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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
ESCUELA DE FORMACIÓN DE TECNÓLOGOS
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN CONTROLADOR DE
VELOCIDAD PARA MOTORES MONOFÁSICOS
PROYECTO PREVIO A LA OBTENCIÓN DEL TÍTULO DE TECNÓLOGO EN
ELECTROMECÁNICA
ANGEL DAVID CUMBAJIN JAGUACO
DIRECTOR: ING. ALFREDO PLUTARCO ARCOS LARA
QUITO, AGOSTO 2014
I
DECLARACIÓN
Yo Angel David Cumbajin Jaguaco, declaro bajo juramento que el trabajo aquí
descrito es de mi autoría; que no ha sido previamente presentada para ningún
grado o calificación profesional; y, que he consultado las referencias bibliográficas
que se incluyen en este documento.
A través de la presente declaración cedo mis derechos de propiedad intelectual
correspondientes a este trabajo, a la Escuela Politécnica Nacional, según lo
establecido por la Ley de Propiedad Intelectual, por su Reglamento y por la
normatividad institucional vigente.
____________________________
Angel David Cumbajin Jaguaco
II
CERTIFICACIÓN
Certifico que el presente trabajo fue desarrollado por Cumbajin Jaguaco Angel
David, bajo mi supervisión.
__________________________
ING. ALFREDO ARCOS
DIRECTOR DEL PROYECTO
III
AGRADECIMIENTO
A Dios, que ha estado en todos los momentos de mi vida, y por permitirme ser
cada día mejor.
Agradezco a mis padres por el apoyo en mi formación académica.
Agradezco al Ing. Alfredo Arcos por su valioso apoyo y ayuda en la dirección de
este proyecto, y al Ing. Alcívar Costales por los consejos técnicos que permitieron
la culminación de este proyecto.
A todos los profesores que conforman la Escuela de Formación de Tecnólogos
por brindarme sus experiencias, formarme humana y profesionalmente en esta
etapa de mi vida.
A todos mis compañeros, amigos y amigas con quienes compartí esta etapa de
mi vida.
IV
DEDICATORIA
A mis queridos Padres, Angel y Marcia por creer en mí, por estar siempre a mi
lado en los momentos más difíciles, por brindarme su apoyo incondicional, y por
enseñarme que nada es imposible de alcanzar.
A mis hermanas Adriana y Dayana por brindarme su confianza, cariño y amistad.
A toda mi Familia, y a todas las personas que con sus palabras y consejos me
ayudaron a lograr uno de mis objetivos en mi vida.
V
CONTENIDO
CAPÍTULO 1 ....................................................................................................................... 1
FUNDAMENTOS TEÓRICOS .......................................................................................... 1
1.1. MOTORES MONOFÁSICOS DE INDUCCIÓN ................................................................................ 1
1.1.1. INTRODUCCIÓN ..................................................................................................................... 1
1.1.2. CARACTERÍSTICAS CONSTRUCTIVAS ............................................................................... 1
1.1.3. PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO ...................................................................................... 2
1.1.4. ARRANQUE DE LOS MOTORES DE INDUCCIÓN MONOFÁSICOS ................................... 4
1.1.5. CLASIFICACIÓN DE LOS MOTORES MONOFÁSICOS DE INDUCCIÓN ......................... 5
1.2. CONTROL DE VELOCIDAD MEDIANTE LA VARIACIÓN DE LA FRECUENCIA Y EL
VOLTAJE DEL ESTATOR .................................................................................................................... 11
1.2.1. EL TORQUE Y LA POTENCIA DE SALIDA EN EL CONTROL A TRAVÉS DE LA
RELACIÓN V/f .................................................................................................................................. 13
1.3. INVERSORES DE MODULACIÓN DE ANCHO DE PULSO ......................................................... 15
1.3.1. GENERALIDADES ................................................................................................................. 15
1.3.2. INVERSORES MONOFÁSICOS............................................................................................. 16
1.3.3. CONTROL DE VOLTAJE DE LOS INVERSORES MONOFÁSICOS ................................... 18
1.4. MICROCONTROLADORES ........................................................................................................... 23
1.4.1. GENERALIDADES ................................................................................................................. 23
1.4.2. ARQUITECTURA INTERNA DEL MICROCONTROLADOR .............................................. 23
1.4.3. MICROCONTROLADORES PIC ............................................................................................ 26
1.4.4. CONTROLADOR DIGITAL DE SEÑALES (DSC) ................................................................ 27
CAPÍTULO 2 ..................................................................................................................... 40
DISEÑO DEL HARDWARE ........................................................................................... 40
2.1. INTRODUCCIÓN ............................................................................................................................ 40
2.2. ETAPA DE POTENCIA ................................................................................................................... 41
2.2.1. RECTIFICADOR MONOFÁSICO .......................................................................................... 41
2.2.2. FILTRO CAPACITIVO ........................................................................................................... 45
2.2.3. PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO ................................................................................... 52
2.3. ETAPA DE CONTROL .................................................................................................................... 70
2.4. FUENTES DE ALIMENTACIÓN .................................................................................................... 73
2.4.1. DISEÑO DE LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN .............................................................. 73
CAPITULO 3 ..................................................................................................................... 77
DESARROLLO DEL SOFTWARE ................................................................................ 77
3.1. INTRODUCCIÓN ............................................................................................................................ 77
VI
3.2. PROGRAMA DEL DSPIC30F3011.................................................................................................. 77
3.2.1. FUNCIONAMIENTO DEL PROGRAMA ............................................................................... 80
3.2.2. DIAGRAMA DE FLUJO DEL PROGRAMA DEL dsPIC30F3011 ......................................... 84
3.3. PROGRAMA DEL PIC16F870 ........................................................................................................ 86
CAPITULO 4 ..................................................................................................................... 88
PRUEBAS Y RESULTADOS .......................................................................................... 88
4.1. INTRODUCCIÓN ............................................................................................................................ 88
4.2. SIMULACIONES ............................................................................................................................ 88
4.3. RESULTADOS EXPERIMENTALES ............................................................................................. 91
CAPITULO 5 ..................................................................................................................... 96
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES .............................................................. 96
5.1. CONCLUSIONES ............................................................................................................................ 96
5.2. RECOMENDACIONES´ ................................................................................................................. 98
REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS ............................................................................ 99
ANEXOS .......................................................................................................................... 102
ANEXO 1 ............................................................................................................................................. 103
DIAGRAMAS CIRCUITALES............................................................................................................. 103
ANEXO 2 ............................................................................................................................................. 109
ESQUEMAS DE LOS CIRCUITOS PCB .............................................................................................. 109
ANEXO 3 ............................................................................................................................................. 113
IMÁGENES DEL PROYECTO ............................................................................................................ 113
ANEXO 4 ............................................................................................................................................. 115
DESPIECE DE UN MOTOR MONOFÁSICO ....................................................................................... 115
ANEXO 5 ............................................................................................................................................. 117
PROGRAMAS ...................................................................................................................................... 117
ANEXO 6 ............................................................................................................................................. 126
HOJAS DE DATOS .............................................................................................................................. 126
VII
RESUMEN
En este proyecto se diseña y se construye un controlador de velocidad para
motores monofásicos de inducción, empleando la técnica de modulación SPWM.
La etapa de Potencia la conforman, un conversor AC/DC proporciona un voltaje
continuo de aproximadamente 170 VDC, y un puente inversor monofásico
conformado por cuatro MOSFETs de potencia. Esta etapa es dimensionada de
acuerdo a la potencia que requiere la carga.
El circuito de control está conformado por un Microcontrolador PIC16F870,
encargado de la interfaz de usuario y las rampas de aceleración y desaceleración,
y un Procesador Digital de Señales dsPIC30F3011, en el cual se implementa la
técnica de control SPWM mediante la utilización del módulo para el control de
motores incorporado en el mismo. El método de control compara una onda
triangular con una senoidal obteniendo los pulsos de control, el programa
implementado varia el voltaje en proporción a la frecuencia obteniendo el control
denominado escalar. Las señales de control son aplicadas a las compuertas de
los MOSFETs de potencia del puente inversor, a través de un manejador de
MOSFETs.
Los Manejadores de MOSFETs IR2110 emplean la técnica de Bootstrap para
crear las diferentes referencias de voltaje en la compuerta de los semiconductores
de potencia. El dimensionamiento de los componentes que requiere este
manejador, se realizó según las notas de aplicación del fabricante.
La interfaz de usuario conformado por un LCD 16x2 y 5 pulsadores permiten
configurar y seleccionar parámetros como: frecuencia de salida del inversor de
entre 5 [Hz] hasta un máximo de 60[Hz], tiempos de rampa de aceleración y
tiempos de rampa de desaceleración.
VIII
PRESENTACIÓN
Los motores de inducción son las principales herramientas empleadas en la
industria. El desarrollo de la electrónica de potencia y los microcontroladores han
hecho posible la implementación de lógicas de control con cada vez más eficacia
en el control los parámetros de los motores de inducción. En este trabajo se
presenta el diseño y construcción de un controlador para motores monofásicos de
inducción, explicado en los siguientes capítulos:
En el Capitulo 1 se expone la teoría de funcionamiento de los motores
monofásicos de inducción y su clasificación según sus métodos particulares de
arranque. También se presenta las técnicas de control PWM que controlan los
parámetros de voltaje y frecuencia en los inversores monofásicos. Finalmente se
expone la arquitectura de los microcontroladores y se explica los diferentes
periféricos y constitución del dsPIC30F3011.
En el Capitulo 2 se explica con detalle el dimensionamiento y selección de los
componentes electrónicos de las etapas que conforman el controlador de
velocidad como son: etapa de potencia, manejador de MOSFETs, etapa de
control y fuentes de alimentación.
En el Capitulo 3 se indican los cálculos empleados para la generación de las
señales de control y para la obtención de la frecuencia de salida requerida.
También se explica el funcionamiento de los programas y se indica el diagrama
de flujo del programa imprentado en el dsPIC30F3011.
En el Capítulo 4 se describen las pruebas y el análisis de los resultados
realizados en el inversor para diferentes frecuencias, así como las señales
obtenidas desde el microcontrolador, el tiempo muerto en la conmutación de los
dispositivos.
En el Capitulo 5 expone las conclusiones y recomendaciones obtenidas durante la
realización del proyecto que deberían ser tomadas en cuenta para futuros trabajos.
En los Anexos se adjunta los Diagramas Circuitales del proyecto, Diagramas de
los Circuitos PCB, Imágenes fotográficas, un despiece de un motor monofásico,
los códigos fuente de los programas y las hojas de datos.
1
CAPÍTULO 1
FUNDAMENTOS TEÓRICOS
1.1. MOTORES MONOFÁSICOS DE INDUCCIÓN
1.1.1. INTRODUCCIÓN
Los motores de inducción con rotor jaula de ardilla son las principales
herramientas de la industria, debido a su bajo costo y su construcción resistente.
Cuando se opera directamente desde los voltajes de línea (entrada de 60 [Hz]
desde la línea de la red con un voltaje en esencia constante), un motor trabaja
casi con una velocidad constante. Sin embargo, por medio de convertidores de
electrónica de potencia es posible variar la velocidad de un motor de inducción.
Como beneficio, el uso de convertidores para el control de velocidad de motores
resulta en la conservación de energía eléctrica.
1.1.2. CARACTERÍSTICAS CONSTRUCTIVAS
En cuanto a la construcción del motor monofásico de inducción, hay que destacar
lo siguiente:
En el rotor de jaula de ardilla, los conductores de este están conectados en
cortocircuito en ambos extremos mediante anillos continuos (de aquí su nombre
de ―jaula de ardilla‖). No hay conexión física entre el rotor y estator, y hay un
entrehierro uniforme entre ellos. Las ranuras del estator están distribuidas de
modo uniforme1.
Un devanado ―simple‖ monofásico no produciría campo magnético ni par de
arranque por motivos que se indicaran en la sección siguiente. Por lo tanto, es
necesario modificar o dividir al devanado en dos partes. A uno de estos
devanados del estator, que en general es de alta reactancia y baja resistencia, se
le llama devanado de marcha o principal. El otro devanado, que está en paralelo
con el principal, tiene alta resistencia y baja reactancia, es el devanado auxiliar o
de arranque, pero alojado en ranuras desplazadas 90º en el espacio eléctrico con
respecto a las del devanado principal. El fin esencial del devanado auxiliar es
producir el giro del rotor [1].
1 El despiece de un motor monofásico se muestra en el ANEXO 4
2
1.1.3. PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO
Al alimentar el devanado del estator con un voltaje monofásico, se hace circular
una corriente alterna produciendo una fuerza magnetomotriz (f.m.m.) en el
entrehierro distribuida de forma sinusoidal en el espacio y de carácter pulsatorio.
La f.m.m. produce un campo magnético proporcional en el entrehierro el cual
induce corrientes en el rotor debido a la acción transformador. De acuerdo a la
Ley de Lenz, las corrientes que circulan por los conductores del rotor
(conductores A y B) en una dirección tal su campo magnético se opone al campo
que las produce, como se indica en la figura 1.1.[1].
VCA
B
A
A
B
Figura 1.1. Pares en un rotor jaula de ardilla [1]
Los conductores no producen par útil, debido a que el par generado está en
ángulo recto a cualquier movimiento del rotor. Por lo tanto, el valor promedio del
par balanceado pulsante para un ciclo completo es cero.
Para obtener un par resultante neto a la izquierda o derecha del punto 1,
mostrado en la figura 1.2, se requiere un valor de un deslizamiento ( ), de la
ecuación 1.1, tenga un valor diferente a la unidad [2].
. )
Donde: es la velocidad de sincronismo
es la velocidad a la que gira el rotor
3
1
A
B
Par
Deslizamiento2
0
0
2
Par resultante
Par
resistente
Par Directo
Par Inverso
Figura 1.2. Curvas Par-Deslizamiento de un motor monofásico [2]
Si por cualquier procedimiento se ayuda a girar el rotor en un sentido de tal forma
que se sobrepase el punto A, aparecerá inmediatamente un par de arranque que
si es mayor que al par resistente pondrá en marcha el motor en el punto B. Esto
como consecuencia del campo magnético giratorio resultante de la reacción del
campo pulsante de cuadratura en el rotor contra el campo pulsante principal,
como se observa en la figura 1.3.
∅f ∅f
∅f ∅r
VCA
Figura 1.3. Voltajes y corrientes en un rotor giratorio [1]
4
Este campo giratorio resultante, es casi constante y gira en el mismo sentido de
rotación del rotor [1].
1.1.4. ARRANQUE DE LOS MOTORES DE INDUCCIÓN MONOFÁSICOS
El arranque de los motores monofásicos se puede conseguir por medios
eléctricos. Para ello, el método más simple seria mediante un devanado bifásico.
Un sistema bifásico, dos devanados estatóricos desfasados 90° eléctricos en el
espacio llevan corrientes eléctricas desfasadas 90° eléctricos en el tiempo. En la
figura 1.4 las corrientes se obtienen mediante la ecuación 1.2. [2]:
; (1.2)
Se producirán en los ejes de las bobinas unas f.m.m:
; (1.3)
Donde:
es la amplitud del fasor espacial 2 de la f.m.m.
Por simplicidad se han considerado ambos devanados con el mismo número de
espiras ( ). La composición vectorial de ambas f.m.m. que se muestran en la
figura 1.4, y nos indica que:
(1.4)
. )
.
Lo que resulta a una f.m.m. de amplitud constante , y que gira a una velocidad
de sincronismo de la ecuación 1.7:
. )
Donde: es la frecuencia de la red al que está conectada la máquina, [Hz]
es el número de pares de polos que tiene la máquina
es el número de polos que tiene la máquina
2 El concepto de fasor espacial es análogo al que se emplea en el estudio de circuitos de c.a.
5
N1
i1
i2N1
F1
F2 FT
pα
Figura 1.4. F.m.m. en un motor bifásico [2]
1.1.5. CLASIFICACIÓN DE LOS MOTORES MONOFÁSICOS DE INDUCCIÓN
Debido a que un motor monofásico de inducción no tiene arranque propio, se
emplean diversos métodos eléctricos para iniciar el giro del rotor de jaula de
ardilla. Por lo cual, una clasificación de los motores monofásicos de inducción se
basa en sus métodos particulares de arranque [1]:
Motor de fase partida:
Motor de arranque por resistencia
Motor de arranque por capacitor
Motor de fase partida y capacitor permanente de un valor
Motor de capacitor de dos valores
Motor de inducción de arranque por reluctancia
Motor de inducción de polos sombreados
1.1.5.1. Motor de inducción de fase partida y arranque por resistencia
En este motor se sitúan en el estator dos devanados en paralelo desfasados 90°
eléctricos en el espacio. El devanado de arranque tiene menos vueltas y consiste
en alambre de cobre de menor diámetro, que el devanado de marcha. Por lo tanto,
el devanado de arranque tiene alta resistencia y baja reactancia. Al contrario, el
devanado de marcha, con más vueltas de alambre más grueso, tiene baja
resistencia y alta reactancia. Pero, debido a su impedancia total menor, la
6
corriente en el devanado de marcha, Ir es mayor que la correspondiente en el
devanado de arranque, Is. La figura 1.5 de muestra el diagrama eléctrico de los
dos devanados de un motor de inducción de fase partida [1].
I
Ir
L
Baja R
Alta X
Interruptor
centrífugo NC
De
va
na
do
Prin
cip
al
Alta R
Baja X
De
va
na
do
Au
xili
ar
IsVL
Figura 1.5. Diagrama de conexiones de motor de inducción de fase partida y
arranque por resistencia [1]
Las relaciones de fase de las corrientes a rotor bloqueado en el instante de
arranque se muestran en la figura 1.6, donde se ha tomado como referencia la
tensión de la red. Las relaciones entre las corrientes de los devanados de
arranque y marcha están desplazadas aproximadamente 25º.
Is cos ɵs
I r s
en ɵ
r
ɵs
ɵr
Ir
V
Is
Figura 1.6. Diagrama fasorial [1]
El control de la velocidad de estos motores es relativamente difícil porque la
velocidad síncrona del flujo rotatorio del estator queda determinada por la
frecuencia y el número de polos desarrollados en el devanado de marcha del
7
estator. Por consiguiente, todos los cambios de velocidad se deben llevar a cabo
en límites mayores al que trabaje el interruptor centrifugo (s = 0,25). Con ello se
tiene un rango muy limitado de control de velocidad [1].
1.1.5.2. Motor de inducción de fase partida y arranque por capacitor
Como medio de mejorar el par relativamente bajo del motor fase partida, se
agrega un capacitor en serie con el devanado de arranque para producir una
relación casi real de 90º entre las corrientes de los devanados de arranque y
marcha, elevando el par de arranque a los límites normales de 3,5 a 4,75 del par
nominal.
El empleo del capacitor también tiende a reducir (en cierta medida) la corriente de
arranque porque mejora el factor de potencia mediante una componte de corriente
que precede al voltaje aplicado. El capacitor de este tipo de motor se diseña para
trabajo intermitente y es del tipo electrolítico [1].
I
I r
L
Baja R
Alta X
Interruptor
centrífugo NC
De
va
na
do
Prin
cip
al
Alta R
Baja X
De
va
na
do
Au
xili
ar
I sVL
Capacitor
Figura 1.7. Diagrama de conexionado del motor monofásico de fase partida y
arranque por capacitor [1]
En la figura 1.7 obsérvese que la única diferencia en relación al motor de
inducción de fase partida es la adición del capacitor en el devanado de arranque.
1.1.5.3. Motor de inducción de fase partida y capacitor permanente
Este motor tiene dos devanados permanentes que, en general, se arrollan con
alambre del mismo diámetro y el mismo número de vueltas.
8
En estos motores el capacitor está conectado en serie con el devanado de
arranque y permanece en funcionamiento tanto en el momento de arranque como
durante la marcha normal. Ya que trabaja en forma continua como motor fase
partida con capacitor, no se necesita interruptor centrifugo, como se observa en la
figura 1.8. Los motores de este tipo arrancan y trabajan en virtud de la
descomposición de la fase de cuadratura que producen los dos devanados
idénticos desplazados en espacio y tiempo. Además, el capacitor que se usa en
este tipo de motor se diseña para servicio continuo y es de tipo de baño en aceite.
El valor del capacitor se basa más en su característica de marcha óptima, que en
la de arranque. El resultado es que estos motores, a diferencia de los de arranque
por capacitor, tiene un par de arranque muy deficiente, de entre 50 a 100 % del
par nominal, dependiendo de la resistencia del rotor [1].
I
I r
L
De
va
na
do
Prin
cip
al
De
va
na
do
Au
xili
ar
I sVL
Capacitor
Figura 1.8. Diagrama de conexionado del motor de inducción de fase partida y
capacitor permanente [1]
Este tipo de motor se presta al control de velocidad por variación de voltaje de
suministro. Se usan diversos métodos para ajustar el voltaje aplicado al estator y
producir el control deseado de velocidad, como transformadores de varias salidas,
variacs, potenciómetros y resistencias o reactores con varias salidas. Estos
métodos se limitan a velocidades por debajo de la velocidad síncrona [1].
9
1.1.5.4. Motor de inducción de fase partida de capacitor de dos valores
El motor de capacitor de dos valores combina las ventajas de funcionamiento casi
sin ruido del motor con capacitor permanente con el alto par de arranque del
motor de arranque por capacitor.
