grado en ingenierÍa de tecnologÍas y servicios de...

GRADO EN INGENIERÍA DE

TECNOLOGÍAS Y SERVICIOS DE

TELECOMUNICACIÓN

TRABAJO FIN DE GRADO

ESTUDIO DE UNA ANTENA PARA

SISTEMA RADAR EN BANDA X: DISEÑO

DE LOS ELEMENTOS RADIANTES

ALEJANDRO NICOLÁS MARTÍNEZ

2018

GRADO EN INGENIERÍA DE TECNOLOGÍAS Y SERVICIOS

DE TELECOMUNICACIÓN


Título: ESTUDIO DE UNA ANTENA PARA SISTEMA RADAR EN BANDA X:

DISEÑO DE LOS ELEMENTOS RADIANTES

Autor: D. ALEJANDRO NICOLÁS MARTÍNEZ

Tutor: D. MANUEL SIERRA PÉREZ

Ponente: D.

Departamento: SEÑALES, SISTEMAS Y RADIOCOMUNICACIONES (SSR)

MIEMBROS DEL TRIBUNAL

Presidente: D. JESÚS Mª REBOLLAR MACHAIN

Vocal: D. LUIS SALGADO ÁLVAREZ DE SOTOMAYOR

Secretario: D. SANTIAGO TORRES ALEGRE

Suplente: D. LUIS CASTEJÓN MARTÍN

Los miembros del tribunal arriba nombrados acuerdan otorgar la calificación de:

Madrid, a 12 de julio de 2018

UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE MADRID

ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIEROS DE TELECOMUNICACIÓN

GRADO EN INGENIERÍA DE TECNOLOGÍAS Y

SERVICIOS DE TELECOMUNICACIÓN


ESTUDIO DE UNA ANTENA PARA SISTEMA

RADAR EN BANDA X: DISEÑO DE LOS

ELEMENTOS RADIANTES

ALEJANDRO NICOLÁS MARTÍNEZ

2018

Agradecimientos

A mis padres,

por vuestro amor incondicional,

por brindarme la oportunidad de estudiar y de lograrme un futuro,

por ser un ejemplo de esfuerzo, sacrificio y honradez.

.

A mi hermano,

por ser mi modelo a seguir desde que tengo uso de razon,

por el apoyo en los momentos mas difıciles,

por todos los consejos que me has dado.

.

A mis amigos,

por vuestra confianza en todo momento,

por ayudarme a relativizar lo realmente importante en la vida,

porque sin vosotros esta etapa no hubiera sido posible.

.

A mi tutor Manuel Sierra Perez,

por haber confiado en mı al concederme este proyecto,

por el conocimiento que me ha transmitido con cada una de sus palabras,

por ser en lo personal y profesional una persona admirable.

.

En definitiva,

a todos aquellas personas que me han acompanado,

por haber hecho de mı quien soy,

GRACIAS.

i

Resumen

Este Trabajo Fin de Grado (TFG) se centra en el estudio de viabilidad de una antena

para sistemas radar en banda X, en concreto, en el estudio y diseno de los elementos ra-

diantes que conforman la antena.

En primer lugar, el analisis de los elementos pasivos que componen el sistema de antena

se realizara mediante el software comercial Computer Simulation Technology MicroWave

Studio. Una vez finalizado el estudio y diseno del elemento radiante, se ha procedido

a analizarlo en conjunto con otros, es decir, a analizar el comportamiento que tiene la

columna. Por ultimo, se han presentado los resultados obtenidos acerca del acoplo mutuo

existente entre elementos.

Palabras clave: Elemento radiante, antena, sistema radar, banda X, CST, lınea tripla-

ca, lınea equilibrada, balun, acoplo mutuo.

ii

Abstract

This Degree Thesis focuses on the viability study of an antenna for X-band radar sys-

tem, specifically, in the analysis and design of the radiating elements that constitute the

antenna.

Firstly, the analysis of the passive elements that constitute the antenna system will be

carried out using the commercial software Computer Simulation Technology MicroWave

Studio. Once the study and design of the radiant element have been completed, it has

proceeded to analyze it together with others, in other words, to analyze the behavior

of the column. Finally, the results obtained about the existing mutual coupling between

elements have been presented.

Keywords: Radianting element, antenna, radar system, X-band, CST, stripline, coupled

stripline, balun, mutual coupling.

iii

Indice general

Agradecimientos I

Resumen II

Abstract III

1. Introduccion 1

1.1. Planteamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2. Especificaciones del sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.3. Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2. Aspectos tecnicos 5

3. Estudio del sistema de antena y de los diagramas deseados 9

4. Especificacion de una columna y del elemento radiante 12

4.1. Estudio de la lınea de transmision . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

4.1.1. Lınea Strip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

4.1.2. Lınea equilibrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

4.2. Estudio del elemento radiante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

4.2.1. Dipolo simple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.2.2. Dipolo plegado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.2.3. Dipolo pajarita . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.2.4. Antena Vivaldi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

5. Diseno del elemento radiante 24

5.1. Analisis del dipolo plegado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

5.2. Analisis del dipolo plegado mas lınea equilibrada . . . . . . . . . . . . . . . 27

5.3. Analisis del dipolo plegado mas lınea equilibrada y aisladores . . . . . . . . 31

5.4. Analisis del dipolo plegado mas lınea equilibrada, balun y lınea strip . . . . 34

iv

Indice general v

6. Acoplo entre elementos radiantes 40

6.1. Acoplo entre elementos de columnas vecinas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

6.2. Acoplo entre elementos de una misma columna . . . . . . . . . . . . . . . . 43

7. Conclusiones y lıneas futuras 46

7.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

7.2. Lıneas futuras . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

A. Aspectos eticos, economicos, sociales y ambientales 49

B. Presupuesto Economico 52

Indice de figuras

1.1. Ejemplo conceptual del futuro sistema radar 3D de barrido electronico. [5] . 2

1.2. Componentes principales a disenar. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.1. Arquitectura de sistemas PESA y AESA. [1] . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.2. Esquema de un modulo transmisor/receptor (T/R). [1] . . . . . . . . . . . . 7

2.3. Fragata F-110: a) Mastil integrado [4], b) Sistemas tecnologicos y arma-

mentısticos. [2] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

3.1. Esquema de columnas de antenas: distancia entre elementos radiantes. . . . 9

3.2. Esquema simplificado de las partes que conforman la columna. [6] . . . . . . 10

3.3. Esquema constructivo del conjunto de la columna. . . . . . . . . . . . . . . 11

4.1. Esquema de seccion de una lınea strip o triplaca. . . . . . . . . . . . . . . . 13

4.2. Esquema de seccion de una lınea strip o triplaca suspendida. . . . . . . . . 13

4.3. Lınea strip o triplaca suspendida bajo estudio. . . . . . . . . . . . . . . . . 14

4.4. Parametro S21 de la lınea strip o triplaca suspendida. . . . . . . . . . . . . . 15

4.5. Lıneas de campo del modo: a) Campo electrico, b) Campo magnetico. . . . 16

4.6. a) Esquema de seccion de una lınea equilibrada o balanceada, b) Circuito

equivalente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

4.7. a) Lıneas de campo electrico: modo par a +V +V, b) Circuito equivalente. 17

4.8. a) Lıneas de campo electrico: modo impar a +V -V, b) Circuito equivalente. 17

4.9. Lınea equilibrada o balanceada suspendida bajo estudio. . . . . . . . . . . . 18

4.10. Parametro S21 de la lınea equilibrada o balanceada suspendida. . . . . . . . 19

4.11. Impedancia caracterıstica de los modos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4.12. De izquierda a derecha: campo electrico del modo impar, par y TE. . . . . . 20

4.13. De izquierda a derecha: campo magnetico del modo impar y par. . . . . . . 21

4.14. Estudio de elementos radiantes impresos: a),b) Dipolo Simple, c),d) Dipolo

Simple con elemento parasito, e) Dipolo Plegado, f) Dipolo Pajarita, g)

Antena Vivaldi. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

5.1. Esquema del dipolo plegado con puerto discreto. . . . . . . . . . . . . . . . 24

vi

Indice de figuras vii

5.2. Parametro S11 del dipolo plegado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

5.3. Carta de Smith del dipolo plegado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

5.4. Diagrama de radiacion del campo electrico del dipolo plegado en cartesianas

a 9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

5.5. Diagrama de radiacion del campo electrico del dipolo plegado en 3D a

9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

5.6. Esquema teorico circuital del transformador λ/4. . . . . . . . . . . . . . . . 27

5.7. a) Esquema del transformador λ/4, b) Estructura del conjunto: dipolo ple-

gado mas lınea equilibrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

5.8. Parametros S11 del conjunto. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

5.9. Carta de Smith del conjunto. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

5.10. Impedancia de referencia del conjunto. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

5.11. Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto en cartesianas a

9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

5.12. Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto en 3D a 9.65GHz. . 31

