Circuito de Manejo de Compuerta de Bajo Costo para MOSFET e IGBT

G. Ceglia, V. Guzmán, M. I. Giménez, J. Walter

Resumen-- Este trabajo presenta el diseño y construcción deun circuito de manejo de compuerta de bajo costo y de propósitosgenerales para dispositivos electrónicos de potencia decompuerta aislada, tales como MOSFET e IGBT. Se ilustra endetalle la construcción de dicho circuito de manejo de compuertay se presentan los resultados y formas de onda de las pruebasrealizadas con un circuito troceador con IGBT controladomediante el circuito de manejo de compuerta prototipo.

Palabras clave: Circuito de disparo, circuito actuador,IGBT, MOSFET.

Abstract--This work presents the design and implementationof a general purpose low cost drive circuit for insulated gateelectronic power devices such as MOSFET and IGBT. Theproposed drive circuit implementation is explained in detail andthe results and waveforms obtained when the drive circuit is usedin a chopper circuit with IGBT are presented.

Keywords: Drive circuit, IGBT, MOSFET.

I. INTRODUCCIÓN

En todo sistema electrónico de control de potencia serequieren circuitos especializados para controlar la actuaciónde los dispositivos conmutadores de potencia [1]. Estoscircuitos de manejo de compuerta (drivers), deben cumplir lassiguientes funciones básicas:

1- Proporcionar aislamiento entre los circuitos de control ylos altos niveles de tensión y corriente manejados por losdispositivos electrónicos de control de potencia.

2- Generar las formas de onda de voltaje y corrientenecesarias para que los dispositivos de potencia operen hasta en las condiciones máximas de voltaje y corriente definidaspor el fabricante.

3- Proporcionar protección local contra fallas,

Manuscrito enviado el 15 de febrero, 2005. Este trabajo ha sido realizadoen el Grupo de Sistemas Industriales y Electrónica de Potencia, con el apoyodel Decanato de Investigación y Desarrollo, Universidad Simón Bolívar.

Gerardo Ceglia es profesor del Dpto. Electrónica, Universidad SimónBolívar, Caracas 1080-A, Venezuela (phone: 58-212-9063682, fax: 58-212-9063631, e-mail: gceglia@usb.ve).

Víctor Guzmán es profesor titular del Depto. Electrónica, Universidad Simón Bolívar, Caracas 1080-A, Venezuela (phone: 58-212-9063676, fax: 58-212-9063631, e-mail: vguzman@usb.ve.).

María I. Giménez es profesora titular del Depto. Electrónica, Universidad Simón Bolívar, Caracas 1080-A, Venezuela (e-mail: mgimenez@usb.ve).

Julio Walter es profesor del Depto. Electrónica, Universidad SimónBolívar, Caracas 1080-A, Venezuela (e-mail: jwalter@usb.ve).

especialmente en situaciones de sobrecorriente. Adicionalmente, es imprescindible que estos circuitos

estén incluidos en un circuito impreso que contenga tambiéntodas las fuentes de alimentación y los componentes deinterfaz necesarios, para minimizar las inductancias ycapacidades parásitas y facilitar el armado del sistema depotencia.

Para cumplir los objetivos arriba descritos, se hanpropuesto una serie de soluciones [2, 3], algunas de las cualesse ofrecen ya como productos comerciales completamenteintegrados, tales como los de las compañías Concept [4] yPowerex [5]. El problema de estas soluciones es su alto costo,lo que hace su uso económicamente poco eficiente en circuitos de potencias bajas y medias.

Otros fabricantes, como I.R. y H.P., ofrecen circuitos integrados que contienen algunas de las funciones básicas de un circuito de manejo de compuerta; estos integrados soneconómicos pero no pueden ser conectados directamente a losdispositivos de potencia. Es necesario construir fuentes detensión de alimentación independientes con aislamiento de tierra y proporcionar las funciones faltantes de protección o de interfaz aislada con el controlador.

En cuanto a las soluciones discretas propuestas, elproblema es su complejidad cuando se implementan todas lasfunciones en una sola tarjeta. Un elemento difícil de incluir es el transformador requerido por el conjunto de fuentes aisladasque se necesitan en el circuito de manejo de compuertagenérico.