Se emplean dos capacitores durante el periodo de arranque. Uno de ellos, el
capacitor electrolítico de arranque, como se observa en la figura 1.9, en paralelo
con un capacitor de aceite mediante un interruptor centrifugo normalmente
cerrado en el arranque. El capacitor electrolítico de alta capacidad intermitente se
desconecta al alcanzar aproximadamente el 75 % de la velocidad síncrona y con
ello produce el par de arranque necesariamente alto. Entonces el motor continúa
acelerando como motor de capacitor permanente para trabajar en la carga
nominal o cerca [1].
I
I r
LInterruptor centrífugo NC
De
va
na
do
Prin
cip
al
De
va
na
do
Au
xili
ar
I sVL
Capacitor
electrolítico
Capacitor
de aceite
Figura 1.9. Diagrama de conexionado del motor de inducción de fase partida de
capacitor de dos valores [1]
1.1.5.5. Motor de inducción de polos sombreados
El motor de polos sombreados es básicamente un motor pequeño de potencia
fraccionaria que no es mayor de 1/10 [HP], aunque se han producido motores
hasta de 1/4 [HP]. La gran ventaja de este motor estriba en su extrema
simplicidad: un rotor con jaula de ardilla y piezas polares especiales. No tiene
interruptores centrífugos, capacitores, devanados especiales de arranque ni
10
conmutadores. Tiene tan solo un devanado monofásico pero es inherentemente
de arranque propio.
De
va
na
do
Prin
cip
al
Bobinado de
sombreado
VL (t)
Figura 1.10. Construcción general del motor espira sombra [1]
La figura 1.10 muestra la construcción general de un motor de polos sombreados
(dos polos salientes). Las piezas polares especiales se forman con laminaciones y
una bobina de sombreado en cortocircuito, o bien un anillo de cobre macizo de
una sola vuelta, alrededor del segmento más pequeño de la pieza polar. La
bobina de sombreado está separada del devanado principal de c.a, y sirve para
proveer una división de fase del flujo principal del campo, demorando el cambio
de flujo en el segmento menor.
El motor polos sombreados es robusto, barato, pequeño y necesita de poco
mantenimiento. Desafortunadamente tienen bajo par de arranque, baja eficiencia
y bajo factor de potencia. Tratándose de un motor pequeño, las últimas
consideraciones no son serias [1].
1.1.5.6. Motor de inducción de arranque por reluctancia
Otro motor de inducción que usa estator con entrehierro no uniforme es el de
arranque por reluctancia. Su rotor es el convencional de jaula de ardilla, que
desarrolla par una vez que se ha iniciado la rotación debido al principio de
reluctancia. En virtud de los entrehierros desiguales entre el rotor y los polos
salientes no uniformes, como se observa en la figura 1.11, se produce un efecto
de barrido sobre el flujo del campo principal.
11
El principio de reluctancia, de acuerdo con el que trabaja el motor, es tal que,
cuando es pequeño el entrehierro, la autoinductancia en el devanado de campo
es grande y hace que la corriente en el devanado de campo se retrase con
respecto al flujo que produce (en un circuito altamente inductivo, la corriente
retrasa casi 90º con respecto al voltaje). A la inversa, cuando el entrehierro es
muy grande, se reduce la autoinductancia y la corriente queda más en fase con el
flujo. Como los flujos están algo desplazados en el tiempo y también en el espacio,
se produce un campo magnético rotatorio en todos los polos.
Devanado
de Campo
VL
Figura 1.11. Sección transversal de un Motor de arranque por reluctancia [1]
Se prefiere al motor de polos sombreados en comparación con el de arranque por
reluctancia porque su fabricación no es costosa, tiene mayor eficiencia y mejores
características de par de marcha y es reversible [1].
1.2. CONTROL DE VELOCIDAD MEDIANTE LA VARIACIÓN DE
LA FRECUENCIA Y EL VOLTAJE DEL ESTATOR
Los avances de la electrónica de potencia en los últimos años ha hecho posible
controlar, mediante los convertidores electrónicos, los parámetros del motor de
inducción AC, y satisfacer los requisitos de las aplicaciones más exigentes. Es
también la solución técnica preferida para muchos entornos industriales donde la
fiabilidad y el bajo costo de mantenimiento son importantes [3].
12
El método de control de la relación voltaje ( ) y frecuencia ( ) o también conocido
como control escalar es la preferida en la mayoría de aplicaciones con motores de
inducción de velocidad variable [4].
Partiendo de la ecuación 1.7 3 de la velocidad de sincronismo del motor
monofásico de inducción, se observa que esta se puede variar en forma
proporcional al cambio de la frecuencia del voltaje aplicado a las bobinas del
estator [5].
La densidad de flujo en el entrehierro depende tanto de la frecuencia como del
la magnitud de voltaje alimentación, estos se relacionan mediante [3]:
. )
Donde el flujo de un motor de inducción es directamente proporcional al voltaje de
alimentación e inversamente proporcional a la frecuencia.
Para mantener una densidad de flujo constante durante el control de velocidad, el
voltaje de alimentación debe ajustarse en proporción a la frecuencia. Esto debido
a que un flujo demasiado alto provocaría la saturación del estator, y esto resulta
en una elevada corriente, pérdidas excesivas y calentamiento. Si la densidad de
flujo es demasiado baja, el par de salida caerá y se afectara el rendimiento del
motor de inducción de CA. La relación del torque de salida con el flujo se
obtiene mediante [3].
. )
Donde:
es la corriente inducida en el rotor.
Para un óptimo funcionamiento del motor de inducción se requiere de un torque
máximo, el flujo debe permanecer constante, lo que significa que la relación
también debe ser constante.
3 Refiérase a la ecuación 1.7 de la sección 1.1.4.
13
1.2.1. EL TORQUE Y LA POTENCIA DE SALIDA EN EL CONTROL A TRAVÉS
DE LA RELACIÓN V/f
El motor de inducción es capaz de proporcionar su par nominal hasta un rango de
de velocidad a 60[Hz]4, su frecuencia nominal, sin aumento significativo de las
pérdidas. Cuando el motor gira a velocidades sobre la frecuencia nominal, se
provoca una caída en el torque. El torque se reduce como resultado de la
disminución del flujo magnético del entrehierro, el cual depende de la relación .
El motor de inducción puede funcionar por encima de la frecuencia nominal, pero
con el par de salida reducido. Este disminuye en proporción a la velocidad. La
curva que relaciona el torque de salida con la velocidad se muestra en la figura
1.12. [3], [6].
Velocidad
Nominal
VelocidadVelocidad
Máxima
Torque
IA
TN
T
Corriente constante
Rango de velocidad
con reducción
del campo
Rango Normal
de Velocidad
Figura 1.12. Curva Torque ( ) –Velocidad ( ) en el control a través de la relación
[6]
En el rango de velocidad normal y en par constante los aumentos en la potencia
de salida aumentan en proporción a la velocidad. En el rango de debilitamiento
del campo, la potencia de salida de motor permanece constante, esto se observa
en la figura 1.13.
4 La frecuencia nominal depende del diseño del motor y al país donde se pondrá en
funcionamiento. Se pueden encontrar también motores a 50[Hz].
14
Velocidad
Nominal
VelocidadVelocidad
Máxima
Potencia
PN
P
Potencia constante
Rango de velocidad
con reducción
del campo
Rango Normal
de Velocidad
Figura 1.13. Curva Potencia ( ) –Velocidad ( ) en el control a través de la
relación [6]
Con frecuencias bajas de operación el efecto de la impedancia del estator
no se puede despreciar, puesto que, la resistencia tiende producir
una caída en el voltaje aplicado a las bobinas del estator y en consecuencia la
reducción del flujo. Por esto es necesario compensar la caída de voltaje con un
voltaje de refuerzo adicional [4].
Frecuencia
fN
Voltaje
VN V / f = VN / fN = Kte
Voltaje de Refuerzo
Figura 1.14. Refuerzo de voltaje necesario para mantener el constante
15
La figura 1.14 muestra una curva típica , la cual presenta una región de
compensación a bajas frecuencias para ayudar al arranque del motor, en esta
región el voltaje se limita a un valor mínimo [6].
En la práctica la curva de la relación puede tomar cualquier forma5. El voltaje
se puede incrementar para ciertas frecuencias de operación, entregando mayor
torque a una determinada velocidad.
Con estos antecedentes, el uso de un inversor monofásico que controle los
parámetros de voltaje y frecuencia en una relación constante permitirá el
control de velocidad del motor de inducción manteniendo su torque constante.
1.3. INVERSORES DE MODULACIÓN DE ANCHO DE PULSO
1.3.1. GENERALIDADES
Los convertidores de c.c. a c.a, se conocen como inversores. La función de un
inversor es cambiar un voltaje de entrada en c.c. a un voltaje de salida de c.a,
con la magnitud y frecuencia deseadas, Tanto el voltaje de salida como la
frecuencia pueden ser fijos o variables. Si se modifica el voltaje de entrada del
inversor y la ganancia se mantiene constante, es posible obtener un voltaje
variable de salida. Por otra parte, si el voltaje de entrada de c.c. es fijo y no es
controlable, se puede obtener un voltaje de salida variable si se varía la ganancia
del inversor; esto por lo general se hace controlando la Modulación del Ancho de
Pulso (PWM) dentro del inversor. La ganancia del inversor se puede definir como
la relación entre el voltaje de salida en c.a. y el voltaje de entrada en c.c.
En los inversores ideales, las formas de onda deberían de ser senoidales.
Sin embargo, en los inversores reales no son senoidales y contienen ciertas
armónicas. Para aplicaciones de mediana y baja potencia, se pueden aceptar los
voltajes de onda cuadrada o casi cuadrada; pero en aplicaciones de alta potencia,
son necesarias las formas de onda de baja distorsión.
Los inversores se pueden clasificar básicamente en dos tipos: (1) inversores
monofásicos y (2) inversores trifásicos. Cada tipo puede utilizar dispositivos con
activación y desactivación controlada o tiristores de conmutación forzada. Un
inversor se llama inversor alimentado por voltaje (VFI) si el voltaje de entrada se 5 Los VFD actuales permiten seleccionar incluso curvas cuadráticas.
16
conserva constante; inversor alimentado por corriente (CFI) si la corriente de
entrada se conserva constante; e inversor enlazado en c.c. variable si el voltaje de
entrada es controlable [7].
En la actualidad los inversores con fuente de corriente solo son usados en
aplicaciones de rango de potencia elevados.
1.3.2. INVERSORES MONOFÁSICOS
Un inversor está conformado por elementos electrónicos de conmutación
dispuestos de tal modo que puedan convertir la corriente continua en corriente
alterna. Los elementos electrónicos pueden ser: tiristores, BJT, MOSFET, IGBT,
MCT, SIT o GTO, según sea la aplicación. Por lo cual se tiene dos topologías
importantes:
Inversor monofásico de medio puente
Inversor monofásico en puente completo
1.3.2.1. Inversor monofásico de medio puente
El circuito inversor de la figura 1.15 está formado por dos pulsadores. Cuando
solo el transistor está activo durante un tiempo , el voltaje instantáneo a
través de la carga es . Si solo el transistor está activo durante un tiempo
, aparece el voltaje a través de la carga. El circuito lógico debe
diseñarse de tal forma que y no estén activos simultáneamente. Este
inversor requiere de una fuente de c.c. de tres conductores, cuando un transistor
está inactivo, voltaje inverso es , en vez de .
D1
D2 Q2
Q1
VS/2
VS/2
+-
Vao=Vo
ao
R
Figura 1.15. Circuito del inversor monofásico de medio puente [7]
17
Para una carga inductiva, la corriente de la carga no puede cambiar
inmediatamente con el voltaje de salida. Si es desactivado en , la
corriente en la carga seguirá fluyendo a través de , la carga y la mitad inferior
de la fuente de c.c. Cuando el diodo o conducen, la energía es
retroalimentada a la fuente de c.c. por lo que estos diodos se conocen como
diodos de retroalimentación [7].
1.3.2.2. Inversor monofásico en puente completo
El inversor monofásico en puente de la figura 1.16. Está formado por cuatro
pulsadores. Cuando los transistores y se activan simultáneamente, el
voltaje de entrada aparece a través de la carga. Si los transistores y se
activan al mismo tiempo, el voltaje a través de la carga se invierte, y adquiere el
valor de . La forma de onda para el voltaje de salida se muestra en la figura
1.17(a) [7].
D3
D2 Q2
Q3
VS/2
VS/2
o
D1
D4Q4
Q1
CARGAa b
io
Figura 1.16. Circuito del inversor en puente completo [7]
Cuando los diodos y conducen, se realimenta la energía la fuente de c.c, a
estos se les denomina como diodos retroalimentación. La Figura 1.17 (b) muestra
la forma de onda de la corriente para una carga inductiva.
18
T0
t
T0
Vs
0
Corriente fundamental,
io1
t0
VaoVs
2
T0
t0
VboVs
2
T0
2
Ɵ1T0
2
(a) Formas de onda de voltaje de salida de un inversor en puente completo
t
ip
D1 D2
ON
Q1 Q2
ON
D3 D4
ON
Q3 Q4
ON
0
iO
(b) Formas de onda de la corriente en la carga altamente inductiva
Figura 1.17. Formas de onda de un inversor monofásico en puente
completo [7]
1.3.3. CONTROL DE VOLTAJE DE LOS INVERSORES MONOFÁSICOS
Existen varias técnicas para modificar el voltaje de salida del inversor, el método
más eficiente es incorporar en los inversores el control de modulación del ancho
del pulso. Las técnicas comúnmente utilizadas son:
Modulación de un solo ancho de pulso
19
Modulación de varios anchos de pulso
Modulación senoidal del ancho de pulso
Modulación senoidal modificada del ancho de pulso
Control por desplazamiento de fase
1.3.3.1. Modulación de un solo ancho de pulso
En el control por modulación de un solo ancho de pulso, existe un solo pulso por
cada medio ciclo, el ancho del pulso se hace variar, a fin de controlar el voltaje de
salida del inversor [7].
2π
ωt
ωt
ωt
π
2
2π
2π
π
π
0
g1
0
Vo
0
-Vs
Vs
Señal portadora
Ac
Ar
δ Señal de excitación para el transistor Q1
ωt
2π π
g4
0
π
2
δ
2-
π
2
δ
2 +
Señal de excitación para el transistor Q4
3π
2
π
2
π
2
δ
2 -
π
2
δ
2 +
Señal de referencia
Ac
δ
Figura 1.18. Formas de onda de la modulación de un solo ancho de pulso [7]
En la Figura 1.18 se muestra las señales de excitación y el voltaje de salida para
los inversores monofásicos en puente completo.
Las señales de excitación se generan comparando una señal rectangular de
referencia de amplitud , con una onda portadora triangular de amplitud .
20
La frecuencia de la señal de referencia determina la frecuencia fundamental del
voltaje de salida. Si se varia con es la variable de control y se define como
índice se modulación de la amplitud.
. )
El voltaje rms se puede determinar a partir de:
. )
1.3.3.2. Modulación de varios anchos de pulso
Utilizando varios pulsos en cada medio ciclo de voltaje de salida puede reducirse
el contenido armónico. La generación de señales de excitación para activar y
desactivar los transistores se observa en la figura 1.19, mediante la comparación
de una señal de referencia con una onda portadora triangular. La frecuencia de la
señal de referencia establece la frecuencia de salida y la frecuencia de la
portadora determina el número de pulsos por cada ciclo . El índice de
modulación controla el voltaje de salida. Este tipo de modulación también se
conoce como modulación uniforme de ancho de pulso (UPWM). El número de
pulsos por medio ciclo se determina a partir de [7]:
. )
Donde: y se define como la relación de modulación de frecuencia.
La variación del índice de modulación desde 0 hasta 1 varia el ancho de pulso
desde 0 hasta y el ancho del voltaje de salida desde 0 hasta .
Si es el ancho de cada pulso, el voltaje rms de salida se puede determinar a
partir de:
. )
Mediante esta técnica, el orden de armónicas dominantes, es el mismo que para
las de un solo ancho de pulso, mientras el contenido armónico total se reduce. Sin
21
embargo, debido al gran número de de conmutaciones de los transistores de
potencia, las perdidas por ese concepto aumentan. El voltaje de salida para los
inversores monofásicos en puente se muestra en la figura 1.19 [7].
2π
ωt
Ac
Señal portadora
Señal portadora
1
fc
0
π
2π
ωt0
π
Vs
δ
Señales de excitación de compuertas
Ar
-Vs
Vo
Figura 1.19. Formas de onda de la modulación de varios anchos de pulso [7]
1.3.3.3. Modulación senoidal del ancho de pulso
En este caso, el ancho de pulso varía en proporción a la amplitud de una onda
senoidal. El factor de distorsión y las armónicas de orden menor se reducen en
forma significativa. Las señales de compuerta, como se muestra en la figura
1.20(a), se generan al comparar una señal senoidal con una onda portadora
triangular de frecuencia . Este tipo de modulación se conoce como SPWM. La
frecuencia de señal de referencia , determina la frecuencia de salida del inversor
y su amplitud pico , controla el índice de modulación , y en consecuencia, el
voltaje rms de salida , La frecuencia de la portadora determina la frecuencia de
conmutación de los dispositivos electrónicos que conforman el puente inversor. El
voltaje instantáneo de salida se muestra en la figura 1.20(a) [7].
Las mismas señales de excitación se pueden generar utilizando una onda
portadora triangular unidireccional tal como se muestra en la figura 1.20 (b).
Dentro de la restricción de que dos transistores en la misma rama ( y ; y
22
)6 no pueden conducir simultáneamente, debido a que en esta condición se
produciría un corto circuito [7].
2π
ωt
ωt
ωt
ωt
1
fc
π
2π
2π
2π
π
π
π
Ac
Ar
g1
0
g4
0
Vo
0
-Vs
Vs
δm
Señal de referenciaSeñal portadora
(a)
2π
ωt
π
Ac
Ar Señal de referencia
(b)
Figura 1.20. Formas de onda para la modulación senoidal de ancho de pulso [7]
6 Refiérase a la figura 1.16 en la sección 1.3.2.2.
23
El voltaje rms de salida puede controlarse si se varia el índice de modulación .
El área de cada pulso corresponde aproximadamente al área bajo la onda
senoidal entre los puntos medios adyacentes de los periodos inactivos de las
señales de excitación. Si es el ancho de pulso de orden , la ecuación 1.12 se
puede extender para el voltaje rms , de salida [7].
.
1.4. MICROCONTROLADORES
1.4.1. GENERALIDADES
Un microcontrolador (abreviado μC, UC o MCU) es un circuito integrado
programable, capaz de ejecutar las órdenes grabadas en su memoria. Está
compuesto de varios bloques funcionales, los cuales cumplen una tarea
específica. Sus líneas de entrada / salida pueden soportar el conexionado de los
sensores y actuadores del sistema a gobernar y todos los recursos
complementarios con el fin de atender los requerimientos de la tarea a la que se
dedica el microcontrolador.
1.4.2. ARQUITECTURA INTERNA DEL MICROCONTROLADOR
Un microcontrolador tiene una arquitectura que es similar al de un computador,
pero con características fijas y limitadas que no pueden alterarse.
Las partes principales de un microcontrolador son las siguientes:
Procesador ó CPU (Unidad Central de Proceso)
Memoria no volátil para contener el programa a ejecutar
Memoria volátil de lectura y escritura para guardar los datos
Líneas de entrada/salida para comunicación con el exterior
Recursos y periféricos auxiliares
24
UNIDAD
DE
CONTROL
MEMORIA
DE
DATOS
(RAM)
CAMINO
DE
DATOS
MEMORIA
DE
INSTRUCCIONES
(ROM,
EPROM,
EEPROM,
FLASH)
RECURSOS
AUXILIARES
UNIDAD DE
ENTRADAS Y
SALIDAS
BUS DE CONTROL
BUS DE DATOS
BUS DE DIRECCIONES
RELOJ
EX
TE
RIO
R
MICROPROCESADOR
Figura 1.21. Arquitectura básica del microcontrolador
1.4.2.1. El procesador
Es la parte más importante del computador y se compone de dos grandes bloques:
Unidad de Control
Camino de Datos
La Unidad de Control recibe instrucciones en formato binario desde la memoria
que almacena el programa y genera las órdenes que necesita el Camino de Datos
para efectuarlas.
Los procesadores emplean las siguientes arquitecturas:
Arquitectura Von Neumann
Arquitectura Harvard
1.4.2.1.1. Arquitectura Harvard
Aunque inicialmente todos los microcontroladores adoptaron la arquitectura
clásica de Von Neumann, en la actualidad se impone la arquitectura Harvard. Esta
arquitectura es utilizada en supercomputadoras, en los microcontroladores PIC, y
sistemas integrados en general.
La arquitectura Harvard dispone de dos memorias independientes una, que
contiene sólo instrucciones y otra, sólo datos. Ambas disponen de sus respectivos
sistemas de buses de acceso y es posible realizar operaciones de acceso (lectura
o escritura) simultáneamente en ambas memorias [8].
25
DIRECCIÓNUNIDAD
DE
CONTROL
MEMORIA
DE
DATOS
CAMINO
DE
DATOS
MEMORIA
DE
INSTRUCCIONESINSTRUCCIÓN DATO
DIRECCIÓN
MICROPROCESADOR
Figura 1.22. Arquitectura Harvard
1.4.2.2. Memoria de programa
Es la memoria donde se guarda las instrucciones del programa que ejecuta el
microcontrolador.
Como el programa a ejecutar siempre es el mismo, debe estar grabado de forma
permanente. Los tipos de memoria que se adaptan a estas exigencias son: ROM,
EPROM, EEPROM, y FLASH.