5.13. Esquema de los tabiques que conforman los aisladores. . . . . . . . . . . . . 32

5.14. Parametro S11 del conjunto mas aisladores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

5.15. Carta de Smith del conjunto mas aisladores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

5.16. Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto mas aisladores en

cartesianas a 9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

5.17. Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto mas aisladores en

3D a 9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

5.18. Esquema del balun disenado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

5.19. Parametros S del balun. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

5.20. Estructura final. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

5.21. Parametro S11 de la estructura final. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.22. Carta de Smith de la estructura final. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.23. Impedancia de referencia de la estructura final. . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.24. Diagrama de radiacion del campo electrico de la estructura final en carte-

sianas a 9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

5.25. Diagrama de radiacion del campo electrico de la estructura final en 3D a

9.65GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

6.1. Elemento radiante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

6.2. Array horizontal de 7 elementos radiantes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

6.3. Parametros S del array horizontal: coeficiente de reflexion S11 del elemento

inmerso. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

6.4. Parametros S del array horizontal: acoplo horizontal entre elementos S21,

S31, S41, S51, S61 y S71. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

Indice de figuras viii

6.5. Parametros S del array horizontal: coeficiente de reflexion S11 del elemento

activo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

6.6. Columna de 8 elementos radiantes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

6.7. Parametros S de la columna: coeficiente de reflexion S11 del elemento inmerso. 44

6.8. Parametros S de la columna: acoplo vertical entre elementos S21, S31, S41,

S51, S61, S71, S81. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

6.9. Parametros S de la columna: coeficiente de reflexion S11 del elemento activo. 45

7.1. Diagrama de radiacion del campo electrico de la columna en polares a

9.65GHz: a) Acimut, b) Elevacion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

7.2. Diagrama de radiacion del campo electrico de la columna en 3D a 9.65GHz. 48

Indice de tablas

1.1. Especificaciones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

4.1. Calculo de la impedancia y atenuacion en la lınea strip o triplaca suspendida. 14

4.2. Parametros de diseno de la lınea strip o triplaca suspendida. . . . . . . . . . 15

4.3. Parametros de diseno de la lınea equilibrada o balanceada suspendida. . . . 19

5.1. Parametros de diseno del dipolo plegado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

5.2. Parametros de diseno del transformador λ/4. . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

5.3. Parametros modificados tras acoplarse el transformador λ/4. . . . . . . . . 28

5.4. Parametros de diseno de los aisladores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

5.5. Parametros modificados tras optimizar los aisladores. . . . . . . . . . . . . . 32

5.6. Parametros de diseno del balun. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

5.7. Parametros modificados tras acoplarse el balun. . . . . . . . . . . . . . . . . 37

ix

Capıtulo 1

Introduccion

1.1. Planteamiento

El presente Trabajo Fin de Grado parte de un proyecto existente coordinado por el Gru-

po de Radiacion de la Universidad Politecnica de Madrid, cuyo planteamiento es abordar

el estudio y diseno de un sistema radar multifuncion para su uso en la navegacion marıti-

ma moderna. Inicialmente, se alude la necesidad de un primer estudio de las evaluaciones,

posibles tecnologıas a utilizar en la construccion de los elementos radiantes, las redes de

distribucion de la senal y los elementos desfasadores requeridos para la conmutacion de

fase necesaria en los elementos del array.

Debido al extenso trabajo que supondrıa analizar por completo cada uno de los puntos,

este Trabajo Fin de Grado se centrara en dar respuesta a las necesidades que acontecen

al diseno de los elementos radiantes asociados al sistema de antena, y por tanto su com-

patibilidad con todo el diseno de las redes pasivas y la estructura de la antena.

A continuacion, el contenido del presente Trabajo Fin de Grado se anuncia desglosado

por capıtulos acompanados de un breve comentario a modo de guıa:

Capıtulo 2: incluye conceptos clave sobre el sistema radar.

Capıtulo 3: introduce propiedades del sistema de antena.

Capıtulo 4: aborda el estudio de las lıneas de transmision y los posibles elementos a

implementar.

Capıtulo 5: incluye el diseno de la estructura del elemento radiante.

Capıtulo 6: expone los acoplos obtenidos entre elementos radiantes.

Capıtulo 7: recoge las conclusiones obtenidas tras el estudio y posibles lıneas futuras.

1

Capıtulo 1. Introduccion 2

1.2. Especificaciones del sistema

El sistema radar sobre el que se centra el estudio es un sistema radar 3D de barrido

electronico compuesto por un panel plano de elementos radiantes en la banda X (8.2-

12.4 GHz). Cada elemento radiante dispone de un desfasador, permitiendo en su conjunto

crear un cierto margen de apuntamiento en el plano de elevacion (verticalmente). Por otro

lado, el sistema de antena formado por columnas pasivas conectadas a modulos T/R los

cuales alimentan cada columna con la amplitud y fase adecuadas, permiten generar un

margen de apuntamiento mayor en acimut (horizontalmente). Esto permite obtener una

exploracion bidimensional del horizonte naval al que va enfocado el sistema radar. En

capıtulos posteriores, 2 y 3, se entrara en mas detalle acerca de las caracterısticas que

definen al sistema radar.

Figura 1.1: Ejemplo conceptual del futuro sistema radar 3D de barrido electronico. [5]

La tabla 1.1 recoge las especificaciones aportadas en el anexo de especificaciones citado

en la seccion anterior (vease 1.1). Es de obligacion cenirse a los parametros designados,

lo cual servira de base como partida en el estudio y diseno de los elementos radiantes que

compondran las futuras columnas de antenas.


Parametro Sımbolo Valor/Unid. Comentarios

Frecuencia de trabajo F 9.3 a 10 GHz Banda X de 8 a 12 GHz

Ancho de haz a -3dB en elplano horizontal

HBW <1oA 9.65 GHz en apunta-miento normal (direccionde boresight)

Ancho de haz a -3dB en elplano vertical

VBW >8oA 9.65 GHz en apunta-miento normal (direccionde boresight)

Ancho de haz entre nulos en elplano vertical

NVBW >18oA 9.65 GHz en apunta-miento normal (direccionde boresight)

Margen de barrido horizontal HS ±47.5o Cobertura acimutal de 95o

Margen de barrido vertical VS ±10oCobertura en elevacion a0o, ±5o y ±10o

Nivel de lobulos secundariosen el plano horizontal

SLL ≤25dBDentro del margen deapuntamiento (±47.5o)

Polarizacion Pol Lınea vertical

Distancia horizontal entre ele-mentos radiantes

HD 16.8mmEquivalente a 0,56λ a 10GHz

Tamano en horizontal HL 2520mmCorresponde a 150 colum-nas

Distancia vertical entre ele-mentos radiantes

VD 21.6mmEquivalente a 0.72λ a 10GHz

Tamano en vertical VL 172.8mmCorresponde a 8 elementosradiantes

Perdidas de retorno en cadacolumna

RL >9.5dB

Perdidas en cada columna OL <3

Incluyendo perdidas pordesadaptacion, perdidasdel radomo y perdidasohmicas

Tabla 1.1: Especificaciones.


1.3. Objetivos

El principal objetivo de este Trabajo Fin de Grado es el estudio del diseno de los

elementos que conforman la estructura final de la columna. En concreto, se abordara el

estudio de la lınea de transmision, su adaptacion con el elemento radiante y el acoplo

existente entre columnas. El siguiente esquema de bloques pretende clarificar cada uno de

los componentes a tratar.

Figura 1.2: Componentes principales a disenar.

Capıtulo 2

Aspectos tecnicos

Este capıtulo pretende incluir conceptos clave sobre el funcionamiento del sistema ra-

dar del cual se hace partıcipe el estudio, ademas de una breve introduccion de la tecnologıa

que le concierne y una vision de la posterior finalidad que tiene.

En primer lugar, es de interes definir los principales modos de escaneo [1] en los que

se clasifican las agrupaciones planas de antenas en la actualidad:

Mechanically Scan Planar Array (M-Scan o MSA): los elementos radiantes

son alimentados por una misma senal y el apuntamiento del haz se consigue mediante

un reposicionador mecanico. Normalmente se define una geometrıa de diseno la cual

introduce el desfase en cada elemento, proporcionandose ası un haz de forma fija.

Phased Array (E-Scan): se distinguen dos tipos de escaneo electronico segun se

disponga la capacidad o no de controlar la forma del haz en amplitud. Cuando el

apuntamiento del haz se realiza unicamente variando la fase de cada elemento, enton-

ces se trata de un Passive Electronic Scanned Array (PESA). En cambio, si ademas

de la fase se varıa la amplitud de cada uno, se trata entonces de un Active Electronic

Scanned Array (AESA). Ambos sistemas requieren de un Beam Steering Controller

(BSC) que ajuste el retardo de la senal mediante los desfasadores, y que controle la

amplitud en AESA solo. Es frecuente el uso de modulos transmisor/receptor (T/R)

como elementos de control, utilizandose un unico modulo para todos los elementos

radiantes en PESA, y un modulo por elemento en AESA (vease la figura 2.1).

En los sistemas AESA, debido al elevado coste computacional que tiene actuar sobre

el control de cada uno de los modulos T/R de los elementos, se suele agrupar conjuntos de

elementos radiantes sobre los que sı hacer un control mediante estos modulos. Es lo que

se conoce como sistemas radar semi-activos, en lugar de activos solamente. Es habitual

que dentro del sector se aglutine a ambos en el mismo tipo como sistemas AESA. Notese

que nuestro sistema radar 3D de barrido electronico en banda X, aparte de caracterizarse

5

Capıtulo 2. Aspectos tecnicos 6

por ser un Phase Array, se englobarıa dentro del subconjunto conocido como semi-activos,

incluyendose por tanto en el grupo de los Active Electronic-scan Arrays (AESA). En

nuestro caso, utilizamos un modulo T/R para controlar cada columna de 8 elementos

radiantes.