El transformador presentado en [2] se construye en elmismo circuito impreso. Esto reduce el número de componentes discretos a insertar en la tarjeta, pero es unasolución que difícilmente se puede generalizar, dada lacomplejidad del diseño del transformador y su pobrecoeficiente de acople magnético. En [3] se propone un circuitode manejo de compuerta que asegura la conmutación deldispositivo de potencia bajo una secuencia de pulsos biensincronizados, colocado en la compuerta del dispositivo. Elinconveniente principal de esta aproximación es que elalgoritmo de control debe estar en concordancia con estospulsos, lo que lo hace inútil como solución de uso general.

En este trabajo se presenta un diseño basado en el uso decircuitos integrados de mediano nivel de complejidad,complementados con otros circuitos de propósitos generalespara sintetizar las demás funciones. El circuito de manejo de compuerta genérico para IGBT así diseñado tiene lassiguientes características:

332 IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 3, NO. 4, OCTOBER 2005

1- Bajo costo.2- Protección contra corto circuito en la carga del disposi-

tivo controlado con conmutación suave. 3- Capacidad de aislamiento para alto dv/dt.4- Utilidad para propósitos generales (componentes discre-

tos o integrados en módulos de 2 dispositivos). 5- Fácil operación y modificación.6- Facilidad de prueba para verificación de

funcionamiento.7- Fácilmente adaptable a operar en un sistema con micro-

procesadores.

I. CONSIDERACIONES SOBRE EL PROCESO DE CARGA DE LA COMPUERTA DEL IGBT.

El IGBT es un dispositivo de potencia que puede ser modelado por dos componentes discretos fundamentales: unMOSFET de canal N en la entrada y un transistor PNP en lasalida [6]. La Fig. 1 muestra el circuito de prueba básico de carga de compuerta y la Fig. 2 muestra las curvas de cargasimplificadas correspondientes con corriente constante [3, 7].En el circuito base de prueba se considera nula la inductanciaparásita del cableado.

C

GE

D

c

IC

+VDD

E

V

G

IN

CGR

C

G

Fig. 1. Circuito básico de prueba de carga de compuerta.

En la Fig. 2, para el tiempo anterior a to, el IGBT soportatoda la tensión VDD entre sus terminales de colector y emisor,y tanto la tensión de compuerta como la corriente de colectorson cero. En t0 se inicia el proceso de encendido, por lo que en t0

+ la capacidad compuerta-emisor, CGE, comienza a cargarse, y la tensión compuerta-emisor (la cual está impuesta por la capacidad CGE) comienza a crecer. La corriente de colector no fluye hasta que la tensión de compuerta-emisor no alcance elvoltaje de umbral, VG(th). En este intervalo la tensión entre losterminales de salida del IGBT es igual a la tensión máxima delcircuito, VDD; y el potencial entre los terminales de la capacidad compuerta–colector CGC, es constante; el cambio de

tensión en esta capacidad es insignificante comparado con el cambio de tensión entre los terminales de la capacidad CGE(Fig. 1). El período t0 – t1 es el tiempo necesario para acumular la carga QGE en la capacidad CGE

En t2, la corriente de colector alcanza el valor de IC, y eldiodo de libre conducción conmuta al estado de apagado. Lacorriente de colector, forzada por el circuito de carga,permanece constante y el voltaje de colector empieza a decrecer.

Dado que la tensión de compuerta está indisolublementerelacionada con la corriente de colector por las características de transferencia intrínsecas del IGBT (región activa), la tensión de compuerta es ahora constante, ya que la corrientede colector es constante, forzada por el circuito.

1V

I

0t

GE

t

Tensión V

t

CorrienteColector

GE

t

DD

4

VoltajeColector

(th)VG

t

C

V

t3t

2

Fig. 2. Curvas básicas de carga de compuerta.