1.4.2.3. Memoria de datos
Los datos que manejan los programas varían continuamente y esto exige que la
memoria que los contiene debe ser de lectura y escritura, por lo que la memoria
RAM estática (SRAM) sea la más adecuada, aunque se volátil y pierda su
contenido al quitar la alimentación.
1.4.2.4. Líneas de entrada y salida
Las líneas E/S sacan información de los periféricos y recursos internos al exterior.
También recogen información de los dispositivos del exterior y la introducen al
microcontrolador para su procesamiento.
1.4.2.5. Recursos y periféricos auxiliares
Según las aplicaciones a las que orienta el fabricante cada modelo incorpora
diversos elementos que refuerzan y potencian su empleo. Entre los recursos más
comunes se citan a los siguientes:
Circuito de reloj
26
Temporizadores, destinados a controlar tiempos
Conversores AD y DA
PWM, moduladores de ancho de pulso
Comparadores analógicos
Protocolos de comunicación, como I2C, USART, bus CAN, USB, etc.
1.4.3. MICROCONTROLADORES PIC
Los PIC son una familia de microcontroladores tipo RISC (Reduced Instruction
Set Computer) fabricados por Microchip Technology Inc. El nombre completo es
PICmicro, aunque generalmente se utiliza como Peripheral Interface Controller
(controlador de interfaz periférico).
Microchip pone a disposición gratuitamente potentes herramientas software en
internet e información que ayudan al diseño de aplicaciones, lo que hace que los
microcontroladores PIC tengan una gran aceptación en la comunidad de
profesionales y aficionados que se dedican al desarrollo de aplicaciones [9].
1.4.3.1. Juego de instrucciones y entorno de programación
El PIC usa un juego de instrucciones tipo RISC, cuyo número puede variar desde
35 para PICs de gama baja a 70 para los de gama alta. Las instrucciones se
clasifican entre las que realizan operaciones entre el acumulador y una constante,
entre el acumulador y una posición de memoria, instrucciones de
condicionamiento y de salto/retorno, implementación de interrupciones y una para
pasar a modo de bajo consumo llamada sleep.
Uno de los más modernos y completos compiladores para lenguaje C es mikroC,
que es un ambiente de desarrollo con editor de texto, bibliotecas con múltiples
funciones para todos los módulos y herramientas incorporadas para facilitar
enormemente el proceso de programación [9].
1.4.3.2. Principales características
La arquitectura del PIC es sumamente minimalista. Esta caracterizada por las
siguientes prestaciones:
Arquitectura tipo RISC, tipo Harvard, basada en banco de registros
Un reducido número de instrucciones de longitud fija.
27
La mayoría de las instrucciones se ejecutan en un solo ciclo de ejecución (4
ciclos de reloj), con ciclos de único retraso en las bifurcaciones y saltos.
Un solo acumulador (W), cuyo uso (como operador de origen) es implícito
Todas las posiciones de la RAM funcionan como registros de origen y/o de
destino de operaciones matemáticas y otras funciones.
Una pila de hardware para almacenar instrucciones de regreso de funciones.
Una relativamente pequeña cantidad de espacio de datos direccionable
(típicamente, 256 bytes), extensible a través de manipulación de bancos de
memoria.
El espacio de datos está relacionado con el CPU, puertos, y los registros de
los periféricos.
El contador de programa está también relacionado dentro del espacio de datos,
y es posible escribir en él (permitiendo saltos indirectos).
1.4.4. CONTROLADOR DIGITAL DE SEÑALES (DSC)
Microchip ha unido las potencia y posibilidades de sus microcontroladores de 16
bits con las prestaciones más interesantes de los DSP (Digital Signal Processor)
para fabricar un circuito integrado denominado DSC, que intenta responder a las
necesidades modernas combinando las funciones típicas de los
microcontroladores con el rendimiento y prestaciones del los procesadores
digitales de señales DSP. Los DSC alcanzan un rendimiento de hasta 40 MIPS
(Millones de Instrucciones Por Segundo) [10].
1.4.4.1. Familias de los DSC
Microchip ha agrupado en dos familias:
dsPIC30F
dsPIC33F
Dentro de la Familia dsPIC30F tenemos:
Dispositivos dsPIC30F de propósito general.
Dispositivos dsPIC30F para el control de sensores.
Dispositivos dsPIC30F para el control de motores y sistemas de alimentación.
28
Siendo el dsPIC30F3011 de la familia dsPIC30F para el control de motores el que
prestan mejores características de rendimiento para el control escalar propuesto.
1.4.4.2. El dsPIC30F3011 y sus características
El dsPIC30F3011 pertenece a la familia de los DSC para el control de motores, es
especialmente recomendado por Microchip para el control de motores de
inducción [11]. Integra potentes características que favorecen esta función, entre
las principales son: 6 canales PWM con salidas independientes o
complementarias, 3 generadores de ciclo de trabajo, control de los tiempos
muertos. La figura 1.23 muestra la distribución de pines del encapsulado tipo
PDIP.
AVDDAVSSPWM1L/RE0PWM1H/RE1PWM2L/RE2PWM2H/RE3PWM3L/RE4PWM3H/RE5VDDVSSRF0RF1U2RX/CN17/RF4U2TX/CN18/RF5PGC/EMUC/U1RX/SDI1/SDA/RF2PGD/EMUD/U1TX/SDO1/SDL/RF3SCK1/RF6EMUC2/OC1/IC1/INT1/RD0OC3/RD2VDD
40
3837
2122
36353433
313029282726252423
39
32
MCLREMUD3/AN0/VREF+/CN2/RB0EMUC3/AN1/VREF-/CN3/RB1
AN2/SS11/CN4/RB2AN3/INDX/CN5/RB3
AN4/QEA/IC7/CN6/RB4AN4/QEB/IC8/CN7RB5
AN6/OCFA/RB6AN7/RB7AN8/RB8
VDDVSS
OSC1/CLKIOSC2/CLKO/RC15
EMUD1/SOSCI/T2CK/U1ATX/CN1/RC13EMUD1/SOSCO/T1CK/U1ARX/CN0/RC14
FLTA/INT0/RE8EMUD2/OC2/OC2/IC2/INT2/RD1
OC4/RD3VSS
1
34
2019
5678
101112131415161718
2
9
dsP
IC3
0F
30
11
Figura 1.23. Distribución de Pines del dsPIC30F3011 [11]
Los dsPIC30F alcanzan un rendimiento de 30 MIPS a un voltaje de alimentación
de entre 4,5 y 5,5 Pueden trabajar en una temperatura ambiente de entre
- 45 C° y 125 C°.
En cuanto a la arquitectura de la CPU los dsPIC30F se sustentan en un núcleo
RISC con arquitectura Harvard mejorada. Actuando como soporte central de la
información existe un banco de 16 registros de 16 bits cada uno.
El aporte más considerable es la de admitir instrucciones MCU y operaciones
DSP. El motor DSP facilita la resolución operaciones matemáticas, con repertorio
de 84 instrucciones, la mayoría de 24 bits y ejecutables en un ciclo de instrucción.
Las secciones MCU y DSP cooperan en el funcionamiento general y comparten el
29
flujo de instrucciones del DSC. Otra característica importante es la de poseer un
modulo de interrupciones con 7 niveles de prioridad programables [10].
Las características más destacables del DSC dsPIC30F3011 se resumen en la
tabla 1.1. [11].
Parámetro Valor
Arquitectura 16-bit
Velocidad del CPU (MIPS) 30
Tipo de Memoria Flash
Memoria de Programa (KB) 24
RAM Bytes 1024
Voltaje de operación (V) 2,5 a 5,5
Pines I/O 30
Numero de pines 40
Oscilador Interno 7,37 MHz, 512 kHz
Periféricos de comunicación 2-UART 1-SPI 1-I2C
Resolución de PWM 16 bits
Canales PWM 6
Timers 5 x 16-bit 2 x 32-bit
Puerto paralelo GPIO
Tabla 1.1. Características del dsPIC30F3011 [11]
1.4.4.2.1. Arquitectura de la CPU
En la figura 1.24 se muestra el diagrama de bloques correspondiente a la
arquitectura del dsPIC30F3011. El diagrama se divide en 6 bloques principales:
Memoria de datos
Memoria de programa
Camino de datos
Puertos de E/S multifunción
Periféricos diversos
Recursos para la gestión del sistema y la energía
30
Controlador de
Interrupciones
PSV&TablaBloque de Control de
Acceso a Datos
PCHPCU PCL
Lógica de Control de Pila
Lógica de Control de
Bucle
Contador de Programa
Memoria de Datos Y RAM
(4Kb)
Memoria de Datos X RAM
(4Kb)
AGU YARGU XWAGU X
Bus de Datos Y
Bus de Datos X
Memoria de Programa
Flash(24kb)
EEPROMDatos(1kb)
Registro ROM
IR
Dirección Efectiva
DecoderBanco de
Registros W 16 X16
ALU <16>
Unidad de División
Motor DSP
Temporizador de Encendido
Temporizador de Arranque de Oscilación
POR/BORReset
Perro Guardian
Decodificador de
Instrucciones y Control
OSC1/CLKI
Señales de Control para Varios Bloques
Oscilador
VDD, VSS,AVDD, AVSS
MCLR
EMUD3/AN0/VREF+/CN2/RBO
EMUC3/AN1/VREF-/CN3/RB1
AN2/SS1/CN4/RB2
AN3/INDX/CN5/RB3
AN4/QEA/IC7/CN6/RB4
AN5/QEB/IC8/CN7/RB5
AN6/OCFA/RB6
AN7/RB7
AN8/RB8
EMUD1/SOSCI/T2CK/U1ATX/CN1/RC13
EMUC1/SOSCO/T1CK/U1ARX/CN0/RC14
OSC2/CLKO/RC15
PUERTO C
PUERTO B
EMUD2/OC1/IC1/INT1/RC0
EMUC2/OC2/IC2/INT2/RD1
OC3/RD2
PUERTO D
OC4/RD3
ADC 10-bitMódulo de
CapturaMódulo de
ComparaciónI2CTM
UART1,UART2Módulo de Control de
Motores PWMQEITimersSPI
PWM1L/RE0
PWM1H/RE1
PWM2L/RE2
PWM2H/RE3
PWM3L/RE4
PWM3H/RE5
FLTA/INT0/RE8
PUERTO E
RF0
RF1
PGC/EMUC/U1RX/SDI1/SDA/RF2
PGD/EMUD/U1TX/SDO1/SCL/RF4
U2RX/CN17/RF4
U2TX/CN18/RF5
SCK1/RF6
PUERTO F
1616
1616
16 16 16
16
16 16
16 16
1616
24
24
24
16
24
16
MEMORIA DE PROGRAMA MEMORIA DE DATOS PUERTOS E/S
GESTIÓN DEL SISTEMA Y DE LA ENERGÍA
CAMINO DE DATOS
PERIFÉRICOS
Figura 1.24. Diagrama de bloques de la arquitectura del dsPIC30F3011 [11]
31
1.4.4.2.2. Memoria de datos
El dsPIC30F3011 dispone de una memoria de datos de 1 Kb con palabras de 16
bits, que se dividen en dos espacios denominados X e Y, como se observa en la
figura 1.25. Estos funcionan de forma independiente al tener sus propias
Unidades de Generación de Direcciones (AGU). La mayoría de instrucciones tipo
MCU solo operan con la AGUX, que combinan los espacios X e Y. Sin embargo,
algunas instrucciones tipo DSP, dividen el espacio de memoria de datos en dos
espacios X e Y independientes, que posibilitan el acceso simultaneo en lectura y
reducen el tiempo de ejecución de algunas instrucciones [10].
0x8000
0xFFFE
0x0C000x0BFE
0x0A000x09FE
0x08000x07FE
0x0000
0x8001
0xFFFF
0x0C010x0BFF
0x0A010x09FF
0x08010x07FF
0x0001Espacio de
SFR
2 Kb
Espacio
de SRAM
1 Kb
Espacio de
Datos
3072 bytes
LSBMSB
16 bits Dirección
LSB
Dirección
MSB
RAM de Datos Y
No
Implementado
RAM de Datos X
Espacio de SRF
Figura 1.25. Memoria de Datos del dsPIC30F3011 [11]
1.4.4.2.3. Memoria de programa
El espacio de memoria de programa puede direccionar un espacio máximo de 4
millones de palabras de instrucción de 24 bits. Hay dos maneras de por los que el
espacio de programa puede ser accedido; a través el contador de programa que
consta de 23 bits o mediante un direccionamiento indirecto utilizando un registro
de trabajo y las instrucciones especiales de lectura y escritura de tabla [11].
En la figura 1.26 se observa, que el mapa de memoria de programa está dividido
en dos partes, el espacio de programa de usuario y el espacio de configuración
del usuario.
32
FFFFFE
FF0000FEFFFE
F80010F8000E
F80000F7FFFE
8006008005FE
8005008005BE
8000007FFFFE
7FFC007FFBFE
004000003FFE
0001000000FE
000084000080
00007E
000004
000002000000
Tabla de
Vectores
Reset
Espacio de
Memoria
del Usuario
Espacio de
Memoria
Configuración
Tabla de Vectores
de Interrupción
Reservado
Tabla de Vectores Alternativa
Memoria Flash
8 K Instrucciones
Reservado
EEPROM de
Datos
(1 Kbyte)
UNITID
Reservado
Registros de Configuración
Reservado
DEVID
Reservado
Figura 1.26. Mapa del espacio de memoria de programa del dsPIC30F3011 [11]
El espacio de programa de usuario contiene el vector reset, la tabla de vectores
de interrupción, memoria de programa y memoria de datos EEPROM de 1 Kb. El
espacio de configuración del usuario contiene los bits de configuración no volátiles
para setear las opciones del dispositivo y las ubicaciones de identificación [6].
1.4.4.2.4. Camino de datos
Para combinar las funciones aritméticas de las MCU de 16 bits con las específicas
de los DSP, cuenta con los siguientes recursos:
33
El motor DSP.- Esta formado por un multiplicador rápido de 17 x 17 bits, dos
acumuladores A y B de 40 bits y un potente desplazador bidireccional de 40
bits, capaz de desplazar un valor de 40 bits hasta 16 bits a la izquierda o
derecha en solo ciclo.
El banco de registros.- Es una parte muy importante del motor DSP, son 16
registros de trabajo de 16 bits y cumplen un función específica, que se
describen en la tabla 1.2 [10].
Registros Descripción
W0 Registro de trabajo por defecto (WREG).
W0 - W3 Registros usados para contener resultados de las operaciones DIV y MUL.
W4 - W7 Registros utilizados para guardar operandos de las instrucciones MAC.
W8 - W9 Registros usados para direccionar operandos de la instrucción MAC en el espacio X.
W9 - W10 Registros usados para direccionar operandos de la instrucción MAC en el espacio Y.
W12 Offset de las instrucciones MAC.
W13 Registro de post- escritura del Acumulador.
W14 Marco de la pila.
W15 Puntero de la pila. Por defecto, la dirección de la cima de la pila será la 0x0800.
Tabla 1.2. Funciones especificas de los registros de trabajo [10]
La Unidad Lógica Aritmética (ALU).- Es un registro de 16 bits que se encarga
de las instrucciones lógicas aritméticas de la sección MCU, controla 5 bits del
Registro de Estado (SR), los cuales actúan como señalizadores del resultado y
estos son [6]:
C, Acarreo/Llevada bit de mayor peso
Z, Resultado cero
OV, Desbordamiento
N, Negativo
DC, Acarreo/Llevada en cuarto bit
Unidad de división.- Consta de las siguientes instrucciones:
DIVF, división fraccional con signo 16/16
34
DIV.SD, división con signo 32/16
DIV.UD, división sin signo 32/16
DIV.SW, división con signo 16/16
DIV.UW, división sin signo 16/16
El cociente de todas las instrucciones de división se coloca en W0, y el residuo en
W1, mientras que el dividendo y el divisor pueden colocarse en cualquiera de los
registros de 16 bits.
Los recursos del camino de datos descritos anteriormente se puede observar en
la figura 1.27. [10].
Banco de Registros W
16 X16
ALU <16>
Unidad de División
Motor DSP
16 16
16 16
16
16
16
16
BU
S D
E D
ATO
S X
BU
S D
E D
ATO
S Y
(Dirección)
Figura 1.27. Esquema del Camino de datos [10]
1.4.4.2.5. Periféricos diversos
El dsPIC30F3011 posee una variedad de periféricos que proveen un la solución
para el desarrollo de aplicaciones, y son las siguientes:
35
Periféricos analógicos
Conversor AD de 10 bits
Periféricos digitales
5 temporizadores de 16 bits
Módulo de Captura de 16 bits
Módulo de Comparación de 16 bits
Interfaz para Codificador de Cuadratura
Control de Motores PWM
Módulos de comunicación
2 módulos UART
SPI™
I2C
De estos periféricos el más importante para este proyecto es el módulo de control
de motores PWM, y en la sección siguiente se lo revisa con más detalle.
1.4.4.2.6. Módulo de control de motores PWM
Este modulo genera salidas sincronizadas de PWM para aplicaciones de control
de potencia y motores. Este modulo posee 6 salidas PWM, con 3 generadores de
ciclos de trabajo independientes, que pueden ser configurados en varios modos
en función de la necesidad de la aplicación.
El tiempo base de la señal PWM es generado por el temporizador PTMR de 15
bits con pre escalador y post escalador. El bit 15 del registro PTMR indica la
dirección del contador: 0 indica conteo hacia arriba y 1 indica un conteo hacia
abajo. Esta característica permite a la unidad generar formas de onda PWM de
alineamiento por flanco y alineamiento centrado.
36
PWM1L
FLTA
PWM1H
PWM2L
PWM2H
PWM3L
PWM3HCanal 3 Generador de Tiempos
Muertos y Lógica Override
Canal 2 Generador de Tiempos
Muertos y Lógica Override
Canal 1 Generador de Tiempos
Muertos y Lógica Override
Bloque Driver
de Salidas
Generador PWM#1
Generador PWM#2
Generador PWM#3
Comparador
PDC3
PDC3 Buffer
Postescalador de Evento Extraordinario
Trigger de Evento Extraordinario para el Conversor A/D
SEVTDIRPTDIR
PWMCON1
PWMCON2
DTCON1
FTLACON
OVDCON
PTMR
PTPER
PTPER Buffer
PTCON
SEVTCMP
Comparador
Comparador
SFRs de Control de Pin de Falla
SFR de Control Manual del PWM
SFRs de Control de Tiempos Muertos
Habilitación PWM y Modo SFRs
Tiempo Base del PWM
Figura 1.28. Diagrama de bloques del módulo de control de motores [11]
El registro de control del tiempo base (PTCON) configura al registro PTMR, este
permite encender o apagar, para setear el pre escalador y el post escalador y
seleccionar un modo de operación que son: modo de funcionamiento libre, modo
de evento individual, modo continuo hacia arriba o hacia abajo, modo continuo
hacia arriba o hacia abajo con doble actualización de PWM.
37
Para la generación del las señales SPWM se emplea el modo continuo hacia
arriba o hacia abajo para obtener salidas PWM con alineamiento centrado. Esta
configuración se la realiza en los bits PTMOD <1:0> del registro PTCON, y como
resultado se obtienen forma de onda que se observa en la figura 1.29. [11], [12].
Periodo/2
PTPER
Ciclo de
Trabajo
0
Periodo
Valor
PTMR
Figura 1.29. PWM con alineamiento centrado [11]
La comparación de salida PWM es conducido al estado activo cuando el valor del
registro coincide con el ciclo de trabajo PTMR y la base de tiempo PWM está
contando hacia abajo (PTDIR 1). La comparación de salida PWM es conducido
al estado inactivo cuando el tiempo base PWM está contando hacia arriba (PTDIR
0) y el valor del registro PTMR coincide con el valor del ciclo de trabajo. Si el
valor en un registro de ciclo de trabajo en particular es cero, entonces la salida en
el correspondiente en el pin PWM se inactiva durante el periodo PWM. Además,
la salida en el pin PWM estará activo para todo el periodo PWM, si el valor en el
registro del ciclo de trabajo es igual al valor contenido en el registro PTPER.
Hay tres registros de funciones especiales 16-bit (PDC1, PDC2 y PDC3) utilizan
para especificar los valores del ciclo de trabajo para el módulo de PWM.
El valor de cada registro de ciclo de trabajo determina la cantidad de tiempo que
la salida de PWM está en estado activo (1L). Los registros de ciclo de trabajo son
de 16 bits de ancho. El bit menos significativo del registro de ciclo de trabajo
determina si el borde de PWM se produce al comienzo. Por lo tanto, la resolución
de la PWM se duplica efectivamente [11].
38
En el inversor monofásico en puente completo de la figura 1.167 los dispositivos
electrónicos de conmutación de una misma rama no pueden encenderse al mismo
instante, debido a que se produciría un cortocircuito, como se analizó
anteriormente. La solución es añadir una pequeña cantidad de tiempo entre el
encendido de un elemento y el apagado del elemento complementario de la
misma rama del inversor, como se observa en la Figura 1.30. [6].
GENERADOR
PWM
CARGA
PWMxH
PWMxL
Tiempo
Muerto
Tiempo
Muerto
BUS DC -
BUS DC +
PWMxH
PWMxL
Figura 1.30. Generación de tiempos muertos en modo complementario
Los registros DTCON1 y DTCON2 son usados para programar y habilitar el
generador de tiempos muertos. Cada par de salida del modulo PWM puede ser
programado en modo independiente o en modo complementario.