Figura 2.1: Arquitectura de sistemas PESA y AESA. [1]

La tecnologıa Phase Array fue pionera, como en la gran mayorıa de los avances tec-

nologicos, en aplicaciones militares en la decada de los 40. En concreto, su aparicion surge

tras la Segunda Guerra Mundial como respuesta a la necesidad de realizar el seguimiento

de aeronaves y artillerıas mas veloces, las cuales no lograban ser detectadas por los actua-

les sistemas de antenas. Esta tecnologıa consiste en crear una antena de gran directividad

aprovechando las caracterısticas individuales de cada uno de los elementos radiantes que

conforman la estructura de subarrays. Tanto la forma como la direccion del diagrama de

radiacion vienen determinadas por cada una de las distintas amplitudes y fases que alimen-

tan a cada elemento. Al variar electronicamente la fase de las senales que alimentan estos

elementos, se consigue modificar la direccion de la interferencia constructiva/destructiva

de las senales y, por tanto, desplazar la direccion de apuntamiento del haz. Dicha variacion

electronica, cuasi instantanea, permitio al haz poder detectar blancos mucho mas rapido

e incluso hacer un seguimiento individualizado de varios objetivos a la vez, lo cual era

imposible hasta ese momento, ya que las capacidades de las antenas estaban limitadas

por las rotaciones y los movimientos mecanicos que requerıan. Ademas, el hecho de poder

alimentar o no ciertos elementos del array, permitıa incrementar el ancho de haz para

la busqueda y estrecharlo para el realizar seguimiento, pudiendo incluso fragmentarlo en

varios haces.

Respecto a los modulos T/R anteriormente mencionados, su principal funcion es con-

trolar la amplitud y fase que recibe cada elemento radiante en funcion de la direccion de


apuntamiento. En la figura 2.2 se presenta esquematicamente los elementos que lo com-

ponen: un par de amplificadores de potencia para recepcion y transmision (LNA y HPA

respectivamente), un duplexor para conmutar entre transmision y recepcion al compartir

las antenas para ambas funciones, el aislamiento necesario en el receptor para evitar que el

transmisor interfiera en este mientras opera, un amplificador de ganancia y un desfasador

acompanados de la logica aportada por el BSC. La configuracion establecida en dicha fi-

gura hace referencia a la conocida como “common leg”, pues utiliza componentes comunes

en ambos caminos: transmision y recepcion.

Figura 2.2: Esquema de un modulo transmisor/receptor (T/R). [1]

El hecho de que se utilice los mismos elementos radiantes para transmision y recepcion,

hace que el tipo de forma de onda del sistema radar sea pulsada monopulso. Sera de vital

importancia proteger al receptor frente a sus propias transmisiones, siendo el duplexor,

tal y como se vio en el parrafo anterior, quien proporcione el aislamiento necesario. Puede

entenderse el sistema como un sistema que trabaja ranurado en el tiempo, ya que mientras

se produce la transmision, el receptor no procesara ecos. Por otro lado, el sistema radar en

cuestion es primario. El receptor procesa los ecos producidos en los blancos por la senal

que previamente ha emitido en la etapa de transmision.

Por ultimo, el sistema radar bajo estudio tiene como finalidad incorporarse al diseno

del buque escolta Fragata F-110 [4], el cual, es el primer objetivo a desarrollar por la

Armada Espanola para el ciclo 2017-2025. El proposito del sistema radar multifuncion

sera efectuar tareas de vigilancia, seguimiento y exploracion 3D durante la navegacion

marıtima. Ocupara una posicion intermedia en el mastil integrado de la fragata segun

indica la figura 2.3. Ademas, estara dotado de un sistema electronico que compense los

movimientos de traslacion y rotacion del buque. Destacar que estos nuevos buques de


escolta oceanicos, seran unidades especialmente polivantes, capaces de operar en escenarios

de alta complejidad del mismo modo que llevar a cabo misiones de media y baja intensidad,

gracias a los sofisticados sistemas de sensores y armas que incorporaran.

(a)

(b)

Figura 2.3: Fragata F-110: a) Mastil integrado [4], b) Sistemas tecnologicos y armamentısti-cos. [2]

Capıtulo 3

Estudio del sistema de antena y de

los diagramas deseados

En primer lugar, entiendase el sistema de antena como el conjunto de columnas de

antenas que lo conforman. Cada columna se compone de 8 antenas o elementos radiantes

distribuidos linealmente a lo largo de una estructura. Dichos elementos tendran las mismas

caracterısticas estructurales por lo que seran homogeneos. La distancia mınima entre ele-

mentos viene determinada en las especificaciones del capıtulo 1.2, tomando la frecuencia

de trabajo maxima como referencia para su diseno: 16,8mm en horizontal y 21,6mm en

vertical. Recordar que son columnas pasivas alimentadas con una amplitud y fase segun la

direccion de apuntamiento en acimut por modulos T/R (vease capıtulos 1 y 2). Destacar

que el sistema radar debe lograr alcanzar una cobertura en acimut de ±47.5o mediante el

uso de estos modulos T/R, siendo en este plano el ancho de haz a -3dB inferior a 1o.

Figura 3.1: Esquema de columnas de antenas: distancia entre elementos radiantes.

9

Capıtulo 3. Estudio del sistema de antena y de los diagramas deseados 10

Hay que tener en cuenta que cada columna se ve afectada tanto por el entorno mecanico

que la envuelve (sintetizadores de plano de masa, elementos de sujecion. . . ) como por los

acoplos mutuos ocasionados por el resto de las columnas de antenas vecinas. Eso significa

que cuando se excita una columna, la potencia efectiva reflejada incluira no solo la contri-

bucion debida a la desadaptacion de la propia columna, sino tambien la aportacion de las

columnas adyacentes acopladas. Las perdidas de retorno activas son las que resultan de la

combinacion coherente de todas estas contribuciones. Por otra parte, dicha combinacion

dependera del angulo de apuntamiento del diagrama, y por tanto las perdidas de retorno

efectivas seran funcion de dicho apuntamiento. Este requisito fija la maxima potencia re-

flejada efectiva admisible en el margen de apuntamientos que definen la cobertura nominal

del sistema.

Aunque no entre dentro de este proyecto su analisis, se va a suponer que el sistema

trabajara con una red divisora pasiva cuyas perdidas sean las mınimas posibles, ademas de

elementos desfasadores que aporten las fases necesarias para la conmutacion en la direccion

de apuntamiento vertical: 0o, ±5o y ±10o (vease tabla 1.1). Notese que la distribucion sera

de amplitud no uniforme (Chebischev o Taylor), de forma que se potencie significativa-

mente a los elementos centrales del array en comparacion con los laterales. Esto facilitarıa

lograr un nivel de lobulos secundarios por debajo de -25dB. Ademas, el esquema de di-

vision de potencia utilizado sera mediante divisores simples en T, situando la puerta de

entrada adaptada a la impedancia de la guıa (50 ohm) y las puertas de salida cargadas

con la misma impedancia de adaptacion.

Figura 3.2: Esquema simplificado de las partes que conforman la columna. [6]

Capıtulo 3. Estudio del sistema de antena y de los diagramas deseados 11

Recordar que en el plano de elevacion, el sistema radar debe tener un ancho de haz a

-3dB por encima de 8o y un ancho de haz entre nulos superior a 18o, segun se recoge en

la tabla 1.1 de especificaciones del capıtulo 1.

Por ultimo, la estructura general de la antena se desarrollara mediante dos capas

metalicas mecanizadas que dejan en su interior el substrato de microondas que soporta las

lıneas impresas, los circuitos desfasadores y los elementos radiantes. Observese la disposi-

cion final de estos al quedar fuera del soporte metalico y enfrentados al panel del radomo

que cierra toda la estructura.

Figura 3.3: Esquema constructivo del conjunto de la columna.

Capıtulo 4

Especificacion de una columna y

del elemento radiante

4.1. Estudio de la lınea de transmision

El estudio de la lınea de transmision se va a centrar en torno a las exigencias dictadas

por las especificaciones previas al diseno del sistema. Sabiendo que las perdidas en redes de

alimentacion de arrays dependen mucho del tipo de lınea utilizada, se busca por medio de

esta, encontrar aquella que minimice las perdidas lo mas posible acorde a las dimensiones

preestablecidas. Por definicion, las lıneas embebidas en dielectricos tienen mayores perdidas

que las lıneas soportadas al aire. Por otro lado, cuanto mayor es el tamano de la seccion,

menores son las perdidas. En concreto, llevare a cabo el estudio de dos lıneas: una lınea

strip suspendida y una lınea equilibrada suspendida. En apartados posteriores explicare en

detalle ambos modelos y que ventajas nos aportan que respondan al porque de su eleccion.

He de destacar que otras opciones han quedado previamente descartadas por no ajus-

tarse adecuadamente a las especificaciones. Por ejemplo, la lınea de transmision microstrip

presenta mejores caracterısticas para imprimir un circuito sobre el que disenar los elemen-

tos, pero debido a su caracter disipativo por estar inmersa en un dielectrico, tiene elevadas

perdidas que la hacen inviable.

Respecto a las guıas de onda, la guıa de onda rectangular sin dielectrico tiene la

particularidad de ser la que menos perdidas presenta en comparacion a otras guıas. Pese a

la dificultad que supone integrar componentes concentrados en ella, ha quedado totalmente

descartada por superar la especificacion de anchura permitida en la estructura de subarray.

Por otro lado, surge una alternativa, la guıa ridge impresa, la cual es una opcion viable

pero su estudio se ha obviado por tener otras opciones mas sencillas con las que desarrollar

el proyecto.