A partir de t2, no hay consumo de carga por parte de lacapacidad CGE, ya que la tensión de compuerta permanececonstante. La corriente entrante a la compuerta se desvía a la “capacidad de Miller”, CCG, contribuyendo ahora exclusivamente a descargar dicha capacidad (efecto “Miller”).La excursión del voltaje de colector durante el período t2 – t3

es relativamente larga y el total de carga entregada a la“capacidad Miller” es alta. Durante esta fase, la capacidad deentrada se considera infinita, ya que la tensión de entradapermanece constante a pesar de que el circuito de control de compuerta entrega corriente a la compuerta. Esto se debe a lareducción de la tensión de colector causada por un aumento en la capacidad CCG.

En t3 el efecto “Miller” termina, y la tensión de colector caea un valor igual a la tensión de saturación del IGBT (en un MOSFET esta tensión esta determinada por ID x RDS(ON)). El período t2 – t3 representa es el tiempo necesario para acumularla carga QCG en la “capacidad de Miller” CCG. La carga totalacumulada hasta el instante t3 es la carga requerida para conmutar la tensión VDD y la corriente IC.

En t4 la tensión de compuerta alcanza su valor final, por loque concluye el proceso de conmutación.

CEGLIA et al.: LOW COST GATE DRIVE CIRCUIT FOR 333

Del análisis de las formas de onda de la Fig. 2 se pueden sacar las siguientes conclusiones:

La pendiente de la corriente de colector está relacionada con la carga presente en la compuerta del transistor en laprimera pendiente del voltaje de compuerta mediante lasiguiente ecuación:

ISS

GmC

CIg

dtdI

(1)

donde gm es la transconductancia, CISS es la capacidad de entrada definida como: y ICGGEISS CCC G es la corriente de carga de la capacidad de entrada CGE .

Durante la pendiente de la conmutación de encendido, latensión de colector esta relacionada con la carga que entra a lacompuerta del transistor (mientras ocurre el efecto Miller)según:

)_()1(

pendienteprimeraC

Idt

dVCG

GCE (2a)

)_()2(

pendientesegundaC

Idt

dVCG

GCE (2b)

La corriente de compuerta puede ser controlada por laresistencia de compuerta, RG. De esta manera se llega a un compromiso entre dos metas importantes: reducir el consumode potencia, lo cual requiere un valor de RG bajo y mantenerun nivel tolerable de generación de interferenciaelectromagnética (EMI), lo que requiere una RG alta.

III. CIRCUITO PROPUESTO

A. Objetivos a cumplir.-Proporcionar aislamiento galvánico entre el circuito de

control central y la etapa de potencia. -Generar las fuentes flotantes necesarias para manejar dos

dispositivos de potencia conectados en configuracióninversora.

-Sintetizar una señal óptima de manejo de compuerta, talcomo se presentó en II.

-Proporcionar protección de sobrecorriente. -Informar al control central de condiciones de sobrecorriente.-Ocupar el menor tamaño y tener el menor costo posibles.

B. Filosofía de diseño.Para reducir la complejidad de un circuito de manejo de

compuerta para IGBTs / MOSFETs, sin sacrificar precisión en la señal de control de la compuerta, es conveniente utilizar al máximo las funciones proporcionadas por circuitos integradosexistentes en el mercado, convenientemente modificadas concircuitos externos.

Dado que el circuito debe ser capaz de manejar dos dispositivos de potencia conectados en configuración puente,las dos señales de manejo de compuerta a generar deben ser

flotantes; el circuito debe generar dos sistemas de fuentesaisladas entre sí. La forma más eficiente de lograr esto es mediante un conversor dc/dc con transformador. Para reduciral mínimo el número de componentes, se decidió emplearcomponentes integrados en el diseño del conversor dc/dc.

C. Descripción general.La Fig. 3 muestra el diagrama en bloques del circuito de

control de compuerta propuesto, compuesto por:1- Reloj maestro (Astable).2- Puente H y diodos de limitación de tensión (BR1).3- Transformador de aislamiento.4- Rectificador BR2.5- Filtro.6- Circuito de control de disparo y protección. 7- Activación de las resistencias de encendido y apagado. 8- Protección contra sobretensión en compuerta.9- Dispositivo controlado (externo al circuito)

10- Carga.