En el modo independiente, los generadores de tiempos muertos son
deshabilitados y no existe restricción en el estado de los pines para cualquier par
de salidas.
En el modo complementario, cada par de Salidas PWM se obtiene por una señal
PWM complementaria. En modo de funcionamiento se inserta el tiempo muerto.
1.4.4.2.7. Interrupciones
Las interrupciones en el dsPIC30F3011 tienen 3 características sobresalientes [6]:
Son sectorizadas.- Al producirse el evento de la interrupción el procesador ya
no tiene que investigar cual fue el origen de la interrupción; sino que salta 7 Refiérase a la figura 1.16 de la sección 1.3.2.2.
39
directamente a una posición de memoria donde está alojado el código de
atención a cada interrupción específica. Para esto el DSC posee una tabla de
Vectores de interrupción (IVT). La IVT se localiza en la memoria de programa,
donde cada fuente de interrupción tiene su propio vector.
Tienen niveles de prioridad.- En caso de producirse dos o más interrupciones
al tiempo, se atenderá primero la que tenga mayor nivel de prioridad; dichos
niveles de prioridad pueden estar configurados entre 1 (mínima) y 7 (máxima),
además el nivel 0 indica su prohibición, para ello la programación
correspondiente se la realiza en los bits IPL<2:0>.
Permiten anidamiento.- Si se está atendiendo una interrupción y se genera
otra interrupción que tenga configurado un nivel de prioridad mayor, se pausa
la ejecución actual y se procede a atender la nueva interrupción. Al terminar
esto se vuelve al punto donde quedó la atención de la interrupción con menor
nivel de prioridad.
Para la atención y el procesamiento de las interrupciones, el controlador utiliza los
siguientes registros:
Registro de Control Global de Interrupciones INTCON1 e INTCON2
Registro de Estado del CPU (SR)
Registro de Configuración del núcleo (CORCON)
Registros de Señalización del Estado de las Interrupciones (IFSx)
Registros de control de Habilitación de las Interrupciones (IECx)
40
CAPÍTULO 2
DISEÑO DEL HARDWARE
2.1. INTRODUCCIÓN
Esquemáticamente el circuito inversor está constituido por dos etapas principales:
Etapa de Potencia.- Está conformada por un rectificador monofásico no
controlado (conversor AC-DC), el mismo que esta acoplado a un inversor
monofásico en puente completo (conversor DC-AC); de esta manera se logra
convertir el voltaje monofásico AC de la red, de frecuencia y amplitud
constante, a una fuente donde la frecuencia y amplitud de la señal de voltaje
dependen del sistema de control implementado.
Etapa de control.- Está constituida básicamente por un Microcontrolador Pic y
un Controlador Digital de Señales dsPIC y su circuitería externa; los circuitos
que permiten al usuario interactuar con microcontrolador PIC y los de interfaz
con el circuito de potencia. Por medio del circuito de control, se generan las
señales de excitación que van a controlar el estado de conmutación de los
MOSFETs.
Rectificador InversorFiltro
Optoaisladores
Driver de
Mosfets
DSCMCU
Display
LCD
En
tra
da
s
Dig
ita
les
Motor
Monofásico120VAC
-
+
Figura 2.1. Diagrama de bloques del Hardware
41
2.2. ETAPA DE POTENCIA
La etapa de potencia la conforman el rectificador en puente monofásico, y el
puente inversor monofásico. La salida del inversor, que es un voltaje DC, es
llamado Bus de DC. Se ha adjuntado un capacitor que permite filtrar el rizado y
obtener un voltaje medio de mayor valor.
Rectificador InversorFiltro
Motor
Monofásico120VAC
Bus DC -
Bus DC+
Figura 2.2. Diagrama de bloques de la Etapa de Potencia
2.2.1. RECTIFICADOR MONOFÁSICO
El circuito de la figura 2.3 muestra un rectificador en puente monofásico
conformado por cuatro diodos, estos convierten la señal de voltaje alterna en una
señal de voltaje continuo.
D4 D2
D3
CvL
D1F
N
VDC
+
-
Figura 2.3. Rectificador en puente monofásico
Durante el medio ciclo positivo del voltaje de entrada se sumista potencia a la
carga a través de y . Durante el medio ciclo negativo, los diodos y
conducirán [7].
42
El uso del filtro capacitivo permite incrementar el valor de voltaje medio . Por lo
cual, el voltaje pico de la onda DC generada se obtiene a partir de [13]:
. )
Donde: es el voltaje suministrado por la red.
El rizado del voltaje generado depende del valor del capacitor, cuyo
dimensionamiento es tratado más adelante.
2.2.1.1. Dimensionamiento de los diodos
En el dimensionamiento de los diodos se consideran características de
funcionamiento del circuito de la figura 2.3, así como la potencia máxima de salida
del inversor.
Para este caso, se ha previsto manejar motores de potencias de hasta 1/3 o
sea 248,57 , considerando un factor de potencia de 0,6 y un rendimiento
del motor del 60%. Utilizando la ecuación 2.2 se determina la corriente
nominal eficaz de línea del motor .
. )
Para el dimensionamiento, es necesario conocer la corriente pico que circula a
través de los diodos según el requerimiento de la carga. Con la suposición de que
a la salida del inversor se obtiene una corriente sinusoidal8, y en función del índice
de modulación de la amplitud ( ) que se genera con el control SPWM, la
corriente media ( ) que entrega el Bus de DC al inversor está dada por la
ecuación 2.3 [14].
Donde:
8 Esta suposición es válida puesto que las bobinas del motor actúan como filtro L.
43
es el ángulo de desfase entre la fundamental del voltaje y la corriente en la
salida del inversor.
De la cual integrado resulta:
.
Reemplazando el valor obtenido de la ecuación 2.2 y un índice de modulación
igual a 1 se obtiene:
Al utilizar el filtro capacitivo la corriente que circula a través de los diodos es
pulsatoria [5]. El pico máximo se producirá cuando el motor trabaje a plena carga.
Para esto, se requiere que la fuente permanezca en conducción continua y
entregue corriente constante. La forma de onda de la corriente se aproximó a un
par de rectángulos cuya área deberá ser igual a la corriente que circula por los
diodos sin el filtro capacitivo [15].
2π
ωt
VP
0
π x
Vp-p
Aproximación de la forma de onda de la
corriente
Voltaje de salida con filtro capacitivo
Corriente pulsante
Figura 2.4. Aproximación de corriente pulsatoria en los diodos
De acuerdo a los parámetros de la figura 2.4 y siguiendo el procedimiento que se
detalla a continuación se llega a la ecuación 2.4, en la que se calcula la corriente
pico que soportan los diodos [15].
44
. )
Donde:
es el factor de rizo de la onda de voltaje del Bus de DC.
es la corriente pico de los diodos del puente rectificador.
Para un factor de rizo del 5%, se tiene:
La corriente media y la corriente eficaz que circulan a través de los diodos, se
calcula mediante las ecuaciones 2.5 y 2.6. Considerando conducción continua y
siendo el valor máximo de corriente. La corriente media del diodo
es:
. )
La corriente eficaz del diodo es:
. )
El voltaje pico inverso , que soporta cada diodo es igual al voltaje pico de la
fuente , esto es:
45
. )
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Corriente media 1,22 A
Corriente eficaz 1,725 A
Corriente pico máxima 24,13 A
Voltaje pico inverso 169,71 V
Tabla 2.1. Características mínimas del puente rectificador requerido
Considerando los valores de la tabla, se seleccionó el puente rectificador NTE
5326W de NTE Electronics, que tiene las siguientes características:
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Corriente media 25 A
Voltaje eficaz del Puente 420 V
Corriente pico máxima 300 A
Voltaje pico inverso 600 V
Tabla 2.2. Características del puente rectificador NTE 5326W
2.2.2. FILTRO CAPACITIVO
El valor mínimo del capacitor de filtrado depende principalmente de la potencia de
salida y el voltaje de rizo. Luego de asumir; (i) la corriente y el voltaje a la salida
del inversor corresponden a una función sinusoidal, (ii) la potencia instantánea de
entrada es igual a la potencia instantánea de salida del inversor, y (iii)
despreciando los componentes de alta frecuencia de conmutación en la corriente
salida del inversor ). La expresión para determinar el valor mínimo del filtro
capacitivo requerido se da en la ecuación 2.8 [16].
. )
Donde:
es la potencia aparente de salida del inversor.
es la frecuencia de salida de la fundamental de voltaje de salida del inversor.
46
es el voltaje de rizo eficaz del Bus de DC.
es el voltaje medio de salida del puente rectificador.
La potencia aparente de salida del inversor, para este caso, es la potencia
aparente que requiere el motor monofásico, esto es:
. )
El voltaje medio de salida en un rectificador en puente monofásico (Figura 2.3) se
calcula por medio de la ecuación 2.10 [17].
. )
Se requiere un factor de rizo del 5%, con lo cual el voltaje de rizo eficaz es [17]:
. )
Reemplazando los valores obtenidos en las ecuaciones 2.9, 2.10 y 2.11 en la
ecuación 2.8, y para una frecuencia de salida de 60 , se determinó el valor del
filtro capacitivo.
Por disponibilidad en el mercado local, se utilizó un capacitor de 2200 a
200 para obtener un menor rizado.
47
2.2.2.1. Circuito de carga del capacitor
Cuando se enciende el sistema, el capacitor aparece al principio como
cortocircuito a través de la fuente de c.a [5], lo que puede provocar una corriente
inicial elevada. Este nivel de corriente puede causar daños en los diodos del
puente rectificador.
Para resolver este problema, se implementó el circuito de carga del capacitor que
se muestra en la figura 2.5. El circuito está formado por el capacitor del filtro, una
resistencia de carga . Esta resistencia limita la corriente inicial y el relé
cortocircuita la resistencia de carga.
D1
NTE5326W
BR1
RL1
A B
NO
NC
COM
RC
D2
CR
D3
D4
GND_P
BUS_DC+
BUS_DC-
RL_
A
RL_
BF_IN
N_IN
Figura 2.5. Circuito de carga del capacitor
Mediante las ecuaciones 2.12 y 2.13, se determinó el valor de la resistencia de
carga. La primera ecuación da como resultado la corriente pico inicial , que
aparece en circuito de carga del capacitor, mientras que la segunda es la
constante de tiempo del circuito .
. )
. )
48
De acuerdo a las dos ecuaciones anteriores se asumió un valor de ,
con el fin de tener una corriente pico inicial, no mayor a 771,4 , y la constante
de tiempo de 0,484 .
Como se mencionó anteriormente, el circuito sirve solo para la carga del capacitor
luego la resistencia es cortocircuitada para evitar la caída de voltaje y tener todo
el voltaje del Bus de DC a disposición. Para este caso, el relé cortocircuita el
capacitor cuando se cargue al 80% de .
La ecuación 2.14 describe el voltaje de carga del capacitor , en función de la
resistencia de carga y el tiempo [13].
. )
De la cual, el tiempo de activación del relé es:
El capacitor se carga completamente hasta cuando , en este caso, el relé
cortocircuita a la resistencia en el instante . Así, la potencia media que
disipa la resistencia de carga se calcula mediante la ecuación 2.1 [13].
. )
Integrando y remplazando los resultados de las ecuaciones 2.12, 2.13 y 2.14
resulta:
Para este caso se utilizó una resistencia de carga de 220 y 5 .
La señal que activa al relé se genera mediante un circuito conformado por
amplificadores operacionales LM358P, como se muestra en la figura 2.6. Los
49
amplificadores operacionales comparan las señales del los divisores de voltaje de
las ramas conformadas por las resistencias , , y .
Figura 2.6. Circuito para la activación del relé
Del circuito de la figura 2.6, las resistencias , , y , se calculan de
acuerdo a las ecuaciones del divisor de voltaje 2.16 y 2.17. Para un voltaje de
comparación igual a 5 , se obtuvieron las siguientes ecuaciones.
. )
. )
Para la rama conformada por y se utilizó un voltaje de fuente de 15 ,
y para el caso de la rama conformada por y el 80% de .Con el fin de no
tener resistencias de potencias elevadas, se fijan valores altos de resistencias; así,
considerando las relaciones anteriores y valores normalizados de resistencias se
procede de la siguiente manera:
Para una resistencia la resistencia de la ecuación 2.16 es:
50
De igual forma en la ecuación 2.17, para una resistencia la
resistencia es:
A continuación se calcula la potencia que disipan las resistencias , , y .
9
A la salida del amplificador operacional U7:A se implementó el transistor
modelo 2N3904, este funcionara en estado de corte o saturación.
La corriente nominal de la bobina del relé es 77,4 10. La obtención de este
valor de corriente y el lograr el cambio de estado en el transistor dependen de la
resistencia de base, en este caso la resistencia . La corriente de base y la
corriente en estado de saturación del transistor se relacionan mediante la
ecuación 2.18 [17].
9 La magnitud de potencia de se incrementó a 1 por problemas de calentamiento en la
práctica. 10
Dato tomado de la hoja de especificaciones del relé modelo JQX-15F-1CS.
51
. )
Donde:
es la ganancia de corriente en DC
De la hoja de datos del transistor 2N3904, la ganancia para obtener la corriente
requerida . De esta manera la corriente de base es:
El voltaje de salida del amplificador operacional LM358P en estado de saturación
es de aproximadamente 13 .Por lo que, la resistencia de base se calcula así:
. )
Seleccionando un valor normalizado menor al calculado para asegurar la
saturación, se obtiene:
El led y la resistencia conforman el indicador de estado del relé. El opto
acoplador modelo 4N35 envía la señal de estado del relé al microcontrolador ,
una vez que el relé cortocircuite a la resistencia de carga el sistema puede
funcionar, también sirve como un detector de bajo voltaje de modo que el equipo
funciona con voltajes de red superiores 100 .
Para el dimensionamiento de las resistencias , y se considera que para
encender un led es necesario al menos 15 , y el led del opto acoplador 4N35
requiere 50 , con esto se realizaron las siguientes operaciones:
Seleccionando valores normalizados:
52
Finalmente, se adiciona un diodo en paralelo a la bobina del relé para direccionar
la energía de descarga de la misma y evitar daños en el transistor.
2.2.3. PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO
El puente inversor monofásico, que no es más que un conversor DC/AC, está
conformado por cuatro dispositivos electrónicos de conmutación. La fuente de
alimentación del inversor es suministrada por el bus DC y el microcontrolador
maneja la conmutación de los dispositivos; de tal forma, que a la salida se obtiene
un voltaje con amplitud y frecuencia controlada. El puente inversor implementado
se muestra en la figura 2.7.
D
S
G
D
S
G
Q2
IRFP450
Q3
IRFP450
D
S
G
Q4
IRFP450
D
S
G
Q1
IRFP450
C2C1
GND_P
HACIA
MOTOR MONOFÁSICO
BUS_DC+
BUS_DC-
Q1_S Q3_S
PWM1DL
PWM1DH PWM2DH
PWM2DL
N_MOT
F_MOT
Figura 2.7. Puente inversor monofásico
2.2.3.1. Selección y dimensionamiento de los dispositivos de conmutación
La potencia que se maneja en esta etapa depende de los dispositivos electrónicos
de conmutación.
53
Los transistores de potencia tienen características contraladas de encendido y
apagado. Los transistores que se seleccionan como dispositivos de conmutación,
se operan en la región de saturación, y producen una pequeña caída de voltaje en
el estado de encendido [7].
Un MOSFET de Potencia (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), es
un dispositivo controlado por voltaje y requiere solo una pequeña corriente de
compuerta. La velocidad de conmutación es muy alta, y los tiempos de
conmutación son del orden de nanosegundos. Los MOSFET de potencia se
aplican en convertidores de potencia relativamente baja, y alta frecuencia. Los
tipos de MOSFET son 1) incrementales y 2) decrementales, y estos a su vez
pueden ser de canal p o de canal n [7].
Por sus características de funcionamiento, en esta aplicación, se requiere un
MOSFET de tipo incremental de canal n. La figura 2.8 muestra su estructura
interna y características de funcionamiento.
D
S
GVDS
ID
RD
VDD
+
-
+
-VGS
+
-
RD
+
-VDD
VGS
+
-
ID
Óxido
Metal
Substrato
tipo p
Substrato de metal
n+
n+
SímboloEstructura Básica
D
G
S
Figura 2.8. MOSFET tipo incremental canal n [7]
En el MOSFET tipo incremental canal n de la figura 2.8. Si el voltaje compuerta-
fuente , es mayor o igual a un valor llamado voltaje umbral, circula una
corriente del drenaje a la fuente [7].
54
Para el dimensionamiento de los MOSFET se considera la corriente, voltaje y
frecuencia de conmutación. Para este caso, los dispositivos de conmutación
actúan medio ciclo de funcionamiento respecto a la carga. En consecuencia, la
corriente media y eficaz que maneja cada MOSFET que conforman el puente
inversor es la mitad de la que requiere la carga, calculados anteriormente en la
sección 2.2.1.1. El voltaje que soportan es el del Bus de DC, es decir , y la
frecuencia de conmutación es de 1260 .
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Corriente media de drenaje 1,22 A
Voltaje drenaje fuente 169,71 V
Voltaje compuerta fuente 15 V
Tabla 2.3 Requerimientos eléctricos mínimos de los MOSFET de potencia
Se considera también, la posibilidad de arrancar sin rampa de aceleración, con lo
cual la corriente eficaz a la que se somete los dispositivos de conmutación debe
ser de por lo menos seis veces la corriente eficaz , esto debido a la corriente
elevada de arranque de los motores de inducción.
Con estas consideraciones, se seleccionó el MOSFET de potencia tipo
incremental de canal n modelo IRFP450 de Vishay Siliconix, sus características
principales se resumen en la siguiente tabla.
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Corriente media de drenaje 14 A
Voltaje drenaje- fuente 500 V
Voltaje compuerta -fuente 20 V
Corriente de drenaje pulsante 56 A
Potencia máxima de disipación
190 W
Corriente media del diodo de retroalimentación
14 A
Tabla 2.4. Datos del MOSFET de potencia IRFP450
Los dispositivos de conmutación presentan límites muy estrictos en cuanto a
valores máximos de voltaje, corriente y potencia soportados, que si son
superados podrían provocar la destrucción del dispositivo.
55
Los circuitos de ayuda a la conmutación conocidos como Snubber son una parte
esencial en muchos de los circuitos electrónicos de potencia. En general,
podemos considerarlos como un conjunto de componentes (pasivos y/o activos)
que se incorporan al circuito de potencia, para la protección de los dispositivos
electrónicos durante las conmutaciones y asegurar un régimen de trabajo seguro.
Aunque existen distintos tipos de circuitos Snubber, en este caso se maneja una
corriente relativamente baja. En la práctica, para corrientes inferiores a 100 , se
utilizan los capacitores y realizan la función de Snubber (Figura 2.7), son
denominados capacitores de desacople. Se emplean para disminuir la pendiente
de subida de la tensión en el dispositivo de conmutación durante el transitorio de
apagado, [5], [6].
El valor de la capacitancia de desacople depende de las inductancias parásitas,
máxima corriente de conmutación, voltaje pico permisible y voltaje que suministra
el conversor AC/DC al inversor. Esta capacitancia puede ser aproximada
suponiendo 0,1 por cada amperio que soporta los MOSFET cuando no es
posible determinar directamente la inductancia [6]. Por lo tanto, debido a que la
corriente máxima que puede soportar los MOSFET, se utilizaron capacitores de
desacople de 1 a 250 .
2.2.3.2. Circuito para manejo de los MOSFET
Los MOSFET requieren un voltaje de compuerta para su activación de cada señal
de control en el puente inversor, pues en la parte inferior se tiene una misma
referencia, pero los MOSFET de la parte superior tienen dos referencias distintas
e independientes.
Existe una gran diversidad de drivers de MOSFET con beneficios entre los que
podemos nombrar [13]:
Manejo directo de todo el puente inversor.
Rápida conmutación, óptimos para trabajar a altas frecuencias.
Rangos de voltaje óptimos para el encendido del semiconductor.
Algunos incluyen tiempos muertos, detección de sobrecorriente y problemas
de concordancia de las señales de control.
56
Para este proyecto, se utilizó el driver IR2110 de International Rectifier. Este
driver permite manejar dos MOSFETs de un mismo ramal del puente inversor; de
esta forma, se necesitan dos circuitos integrados y una sola fuente. El circuito es
compatible con lógica de señal de entrada de 5 , opera con voltaje del Bus de
DC de hasta +600 , permite señal de compuerta de 10 a 20 y puede
manejar corrientes hasta de 2,5 Este circuito integrado emplea la técnica
Bootstrap para crear la fuente de alimentación flotante para la compuerta-fuente
de los MOSFET de la parte superior del puente inversor, y . La fuente
alimentación Bootstrap está formada por un diodo ( ) y un condensador
bootstrap ( ). La figura 2.9 muestra el conexionado del circuito manejador de
MOSFET implementando.