12

Capıtulo 4. Especificacion de una columna y del elemento radiante 13

4.1.1. Lınea Strip

En primer lugar, la lınea strip o lınea triplaca esta formada por una lınea plana,

embebida en un dielectrico y situada entre dos planos de masa paralelos [10]. En este caso,

la capacidad de soportar elementos concentrados es compleja al encontrarse inmersa en

un material dielectrico. Las perdidas asociadas a la lınea estan relacionadas directamente

con las prestaciones del dielectrico y con las dimensiones transversales de la lınea (menos

perdidas cuanto mayor son las dimensiones). Para evitar que se propaguen modos entre

los planos de masa, es necesario mantener unidos electricamente ambos mediante vıas

verticales, resultando convertir la estructura en una forma particular de coaxial plana,

vease en la figura 4.1. La distancia entre dichos planos de masa debe ser tal que no se

propaguen modos superiores. En este caso, basta que el grosor del dielectrico y la anchura

de la guıa que rellena la lınea no superen el valor de media longitud de onda (H<λ/2).

Figura 4.1: Esquema de seccion de una lınea strip o triplaca.

La lınea de interes sobre la que se centra nuestro estudio parte desde este punto. Se le

denomina lınea triplaca o strip suspendida. Esta estructura alternativa presenta grandes

ventajas sobre la lınea strip convencional. En concreto, perdidas mucho mas bajas y una

gran facilidad para trabajar con componentes activos que se situan sobre la placa de

circuito impreso. En este caso, el dielectrico se reduce a un grosor mınimo que permita

trabajar con tecnicas impresas de grabado de lınea, mientras que el resto del espacio

existente entre los planos de masa se deja vacıo. Por otro lado, la placa se puede sujetar

mediante piezas mecanicas que a su vez realizan la funcion de conexion entre los planos

de masa.

Figura 4.2: Esquema de seccion de una lınea strip o triplaca suspendida.


Esta estructura tambien permite modificar la impedancia de la lınea en funcion de la

anchura de la parte impresa, ası como realizar circuitos divisores y ajustes en los elementos

parasitos sobre ella. De hecho, se ha obtenido mediante simulacion electromagnetica el

menor nivel de perdidas fijando el substrato a utilizar, y variando la altura entre las placas

que actuan como planos de masa B y el ancho de la lınea metalizada W. El substrato

utilizado es el Rogers RO 4003C (lossy), cuyo ancho es A=12 mm y grosor H=0.25mm. A

esa anchura la frecuencia de corte de los modos superiores esta por encima de la frecuencia

de trabajo. Sin embargo, a partir de una separacion de B=8mm y un ancho de W=5mm, la

frecuencia de corte del modo superior se aproxima peligrosamente a 10.5GHz, muy proxima

al rango de frecuencias de trabajo (9,3-10GHz). Por ello, el nivel mınimo de perdidas queda

establecido para estas medidas, correspondiendole una impedancia de lınea de 79ohm.

Queda demostrado que para tener una baja atenuacion debemos separar considerablemente

los planos de masa, lo que supone lıneas muy anchas en el circuito impreso.

Altura-B(mm) Ancho-W(mm) Impedancia (Ohm) Atenuacion (dB/m)

8 5 79 0.60

6 5 67 0.70

6 3 91 0.80

6 2 111 0.85

4 5 50 0.75

4 3 71 0.90

4 2 90 1.0

Tabla 4.1: Calculo de la impedancia y atenuacion en la lınea strip o triplaca suspendida.

Figura 4.3: Lınea strip o triplaca suspendida bajo estudio.

En la tabla 4.2 se presentan las dimensiones de la estructura junto a los parametros mas

importantes obtenidos por simulacion electromagnetica mediante CST. Notese el valor de

la correspondiente constante dielectrica del material dielectrico escogido para el diseno.


Parametro Sımbolo Valor Unid. Comentarios

Anchura de la estructura interior A 12 mm

Altura de la estructura interior B 8 mm

Constante dielectrica del soporte ε 3.38 Rogers RO-4003C

Tangente de perdidas del soporte Tan δ 0.0027 A 10 GHz

Grosor del soporte H 0.25 mm

Grosor de la lınea metalizada T 0.035 mm 1 onz/sf

Anchura de la lınea metalizada W 5 mm

Impedancia caracterıstica de la lınea Z0 79 Ohm

Longitud de la lınea simulada Lstrip 100 mm

Perdidas estimadas L 0.6 dB/m

Frecuencia de corte del primer modosuperior

fcTE01 10.5 GHz

Tabla 4.2: Parametros de diseno de la lınea strip o triplaca suspendida.

Respecto a los resultados obtenidos en los parametros S, el unico parametro de interes

a analizar va a ser el coeficiente S21 en el modo 1. Dicho coeficiente establece una relacion

directa con el nivel de perdidas que tendra la lınea. En la figura 4.4 se puede apreciar

como el nivel de perdidas aumenta en relacion con la frecuencia. Por otro lado, tal y como

se esperaba, se ha confirmado que los coeficientes S11 y S22 dan valores muy bajos pues no

existen discontinuidades sobre la lınea simulada.

Figura 4.4: Parametro S21 de la lınea strip o triplaca suspendida.

Se incluyen dos figuras representando las lıneas de campo electrico y magnetico del

modo, en las cuales se puede comprobar que es quasiTEM.


(a) (b)

Figura 4.5: Lıneas de campo del modo: a) Campo electrico, b) Campo magnetico.

Por ultimo, destaco dos inconvenientes como principales en la estructura. El primero,

que es una lınea puesta a tierra, luego las antenas que requieran de una alimentacion

de entrada equilibrada, necesitaran un balun adicional. Y el segundo, que la impedancia

nominal al no ser de 50ohm supone la necesidad de trabajar con un transformador final en

la estructura completa y en cada uno de los elementos demostradores que se construyan

para tomar medidas. Por tanto, supone un pequeno incremento en las dimensiones de las

piezas y de la estructura final, sin embargo, apenas afectara al ancho de banda del sistema.

4.1.2. Lınea equilibrada

La lınea equilibrada esta formada por dos lıneas planas, embebidas en un dielectrico,

separadas una determinada distancia y situadas entre dos planos de masa paralelos [10].

(a) (b)

Figura 4.6: a) Esquema de seccion de una lınea equilibrada o balanceada, b) Circuitoequivalente.


El acoplo presente entre las lıneas, provoca la aparicion de dos modos TEM operativos

en la misma frecuencia de trabajo: modo par y modo impar [8], [7]. En el modo par, ambas

lıneas se encuentran excitadas con la misma amplitud y direccion (desfase 0o), siendo las

lıneas de campo practicamente simetricas. Sin embargo, en el modo impar, dichas lıneas

estan excitadas con la misma amplitud pero direcciones opuestas (desfase 180o), siendo

las lıneas de campo fundamentalmente de la una a la otra, ademas de aquellas que van

hacia afuera o que vienen hacia dentro. Puesto que ambos modos son TEM, la constante

de propagacion y la velocidad de fase seran iguales en ambos: β = ω/vp y vp = c/√εr,

siendo εr la constante dielectrica del medio en el que se encuentran embebidas las lıneas.

En el circuito equivalente de la lınea, figura 4.6, C12 representa la capacitancia existente

entre las lıneas, y C11 y C22, la capacitancia de cada lınea con el plano de masa. En el caso

de que las lıneas sean simetricas, C11 = C22. Respecto al modo par, figura 4.7, debido a

la simetrıa del campo electrico del modo sobre el centro de la lınea, C12 queda en circuito

abierto. En cambio en el modo impar, figura 4.8, de nuevo a causa de las lıneas del campo

electrico del modo, esta misma posicion se encuentra a potencial nulo. Podemos imaginar

lo sucedido como un plano de tierra a traves de C12. Las siguientes expresiones hacen

referencia a las capacidades efectivas de los modos par e impar respectivamente:

Ce = C11 = C22

Co = C11 + 2C12 = C22 + 2C12

(a) (b)

Figura 4.7: a) Lıneas de campo electrico: modo par a +V +V, b) Circuito equivalente.

(a) (b)

Figura 4.8: a) Lıneas de campo electrico: modo impar a +V -V, b) Circuito equivalente.


Como resultado de la diferencia de dichas capacidades efectivas, Ce y Co, aparece una

impedancia caracterıstica por cada modo, par e impar:

ZOe =√

LCe

=√LCe

Ce= 1

vCe

ZOo =√

LCo

=√LCo

Co= 1

vCo

Finalmente, la impedancia caracterıstica de la lınea queda definida por la raız cuadrada

del producto de ambas impedancias:

ZO =√ZOe · ZOo

Analogamente al estudio realizado sobre la lınea strip en la seccion 4.1.1, se toma la

alternativa de suspender la lınea sobre un dielectrico de grosor mınimo, de forma que se

minimicen ası las perdidas causadas por este y sea mas accesible trabajar con componente

activos sobre el circuito impreso. Los planos de masa permanecen unidos electricamente

mediante vıas verticales para evitar que se propaguen modos entre estos. El metodo de

sujecion de la placa tambien sera mediante piezas mecanicas que a su vez realizan la

funcion de conexion entre los planos de masa. En nuestro caso, debido al medio dielectrico

no homogeneo en que se encuentran las lıneas (aire + sustrato), los dos modos tendran

diferentes constantes dielectricas y velocidades de fase que afectaran de forma distinta al

rendimiento de las lıneas acopladas.

Figura 4.9: Lınea equilibrada o balanceada suspendida bajo estudio.

En la tabla 4.3 se presentan las dimensiones de la estructura junto a los parametros mas

importantes obtenidos por simulacion electromagnetica mediante CST. Notese el material

dielectrico previsto para su diseno y su correspondiente constante dielectrica. Destacar la

importancia que tiene la distancia de separacion entre las lıneas S pues su valor afecta

considerablemente al obtenido en la impedancia del modo impar. Cuanto mas pequena

sea, menor sera la impedancia del modo. Tambien depende de la anchura y del resto de

los parametros.



