOS
En las siguientes páginas se muestran las hojas de especificaciones completas del
diodo usado y del mezclador comercial y por último un extracto de las características
de bobinas y condensadores.
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