D6
C9
RG_ON4
D11
C10
VDC2PWM1DH
Q1_S
PWM1DL
8
9
10
11 4
5
6
7N/C
VDD
HIN
SD
VB
VS
N/C
IR2110
U5
1
2
3VCC
COM
LO
13
14
LIN
VSS
N/C
12
HO
GND_P GND_P
RG_ON1
D8
C7
D7
C11
RG_ON2
D9
C12
VDC2
+15V
PWM2DH
Q3_S
PWM2DL
8
9
10
11 4
5
6
7N/C
VDD
HIN
SD
VB
VS
N/C
IR2110
U6
1
2
3VCC
COM
LO
13
14
LIN
VSS
N/C
12
HO
GND_P GND_P
RG_ON3
D10
C8
+5V
VDC3
PWM1H
PWM1L
+5V
VDC3
PWM2L
DESDE EL
DSC
+15V
PWM2H
CIRCUITO
BOOTSTRAP
CIRCUITO
BOOTSTRAP
Figura 2.9. Circuito manejador de MOSFET
Este método tiene como ventajas que es relativamente simple y de bajo costo;
pero tiene inconvenientes impuestos por el proceso de carga del condensador.
Estos son, que el tiempo que está conduciendo el MOSFET de la parte de
superior es limitado porque depende del tiempo que tarda en descargarse , y
que la frecuencia máxima de trabajo se limita al tiempo que dura la carga de dicho
57
capacitor [18]. El dimensionamiento adecuado del capacitor y el diodo
puede reducir drásticamente estas limitaciones.
A continuación se detalla el dimensionamiento de los componentes del circuito de
la figura 2.9, de acuerdo a recomendaciones del fabricante del driver en sus tips
de diseño.
La ecuación de la carga mínima que debe ser suministrado por el capacitor
Bootstrap es [19]:
. )
Donde:
es la carga de compuerta en MOSFET de lado de alta.
es la corriente en estado inactivo del Driver.
es la corriente de fuga del condensador Bootstrap.
es el cambio de nivel de carga requerido por cada ciclo.
Para este caso se utilizó un capacitor cerámico en paralelo con un capacitor
electrolítico. Con esta consideración, se desprecia la corriente de fuga del
capacitor Bootstrap electrolítico , tomando los valores de la hoja de datos
del MOSFET, y aplicando las recomendaciones del fabricante del driver se aplicó
la ecuación 2.20, esto es [19]:
El condensador Bootstrap debe ser capaz de suministrar esta carga y conservar
su plena tensión, de lo contrario el voltaje podría caer debajo de la tensión
mínima de bloqueo y provocar que la salida HO deje de funcionar. Por este
motivo, el valor de la carga del condensador debe ser un mínimo del doble del
valor calculado anteriormente [19].
El valor mínimo condensador Bootstrap se calcula a partir de:
58
. )
Donde:
es la caída de voltaje en el diodo Bootstrap en conducción.
es la caída de voltaje a través de los MOSFET de lado de baja.
es el voltaje mínimo entre y .
La resistencia del MOSFET en conducción es 0,4 , para un corriente pico
en condiciones de plena carga, la caída de voltaje en el MOSFET en conducción,
se calcula mediante la ecuación 2.22:
. )
Si el voltaje de alimentación la provee y es 15 , la caída del diodo es
1,5 11 y el voltaje mínimo entre y es de 9,5 12. Reemplazando el valor
calculado en 2.22, el valor mínimo que requiere el capacitor Bootstrap se calcula
de la siguiente manera:
Por recomendaciones del fabricante el valor obtenido de la ecuación 2.21, se
multiplica por 15, por lo que se utilizó un capacitor electrolítico de 22 a 25
en paralelo a un capacitor cerámico de 0,1 .
Para el caso del diodo Bootstrap, este debe ser capaz de bloquear el voltaje del
Bus de DC, debe ser un dispositivo de recuperación rápida y debe cumplir con las
siguientes características [19]:
oltaje máximo repetitivo oltaje del us de
áximo tiempo de recuperación inversa
11 Refiérase al dato de la hoja de especificaciones del Diodo NTE575. 12 Refiérase al dato de la hoja de especificaciones del Driver IR2110.
59
. )
Para lo cual se seleccionó el diodo de recuperación rápida NTE575, y sus
características se resumen en la tabla 2.5.
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Voltaje repetitivo máximo 1000 V
Tiempo de recuperación inversa
70 ns
Corriente directa 0,5 A
Tabla 2.5. Especificaciones del Diodo de recuperación rápida NTE575.
Las características del MOSFET como el tiempo de encendido y apagado,
dependen de la resistencia que se ubica entre la salida del driver y la compuerta
del MOSFET. Un valor bajo de esta resistencia permite que el MOSFET se
apague rápidamente, pero la amplitud del pico negativo de corriente se
incrementa, lo contrario sucede al usar una resistencia de mayor valor, que
reduce el pico negativo de corriente pero el tiempo de encendido crece. Para
resolver este problema se empleó una resistencia en paralelo a un diodo
switching. La acción de cada una está determinada por los diodos switching, en
este caso NTE519, que están en serie con las resistencias de apagado. De esta
forma, la resistencia más baja actúa solo en el encendido; y en el apagado la
resistencia de mayor valor evita picos negativos altos [13].
Para obtener un correcto funcionamiento la resistencia de encendido debe ser
dimensionado a partir de y a través de la ecuación 2.24, y se relacionan
según se indica en la figura 2.10 [18].
. )
Donde:
es la carga entre compuerta y fuente del MOSFET.
es la cara entre compuerta y drenaje del MOSFET.
es la corriente parasita que circula través de que fluye en y
,
como se observa en la figura 2.11. [18].
60
es el tiempo de conmutación definida como el tiempo que tarda en llegar a
final de el voltaje de meseta (Plateau Voltage).
t,Q
VGS*
tsw
trtdon
CRSS
ID
VGS
VDS
t1,QGS t2,QGD
CRSSon
CRSSoff
10%
10%
90%
D
S
GCDS
Capacitancias
Parasitas
CDG
CGS
dVdt CRSS = CDG
Figura 2.10. Curvas contra los tiempos de conmutación y [18]
Reemplazando datos y analizando las curvas obtenidas de la hoja de
especificaciones del MOSFET IRFP450, como se muestra en la figura 2.1013. La
ecuación 2.24 resulta:
El circuito de la figura 2.11, muestra el circuito equivalente del driver cuando su
salida está en estado activo, de la cual resulta la ecuación 2.25, que permite el
cálculo de la resistencia de encendido de compuerta.
. )
Donde:
es la resistencia de encendido de compuerta.
13
La figura 2.10 es la combinación de las curvas , Voltaje-Compuerta contra , Carga Total de Compuerta y las formas de Onda de conmutación, ambas tomadas de la hoja de especificaciones del MOSFET de Potencia IRFP450.
61
es el voltaje de meseta (Plateau Voltage) de la curva voltaje de compuerta-
fuente contra la carga total del MOSFET.
es la resistencia equivalente del driver cuando la salida está encendida.
D
S
GRG_ON
CRSS
HO/LO
RDR_on
COM/VS
VCC/VB
VCC/VB
IR2110
IAVG
Encendido
Encendido
Figura 2.11. Circuito equivalente de driver para dimensionamiento de la
resistencia de encendido [18]
La resistencia equivalente del driver cuando la salida esta activada, se calcula
según la ecuación 2.26. [18].
. )
Donde:
es la corriente pulsada de la salida alta del driver IR2110.
Calculando con los datos de la hoja de especificaciones del driver IR2110, se
obtiene lo siguiente:
Con lo cual, de la ecuación 2.25 la resistencia de encendido resulta:
62
Seleccionando un valor normalizado, se implementó resistencias de encendido de
27 .
La resistencia de apagado debe ser dimensionada para evitar que el
MOSFET en estado de apagado conmute por elementos externos. La
induce una corriente parasita a través de que fluye en y
,
como se observa en la figura 2.12 [18].
D
S
GRG_off
LO
COM
RDR_off
Apagado
EncendidoCISS
CRSSoff
IR2110
D
S
G
EncendidodV/dt
Iprt
ID
Figura 2.12. Circuito para el dimensionamiento de [18].
Si la subida de voltaje es mayor al voltaje umbral , el MOSFET se
encendería por sí mismo. Para reducir este efecto la resistencia de apagado se
calcula según el circuito equivalente de la figura 2.12, de la cual resulta la
ecuación 2.27 [18].
. )
Donde:
es la capacitancia de transferencia inversa del MOSFET.
63
es la resistencia equivalente del driver cuando la salida está apagado.
es la pendiente de voltaje de salida, y se calcula así
.
Si la ecuación 2.28 resulta:
La resistencia equivalente del driver cuando la salida está en estado de apagado
se calcula según la ecuación 2.29. [18].
. )
Donde:
es la corriente pulsada de la salida baja del driver IR2110.
Calculando con los datos de la hoja de especificaciones del driver IR2110, se
obtiene lo siguiente:
Reemplazando estos valores, y para un en la ecuación 2.27:
La resistencia calculada es de un valor bajo, y con el fin de lograr apagar el
MOSFET, se implemento únicamente los diodos NTE519 en paralelo a las
resistencias de encendido.
64
Las señales de control deben ser previamente aisladas, para proteger el
microcontrolador. Por tal motivo, se implementó opto acopladores 6N137 de
Fairchild Semiconductor con características de rápida conmutación.
Aislar mediante optoacopladores la etapa de control de la etapa de potencia
permite tener inmunidad al ruido generado por los dispositivos de conmutación y
el movimiento del motor. Esto se logra debido a que se ponen diferentes puntos
de referencia entre los microcontroladores y el inversor. La figura 2.13. Muestra el
circuito de aislamiento mediante optoacopladores.
1
2
3
4 5
6
7
8N/C
VF+
VF-
N/C
VCC
VE
VO
GND
6N137
R9R13
C3
GND_P
1
2
3
4 5
6
7
8N/C
VF+
VF-
N/C
VCC
VE
VO
GND
6N137
R10R14
C4
GND_P
1
2
3
4 5
6
7
8N/C
VF+
VF-
N/C
VCC
VE
VO
GND
6N137
R11R15
C5
GND_P
1
2
3
4 5
6
7
8N/C
VF+
VF-
N/C
VCC
VE
VO
GND
6N137
R12R16
C6
GND_P
VDC3
+5V
VDC3
+5V
VDC3
+5V
VDC3
+5V
PWM1H
PWM1L
PWM2H
PWM2L
+5V
VDC4
+5V
VDC4
+5V
VDC4
+5V
VDC4
PWM1H
PWM1L
PWM2H
PWM2L
HACIA
DRIVER DE
MOSFET
DESDE
EL DSC
Figura 2.13. Circuito de aislamiento de señales de control
El dimensionamiento de las resistencias de la figura 2.13, se realizaron acorde a
la cantidad máxima de corriente que puede manejar el optoacoplador. De la hoja
de datos del optoacoplador 6N137 el emisor y el receptor soportan hasta 50 .
Si las fuentes de alimentación y proveen 5 con diferente referencia,
y respectivamente, las resistencias se calculan así:
65
Considerando que el valor calculado es el mínimo requerido por el optoacoplador,
se implemento resistencias de 330 .
2.2.3.3. Disipadores de calor
Los dispositivos electrónicos de conmutación presentan perdidas de potencia en
las transiciones entre encendido y apagado; ambas transiciones son
acompañadas de una disipación de calor, lo cual causa que la temperatura en el
dispositivos se incremente. El calor debe transferirse a un medio más frio, a fin de
mantener la temperatura del dispositivo dentro de un rango especificado.
Para el dimensionamiento térmico de los disipadores de calor, se emplea el
análogo eléctrico de un dispositivo, figura 2.14, que está montado en un disipador
de calor [7].
RƟJC RƟCS RƟSA
TJ TC TS
PAVE TA
Figura 2.14. Modelo térmico básico
La diferencia de temperaturas entre la juntura y el ambiente en condiciones de
estado estacionario está dada por la ecuación 2.30. [20].
. )
Donde:
es la potencia de perdida disipada en cada semiconductor,
es la resistencia térmica de la unión a la carcasa,
es la resistencia térmica de la carcasa al disipador,
es la resistencia térmica entre el disipador y el ambiente,
66
es la temperatura de la juntura del semiconductor,
es la temperatura del disipador,
es la temperatura del ambiente,
La resistencia no depende del semiconductor, sino del tipo de disipador a
usar, es una cantidad que depende del material, el pulimiento de su superficie, el
tamaño y la diferencia de temperatura entre el disipador y la temperatura
ambiente.
Las pérdidas de potencia generadas en un dispositivo de conmutación , son
el producto de la frecuencia de operación y la energía promedio disipada, la cual
resulta a su vez del producto de la corriente y el voltaje instantáneos en el
dispositivo. La potencia total disipada por el dispositivo de conmutación está dada
por la ecuación 2.31:
. )
Donde:
, es la potencia disipada por el MOSFET en estado de conducción.
es la energía en la transición de encendido del MOSFET.
es la energía en la transición de apagado del MOSFET.
Las pérdidas de conmutación pueden ser calculadas mediante aproximación lineal
de las transiciones de conmutación como se observa en la figura 2.15.
En el intervalo de encendido las pérdidas de energía están dadas por la integral
en el tiempo del aumento de la corriente más el periodo de disminución de voltaje,
ecuación 2.32. [21].
. )
Donde:
, como se muestra en la figura 2.15.
67
es el tiempo de aumento de corriente en el encendido.
es el tiempo de disminución de voltaje en el encendido.
t
iD
0
VDS
iD = iP t / tri
t
PAVE
0
trv tfi
toff
tri tfv
ton
VDS = VP (1 - t / tfv) VDS = VP t / trv
iD = iP (1 – t / tfi)
Eoff = VP iP toff / 2Eon = VP iP ton / 2
Potencia en
conducción
Potencia en
transición
de apagado
Potencia en
transición de
encendido
Figura 2.15. Aproximación lineal de los intervalos de conmutación para una carga
inductiva [21]
Igualmente, las pérdidas de energía en el apagado están dadas por la ecuación
2.33. [21].
. )
Donde:
, como se muestra en la figura 2.15.
es el tiempo de aumento de voltaje en el apagado.
es el tiempo de disminución de corriente en el apagado.
68
Las pérdidas en conducción del dispositivo electrónico de conmutación se dividen
en; perdidas de conducción propias del MOSFET y perdidas de conducción del
diodo de retroalimentación. El cálculo de las pérdidas en conducción con el
control con modulación SPWM emplea el mismo criterio de la ecuación 2.314, y su
resultado esta dado por las ecuaciones 2.34 y 2.35 [22].
Perdidas de potencia en el MOSFET:
. )
Perdidas de potencia del diodo de retroalimentación, despreciando la resistencia
interna es:
. )
Los tiempos de subida y disminución tanto de voltaje como de corriente, no se
obtienen directamente de la hoja de especificaciones, pero si los tiempos totales
de encendido y apagado definidos así [17]:
. )
. )
Tomando datos de la hoja de especificaciones del MOSFET y reemplazando en
las ecuaciones anteriores se tiene:
Con las ecuaciones anteriores y los valores de tiempo obtenidos, se puede
calcular la potencia de disipación del MOSFET IRFP450.
La energía disipada en el encendido es:
La energía disipada en el apagado es: 14 Refiérase a la ecuación 2.3 de la sección 2.2.1.1.
69
Las pérdidas del MOSFET en conducción son:
y,
Con lo cual, la potencia total disipada por el MOSFET es:
Despejando de la ecuación 2.30, se tiene que la resistencia térmica
requerida por el disipador por cada MOSFET es:
Por disponibilidad, se implementó a cada MOSFET un disipador de calor de
resistencia térmica de 5 15, sus dimensiones se muestran en la figura 2.16.
15 Resistencia térmica tomando como referencia al disipador modelo 533421B02552G de AAVID
THERMALLOY.
70
Disipador
de CalorMica
Encapsulado
TO-247
Tornillo
17
40
17
35
25
Figura 2.16. Montaje y dimensiones del disipador de calor para TO-247
2.3. ETAPA DE CONTROL
El circuito de control está conformado por un Microcontrolador PIC16F870 y un
Controlador Digital de Señales dsPIC30F3011.
El microcontrolador PIC16F870 se encarga de la interfaz del usuario y la
visualización del menú. La interfaz permite visualizar el menú a través de una
pantalla LCD 16x2, y configurar los parámetros del funcionamiento iniciales,
mediante los pulsadores mostrados en el circuito de la figura 2.18.
El menú mostrado en la pantalla LCD permite configurar los siguientes
parámetros:
Frecuencia de funcionamiento
Tiempo de la rampa de aceleración
Tiempo de la rampa de desaceleración
El PIC envía los parámetros seleccionados al DSC, estos se comunican por una
interfaz paralela de 8 bits. Para la comunicación se emplea el puerto B de los
microcontroladores. El circuito implementado para el PIC16F870 se muestra en la
figura 2.17.
71
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14 15
16
17
18
20
19
22
21
23
24
25
26
27
28
MCRL
RA5/AN4
RA0/AN0
RA1/AN1
RA2/AN2/VREF-
RA3/AN3/VREF+
RA4/T0CKI
VSS
OSC1/CLKI
OSC2/CLKO
RC0/T1OSO/T1CKI
RC1/T1OSI
RC2/CCP1
RC3
RB7/PGD
RB6/PGC
RB5
RB4
RB3/PGM
RB2
RB1
RB0/INT
VDD
VSS
RC7/RX/DT
RC6/TX/CK
RC5
RC4
PIC
16
F8
70
U1
C23
15pF
C22
15pF
4MHz
XT1
S4
S5
S8
S7
S6
GND_D
SEN_RL1
RB7
RB6
RB5
RB4
RB3
RB2
RB1
RB0
GND_D
C19
0,1uF
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
+5V
VDC4
GND_D
+5V
VDC4
R29
330Ω
+5V
VDC4
R17
10KΩ
S2
GND_D
+5V
VDC4
HACIA U2 (DSC)
LCD_1
Proyecto de
titulación
RS
VE
E
GN
D
VC
C
EN
R/W
DB
1
DB
0
DB
3
DB
2
DB
5
DB
4
DB
7
DB
6
LE
D+
LE
D-
Figura 2.17. Diagrama circuital implementado del microcontrolador PIC16F870
Los pulsadores de la figura 2.18 permiten navegación a través de menu de
interfaz de usuario, y selección de los que funcionara el controlador de velocidad.
Las acciones de cada pulsador se resumen en la siguiente tabla:
Pulsador Acción Descripción
PARO/MARCHA
Pone en funcionamiento el controlador dependiendo de la frecuencia y tiempo de aceleración seleccionados, y detiene el controlador de velocidad en el tiempo de desaceleración seleccionado previamente.
PROG Permite al acceso al menú principal.
SELECT Acepta los valores disponibles en el menú.
BAJAR Disminuye el valor del los parámetros disponibles.
SUBIR Incrementa el valor del los parámetros disponibles.
Tabla 2.6. Acciones del los pulsadores de interfaz de usuario
72
R19
10KΩ
R20
1KΩ
S4
R21
10KΩ
R22
1KΩ
S5
R23
10KΩ
R24
1KΩ
S6
R25
10KΩ
R26
1KΩ
S7
R27
10KΩ
R28
1KΩ
S8
C26
0,1uF
+5V
VDC4
S4
GND_D
S6
GND_D
S7
GND_D
S8
GND_D GND_D
S5
GND_D
Figura 2.18. Entradas digitales de configuración del controlador de velocidad
El Controlador digital de señales dsPIC30F3011 se encarga únicamente a la
generación de las señales de control SPWM, esto con el objetivo de obtener un
rendimiento óptimo en el funcionamiento del controlador de velocidad. El DSC
funciona con el cristal de . Adicionalmente, para el correcto
desempeño del microcontrolador es necesario utilizar los 6 pines de polarización,
estos se conectan al voltaje de alimentación de . El circuito
implementado se observa en la figura 2.19.
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20 21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
32
31
34
33
35
36
37
38
39
40
dsP
IC3
0F
30
11
MCRL
AN5/QEB/IC8/RB5
AN0/VREF+/RB0
AN1/VREF-/RB1
AN2/SS1/RB2
AN3/INDX/RB3
AN4/QEA/IC7/RB4
AN6/OCFA/RB6
AN7/RB7
AN8/RB8
VDD
VSS
OSC1/CLKI
OSC2/CLKO/RC15
T2CK/U1ATX/RC13
T1CK/U1ARX/RC14
FLTA/INT0/RE8
OC2/IC2/INT2/RD1
OC4/RD3
VSS
AVDD
AVSS
PWM1L/RE0
PWM1H/RE1
PWM2L/RE2
PWM2H/RE3
PWM3L/RE4
PWM3H/RE5
VDD
VSS
RF0
RF1
U2RX/CN17/RF4
U2TX/CN18/RF5
U1RX/SDA/RF2
U1TX/SCL/RF3
SCK1/RF6
OC1/IC1/INT1/RD0
OC3/RD2
VDD
C25
15pF
C24
15pF
4MHZ
XT2
U2
C20
0,1uF
C21
0,1uF
GND_D
PWM1L
PWM2H
PWM1H
PWM1L
+5V
VDC4
+5V
VDC4
+5V
VDC4
RB7
RB6
RB5
RB4
RB3
RB2
RB1
RB0
DESDE U1
(MCU)
R18
10KΩ
S3
+5V
VDC4
GND_D
Figura 2.19. Diagrama circuital implementado del Controlador Digital de Señales
dsPIC30F3011
73
2.4. FUENTES DE ALIMENTACIÓN
Las etapas anteriormente descritas anteriormente requieren fuentes de
alimentación de diferentes valores de voltaje, y con dos referencias diferentes. Por
lo cual, se implementó fuentes con reguladores de voltaje de CI.