Anchura de la estructura interior A 12 mm

Altura de la estructura interior B 8 mm

Constante dielectrica del soporte ε 3.38 Rogers RO-4003C

Tangente de perdidas del soporte Tan δ 0.0027 A 10 GHz

Grosor del soporte H 0.25 mm

Grosor de la metalizacion T 0.035 mm 1 onz/sf

Anchura de las lıneas metalizadas W 1.35 mm

Separacion entre las lıneas S 0.3 mm

Impedancia del modo par Z0,e 105 Ohm

Impedancia del modo impar Z0,o 117 Ohm

Impedancia caracterıstica de la lınea Z0 110 Ohm ZO =√ZOe · ZOo

Longitud de la lınea simulada Lequilibrada 100 mm

Perdidas estimadas L 3 dB/m

Frecuencia de corte del primer modosuperior

fcTE01 12.39 GHz

Tabla 4.3: Parametros de diseno de la lınea equilibrada o balanceada suspendida.

Respecto a los resultados obtenidos en los parametros S, el unico parametro de interes

a analizar en ambos modos va a ser el coeficiente S21. Al igual que en la lınea strip 4.4,

dicho coeficiente establece una relacion directa con el nivel de perdidas que habra en la

lınea. Notese de nuevo como el nivel de perdidas aumenta en relacion con la frecuencia.

Por otro lado, el modo impar (1) se impone frente al par (2) en caracterizar las perdidas

de la lınea al ser estas mas restrictivas.

Figura 4.10: Parametro S21 de la lınea equilibrada o balanceada suspendida.

Se incluye una figura con las impedancias del modo par (2) e impar (1) obtenidas en


la simulacion, siendo la impedancia caracterıstica de la lınea Z0=110ohm.

Figura 4.11: Impedancia caracterıstica de los modos.

Por ultimo se incluyen figuras con las lıneas de campo electrico y magnetico de los

modos par e impar quasiTEM y del modo TE analizados en la definicion de los puertos.

Observese la carencia de campo magnetico en el modo TE.

Figura 4.12: De izquierda a derecha: campo electrico del modo impar, par y TE.


Figura 4.13: De izquierda a derecha: campo magnetico del modo impar y par.

4.2. Estudio del elemento radiante

Los elementos radiantes se integraran en el mismo substrato donde se ha realizado

previamente el esquema de division de senal y los circuitos desfasadores. Sin embargo, se

encontraran fuera de la estructura metalica que lo soporta. Por tanto, deben de estar en

consonancia con el tipo de lınea de transmision utilizada, a la vez que con las limitaciones

de espacio impuestas en la estructura del array. Sera conveniente que tengan un diagrama

relativamente directivo en el plano vertical y lo mas amplio posible en el plano horizontal.

Por otro lado, a la hora de disenarlos, habra que tener en cuenta ciertos componentes que

interfieren en el mismo:

Balun: el uso de antenas que requieren una alimentacion equilibrada respecto al plano

de masa, hace necesario incorporar un balun impreso el cual se puede construir de

diversas maneras.

Aisladores: el aislamiento entre elementos de columnas vecinas sera de vital im-

portancia, ya que el acoplo de estos puede suponer importantes variaciones en la

impedancia de entrada a la red y en el coeficiente de reflexion de los mismos. Para

ello, se utilizaran tabiques parciales como separacion de elementos entre columnas,

de forma que queden integrados en la propia estructura metalica.

Radomo: el conjunto de columnas debe llevar un radomo que es necesario tener en

cuenta en el momento del diseno del elemento radiante, ya que su influencia puede

desplazar la banda de resonancia de dicho elemento. El radomo puede ser ademas un

elemento de soporte de la parte de circuito impreso que queda fuera de la estructura


metalica.

En funcion de estos requisitos, se proponen varios tipos de elemento radiante sobre los

que se llevara a cabo su estudio: dipolo simple, dipolo plegado, dipolo pajarita y antena

Vivaldi.

4.2.1. Dipolo simple

El dipolo impreso simple se conforma de una seccion metalica rectangular resonante de

aproximadamente media longitud de onda (≈ λ/2). La forma de alimentacion puede ser

equilibrada o puesta a masa segun se requiera. Se puede implementar facilmente como una

prolongacion de una placa de circuito impreso sobre el que tenemos implementada una red

de microstrip o triplaca. La mayor limitacion de este tipo de estructuras es el ancho de

banda. Puede mejorarse trabajando con dipolos acoplados (elementos parasitos), lo que

produce ademas un aumento en la directividad de la antena (efecto Yagi).

4.2.2. Dipolo plegado

El dipolo impreso plegado a diferencia del anterior, es un elemento radiante cuyo ancho

de banda cubre extensamente la banda de diseno. A su vez, las dimensiones requeridas para

su implementacion se encuentran dentro las especificaciones debido al reducido tamano

que ocupa. Ademas, ofrece una impedancia de adaptacion mucho mayor (200-300ohm) que

la proporcionada por el dipolo simple (70-80ohm). Sin embargo, tiene como inconveniente

que requiere una alimentacion equilibrada. Este requisito alude la necesidad de incorporar

un balun entre la lınea desbalanceada de transmision y el elemento radiante.

4.2.3. Dipolo pajarita

En caso de que fuese necesario una banda mas ancha de trabajo que la ofrecida por

el dipolo plegado, se debe recurrir a dipolos con conductores mas anchos o a estructuras

con formas especiales que logran obtener un ancho de banda mayor sin incrementar la

complejidad de la antena. Es el caso del dipolo con forma de pajarita o bow-tie, el cual

es una de las variaciones mas sencillas del dipolo simple y cuya estructura triangular

incluye propiedades de banda ancha. Del mismo modo que el dipolo plegado, requiere una

alimentacion de forma equilibrada, lo cual alude la necesidad de incorporar un balun entre

la lınea desbalanceada y el elemento radiante. Su uso esta extendido desde aplicaciones

de UHF hasta el rango de onda milimetrica, e incluso en arrays de elementos. Tiene como

ventaja la robustez frente a pequenos errores de fabricacion, ya que su rendimiento no se

ve afectado por leves variaciones en los parametros. Sin embargo, no se caracteriza por

un alto rendimiento, siendo ineficiente su uso en aplicaciones mas exigentes. Segun se cita

en [9], llega a operar al 37 % del ancho de banda con un VSWR < 2 y a obtener una


componente contrapolar por debajo de -25dB. La banda de adaptacion suele estar entre

los 50-70ohm.

4.2.4. Antena Vivaldi

La antena impresa Vivaldi es una antena especialmente adecuada para trabajar desde

una guıa ridge, aunque puede ser implementada igualmente desde una estructura micros-

trip o triplaca siempre y cuando disenemos adecuadamente los balun. Respecto a sus

caracterısticas, es una antena de banda muy ancha y presenta un lobulo principal relati-

vamente estrecho, aunque esto depende mucho de la forma y longitud de la antena. Su

frecuencia superior esta limitada por el ancho del espacio, mientras que la frecuencia mas

baja por el tamano de la abertura. El diseno de este tipo de antena es de especial cuida-

do para no estrechar el haz en el plano horizontal, de forma que podamos mantener un

margen de barrido adecuado en ese plano.

(a) (b) (c) (d)

(e) (f) (g)

Figura 4.14: Estudio de elementos radiantes impresos: a),b) Dipolo Simple, c),d) DipoloSimple con elemento parasito, e) Dipolo Plegado, f) Dipolo Pajarita, g) Antena Vivaldi.

Capıtulo 5

Diseno del elemento radiante

5.1. Analisis del dipolo plegado

Inicialmente, se ha llevado a cabo el analisis del elemento escogido desde un punto de

vista practico y eficaz, por lo que se ha alimentado al dipolo con un puerto discreto en

la posicion mostrada en la figura 5.1. Este analisis ha de tener en cuenta dos aspectos

fundamentales. El primero, que la alimentacion se fija en esa posicion ya que interesa

conocer la impedancia de la lınea en ese preciso punto. Y el segundo, que ha de establecerse

un plano de masa perpendicular a la direccion horizontal sobre la que se extiende el dipolo,

situandose este detras a una distancia lf en torno a λ/4 respecto de su centro. Mencionar

que aproximar el elemento a masa hace que disminuya la impedancia, sin embargo, se hace

de banda mas estrecha. Por el contrario, alejarlo demasiado podrıa provocar la aparicion

de lobulos secundarios en el diagrama de radiacion e incluso llegar a tener nulos en la

direccion de maxima radiacion.

Figura 5.1: Esquema del dipolo plegado con puerto discreto.

24

Capıtulo 5. Diseno del elemento radiante 25

La figura 5.1 muestra la configuracion del elemento radiante propuesto, cuyo puerto de

alimentacion esta fijado a 200 Ohm. La longitud de la antena es la, y su valor se aproxima a

λ/2. Las anchuras de los tramos superior e inferior son w1 y w2 respectivamente. El ancho

se ajusta para que w2 sea mas ancho que w1 de forma que coincida con la impedancia de la

antena, en este caso, a 200 Ohm. La longitud del tramo plegado es e y su correspondiente

anchura es s. Mediante optimizacion de parametros en CST, se han hallado aquellos que

mejor se adaptan a las especificaciones del diseno. A modo de resumen, se presentan en la

tabla 5.1 los valores de cada uno de los parametros expuestos.


Frecuencia central de trabajo fo 9.65 GHz

Longitud de onda central λ 16.91 mm λ = c/fo√εr

Longitud de la antena la 11 mm ≈ λ/2

Anchura del tramo superior w1 2 mm

Anchura del tramo inferior w2 3 mm

Anchura de la parte plegada s 2.5 mm s � λ

Longitud del tramo plegado e 3 mm

Hueco en el tramo inferior g 1 mm

Distancia del centro del dipolo a masa lf 4.7 mm ≈ λ/4

Grosor de la metalizacion T 0.035 mm

Tabla 5.1: Parametros de diseno del dipolo plegado.

Respecto a los parametros S, se observa una buena adaptacion en la banda de interes

(9.3-10GHz) logrando que el parametro S11 sea menor a -20dB, valor tıpico a partir del

cual la adaptacion es aceptable. En la frecuencia central de trabajo (9.65GHz), el valor de

las perdidas de retorno desciende hasta 35dB.

Figura 5.2: Parametro S11 del dipolo plegado.


Mediante la Carta de Smith, se visualiza de nuevo la buena adaptacion de la banda

de interes con los parametros de diseno establecidos, encontrandose la impedancia de

referencia del dipolo plegado practicamente en el centro de la carta.

Figura 5.3: Carta de Smith del dipolo plegado.

Por ultimo se representa el campo electrico lejano en cartesianas y 3D a la frecuencia

central de trabajo. Notese que el maximo no se encuentra en la direccion de broadside,

sino a ±30o, con una ganancia de 6.87dB, y que la eficiencia de radiacion es del 99 %.

Figura 5.4: Diagrama de radiacion del campo electrico del dipolo plegado en cartesianasa 9.65GHz.


Figura 5.5: Diagrama de radiacion del campo electrico del dipolo plegado en 3D a 9.65GHz.

5.2. Analisis del dipolo plegado mas lınea equilibrada

Finalizado el analisis del elemento, se procede a analizar el dipolo junto con la lınea

equilibrada. Por definicion, un transformador λ/4 [10] permite adaptar la impedancia

caracterıstica de una lınea con la carga mediante el uso de un tramo de lınea de longitud

aproximada λ/4, y cuya impedancia tiene el valor resultante de la siguiente expresion.

Z1 =√Z0RL

Figura 5.6: Esquema teorico circuital del transformador λ/4.

En nuestro caso, el transformador λ/4 es de utilidad por adaptar la lınea equilibrada

con el elemento radiante. En la tabla 5.2 se recogen los principales parametros de diseno

del transformador λ/4 que se ha realizado.



Anchura de las lıneas wt 1 mm

Separacion entre las lıneas st 1 mm

Longitud del tramo de lıneas lt 3.3 mm ≈ λ/4


Impedancia caracterıstica Z1 148 Ohm Z1 =√Z0RL

Tabla 5.2: Parametros de diseno del transformador λ/4.

Por otro lado, los valores de los parametros de diseno del dipolo plegado (capıtulo 5.1)

y de la lınea equilibrada (capıtulo 4.3) se mantienen salvo los modificados en la tabla 5.3.

La lınea equilibrada suspendida ha sido prolongada una longitud l fuera de la estructura

metalica que la encierra con el objetivo de optimizar el S11 del conjunto.


Longitud de la antena la 10.1 mm ≈ λ/2

Longitud del tramo de lıneaequilibrada encerrada

Lequilibrada 16.9 mm =λ

Longitud del tramo de lıneaequilibrada prolongada

l 0.5 mm

Tabla 5.3: Parametros modificados tras acoplarse el transformador λ/4.

La estructura bajo estudio queda finalmente definida en la figura 5.7.

(a) (b)

Figura 5.7: a) Esquema del transformador λ/4, b) Estructura del conjunto: dipolo plegadomas lınea equilibrada.

Respecto a los parametros S, se definen 3 modos en el puerto de la guıa aunque solo sea

de interes el modo impar procedente de la lınea equilibrada (vease 4.1.2). Tanto el modo

par como el resto de modos superiores estaran rechazados. Tras la simulacion, se obtiene


para el modo impar (1) un S11 inferior a -20dB en la banda de trabajo (9.3-10GHz), siendo

las perdidas de retorno en la frecuencia central de trabajo 54dB. Notese la mala adaptacion

del modo par (2) en comparacion con el modo impar (1), lo cual no es de preocupar, pues

no se propagara por la guıa al igual que el resto de modos superiores que se encuentran al

corte.

Figura 5.8: Parametros S11 del conjunto.

Mediante la Carta de Smith, se constata la buena adaptacion del modo impar en la

banda de trabajo (9.3-10GHz).

Figura 5.9: Carta de Smith del conjunto.

La figura 5.10 contiene las impendancias de referencia a la entrada de la lınea equili-


brada del modo par (2) e impar (1): ZO,e = 105ohm y ZO,o = 117ohm, siendo la impedancia

caracterıstica de esta ZO=110ohm.

Figura 5.10: Impedancia de referencia del conjunto.

Por ultimo se representa el campo electrico lejano en cartesianas y 3D a la frecuencia

central de trabajo del modo impar (1). Notese que el maximo se encuentra proximo a la

direccion de broadside (en ±1o) con una ganancia de 6.54dB y que la eficiencia de radicion

es del 98 %.

Figura 5.11: Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto en cartesianas a9.65GHz.


Figura 5.12: Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto en 3D a 9.65GHz.

5.3. Analisis del dipolo plegado mas lınea equilibrada y ais-

ladores

Segun se ha comentado en capıtulos anteriores, 3 y 4.2, los elementos radiantes de las

columnas sufren de acoplos mutuos ocasionados por los elementos radiantes adyacentes.

Por tanto, es completamente necesario el uso de aisladores que minimicen el acoplo de cada

elemento con el resto de elementos vecinos. De esta forma se asegura la estabilidad de la

impedancia de entrada a la red y del coeficiente de reflexion del elemento. Para ello, se

han disenado tabiques tanto para reducir el acoplo entre elementos de la misma columna

como con elementos de las columnas vecinas. Destacar que en el estudio llevado a cabo

en CST, se han establecido condiciones de contorno periodicas en los ejes X e Y de cara

a analizar los futuros acoplos entre elementos. En la tabla 5.4 se recogen los principales

parametros del diseno de los aisladores implementados en la estructura.

Parametro Sımbolo Valor Unid.

Longitud del aislador vertical lav 4.3 mm

Grosor del aislador vertical gav 1.3 mm

Longitud del aislador horizontal lah 8.1 mm

Grosor del aislador horizontal gah 0.3 mm

Tabla 5.4: Parametros de diseno de los aisladores.


Figura 5.13: Esquema de los tabiques que conforman los aisladores.

Parametro Sımbolo Valor Unid.

Anchura de las lıneas del transformador wt 1.065 mm

Hueco en el tramo inferior del dipolo g 0.87 mm

Tabla 5.5: Parametros modificados tras optimizar los aisladores.

Respecto a los parametros S, solo sera de interes el S11 del modo impar pues es el unico

que se propagara por la lınea de transmision. Por tanto, se observa una buena adaptacion

tras situarse las perdidas de retorno por debajo de 25dB en toda la banda (9.3-10GHz).

Figura 5.14: Parametro S11 del conjunto mas aisladores.

Mediante la Carta de Smith, se constata de nuevo la buena adaptacion de la banda que

tienen los aisladores disenados para el conjunto de la estructura. Notese que la impedancia

de referencia del modo impar apenas varıa con la resultante del apartado anterior (figura

5.10), ≈117ohm.


Figura 5.15: Carta de Smith del conjunto mas aisladores.

Por ultimo se incluye el campo electrico lejano en cartesianas y 3D a la frecuencia

central de trabajo. Observese que la figura 5.16 muestra un rango θ (±90o) distinto que en

casos anteriores debido a las condiciones de contorno establecidas para el analisis, y que

el maximo se encuentra alejado de la direccion de broadside (en ±32o) con una ganancia

de 6.036dB. La eficiencia de radiacion permanece en el 98 %.

Figura 5.16: Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto mas aisladores encartesianas a 9.65GHz.


Figura 5.17: Diagrama de radiacion del campo electrico del conjunto mas aisladores en 3Da 9.65GHz.

5.4. Analisis del dipolo plegado mas lınea equilibrada, balun

y lınea strip

Tal y como se menciono en el capıtulo 4.2, el requerimiento de una alimentacion equi-

librada por parte del dipolo plegado, implica la necesidad de incorporar un balun entre

la estructura disenada en el apartado anterior 5.2 y la lınea strip suspendida del capıtulo

4.1.1. Por definicion [10], un balun (balanced-to-unbalanced) sirve para pasar de una lınea

desbalanceada a una lınea balanceada o viceversa.

El diseno del balun ha consistido en dividir la lınea strip suspendida en dos tramos

iguales mediante un divisor simple y desfasar uno de los tramos 180o, de forma que a la

salida la senal procedente de la lınea strip llegue en oposicion de fase. Para lograr dicho

desfase, el tramo ha de prolongarse una longitud aproximada de λ/2 mas respecto del

tramo sin prolongar. Por otro lado, las dimensiones de la estructura en la que se encierra a

la lınea establecidas en el capıtulo 4.1.1, suponen una pequena complicacion al no poderse

llevar a cabo el diseno habitual del balun [3] por falta de espacio. Por este motivo, se ha

realizado la fragmentacion del tramo prolongado en un total de hasta 7 tramos en vez

de los 3 tıpicos. Esto ha supuesto un incremento de las dimensiones totales del balun en

comparacion con el diseno convencional. Notese en la figura 5.18 la simetrıa existente entre

algunos tramos del balun.


Figura 5.18: Esquema del balun disenado.

En la tabla 5.6 se recogen los principales parametros de diseno del balun que se ha

realizado.