CIN
78XX
COMMON
IN OUT
COUT
PROTECCIÓNES TRANSFORMADOR RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR
CAPACITOR DE
SALIDA
Figura 2.20. Diagrama de Bloques de las Fuentes de Alimentación
En el diagrama de bloques de la figura 2.20, mediante el transformador conectado
a la red de alimentación, se lleva a un voltaje AC de la red una amplitud deseada,
luego se rectifica este voltaje de AC mediante el puente rectificador, se emplea los
capacitores a la entrada del regulador para reducir los componentes AC del
voltaje rectificado, y los capacitores a la salida para reducir ruido de alta
frecuencia. Con esto, mientras el voltaje de entrada varié dentro de un rango
aceptable, el voltaje de salida permanecerá constante, y con una regulación
dentro de los rangos especificados por el fabricante del CI [17].
2.4.1. DISEÑO DE LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN
Como se mencionó anteriormente se requiere dos referencias; referencia de
potencia y referencia de control el transformador. Para ello, se
utilizó un transformador con una bobina en el primario y dos bobinas
independientes en el secundario, como se observa en la figura 2.21.
74
F2 TR1F_TR1
VL
N_TR1
HACIA
BR2
HACIA
BR3
VS1_TR1
VS2_TR1
BOB_1
F_1
F_2
N_1
N_2
VAR1
PROTECCIÓN DEL
CIRCUITO
BOB_2
Figura 2.21. Diagrama esquemático de las protecciones y el transformador
A continuación se resume los datos del transformador , empleado para las
fuentes de alimentación:
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Voltaje RMS del primario 120 V
Relación de transformación 9,17 -
Potencia aparente del transformador
24 VA
Corriente en el secundario 1 A
Tabla 2.7. Datos del transformador
El circuito de protección consta de un fusible y un varistor. El fusible protege al
circuito de control contra sobrecargas y cortocircuitos. En conjunto los dos
elementos funcionan de la siguiente manera: si al circuito se le aplicará un voltaje
mayor a permitido por varistor , este disminuye su resistencia óhmica
provocando un incremento de corriente, y como consecuencia la fundición del
fusible.
75
C13
2200uF
7815
U11
COMMON
C14
0,1uF
1N4001
+15VDC
D12
C15
470uF
7805
U12
COMMON
C16
0,1uF
1N4001
+5VDC
C17
470uF
7805
U13
COMMON
C18
0,1uF
1N4001
+5VDC
BR3
BR2
GND_P
GND_D
GND_PD13
D14
VDC2
VDC1
GND_P
VDC3
VDC4
GND_D
GND_P
GND_P
IN OUT
IN OUT
IN OUT
F_2
VS2_TR1
N_2
F_1
VS1_TR1
N_1
DESDE
TR1
BOB1
DESDE
TR1
BOB2
Figura 2.22. Diagrama circuital de las fuentes de alimentación
Los diodos que confirman los puentes rectificadores y de la figura 2.22,
se dimensionaron según el procedimiento descrito en la sección 2.2.1.1. Los
datos de puentes rectificadores seleccionados modelo 2W10 se resumen en la
tabla 2.7.
Símbolo Definición Magnitud Unidad
Voltaje RMS 1000 V
Corriente media de cada diodo
2 A
Corriente pico del diodo 50 A
Voltaje pico inverso 700 A
Tabla 2.7. Datos del puente rectificador modelo 2W10
76
Los capacitores , y se dimensionan para obtener un nivel de voltaje a
la entrada que permita al regulador mantener un voltaje de salida constante. Para
las fuentes de alimentación y de 5 , se utilizó el regulador de 7805.
El regulador requiere voltaje de entrada mínimo es 7,3 , para esto el
valor pico del voltaje de rizo debe ser [17]:
. )
Si el voltaje pico en el secundario del transformador es es , la
ecuación 2.38 resulta:
De forma que el valor eficaz del voltaje de rizo , es [17]:
. )
Entonces, el valor de los capacitores y para una corriente media de la
etapa de control , estimada de 500 , es [17]:
. )
Reemplazando valores obtenidos:
Para las fuentes y se utilizó un regulador 7815, con el procedimiento
anterior, se calculó el capacitor el cual es de 2200 .
Por recomendaciones de los fabricantes de los reguladores se adiciona los
capacitores , y de 0,1 , para estabilizar el voltaje de salida.
77
CAPITULO 3
DESARROLLO DEL SOFTWARE
3.1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se presenta el desarrollo de los programas del microcontrolador y
el Controlador Digital de Señales.
Para la elaboración del programa del microcontrolador se empleó MicroCode
Studio el cual es un compilador en lenguaje BASIC para microcontroladores PIC,
y para la elaboración del programa del DSC se empleó el compilador MikroC Pro
para dsPIC V 6.20 de MikroElektronika.
3.2. PROGRAMA DEL dsPIC30F3011
Una manera de generar la onda sinusoidal es mediante una tabla. Esta contiene
todos los puntos de una onda seno. Los valores son leídos de la tabla, escalados
a un rango admisible del ciclo de trabajo, y escritos en el registro del ciclo de
trabajo. La elección del número correcto de valores que contiene la tabla seno es
importante, puesto que un número insuficiente causaría excesiva distorsión en la
corriente del motor, y en consecuencia pérdidas elevadas por calentamiento. La
ecuación 3.1 proporciona una opción de cálculo del número de valores de la tabla
seno [12].
.
Donde:
es la frecuencia de la portadora de la PWM
es la frecuencia de modulación máxima de la onda de salida
Calculando con valores de propuestos para este proyecto:
En la práctica se implementó una tabla seno de 64 valores. Estos valores varían
en proporción a una onda sinusoidal. Son datos 16 de Bits tipo entero con signo y
78
sus valor máximos son 32727 y -32727. El bloque de instrucciones de la tabla
seno implementada se indica a continuación.
//Esta es la tabla de 64 valores que cubren los 360° de la onda
//sinusoidal.
//Los valores fueron calculados empleando Microsoft Excel.
const signed int Tabla_Seno[64]=
0,3212,6393,9512,12539,15446,18204,20787,23170,25329,27245,
28898,30273,31356,32137,32609,32767,32609,32137,31356,30273,28898,
27245,25329,23170,20787,18204,15446,12539,9512,6393,3212,0,-3212,-6393,
-9512,-12539,-15446,-18204,-20787,-23170,-25329,-27245,-28898,-30273,
-31356,-32137,-32609,-32767,-32609,-32137,-31356,-30273,-28898,-27245,
-25329,-23170,-20787,-18204,-15446,-12539,-9512,-6393,-3212
;
La frecuencia de conmutación depende de la configuración del registro PTPER y
la frecuencia del cristal. El valor que corresponde a PTPER según la hoja de
datos del DSC se da en la ecuación 3.2.
. )
Donde:
es la frecuencia del ciclo de maquina del DSC16
es el valor del pre escalador configurado en el registro PTPER en
los bits PTCKPS <1:0>.
La frecuencia es de 4 y el valor seteado en el es 1,
entonces de la ecuación 3.2 resulta:
Este valor corresponde a la constante PWM_Scaling, esta constante es
multiplicada por los valores de la tabla para obtener un rango aceptable en los
ciclos de trabajo. La definición de esta constante se realiza mediante las
siguientes líneas de programa.
//Esta constante es usada para escalar los datos de la tabla seno a
16
Para los dsPIC30F, un ciclo de máquina corresponden 4 ciclos del reloj, esto es:
79
//valores validos del ciclo de trabajo.
const signed int Pwm_scaling = 1586;
Para obtener el rango en el cual varían los ciclos de trabajo en bits se aplicó la
ecuación 3.3.
ó
. )
ó
ó
Por lo cual, el valor entero 1023 (0X03FF) representa el 100% del ciclo de trabajo.
Uno de los aspectos más importantes del los DSC destinados al control de
motores es la incorporación de generador de tiempos muertos, el cual se puede
configurar mediante el registro DTCON1, y se emplea cuando se selecciona el
modo complementario, el diagrama de bloques se muestra en la figura 3.1.
Generador PWM Generador
de
Tiempo
Muerto
Anulación
y
lógica de
Falla
PWMxH
PWMxL
Figura 3.1. Diagrama de bloques del modulo PWM en modo complementario [11]
Considerando los retardos que se producen desde la salida del DSC a través de
las etapas de aislamiento y Driver hasta la compuerta de los MOSFET, el tiempo
muerto es de 6 , calculado mediante la ecuación 3.4.
. )
Donde:
es el valor del registro DTCON1
80
La actualización del ciclo de trabajo para obtener una relación sinusoidal se
realiza en cada interrupción. Como se mencionó en la sección 1.4.4.2.7, las
interrupciones son sectorizadas en la memoria de programa, y tienen un nivel de
prioridad. La interrupción por PWM se activa mediante el registro IEC2:PWMIE
(bit 7). Esta interrupción se produce cuando ha finalizado el contero del reloj base
del registro PTMR17. La configuración de prioridad con la que el DSC atiende las
interrupciones del modulo de control de motores PWM se configura mediante el
registro IPC9 en los bits PWMIP<2:0>. La configuración del módulo de control de
motores e interrupciones se realiza mediante la función InitPCPWM, que se
indica a continuación.
/*Función de Inicialización del Módulo de Control de Motores PWM********/
void InitPCPWM(void)
PWMCON1 = 0X0033; //PWM en Modo complementario
DTCON1 = 0X0018; //Tiempo Muerto=6[us]
PTPER = Pwm_scaling; //Frecuencia de Conmutación fc=1260[Hz]
PTCON = 0X8002; //Habilita Tiempo base de PWM
//Habilita Modo Centro Alineado
INTCON1 = 0X0000; //Habilita Interrupciones
IPC9 = 0X7000; //Máxima prioridad para interrupción PWM
IEC2.PWMIE =1; //Habilita Interrupción por PWM
3.2.1. FUNCIONAMIENTO DEL PROGRAMA
Las condiciones de operación como; la rampa de aceleración, rampa de
desaceleración y frecuencia, son enviadas por el microcontrolador PIC16F870. El
PIC envía el dato al puerto B del DSC en binario. Para una frecuencia de
el dato es 0X003C, este dato es escalado de acuerdo a la resolución de
frecuencia de modulación dada en la ecuación 3.5 [12].
ó ó
. )
ó ó
ó ó
17 La forma de onda del registro PTPER para obtener un ciclo de trabajo en modo centro alineado
se observa en la figura 1.29, sección 1.4.4.2.6.
81
Para obtener una frecuencia de 60 , la variable Frecuencia debe ser [12]:
. )
Por lo cual, el dato recibido por el DSC en el puerto B debe ser multiplicado por 52
para obtener una relación correcta. Luego, este valor es multiplicado por 10 para
obtener un valor de 16 bits, fraccional con signo (Formato Q15), y se multiplica
por el factor V_per_Hz_const para obtener el índice de modulación de amplitud.
Este valor se limita a un valor de , equivalente a , …. en Q , esto con
el fin eliminar distorsiones en los pulsos PWM debido a los tiempos muertos. A
continuación se muestra el bloque de instrucciones de la función principal, en la
cual se ejecutan los procedimientos descritos anteriormente y se inicializan los
puertos A y E del DSC.
/*Función Principal*****************************************************/
void main()
NSTDIS_bit = 1; //Activación de prioridad de interrupción
TRISE = 0X0000; //Puerto E como salidas digitales
PORTE = 0;
ADPCFG = 0XFFFF; //Puerto B Digital
TRISB = 0X003F; //Puerto B como Entradas Digitales
PORTB = 0;
InitPCPWM(); //Inicializa Módulo de Control de Motores
while(1) //Bucle
Frecuencia = (signed long)PORTB*52; //Escala el valor del Puerto B y
W5 = Frecuencia*10; //Multiplica por 10 para convertir
//en valor de Frecuencia en un valor de 16
//bits
A = DSP_MPY(W5,V_per_Hz_const,0,0,0,0,0,0); //Multiplica la constante
W1 = DSP_SAC(A,0); //V/F con la Frecuencia para obtener
//Índice de Modulación de Amplitud y el
//resultado se guarda en el registro de
//trabajo W1
if(W1<28000) //Condición para eliminar la distorsión
Amplitud = W1; //inducida por los tiempos muertos en la
//modulación PWM
else
Amplitud = 28000;
82
La frecuencia de conmutación , corresponde a la salida de los pulsos PWM
, configuradas en modo complementario con un tiempo muerto de 6
Los valores de Tabla_Seno, son empleados para generar los pulsos de las dos
ondas sinusoidales 18 . Estas dos ondas están desfasadas 180°, para ello se
implementa la constante Offset_180 con un valor 0X8000 el cual actúa como
un puntero en la tabla seno [12]. En la interrupción producida por el módulo de
control de motores por PWM, se cargan las variables y constantes asociadas a la
modulación SPWM. A la variable, PhaseO1, se suma la variable Frecuencia, y
para la otra onda se suma Offset_180 a la variable FaseN1, después, estos
valores son desplazados a la derecha para obtener los 6 bits más significativos.
Esto se hace debido a que la tabla contiene 64 valores, y con ello se forma los
punteros que se desplazan por la tabla de la onda sinusoidal. Los valores
obtenidos son multiplicados, primero por el factor de amplitud, Amplitud, y luego
por el factor de escalamiento, PWM_Scaling, para obtener ciclos de trabajo de
acuerdo a los rangos calculados anteriormente. El valor de PWM_Scaling es un
valor que representa el 50% del ciclo de trabajo. Finalmente, el valor de
PWM_Scaling es añadido al resultado de las operaciones anteriores y se carga
en los registros de los ciclos de trabajo. Este ciclo se repite en cada
interrupción producidos por el modulo de control de motores PWM.
Las líneas de programas que se muestran a continuación corresponden a la
interrupción producida por el módulo de control de motores PWM, en la cual se
realiza la modulación SPWM.
/*Interrupción por MCPWM************************************************/
void PWM_Interrupt() iv IVT_ADDR_PWMINTERRUPT ics ICS_AUTO
IFS2.PWMIF = 0; //Encera la Bandera de Interrupción PWM
/*Sección del código que realiza la modulación SPWM*********************/
//El siguiente bloque de instrucciones forma el puntero y el ciclo de
//trabajo para la Fase 1.
FaseN1 = FaseO1 + Frecuencia; //Añade el valor de Frecuencia al
//puntero de la tabla seno
18 La figura 1.20 (a), en la sección 1.3.3.3, muestra las ondas desfasas para la generación de la
modulación SPWM.
83
Puntero1 = (unsigned int)(FaseN1) >> 10; //Desplaza el puntero FaseN1
//para leer un dato de la
//tabla Seno
Duty_Cycle1 = Tabla_Seno[(signed int)(Puntero1)];
A = DSP_MPY(Duty_Cycle1,Amplitud,0,0,0,0,0,0); //Multiplica las
//variables y guarda
//en el Acumulador
W5 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el resultado del Acumulador
//al registro de trabajo W5
A = DSP_MPY(W5,PWM_Scaling,0,0,0,0,0,0); //Multiplica W5 por
//PWM_Scaling y guarda en el
//Acumulador
W8 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el Acumulador A W8
W8+= PWM_Scaling; //Añade el Factor
PDC1 = W8; //Pwm_Scaling para producir
//un 50% de desfase y
//escribe en PDC1
//El siguiente bloque de instrucciones forma el puntero y el ciclo de
//trabajo para la Fase 2.
FaseN2 = FaseN1 + Offset_180; //Añade el desfase de 180°
Puntero2 = (unsigned int)(FaseN2) >> 10; //Desplaza el puntero FaseN2
//para leer un dato de la
//tabla Seno
Duty_Cycle2 = Tabla_Seno[(signed int)(Puntero2)];
A = DSP_MPY(Duty_Cycle2,Amplitud,0,0,0,0,0,0); //Multiplica las
//variables y guarda
//en el Acumulador
W5 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el resultado del Acumulador
//al registro de trabajo W5
A = DSP_MPY(W5,PWM_Scaling,0,0,0,0,0,0); //Multiplica W5 por
//PWM_Scaling y guarda en el
//Acumulador
W8 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el Acumulador a W8
W8+= PWM_Scaling; //Añade el Factor
PDC2 = W8; //Pwm_Scaling para producir
//un 50% de desfase y
//escribe en PDC1
FaseO1 = FaseN1; //Guarda el antiguo valor del
//puntero FaseN1 en FaseO1 para
//la próxima interrupción
El código fuente del dsPIC30F3011 realizado en el compilador MikroC para dsPIC
se muestra en el ANEXO 5.
84
3.2.2. DIAGRAMA DE FLUJO DEL PROGRAMA DEL dsPIC30F3011
INICIO
-Inicialización de Variables -Configuración I/0-Configuración de interrupción PWM
Lee Puerto B
Frecuencia=52*Dato del Puerto B
IFS2.PWMIF=1?Interrupción
MCPWM
Amplitud<28000?
SI
NO
NO
SI
Amplitud=(Frecuencia*10)* V_per_Hz_const
Amplitud=28000
Amplitud
Figura 3.2. Diagrama de Flujo de la función principal
85
Inicialización de constantes: Amplitud,Pwm_Scaling y Offset_180.
Ajuste del Puntero para lectura de tabla
Tabla_Seno para la Fase 1
Lectura de tabla y actualización del Ciclo de
Trabajo del Fase 1
Suma el valor de Offset_180 al puntero de la fase 1 para
generar el puntero de la Fase 2.
Lectura de tabla y actualización del Ciclo de
Trabajo del Fase 2
FIN DE LA INTERRUPCIÓN
Incrementar puntero
IFS2.PWMIF=0
INTERRUPCIÓN PWM
Figura 3.3 Diagrama de flujo de la interrupción por PWM
86
3.3. PROGRAMA DEL PIC16F870
El programa del PIC16F870, , se encarga del algoritmo de interfaz de usuario.
Se usa un microcontrolador por separado para que no se altere en la generación
de los pulsos para el circuito de potencia.
El microcontrolador , se encarga de generar las rampas de aceleración y
desaceleración, el tiempo mínimo que puede ponerse en las rampas es de 5 y
un máximo de 20 , en las dos rampas. La Figura 3.4 muestra las rampas de
aceleración y desaceleración implementadas.
Frecuencia,Hz
Rampa de
desaceleración
0
Tiempo, sRampa de
aceleración
Frecuencia seteada
Figura 3.4. Curvas de arranque, funcionamiento normal, y rampa de
desaceleración implementado en el controlador de velocidad
Este programa se encarga de generar la interfaz de usuario mediante el manejo
del LCD y los pulsadores. También, crea el algoritmo de que envía las señales de
de frecuencia desde su puerto B hacia el DSC.
La figura 3.5 muestra los diferentes estados de visualización en el LCD durante el
inicio, configuración de parámetros funcionamiento, arranque y paro del
controlador de velocidad.
Uno de los objetivos de este proyecto fue implementar rampas de aceleración y
desaceleración, esto con la finalidad de reducir las corrientes de arranque
elevadas que producen los motores de inducción.
87
PROYECTO DE TITULACION
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
ESPERANDOCARGA CAPACITOR
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
R.ACELERACION
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
R.DESACELERACION
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
FRECUENCIA
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
R.ACELERACION 5 SEGUNDOS
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
R.desACELERACION 5 SEGUNDOS
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
FRECUENCIA 60 HERZIOS
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
FRECUENCIA = 60 FUNCIONANDO
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
FRECUENCIA = 5 ARRANCANDO
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
OPRIMA PROG
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
OPRIMA PROG (S5) PARA ACCEDER AL MENU
FRECUENCIA = 60 PARANDO
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
ERW
RS
VS
S
VD
D
VE
E
MEDIANTE LOS PULSADORES BAJAR/SUBIR (S7/S8), PUEDE
DESPLAZARSE EN LAS OPCIONES DEL MENÚ Y OPRIMIENDO PROG
SELECCIONA UNA OPCIÓN
PRESIONANDO SELECT (S6) SE SELECCIONA LA OPCIÓN A CONFIGURAR, Y CON S7 Y S8,
SE INCREMENTA O DISMINUYE EL VALOR DEL
PARÁMETRO SELECCIONADO
REGRESA A LA OPCIÓN DE CONFIGURACIÓN DE PARÁMETROS INICIALES
UNA VEZ SELECCIONADO LOS PARÁMETROS DE INICIALIZACIÓN,
CON EL PULSADOR MARCHA/PARO (S4) SE ARRANCA EL MOTOR
EL LCD MUESTRA LA FRECUENCIA DE FUNCIONAMIENTO DEL
CONTROLADOR DE VELOCIDAD
CON EL PULSADOR MARCHA/PARO (S4) SE DETIENE EL MOTOR,
EL MOTOR SE DETIENE EN EL TIEMPO DE RAMPA DE
DESACELERACIÓN SELECCIONADO
Figura 3.5. Diferentes etapas de visualización del LCD, en la configuración y el
funcionamiento del Controlador de Velocidad
El código fuente del PIC16F870 realizado en el compilador MicroCode Studio se
muestra en el ANEXO 5.
88
CAPITULO 4
PRUEBAS Y RESULTADOS
4.1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se presentan las formas de onda de las simulaciones realizadas
en el programa ISIS PROTEUS. También se indican las formas de onda
obtenidas experimentalmente a la salida del DSC y a la salida del manejador de
MOSFETs IR2110.
4.2. SIMULACIONES
Previo a la implementación se realizaron simulaciones mediante el programa ISIS
PROTEUS. Debido a que en las librerías del programa no se dispone del DSC
empleado en este proyecto, se realizó la simulación utilizando el
dsPIC33FJ12MC202 y para verificar las señales fundamentales (onda senoidal)
se implemento un filtro pasa bajas a los pines de salida PWM del DSC
obteniéndose las formas de onda que se muestran a continuación.