Anchura del divisor simple Wd 5.2 mm

Longitud del divisor simple Ld 5.6 mm ≈ λ/4

Anchura de los tramos del balun Wb 1.08 mm

Longitud del tramo superior LS1 LS1 1.3 mm


Longitud del tramo superior LS3 LS3 5.3 mm ≈ λ/4


Longitud del tramo superior LS5 LS5 5.3 mm ≈ λ/4



Longitud del tramo inferior LI1 LI1 1.3 mm



Angulo de los charfanes α 45 o

Profundidad de los charfanes Prof. 0.9


Tabla 5.6: Parametros de diseno del balun.

Respecto a los parametros S, destacar la buena adaptacion del diseno en la frecuencia

central de trabajo (9.65GHz) tras una busqueda por obtener la maxima atenuacion posible

del coeficiente S21 para el modo par (2) y las menores perdidas posibles del coeficiente S21

para el modo impar (1). Sin embargo, no se ha logrado optimizar la estructura en los

bordes de la banda (9.3GHz y 10GHz) de forma que mejorasen los coeficientes S11 y S21


por debajo de los -20dB ideales.

Figura 5.19: Parametros S del balun.

Finalizado el diseno del balun, se procede a acoplar este con la estructura del apartado

anterior (figura 5.7) resultando obtener la estructura final de la figura 5.20. En la tabla

5.7 se adjuntan aquellos parametros de diseno definidos en apartados anteriores que se

han modificado con motivo de optimizar el coeficiente de reflexion del conjunto de la

estructura.

Figura 5.20: Estructura final.

La figura 5.21 muestra el coeficiente de reflexion de la estructura final. Pese a no



Anchura de las lıneas deltransformador

wt 1.0525 mm

Hueco en el tramo inferior deldipolo

g 0.895 mm

Longitud de la antena la 9.3 mm ≈ λ/2

Longitud del tramo de lıneaequilibrada encerrada

Lequilibrada 18.9 mm

Longitud del tramo de lıneaequilibrada prolongada

l 0 mm

Longitud del tramo de lıneasdel transformador λ/4

lt 4 mm ≈ λ/4

Tabla 5.7: Parametros modificados tras acoplarse el balun.

alcanzarse los -20dB ideales en algun tramo de la banda de trabajo (9.3-10GHz), se asegura

por lo menos que se encuentre por debajo de unos aceptables -15dB. Solo sera de interes

el modo principal puesto que el resto de modos no se propagan por la lınea, y por tanto

no radian. Destacar que se han conservado las condiciones de contorno aplicadas en el

apartado anterior, quedando perodicos los lımtes en X e Y y abierto en Z.

Figura 5.21: Parametro S11 de la estructura final.

Mediante la Carta de Smith, se observa una adaptacion aceptable en la banda de

trabajo, ademas de constatar que la impedancia de referencia de entrada de la estrcutura

corresponde con la de la lınea triplaca suspendida (vease capıtulo 4.1.1).


Figura 5.22: Carta de Smith de la estructura final.

Figura 5.23: Impedancia de referencia de la estructura final.

Por ultimo se incluye el campo electrico lejano en cartesianas y 3D a la frecuencia

central de trabajo. Observese que la figura 5.16 muestra un rango θ (±90o) distinto que en

casos anteriores debido a las condiciones de contorno establecidas para el analisis, y que

el maximo se encuentra alejado de la direccion de broadside (en ±21o) con una ganancia

de 6.356dB. La eficiencia de radiacion decae a un valor del 96 %.


Figura 5.24: Diagrama de radiacion del campo electrico de la estructura final en cartesianasa 9.65GHz.

Figura 5.25: Diagrama de radiacion del campo electrico de la estructura final en 3D a9.65GHz.

Capıtulo 6

Acoplo entre elementos radiantes

Este capıtulo tiene la finalidad de exponer los acoplos mutuos entre elementos radian-

tes obtenidos mediante simulacion en CST. Se ha escogido la estructura disenada en el

apartado 5.3 del capıtulo anterior en vez de la referente al apartado 5.4 por dos motivos.

El primero debido a que los resultados obtenidos tras acoplar el balun no han sido del todo

”bonitos”, y el segundo, que el hecho de tener que replicar estructuras con gran dimen-

sionado y procesarlas posteriormente a un alto mallado, suponıa un coste computacional

demasiado elevado. Para las futuras simulaciones, se establece como elemento radiante a

replicar la estructura de la figura 6.1.

Figura 6.1: Elemento radiante.

6.1. Acoplo entre elementos de columnas vecinas

En primer lugar, sabiendo que el acoplo existente sera mayor entre elementos de co-

lumnas adyacentes que entre elementos de la misma columna, se ha replicado la estructura

40

Capıtulo 6. Acoplo entre elementos radiantes 41

simulando tener un pequeno array de elementos radiantes pertenecientes a 7 columnas. De

este modo, se pretende analizar el acoplo mutuo que ejercen entre sı las 150 columnas que

conformaran el sistema radar. Se ha identificado numericamente cada uno de los elementos

con el fin de facilitar la interpretacion de los parametros S en la figura 6.2. La separacion

horizontal entre elementos es la recogida en las especificaciones del capıtulo 1.2 (vease

tambien figura 3.1). En la simulacion, el unico puerto a excitar sera el correspondiente al

elemento central (1) mediante un solo modo (el impar). En cuanto a las condiciones de

contorno, se han aplicado lımites periodicos en los ejes X e Y quedando Z abierto.

Figura 6.2: Array horizontal de 7 elementos radiantes.

Respecto a los parametros S, se observa que el coeficiente de reflexion del elemento

radiante inmerso en la estructura empeora a medida que aumenta la frecuencia en la banda

de trabajo.

Figura 6.3: Parametros S del array horizontal: coeficiente de reflexion S11 del elementoinmerso.


Destacar la simetrıa geometrica de la estructura a la hora de interpretar los acoplos

producidos por el elemento central sobre sus vecinos: S21≈S31, S41≈S51 y S61≈S71. Notese

que es la mayor frecuencia de la banda de trabajo (10GHz) la que establece la referencia

que delimita los mayores niveles de acoplo entre elementos.

Figura 6.4: Parametros S del array horizontal: acoplo horizontal entre elementos S21, S31,S41, S51, S61 y S71.

Manteniendo las mismas condiciones de contorno, se ha simulado el array excitando

conjuntamente cada uno de los puertos con la misma amplitud y fase para ası obtener el

coeficiente de reflexion del elemento activo de la estructura.

Figura 6.5: Parametros S del array horizontal: coeficiente de reflexion S11 del elementoactivo.


6.2. Acoplo entre elementos de una misma columna

Analogamente, con el fin de obtener resultados sobre el acoplo mutuo entre elementos

de una misma columna, se ha replicado la estructura simulando tener una columna com-

puesta con los 8 elementos radiantes. La separacion vertical entre elementos es la recogida

en las especificaciones del capıtulo 1.2 (vease tambien figura 3.1). De forma que sea mas

facil interpretar los parametros S, se muestran identificados numericamente cada uno de

los elementos en la figura 6.6. El unico puerto a excitar sera el correspondiente al elemento

1 mediante un solo modo (el impar). En cuanto a las condiciones de contorno, se han

aplicado lımites periodicos en el eje X quedando Y y Z abiertos.

Figura 6.6: Columna de 8 elementos radiantes.

Respecto a los parametros S, el coeficiente de reflexion del elemento radiante inmerso

en la estructura mejora a medida que aumenta la frecuencia en la banda de trabajo.

Destacar que por geometrıa, ciertos acoplos son practicamente iguales: S21≈S31, S41≈S51

y S61≈S71. Se ha tomado la menor frecuencia de la banda (9.3GHz) para delimitar los

mayores acoplos entre elementos.


Figura 6.7: Parametros S de la columna: coeficiente de reflexion S11 del elemento inmerso.

Destacar la simetrıa geometrica de la estructura a la hora de interpretar los acoplos

producidos por el elemento central sobre sus vecinos: S21≈S31, S41≈S51 y S61≈S71. En este

caso, S81 es unico y carece de elemento radiante simetrico en la estructura. Notese que es

la menor frecuencia de la banda de trabajo (9.3GHz) la que establece la referencia que

delimita los mayores niveles de acoplo entre elementos.

Figura 6.8: Parametros S de la columna: acoplo vertical entre elementos S21, S31, S41, S51,S61, S71, S81.

Manteniendo las mismas condiciones de contorno, se ha simulado el array excitando

conjuntamente cada uno de los puertos con la misma amplitud y fase para ası obtener

el coeficiente de reflexion del elemento activo de la estructura. Notese que los elementos

situados en los extremos de la columna (elementos 7 y 8) ven afectados considerablemente


sus coeficientes de reflexion.

Figura 6.9: Parametros S de la columna: coeficiente de reflexion S11 del elemento activo.

Capıtulo 7

Conclusiones y lıneas futuras

7.1. Conclusiones

El trabajo efectuado ha respondido a las necesidades expuestas en la introduccion,

tras haberse aportado un diseno del elemento radiante detallando paso a paso su cons-

truccion, el respectivo analisis de sus parametros y el posterior estudio del acoplo mutuo

entre elementos. A la vista de los resultados, la estructura final disenada tiene una buena

adaptacion en la banda de trabajo, aunque es verdad que el balun planteado ha deteriora-

do el coeficiente de reflexion en algunas zonas de la banda a unos niveles algo inferiores de

los -20dB tıpicos. Por tanto, es claro y notorio como futura lınea de investigacion, la nece-

sidad de realizar una nueva busqueda por encontrar una alternativa de diseno del balun,

tras haberse constatado la imposibilidad de optimizar tanto al mismo como al conjunto

adaptado mas de lo que ya se refleja en los actuales resultados. Aun ası, los diagramas

de radiacion, la ganancia y la eficiencia de radiacion de la estructura muestran valores

satisfactorios.