Figura 4.1. Forma de Onda de la señal portadora
89
Figura 4.2. Tiempos muertos de 6 [us] entre salidas PWMxH y PWMxL
La figura 4.3 y 4.4 muestran las señales de las dos fases a 60[Hz] y 30[Hz],
respectivamente. Estas ondas son necesarias para la generación de la
modulación SPWM, además se indica la onda fundamental, la cual muestra la
variación de la amplitud al cambiar la frecuencia.
Figura 4.3. Formas de onda de las dos señales generadas por PWMxL y PWMxH
desfasadas 180° a 60 [Hz]
90
Figura 4.4. Formas de onda de las dos señales generadas por el DSC,
desfasadas 180° a 30 [Hz]
Figura 4.5. Forma de onda de la modulación SPWM a 60 [Hz] a la salida del
dsPIC
91
Figura 4.6. Forma de onda de la modulación SPWM a 30 [Hz]
4.3. RESULTADOS EXPERIMENTALES
Se realizaron pruebas prácticas que muestran las señales de salida del
dsPIC30F3011 como son; señales de los tiempos muertos, forma de onda de la
señal portadora, y formas de onda a distintos valores de frecuencia. También se
muestra las señales a la salida del manejador de MOSFETs IR2110. Se obtuvó
las señales empleando un osciloscopio con ancho de banda de 100 [Mhz].
Figura 4.7. Forma de onda de la señal portadora a la salida del dsPIC30F3011
92
Figura 4.8. Forma de onda de la señal portadora a la salida del Driver IR2110
Figura 4.9. Tiempo muerto a la salida del dsPIC30F3011
93
Figura 4.10. Formas de onda de las salidas PWM1H y PWM1L del
dsPIC30F3011 a 60[Hz]
Figura 4.11. Forma de onda de la salida PWM1L del driver IR2110 a 60[Hz]
94
Figura 4.12. Forma de onda SPWM a 30[Hz]
Figura 4.13. Forma de onda SPWM a 40[Hz]
95
Figura 4.14. Forma de onda SPWM a 50[Hz]
Figura 4.15. Forma de onda SPWM a 60[Hz]
96
CAPITULO 5
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
5.1. CONCLUSIONES
En la industria se emplean motores monofásicos para cargas relativamente
pequeñas. Generalmente se encuentran en el mercado motores
monofásicos de potencias menores a 10 [HP].
Los motores monofásicos de inducción que más se prestan para un control
de velocidad desde el arranque hasta su frecuencia nominal, son los
motores con capacitor permanente. Por otra parte, los motores de fase
partida solo pueden variar su velocidad entre los limites de funcionamiento
del interruptor centrifugo, además en el arranque se debe tener un torque
elevado para vencer el par resistente; por lo cual, la implementación de una
rampa de aceleración en este tipo de motores es complicada.
Mantener la relación frecuencia voltaje constante es esencial para obtener
un torque constante y por ende un buen comportamiento del motor en las
condiciones de carga nominales en los rangos de frecuencia seleccionados
por el usuario.
En general, el mejor rendimiento de un motor eléctrico se obtiene en las
condiciones nominales para las que fue diseñado. Los fabricantes ofrecen
motores (trifásicos) diseñados específicamente para operar con variadores
de frecuencia.
Una rampa de aceleración con un tiempo de incremento muy corto, podría
no lograr iniciar el giro del rotor, y en consecuencia, provocar averías en los
bobinados si el voltaje aplicado continúa aumentado y no se tienen las
protecciones eléctricas adecuadas en el sistema.
Existen varias técnicas de modulación con las cuales puede realizarse el
control de voltaje y frecuencia de los inversores. La técnica seleccionada
debe enfocarse en lograr una salida con bajo contenido armónico, y en
lograr una forma senoidal.
97
Para seleccionar un dispositivo electrónico de conmutación, se deben
considerar principalmente la frecuencia de conmutación y la corriente que
se manejara para una carga especifica.
La principal diferencia entre las familias de DSC: dsPIC30F y dsPIC33F, es
que los últimos presentan un ciclo de máquina que es tan solo el doble del
ciclo del reloj, y además poseen registros de configuración donde se puede
obtiene un hasta rendimiento de 40 MIPS a 8 .Pero, no se los puede
encontrar fácilmente en el mercado local.
Para obtener un voltaje continuo de mayor magnitud en el Bus de DC se
requiere de un filtro capacitivo de gran valor, en consecuencia, también se
requiere un puente rectificador que soporte corrientes pico elevadas.
La etapa de manejo de los MOSFET fue la más complicada en su
desarrollo. Las perturbaciones y las componentes parásitas en la
compuerta de los MOSFET producen un funcionamiento inadecuado. Las
resistencia de encendido y apagado se dimensionan con el fin de lograr
adecuado funcionamiento de los MOSFET.
Es importante seleccionar un driver de MOSFET que posea una resistencia
equivalente baja, tanto en las transiciones de encendido como en el
apagado del MOSFET. Una resistencia elevada en conjunto con las
capacitancias parásitas propias del MOSFET pueden provocar una caída
de voltaje elevada en la compuerta y, en consecuencia, un voltaje mayor al
voltaje umbral del MOSFET, impidiendo que este pueda apagarse. Estas
condiciones de funcionamiento anormal en un puente inversor pueden
provocar su destrucción.
El utilizar un microcontrolador independiente tiene como ventaja que se
puede implementar una interfaz de usuario con varias opciones de
configuración, sin afectar el rendimiento del módulo de control de motores
del DSC.
98
5.2. RECOMENDACIONES´
Se recomienda dimensionar los componentes de la etapa de potencia para
que pueda soportar el instante de arranque del motor.
Para el manejo de potencias elevadas el capacitor Snubber no es
suficiente. Puede emplearse redes Snubber más complejas como las RC o
RCD e incluso se recomienda el empleo de otros circuitos de protección de
contra los .
Los fabricantes de los elementos electrónicos proveen múltiples notas de
aplicación, tips de diseño e incluso layouts de los circuitos PCB, como es el
caso de los drives. Seguir correctamente sus recomendaciones disminuye
el efecto de componentes parásitos y por ende aumentar su desempeño.
La etapa de potencia debe ser completamente aislada de la etapa de
control. Cuidando especialmente que las señales de control PWM
mantengan una distancia adecuada con los conectores y cables de
potencia.
La disipación de calor de los dispositivos de potencia es esencial para
lograr su funcionamiento en condiciones nominales, evitar su destrucción y,
alargar su tiempo de vida útil. Es recomendable emplear un ventilador para
una mejor disipación de calor.
Los DSC para el control de motores proveen la suficiente velocidad de
cálculo y los recursos necesarios, como el modulo de cuadratura (QEI),
que pueden facilitar la implementación de algoritmos de control de motores
mucho más complejos y en lazo cerrado.
99
REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] Kosow, Irving L. Máquinas Eléctricas y Transformadores. Segunda Edición.
New Jersey : Prentice Hall Hispanoamerica, S.A.,1993.
[2] Fraile Mora, Jesus. Máquinas Eléctricas. Sexta edición. Madrid : McGraw
Hill/Interamericana de España, S.A.U., 2008.
[3] Barnes, Malcolm. Practical Variable Speed Drives and Power Electronics.
Oxford : IDC Technologies, 2003.
[4] Mohan, Ned, Undeland, Tore M y Robbins, William P. Electrónica de Potencia
Convertidores, aplicaciones y diseño. Tercera edición. Mexico D.F. : McGraw
Hill/ Interamericana Editores, S.A. de C.V., 2009.
[5] Gamboa Benítez, Silvana y Quelal Analuisa, Paulo. Diseño y construcción de
un variador de velocidad con el microcontrolador 80C196MC. Quito : Escuela
Politecnica Nacional, 2004.
[6] Llumigusin, Flavio y Quinga, Santiago. Diseño y construcción de un conversor
de frecuencia con frenado óptimo para vehículo eléctrico. Quito : Escuela
Poliécnica Nacional, 2011.
[7] Rashid, Muhammad H. Electrónica de Potencia Circuitos, dispositivos y
aplicaciones. Tercera edición. Mexico : Pearson Educación, 2004.
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102
ANEXOS
CONTENIDO
ANEXO 1: DIAGRAMAS CIRCUITALES
ANEXO 2: ESQUEMAS DE LOS CIRCUITOS PCB
ANEXO 3: IMÁGENES DEL PROYECTO
ANEXO 4: DESPIECE DE UN MOTOR MONOFÁSICO
ANEXO 5: PROGRAMAS
ANEXO 6: HOJAS DE DATOS
103
ANEXO 1
DIAGRAMAS CIRCUITALES
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D_
D
F_
1
N_
1
GN
D_P
D1
3
D1
4
VD
C2
VD
C1
GN
D_P
VD
C3
VD
C4
GN
D_D
GN
D_P
GN
D_P
INO
UT
INO
UT
INO
UT
AA
B C D
C DB
ES
FO
T / E
LE
CT
RO
ME
CÁ
NIC
A
DIB
/DIS
:A
NG
EL
DA
VID
CU
MB
AJIN
J.
AN
EX
O 1
HO
JA
5
D
E 5
FU
EN
TE
S D
E
AL
IME
NT
AC
IÓN
21
34
5
21
34
5
ES
CU
EL
A P
OL
ITÉ
CN
ICA
NA
CIO
NA
L
DE
SD
E J
P2
(HO
JA
1)
GN
D_P
VD
C1
VD
C2
GN
D_P
VD
C3
GN
D_P
VD
C4
VD
C_D
GN
D_
P
VD
C1
VD
C2
GN
D_
P
VD
C3
GN
D_
P
VD
C4
VD
C_
D
109
ANEXO 2
ESQUEMAS DE LOS CIRCUITOS PCB
110
GND_P VDC1
F_T
R1
N_T
R1
NE
UT
RO
FA
SE
VDC4 GND_DSEN_RL1
DC
(+)
DC
(-)
80
92
,5
Figura A. 2.1. Circuito PCB de la etapa Bus de DC
70
82
,5
PWM1DH Q1_S PWM1DL PWM2DH Q3_S PWM2DLF_MTR N_MTR
GND_P
Figura A. 2.2. Vista Superior del Circuito PCB de la Etapa Inversor Monofásico
111
70
82
,5
Figura A. 2.3. Vista Inferior del Circuito PCB de la Etapa Inversor Monofásico
75
75
PWM1DH Q1_S PWM1DL PWM2DH Q3_S PWM2DL
VD
C4
VD
C3
PW
M1H
PW
M1L
PW
M2H
PW
M2L
+5
VD
C
GN
D_P
VD
C2 +1
5V
DC
Figura A. 2.4. Circuito PCB de la Etapa Manejador de MOSFET
112
PW
M2H
PW
M2L
PW
M1H
PW
M1L
GN
D_D
VD
C4
SE
N_R
L1
GN
D_D
GN
D_D
VD
C4 +
5V
DC
75
75
Figura A. 2.5. Circuito PCB de la Etapa Control
75
75
Figura A. 2.6. Circuito PCB de la Fuentes de Alimentación
113
ANEXO 3
IMÁGENES DEL PROYECTO
114
MARCHA/PARO
PROG SELECT BAJAR SUBIR
Figura A. 3.1. Vista Frontal
TARJETA DE POTENCIA:BUS DE DC
TARJETA DEL INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE
TARJETA ETAPA DECONTROL
TARJETA FUENTES DE ALIMENTACIÓN
TARJETA MANEJADOR DE MOSFETS
TRANSFORMADOR
Figura A. 3.2. Vista Interior
115
ANEXO 4
DESPIECE DE UN MOTOR MONOFÁSICO
116
AA
B C D
C DB
ES
FO
T / E
LE
CT
RO
ME
CÁ
NIC
A
ES
CU
EL
A P
OL
ITÉ
CN
ICA
NA
CIO
NA
L
DIB
/DIS
:A
NG
EL
DA
VID
CU
MB
AJIN
J.
21
34
5
21
34
5
1
AN
EX
O 4
1 D
E 1
DE
SP
IEC
E D
E U
N M
OT
OR
MO
NO
FÁ
SIC
O
2
5
4
7
9
2
10
12
13
3
6
8
1
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
11
12
13
TA
PA
RO
DA
MIE
NT
OS
CE
NT
RIF
UG
O
CH
AV
ET
A
RO
TO
R
ES
TA
TO
R B
OB
INA
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CA
RC
AS
A
CE
NT
RÍF
UG
O
INT
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OR
AR
AN
DE
LA
DE
PR
ES
IÓN
RE
GL
ET
A D
E B
OR
NE
S
CA
PA
CIT
OR
TA
PA
DE
BO
RN
ER
A
LIS
TA
DE
EL
EM
EN
TO
S
11
117
ANEXO 5
PROGRAMAS
118
//***********************************************************************
//ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL *
//ESFOT/ELECTROMECÁNICA *
//PROGRAMA: CONTROL V/F CON MODULACIÓN SPWM PARA MOTOR MONOFÁSICO *
//DESAROLLADO POR: ANGEL DAVID CUMBAJIN JAGUACO *
//MICROCONTROLADOR: dsPIC30F3011 *
//ARCHIVO: VF_Control_SPWM.c *
//XTAL=4MHZ w/PLLX4 *
//***********************************************************************
/*Definición de Constantes**********************************************/
//El puntero de la tabla seno es de 16 bits. Añadiendo el valor 0X7FFF
//se obtienen 180° de desfase.
#define Offset_180 0X8000
#define V_per_Hz_const 0X7FFF //Constante V/f
//Esta constante es usada para escalar los datos de la tabla seno a
//valores validos del ciclo de trabajo.
const signed int Pwm_scaling = 1586;
//Esta es la tabla de 64 valores que cubren los 360° de la onda
//sinusoidal.
//Los valores fueron calculados empleando Microsoft Excel.
const signed int Tabla_Seno[64]=
0,3212,6393,9512,12539,15446,18204,20787,23170,25329,27245,
28898,30273,31356,32137,32609,32767,32609,32137,31356,30273,28898,
27245,25329,23170,20787,18204,15446,12539,9512,6393,3212,0,-3212,-6393,
-9512,-12539,-15446,-18204,-20787,-23170,-25329,-27245,-28898,-30273,
-31356,-32137,-32609,-32767,-32609,-32137,-31356,-30273,-28898,-27245,
-25329,-23170,-20787,-18204,-15446,-12539,-9512,-6393,-3212
;
/*Definición de Variables***********************************************/
//Esta variable es usada para setear el Índice de Modulación de
//Amplitud.
int Amplitud=0;
//Esta variable es añadida al puntero de 16 bits en cada interrupción.
//Un valor de 3120 provee una frecuencia de salida al inversor de 60[Hz]
//a una frecuencia de conmutación de 1260[HZ].
int Frecuencia=0;
//Variables para la obtención de punteros y ciclos de trabajo.
volatile signed int FaseO1=0;
volatile signed int FaseN1,FaseN2;
volatile signed int Puntero1,Puntero2;
volatile unsigned int Duty_Cycle1,Duty_Cycle2;
/*Interrupción por MCPWM************************************************/
void PWM_Interrupt() iv IVT_ADDR_PWMINTERRUPT ics ICS_AUTO
IFS2.PWMIF = 0; //Encera la Bandera de Interrupción PWM
119
/*Sección del código que realiza la modulación SPWM*********************/
//El siguiente bloque de instrucciones forma el puntero y el ciclo de
//trabajo para la Fase 1.
FaseN1 = FaseO1 + Frecuencia; //Añade el valor de Frecuencia al
//puntero de la tabla seno
Puntero1 = (unsigned int)(FaseN1) >> 10; //Desplaza el puntero FaseN1
//para leer un dato de la
//tabla Seno
Duty_Cycle1 = Tabla_Seno[(signed int)(Puntero1)];
A = DSP_MPY(Duty_Cycle1,Amplitud,0,0,0,0,0,0); //Multiplica las
//variables y guarda
//en el Acumulador
W5 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el resultado del Acumulador
//al registro de trabajo W5
A = DSP_MPY(W5,PWM_Scaling,0,0,0,0,0,0); //Multiplica W5 por
//PWM_Scaling y guarda en el
//Acumulador
W8 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el Acumulador A W8
W8+= PWM_Scaling; //Añade el Factor
PDC1 = W8; //Pwm_Scaling para producir
//un 50% de desfase y
//escribe en PDC1
//El siguiente bloque de instrucciones forma el puntero y el ciclo de
//trabajo para la Fase 2.
FaseN2 = FaseN1 + Offset_180; //Añade el desfase de 180°
Puntero2 = (unsigned int)(FaseN2) >> 10; //Desplaza el puntero FaseN2
//para leer un dato de la
//tabla Seno
Duty_Cycle2 = Tabla_Seno[(signed int)(Puntero2)];
A = DSP_MPY(Duty_Cycle2,Amplitud,0,0,0,0,0,0); //Multiplica las
//variables y guarda
//en el Acumulador
W5 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el resultado del Acumulador
//al registro de trabajo W5
A = DSP_MPY(W5,PWM_Scaling,0,0,0,0,0,0); //Multiplica W5 por
//PWM_Scaling y guarda en el
//Acumulador
W8 = DSP_SAC(A,0); //Mueve el Acumulador a W8
W8+= PWM_Scaling; //Añade el Factor
PDC2 = W8; //Pwm_Scaling para producir
//un 50% de desfase y
//escribe en PDC1
FaseO1 = FaseN1; //Guarda el antiguo valor del
//puntero FaseN1 en FaseO1 para
//la próxima interrupción
120
/*Función de Inicialización del Módulo de Control de Motores PWM********/
void InitPCPWM(void)
PWMCON1 = 0X0033; //PWM en Modo complementario
DTCON1 = 0X0018; //Tiempo Muerto=6[us]
PTPER = Pwm_scaling; //Frecuencia de Conmutación fc=1260[Hz]
PTCON = 0X8002; //Habilita Tiempo base de PWM
//Habilita Modo Centro Alineado
INTCON1 = 0X0000; //Habilita Interrupciones
IPC9 = 0X7000; //Máxima prioridad para interrupción PWM
IEC2.PWMIE =1; //Habilita Interrupción por PWM
/*Función Principal*****************************************************/
void main()
NSTDIS_bit = 1; //Activación de prioridad de interrupción
TRISE = 0X0000; //Puerto E como salidas digitales
PORTE = 0;
ADPCFG = 0XFFFF; //Puerto B Digital
TRISB = 0X003F; //Puerto B como Entradas Digitales
PORTB = 0;
InitPCPWM(); //Inicializa Modulo de Control de Motores
while(1) //Bucle
Frecuencia = (signed long)PORTB*52; //Escala el valor del Puerto B y
W5 = Frecuencia*10; //Multiplica por 10 para convertir
//en valor de Frecuencia en un valor de 16
//bits
A = DSP_MPY(W5,V_per_Hz_const,0,0,0,0,0,0); //Multiplica la constante
W1 = DSP_SAC(A,0); //V/F con la Frecuencia para obtener
//Índice de Modulación de Amplitud y el
//resultado se guarda en el registro de
//trabajo W1
if(W1<28000) //Condición para eliminar la distorsión
Amplitud = W1; //inducida por los tiempos muertos en la
//modulación PWM
else
Amplitud = 28000;
/*Fin del Programa******************************************************/
121
'************************************************************************
'*ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL *
'*ESFOT/ELECTROMECÁNICA *
'*PROGRAMA: CONTROL DE RAMPA DE ACELERACIÓN Y DESACELERACIÓN *
'*DESAROLLADO POR: ANGEL DAVID CUMBAJIN JAGUACO *
'*MICROCONTROLADOR: PIC16F870 *
'*ARCHIVO: Control_Rampa_A_D.BAS *
'*XTAL=4[MHz] *
'************************************************************************
'Configuración de Puertos************************************************
TRISC=%11000000
TRISB= 0 ;Frecuencia de 0[Hz] al inicio
PORTB=0
DEFINE OSC 4 ;Cristal=4[Mhz]
'Configuración de Conexiones de LCD**************************************
DEFINE LCD_DREG PORTC 'LCD data port
DEFINE LCD_DBIT 0 'LCD data starting bit 0 or 4
DEFINE LCD_RSREG PORTC 'LCD register select port
DEFINE LCD_RSBIT 4 'LCD register select bit
DEFINE LCD_EREG PORTC 'LCD enable port
DEFINE LCD_EBIT 5 'LCD enable bit
DEFINE LCD_BITS 4
DEFINE LCD_LINES 2
'Configuración de Variables*********************************************
FRECUENCIA VAR BYTE
RAMPAA VAR BYTE
RAMPAD VAR BYTE
PRIMARY_AUX VAR BYTE
AUX1 VAR BYTE
AUX_FRECUENCIA VAR BYTE
AUX_FRECUENCIAF VAR BYTE
PASOS VAR WORD
SUBIR VAR PORTA.3
BAJAR VAR PORTA.4
OK VAR PORTA.5
PROG VAR PORTC.6
RUN VAR PORTC.7
BUS VAR PORTA.0
FLAG1 VAR BIT
ADCON1=7
TRISA=255
FRECUENCIA= 60
RAMPAA=10
RAMPAD=10
CONTROL:
PAUSE 200
LCDOUT $FE,1," PROYECTO FINAL "
LCDOUT $FE,$C0,"VAR. MONOFASICO"
PAUSE 1000
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
'Inicio del Programa ****************************************************
INICIO:
LCDOUT $FE,1
LCDOUT $FE,$C0, "OPRIMA PROG"
TEST_CONTROL:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF PROG= 0 THEN PARAMETROS_ACE
GOTO TEST_CONTROL
TEST_FUNTION:
IF RUN=0 THEN ARRANCAR
122
RETURN
'Menu de Interfaz de Usuario ******************************************
PARAMETROS_ACE:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF SUBIR=0 THEN PARAMETROS_ACE
IF BAJAR=0 THEN PARAMETROS_ACE
IF PROG= 0 THEN PARAMETROS_ACE
LCDOUT $FE,1," R. ACELERACION"
TEST1:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF OK=0 THEN TEST1:LCDOUT $FE,$C0," "
IF PROG= 0 THEN AUMENTA_DECREMENTA
IF BAJAR= 0 THEN PARAMETROS_DESACE
IF SUBIR=0 THEN PARAMETRO_FRECUENCIA
CALL TEST_FUNTION;
GOTO TEST1
PARAMETROS_DESACE:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF BAJAR= 0 THEN PARAMETROS_DESACE
IF SUBIR=0 THEN PARAMETROS_DESACE
LCDOUT $FE,1," R. DESACELERACION"
TEST2:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF OK=0 THEN TEST2:LCDOUT $FE,$C0," "
IF PROG= 0 THEN AUMENTA_DECREMENTA1
IF BAJAR= 0 THEN PARAMETRO_FRECUENCIA
IF SUBIR=0 THEN PARAMETROS_ACE
CALL TEST_FUNTION
GOTO TEST2
PARAMETRO_FRECUENCIA:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF SUBIR=0 THEN PARAMETRO_FRECUENCIA
IF BAJAR=0 THEN PARAMETRO_FRECUENCIA
LCDOUT $FE,1," FRECUENCIA"
TEST3:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF OK=0 THEN TEST3:LCDOUT $FE,$C0," "
IF PROG=0 THEN AUMENTA_DECREMENTAF
IF BAJAR=0 THEN PARAMETROS_ACE
IF SUBIR=0 THEN PARAMETROS_DESACE
CALL TEST_FUNTION
GOTO TEST3
'Subrutina**************************************************************
'para incremento o decremento de tiempo de rampa de aceleración*********
AUMENTA_DECREMENTA:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF PROG= 0 THEN AUMENTA_DECREMENTA
IF SUBIR=0 THEN CALL INCRE
IF BAJAR=0 THEN CALL DECRE
IF OK=0 THEN TEST1
IF RAMPAA<10 THEN BORRAR_DECENAS
LCDOUT $FE,$C0
LCDOUT, DEC RAMPAA
LCDOUT $FE,$C4,"SEGUNDOS"
GOTO AUMENTA_DECREMENTA
BORRAR_DECENAS
LCDOUT $FE,$C1
LCDOUT " "
LCDOUT $FE,$C0
LCDOUT, DEC RAMPAA
123
LCDOUT $FE,$C4,"SEGUNDOS"
GOTO AUMENTA_DECREMENTA
'Subrutina**************************************************************
'para incremento de tiempo de rampa de aceleración**********************
INCRE:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF SUBIR=0 THEN INCRE
IF RAMPAA>=20 THEN RAMPAA=20:RETURN
RAMPAA= RAMPAA+1
RETURN
'Subrutina**************************************************************
'para decremento de tiempo de rampas de aceleración*********************
DECRE:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF BAJAR=0 THEN DECRE
IF RAMPAA<=5 THEN RAMPAA=5: RETURN
RAMPAA= RAMPAA-1
RETURN
'Subrutina**************************************************************
'para incremento o decremento de tiempo de rampa de desaceleración******
AUMENTA_DECREMENTA1:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF PROG= 0 THEN AUMENTA_DECREMENTA1
IF SUBIR=0 THEN CALL INCRED
IF BAJAR=0 THEN CALL DECRED
IF OK=0 THEN TEST2
IF RAMPAD<10 THEN BORRAR_DECENAS1
LCDOUT $FE,$C0
LCDOUT, DEC RAMPAD
LCDOUT $FE,$C4,"SEGUNDOS"
GOTO AUMENTA_DECREMENTA1
BORRAR_DECENAS1:
LCDOUT $FE,$C1
LCDOUT " "
LCDOUT $FE,$C0
LCDOUT, DEC RAMPAD
LCDOUT $FE,$C4,"SEGUNDOS"
GOTO AUMENTA_DECREMENTA1
'Subrutina**************************************************************
'para incremento de tiempo de rampa de desaceleración*******************
INCRED:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF SUBIR=0 THEN INCRED
IF RAMPAD>=20 THEN RAMPAD=20:RETURN
RAMPAD= RAMPAD+1
RETURN
'Subrutina**************************************************************
'para decremento de tiempo de rampa de desaceleración*******************
DECRED:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF BAJAR=0 THEN DECRED
IF RAMPAD<=5 THEN RAMPAD=5:RETURN
RAMPAD= RAMPAD-1
RETURN
'Subrutina**************************************************************
'para incremento o decremento de frecuencia*****************************
AUMENTA_DECREMENTAF:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF PROG= 0 THEN AUMENTA_DECREMENTAF
124
IF SUBIR=0 THEN CALL INCREF
IF BAJAR=0 THEN CALL DECREF
IF OK=0 THEN TEST3
IF FRECUENCIA<10 THEN BORRAR_DECENASF;
LCDOUT $FE,$C0
LCDOUT, DEC FRECUENCIA
LCDOUT $FE,$C4,"HERZIOS"
GOTO AUMENTA_DECREMENTAF
BORRAR_DECENASF:
LCDOUT $FE,$C1
LCDOUT " "
LCDOUT $FE,$C0
LCDOUT, DEC FRECUENCIA
LCDOUT $FE,$C4,"HERZIOS"
GOTO AUMENTA_DECREMENTAF
'Subrutina**************************************************************
'para incremento de frecuencia******************************************
INCREF:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF SUBIR=0 THEN INCREF
IF FRECUENCIA>=60 THEN FRECUENCIA=60:RETURN
FRECUENCIA= FRECUENCIA+1
RETURN
'Subrutina**************************************************************
'para decremento de frecuencia******************************************
DECREF:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF BAJAR=0 THEN DECREF
IF FRECUENCIA<=5 THEN FRECUENCIA=5:RETURN
FRECUENCIA= FRECUENCIA-1
RETURN
'Subrutina**************************************************************
'para arrancar**********************************************************
ARRANCAR:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF RUN=0 THEN ARRANCAR
CALL CALCULARA
FOR AUX1= 0 TO FRECUENCIA
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
CALL LCD
PORTB=AUX_FRECUENCIA
AUX_FRECUENCIA= AUX_FRECUENCIA+1
LCDOUT $FE,$C0, "ARRANCANDO"
PAUSE PASOS
NEXT
LCDOUT $FE,$C0, "FUNCIONANDO"
TEST5:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF SUBIR=0 THEN CALL INCREF:AUX_FRECUENCIA= FRECUENCIA:CALL LCD
IF BAJAR=0 THEN CALL DECREF: AUX_FRECUENCIA= FRECUENCIA:CALL LCD
IF RUN=0 THEN APAGAR
PORTB= AUX_FRECUENCIA
GOTO TEST5
CALCULARA:
PASOS= RAMPAA*1000/FRECUENCIA
RETURN
LCD:
LCDOUT $FE,$1,"FRECUENCIA= ", DEC AUX_FRECUENCIA
RETURN
CAPACITOR:
125
PORTB=0
LCDOUT $FE,1," ESPERANDO "
LCDOUT $FE,$C0," CARGA CAPACITOR"
ESPERAC:
IF BUS=0 THEN ESPERAC:
LCDOUT $FE,1
GOTO INICIO
'Subrutina**************************************************************
'para apagar************************************************************
APAGAR:
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
IF RUN=0 THEN APAGAR
CALL CALCULARD
AUX_FRECUENCIAF= AUX_FRECUENCIA
FOR AUX1=0 TO AUX_FRECUENCIAF
IF BUS=0 THEN GOTO CAPACITOR
CALL LCD
PORTB=AUX_FRECUENCIA
AUX_FRECUENCIA= AUX_FRECUENCIA-1
LCDOUT $FE,$C0, "PARANDO"
PAUSE PASOS
NEXT
FRECUENCIA= 60
RAMPAA=10
RAMPAD=10
GOTO INICIO
CALCULARD:
PASOS= RAMPAD*1000/AUX_FRECUENCIA
RETURN
FIN:
END
126
ANEXO 6
HOJAS DE DATOS
127
ANEXO 6.1
HOJA DE DATOS DEL MANEJADOR DE MOSFET
IR2110
128
Data Sheet No. PD60147 rev.U
Features
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
HIGH AND LOW SIDE DRIVER Product Summary
Floating channel designed for bootstrap operation Fully operational to +500V or +600V
Tolerant to negative transient voltage
dV/dt immune
Gate drive supply range from 10 to 20V
Undervoltage lockout for both channels
3.3V logic compatible Separate logic supply range from 3.3V to 20V
Logic and power ground ±5V offset
CMOS Schmitt-triggered inputs with pull-down
Cycle by cycle edge-triggered shutdown logic
Matched propagation delay for both channels
Outputs in phase with inputs
VOFFSET (IR2110) 500V max. (IR2113) 600V max.
IO+/- 2A / 2A
VOUT 10 - 20V
ton/off (typ.) 120 & 94 ns
Delay Matching (IR2110) 10 ns max. (IR2113) 20ns max.
Packages
Description The IR2110/IR2113 are high voltage, high speed power MOSFET and
IGBT drivers with independent high and low side referenced output chan-
nels. Proprietary HVIC and latch immune CMOS technologies enable
ruggedized monolithic construction. Logic inputs are compatible with
standard CMOS or LSTTL output, down to 3.3V logic. The output
drivers feature a high pulse current buffer stage designed for minimum
14-Lead PDIP IR2110/IR2113
16-Lead SOIC IR2110S/IR2113S
driver cross-conduction. Propagation delays are matched to simplify use in high frequency applications. The
floating channel can be used to drive an N-channel power MOSFET or IGBT in the high side configuration which
operates up to 500 or 600 volts.
Typical Connection
(Refer to Lead Assignments for correct pin configuration). This/These diagram(s) show electrical connections only. Please refer to our Application Notes and DesignTips for proper circuit board layout.
www.irf.com
HO
VDD
VB
HIN
SD
LIN
VSS
VS
VCC
COM
LO
129
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Absolute Maximum Ratings Absolute maximum ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage param-
eters are absolute voltages referenced to COM. The thermal resistance and power dissipation ratings are measured
under board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 28 through 35.
Symbol Definition Min. Max. Units
VB High side floating supply voltage (IR2110) -0.3 525
(IR2113) -0.3 625
VS High side floating supply offset voltage VB - 25 VB + 0.3
VHO High side floating output voltage VS - 0.3 VB + 0.3
VCC Low side fixed supply voltage -0.3 25
VLO Low side output voltage -0.3 VCC + 0.3
VDD Logic supply voltage -0.3 VSS + 25
VSS Logic supply offset voltage VCC - 25 VCC + 0.3
VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS - 0.3 VDD + 0.3
V
dVs/dt Allowable offset supply voltage transient (figure 2) — 50 V/ns
PD Package power dissipation @ TA +25°C (14 lead DIP) — 1.6
(16 lead SOIC) — 1.25
RTHJA Thermal resistance, junction to ambient (14 lead DIP) — 75
(16 lead SOIC) — 100
TJ Junction temperature — 150
TS Storage temperature -55 150
TL Lead temperature (soldering, 10 seconds) — 300
Recommended Operating Conditions
W
°C/W
°C
The input/output logic timing diagram is shown in figure 1. For proper operation the device should be used within the recommended conditions. The VS and VSS offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. Typical ratings at other bias conditions are shown in figures 36 and 37.
Symbol Definition Min. Max. Units
VB High side floating supply absolute voltage VS + 10 VS + 20
VS High side floating supply offset voltage (IR2110) Note 1 500
(IR2113) Note 1 600
VHO High side floating output voltage VS VB
VCC Low side fixed supply voltage 10 20
VLO Low side output voltage 0 VCC
VDD Logic supply voltage VSS + 3 VSS + 20
VSS Logic supply offset voltage -5 (Note 2) 5
VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS VDD
V
TA Ambient temperature -40 125 °C
Note 1: Logic operational for VS of -4 to +500V. Logic state held for VS of -4V to -VBS. (Please refer to the Design Tip DT97-3 for more details). Note 2: When VDD < 5V, the minimum VSS offset is limited to -VDD.
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130
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Dynamic Electrical Characteristics VBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, CL = 1000 pF, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The dynamic
electrical characteristics are measured using the test circuit shown in Figure 3.
Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
ton Turn-on propagation delay 7 — 120 150 VS = 0V
toff Turn-off propagation delay 8 — 94 125 VS = 500V/600V
tsd Shutdown propagation delay 9 — 110 140
tr Turn-on rise time 10 — 25 35
tf Turn-off fall time 11 — 17 25
MT Delay matching, HS & LS (IR2110) — — — 10
turn-on/off (IR2113) — — — 20
ns VS = 500V/600V
Static Electrical Characteristics VBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parameters
are referenced to VSS and are applicable to all three logic input leads: HIN, LIN and SD. The VO and IO parameters are
referenced to COM and are applicable to the respective output leads: HO or LO.
Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
VIH Logic ― ‖ input voltage 12 9.5 — —
VIL Logic ― ‖ input voltage 13 — — 6.0
VOH High level output voltage, VBIAS - VO 14 — — 1.2 V IO = 0A
VOL Low level output voltage, VO 15 — — 0.1 IO = 0A
ILK Offset supply leakage current 16 — — 50 VB=VS = 500V/600V
IQBS Quiescent VBS supply current 17 — 125 230 VIN = 0V or VDD
IQCC Quiescent VCC supply current 18 — 180 340 µA
VIN = 0V or VDD
IQDD Quiescent VDD supply current 19 — 15 30 VIN = 0V or VDD
IIN+ Logic ― ‖ input bias current 20 — 20 40 VIN = VDD
IIN- Logic ― ‖ input bias current 21 — — 1.0 VIN = 0V
VBSUV+ VBS supply undervoltage positive going 22 7.5 8.6 9.7
threshold
VBSUV- VBS supply undervoltage negative going 23 7.0 8.2 9.4
threshold
VCCUV+ VCC supply undervoltage positive going 24 7.4 8.5 9.6
threshold
VCCUV- VCC supply undervoltage negative going 25 7.0 8.2 9.4
threshold
V
IO+ Output high short circuit pulsed current 26 2.0 2.5 — VO = 0V, VIN = VDD
PW 10 µs
IO- Output low short circuit pulsed current 27 2.0 2.5 — A
VO = 15V, VIN = 0V
PW 10 µs
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131
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Functional Block Diagram
Lead Definitions Symbol Description
VDD Logic supply
HIN Logic input for high side gate driver output (HO), in phase
SD Logic input for shutdown
LIN Logic input for low side gate driver output (LO), in phase
VSS Logic ground
VB High side floating supply
HO High side gate drive output
VS High side floating supply return
VCC Low side supply
LO Low side gate drive output
COM Low side return
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VDD
HIN
SD
LIN
V
SS
VDD/VCC
LEVEL SHIFT
VDD/VCC
LEVEL SHIFT
GEN
PULSE
R
R
Q
Q
S
S
HV LEVEL SHIFT
UV DETECT PULSE FILTER
R Q
R
S
UV
DETECT
DELAY
VB
HO
V S
VCC
LO
COM
132
ANEXO 6.2
HOJA DE DATOS DEL MOSFET DE POTENCIA
IRFP450
133
Power MOSFET
IRFP450, SiHFP450
Vishay Siliconix
PRODUCT SUMMARY
VDS (V) 500
RDS(on) (Ω) VGS = 10 V 0.40
Qg (Max.) (nC) 150
Qgs (nC) 20
Qgd (nC) 80
Configuration Single
D
TO-247
FEATURES
• Dynamic dV/dt Rating
• Repetitive Avalanche Rated
• Isolated Central Mounting Hole
• Fast Switching
• Ease of Paralleling
• Simple Drive Requirements
• Lead (Pb)-free Available
DESCRIPTION
Available
RoHS* COMPLIANT
D
G
Third generation Power MOSFETs from Vishay provide the designer with the best combination of fast switching, ruggedized device design, low on-resistance and
cost-effectiveness. The TO-247 package is preferred for commercial-industrial applications where higher power levels preclude the use of
G S
N-Channel MOSFET
TO-220 devices. The TO-247 is similar but superior to the earlier TO-218 package because its isolated mounting hole.
It also provides greater creepage distances between pins to meet the requirements of most safety specifications.
ORDERING INFORMATION
Package TO-247
Lead (Pb)-free IRFP450PbF SiHFP450-E3
SnPb IRFP450 SiHFP450
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS TC = 25 °C, unless otherwise noted
PARAMETER SYMBOL LIMIT UNIT
Drain-Source Voltage VDS 500 V
Gate-Source Voltage VGS ± 20
TC = 25 °C 14 Continuous Drain Current VGS at 10 V
TC = 100 °C ID
8.7 A
Pulsed Drain Currenta IDM 56
Linear Derating Factor 1.5 W/°C
Single Pulse Avalanche Energyb EAS 760 mJ
Repetitive Avalanche Currenta IAR 8.7 A
Repetitive Avalanche Energya EAR 19 mJ
Maximum Power Dissipation TC = 25 °C PD 190 W
Peak Diode Recovery dV/dtc dV/dt 3.5 V/ns
Operating Junction and Storage Temperature Range TJ, Tstg - 55 to + 150 °C
Soldering Recommendations (Peak Temperature) for 10 s 300d
10 lbf · in Mounting Torque 6-32 or M3 screw
Notes
a. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature (see fig. 11).
b. VDD = 50 V, starting TJ = 25 °C, L = 7.0 mH, RG = 25 Ω, IAS = 14 A (see fig. 12).
c. ISD ≤ 14 A, dI/dt ≤ 130 A/µs, VDD ≤ VDS, TJ ≤ 150 °C.
d. 1.6 mm from case.
1.1 N · m
* Pb containing terminations are not RoHS compliant, exemptions may apply
Document Number: 91233 S-81271-Rev. A, 16-Jun-08
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S
134
IRFP450, SiHFP450
Vishay Siliconix
THERMAL RESISTANCE RATINGS
PARAMETER SYMBOL TYP. MAX. UNIT
Maximum Junction-to-Ambient RthJA - 40
Case-to-Sink, Flat, Greased Surface RthCS 0.24 -
Maximum Junction-to-Case (Drain) RthJC - 0.65
°C/W
SPECIFICATIONS TJ = 25 °C, unless otherwise noted
PARAMETER SYMBOL TEST CONDITIONS MIN. TYP. MAX. UNIT
Static
Drain-Source Breakdown Voltage VDS VGS = 0 V, ID = 250 µA 500 - - V
VDS Temperature Coefficient ΔVDS/TJ Reference to 25 °C, ID = 1 mA - 0.63 - V/°C
Gate-Source Threshold Voltage VGS(th) VDS = VGS, ID = 250 µA 2.0 - 4.0 V
Gate-Source Leakage IGSS VGS = ± 20 V - - ± 100 nA
VDS = 500 V, VGS = 0 V - - 25 Zero Gate Voltage Drain Current IDSS
VDS = 400 V, VGS = 0 V, TJ = 125 °C - - 250 µA
Drain-Source On-State Resistance RDS(on) VGS = 10 V ID = 8.4 Ab - - 0.40 Ω
Forward Transconductance gfs VDS = 50 V, ID = 8.4 Ab 9.3 - - S
Dynamic
Input Capacitance Ciss V GS = 0 V,
- 2600 -
Output Capacitance Coss
Reverse Transfer Capacitance Crss
Total Gate Charge Qg
Gate-Source Charge Qgs
VDS = 25 V, f = 1.0 MHz, see fig. 5
ID = 14 A, VDS = 400 V, see fig. 6 and 13b
- 720 -
- 340 -
- - 150
- - 20
pF
nC
Gate-Drain Charge Qgd - - 80
Turn-On Delay Time td(on) - 17 -
Rise Time tr V = 250 V, I = 14 A, - 47 -
ns Turn-Off Delay Time td(off) RG = 6.2 Ω, RD = 17 Ω, see fig. 10b
- 92 -
Fall Time tf - 44 -
Internal Drain Inductance LD Between lead, 6 mm (0.25") from package and center of G
D
- 5.0 -
nH
Internal Source Inductance LS
Drain-Source Body Diode Characteristics Continuous Source-Drain Diode Current IS
Pulsed Diode Forward Currenta ISM
die contact
MOSFET symbol
showing the integral reverse p - n junction diode
G
S
D
S
- 13 -
- - 14
- - 56
A
Body Diode Voltage VSD TJ = 25 °C, IS = 14 A, VGS = 0 Vb - - 1.4 V
Body Diode Reverse Recovery Time trr TJ = 25 °C, IF = 14 A, dI/dt = 100 A/µsb
- 540 810 ns
Body Diode Reverse Recovery Charge Qrr - 4.8 7.2 µC
Forward Turn-On Time ton Intrinsic turn-on time is negligible (turn-on is dominated by LS and LD)
Notes
a. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature (see fig. 11).
b. Pulse width ≤ 300 µs; duty cycle ≤ 2 %.
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Document Number: 91233 S-81271-Rev. A, 16-Jun-08