Respecto al estudio realizado de los acoplos, extraigo la conclusion de que los elementos

radiantes situados en los extremos de la columna presentan unos coeficientes de reflexion

proximos a los -20dB tıpicos, seguramente porque los aisladores de los bordes son mas

estrechos que los situados entre el resto de elementos de la propia columna. Extrapolando

esta idea a los elementos entre columnas vecinas, deduzco que la misma problematica ocu-

rrira en el conjunto de elementos que conforman la primera y ultima columna del sistema

radar. Por tanto, se requerira optimizar el diseno de los aisladores en todos los elementos

que se situen en los bordes de la matriz radar. Por otro lado, los aisladores cumplen su

cometido situando los niveles de acoplo entre elementos mas proximos en torno a los -20dB

ideales, y los del resto por debajo de este valor.

Por ultimo, quisiera destacar que el grueso del tiempo dedicado en el proyecto, se ha

46

Capıtulo 7. Conclusiones y lıneas futuras 47

empleado en el diseno del elemento radiante mediante parametros de diseno, ademas de las

constantes optimizaciones efectuadas a medida que se realizaba la adaptacion de nuevos

bloques de la cadena (vease 1.3), en un intento por encontrar el mejor diseno en relacion

a los parametros S obtenidos tras las simulaciones con el software CST Microwave Stu-

dio. Dicho esto, se exponen los diagramas de radiacion a la frecuencia central de trabajo

(9.65GHz) del sistema de antena cuyos elementos radiantes estan alimentados con la mis-

ma amplitud y fase. Notese que la columna presenta una eficiencia de radiacion del 98 %

y una ganacia de 15.62dB.

(a) (b)

Figura 7.1: Diagrama de radiacion del campo electrico de la columna en polares a 9.65GHz:a) Acimut, b) Elevacion.

Capıtulo 7. Conclusiones y lıneas futuras 48

Figura 7.2: Diagrama de radiacion del campo electrico de la columna en 3D a 9.65GHz.

7.2. Lıneas futuras

Busqueda de una alternativa al diseno del balun.

Optimizar los aisladores de los elementos radiantes que limitan en los bordes de la

matriz radar.

Analisis de la matriz radar.

Analisis del sistema de antena con otros programas: MATLAB.

Fabricacion de los elementos disenados.

Analisis y medida de los elementos fabricados en la camara anecoica.

Analisis y diseno del radomo.

Diseno de la estructura con otro elemento radiante.

Apendice A

Aspectos eticos, economicos,

sociales y ambientales

A.1 Introduccion

En primer lugar, el proyecto se ha de enmarcar en el sector de los sistemas de teleco-

municaciones por su estrecha relacion con los sistemas de radiodeterminacion. Tal y como

se menciono en el capıtulo 1, el trabajo aborda el estudio de viabilidad y el diseno de

una determinada parte del sistema radar en cuestion. Dicho sistema esta pensado para

incorporarse en buques con el proposito de realizar actividades de vigilancia, seguimiento

y exploracion 3D en la navegacion marıtima, y por tanto, esto atane a cuestiones de se-

guridad y defensa tanto del mismo como de otros posibles objetivos geopolıticos de cuya

proteccion este al cargo. Por otro lado, el trabajo busca en todo momento minimizar las

perdidas del sistema, de forma que en un futuro le permita valerse con la menor potencia

entregada posible.

A.2 Descripcion de impactos relevantes relacionados con el proyecto

Impacto etico: Apoyo a la democracia y las instituciones democraticas.

Destaco este impacto por la implicacion indirecta que tiene el sistema radar bajo

estudio al ser incorporado en un buque escolta, cuya mision es la de participar

en determinadas operaciones que pueden repercutir tanto en la defensa del Estado

democratico al que pertenecen, como en la transmision de valores al intervenir en

acciones de cooperacion internacional.

Impacto ambiental: Energıa. Destaco este impacto por la continua busqueda

efectuada por minimizar las perdidas durante las distintas fases de diseno del pro-

yecto, con motivo de mejorar la eficiencia y el consumo de potencia que requiere el

49

Apendice A. Aspectos eticos, economicos, sociales y ambientales 50

sistema.

A.3 Analisis detallado de alguno de los principales impactos

Puesto que el proyecto no tiene un marcado caracter social, economico ni ambiental,

propongo una pequena reflexion acerca del dilema etico que tiene actualmente la sociedad

con la innovacion en infraestructuras de defensa y seguridad ciudadana. Es de total na-

turaleza democratica que la ciudadanıa establezca tanto juicios de valor como opiniones

sobre todas aquellas cuestiones que le conciernen, y en concreto, tambien a las referentes

en temas de seguridad y defensa del Estado democratico que habitan. Sin duda, la segu-

ridad es un pilar transversal fundamental en el bienestar de una sociedad, y por tanto,

es un deber del mismo Estado tratar de garantizarla pese a no existir la seguridad plena.

Es por ello que si el presente trabajo llegase a efectuarse o fuese en parte participe de

un futuro sistema radar real, el cual se implementase en un buque perteneciente a algun

Estado democratico, entonces, guardarıa cierta responsabilidad etica con la sociedad. En

teorıa, el sistema radar multifuncion sirve de apoyo al resto de sistemas de sensores y

sistemas armamentısticos incorporados en el buque, a traves de los cuales le permite in-

tervenir en operaciones en las que salvaguardar los intereses de la nacion ante cualquier

posible amenaza, presuponiendo siempre una actuacion regida por la defensa de los valores

democraticos y del Estado de derecho a los que defiende. Esto me lleva a reflexionar sobre

el Principio de no maleficencia: evitar causar dano a otros, en el que un uso inco-

rrecto de la tecnologıa podrıa acarrear nefastas consecuencias. Es evidente que el sistema

radar por sı mismo no presenta ningun tipo de amenaza a la sociedad, pero sı su uso junto

con otras tecnologıas o incluso si llegan a caer en manos de malhechores. Por ejemplo, una

mala interpretacion de un determinado blanco detectado puede hacer tomar decisiones de

actuacion equivocadas, o igualmente no tomarlas aun siendo necesarias. En este caso, el

hecho de consensuar la toma de decisiones entre varias personas harıa disminuir en gran

parte la probabilidad de tomar una decision erronea. Sin embargo, la necesidad de que esa

toma sea lo mas rapida y adecuadamente posible, alude la necesidad de que los sistemas

sean cada vez mas eficientes, eficaces y autonomos, objetivo que solo se consigue desde la

inversion e innovacion tecnologica.

A.4 Conclusiones

La realizacion de este trabajo fin de grado, ha supuesto reflexionar a nivel personal

sobre mi futuro en la busqueda por continuar mis pasos por este camino, ademas de cono-

cer mas de cerca otros proyectos, tecnologıas o incluso contactar con empresas del propio

sector. Por ultimo, concluir diciendo que el resultado final es coherente con los principios

de la etica profesional, de hecho se ha reflexionado en apartados anteriores acerca del

Apendice A. Aspectos eticos, economicos, sociales y ambientales 51

principio de beneficencia o de no maleficencia. Respecto al caso de rehacer el proyecto,

incluirıa un presupuesto economico del prototipado, detallando el coste de los materiales,

la construccion mecanica, la impresion de los circuitos, los conectores, la realizacion de

mediciones, etc... analizando ası la viabilidad economica.

Apendice B

Presupuesto Economico

COSTE DE MANO DE OBRA (coste directo)

Fecha inicio de contrato Fecha final de contrato Horas Precio/hora Total

01/01/2018 27/06/2018 723 35e 25.305e

COSTE DE RECURSOS MATERIALES (coste directo)

Precio de

compra

Uso en

meses

Amortizacion

(en anos)Total

Ordenador personal (Sistema

Operativo incluido)1.800e 6 6 150e

Licencia universitaria CST

Microwave Studio6.000e 6 no aplica 6.000e

GASTOS GENERALES (costes indirectos) 13 % sobre CD 4.089,15e

BENEFICIO INDUSTRIAL 6 % sobre CD+CI 2.132,65e

REPROGRAFIA

Impresion 50e

Encuadernacion 35e

SUBTOTAL PRESUPUESTO 37.761,80e

IVA APLICABLE (21 %) 7.929,98e

TOTAL PRESUPUESTO 45.691,78e

52

Bibliografıa

[1] http://aerodefensa.blogspot.com.es/p/introduccion-por-radar-como-sensor.html.

[2] http://charly015.blogspot.com/2016/04/el-grafico-de-la-fragata-f-110.html.

[3] http://srventech.blogspot.com/2018/01/yagiuda-dipole-antenna-design.html.

[4] http://www.defensa.gob.es/Galerias/dgamdocs/programa-F-110.pdf.

[5] http://www.radartutorial.eu/06.antennas/Phased %20Array %20Antenna.en.html.

[6] http://www.writeopinions.com/passive-electronically-scanned-array.

[7] Chun Yiu Chu. Printed Dipole Antenna Design For Wireless Communications. De-

partment of Electrical and Computer Engineering McG ill University, Montreal, Ca-

nada, July, 2005.

[8] K. Gupta, R. Garg, I. Bahl, y P. Bhartia. Microstrip Lines and Slotlines, 2nd ed.

Artech House Publishers, 1996.

[9] Robert J. Mailloux. Phase Array Handbook. Artech House, Inc., March, 2005.

[10] David M. Pozar. Microwave Engineering, 4th ed. John Wiley and Sons Ltd, 2011.

53

grado en ingenierÍa de tecnologÍas y servicios de...

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