Vin

(3)

..

Fault

.

R

(4)

.

BR1+Va

.

.

(5)

R

(6)

Astable

BR2

.R

(7)

OUT

.

.

VDC

H

Q

(8)

.

.

OUT

1

(9)

.

G(off)

.

.

(10)

.

A

B

Puente

-V

(1)

G(on).

VCC

.

A

.

2

.

+V

Q

.

-Va

demanejo

1 3

2 4

.

comer-

Circuito

+Vbar

(2)

cial

Fig. 3. Diagrama en bloques del circuito de manejo de compuerta propuesto.

D. Conformación de los pulsos de disparo:Las etapas 6, 7 y 8 se encargan de generar los pulsos de

control de compuerta en forma segura. La etapa 6, constituida por el circuito integrado (C.I.)

HP316J [8], señalado en la Fig. 3 como “circuito de manejocomercial”, cumple las siguientes funciones:

-Proporciona aislamiento galvánico entre las etapas de control que generan la señal de demanda de encendido, Vin, y el resto del circuito de disparo.

-Conforma los pulsos de disparo, proporcionando el perfilvoltaje/tiempo deseado.

-Supervisa, mediante un diodo auxiliar externo, la tensión de colector del dispositivo de potencia para detectarcondiciones de salida de saturación. Cuando se detecta estacondición, se bloquea la generación de pulsos de disparo, loque ocasiona el apagado de emergencia del dispositivo de potencia manejado, como protección de sobrecorriente.

-Genera la señal de información sobre fallas (“Fault” en laFig. 3) aislada óptimamente.

334 IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 3, NO. 4, OCTOBER 2005

El bloque 7 ajusta la impedancia vista por el circuito decompuerta a los valores requeridos para lograr la conmutaciónóptima, tanto en el encendido como en el apagado.

El bloque 8 evita que el circuito de manejo apliquetensiones que puedan dañar a la compuerta del dispositivomanejado en caso de falla interna.

E. Generación de las fuentes aisladas:Los bloques 1 a 5 (Fig. 3) forman la etapa de alimentación.

La Fig. 4 muestra el circuito de generación y conmutación de la fuente de alimentación aislada de doble polaridad, formadopor los siguientes componentes principales:

-Un oscilador astable (bloque 1), con un ciclo de trabajo de 50%, implementado con un LM555, proporciona la señal de control a la etapa de conmutación (puente H).

-Un puente H integrado (bloque 2) de la compañíaUnitrode (3706) actúa como etapa de conmutación delconversor dc/dc, generando una señal de tres niveles devoltaje. El bloque BR1 (bloque rectificador) fija las tensionesde la señal de salida V1 a las tensiones de VDC de alimentacióndel 3706.

-Un transformador de aislamiento (bloque 4), con un primario, manejado por el puente H, y secundarios paraalimentar a las etapas de rectificación (bloque BR2) y filtrado (bloques 5 y 6 de la Fig. 3) que proporcionan las salidas de 15 V.

F. Diseño del transformador de aislamiento.El transformador de aislamiento se construye con un

núcleo toroidal de ferrita. La frecuencia de operación se fijaen 200 kHz; la tensión de salida en el secundario cargado debe ser de 31.4 V para obtener los ±15 v nominales (descontandolas caídas en los diodos rectificadores).

La carga en cada fuente aislada es un circuito HP316J,cuya corriente máxima es 2.5 A; para que las fuentes nolimiten la capacidad del circuito, se requiere que la corrientede diseño en el bobinado del secundario del transformador seamayor o igual a 2.5 A.

La Fig. 5 muestra la forma de onda genérica de la corrientede compuerta de un IGBT o MOSFET cuando se le aplica untren de pulsos de encendido.

Para calcular la potencia entregada por el circuito de manejo, el peor caso se produce cuando los pulsos de activación se aplican en forma continua, y cada pulso decorriente de compuerta se aproxima con una línea de pendiente constante, tal como se muestra en la Fig. 6. El valoraproximado de la corriente IRMS de compuerta es:

0

2)5.2(22 tdtIRMS

AI RMS 44.1325.6

(3a)

(3b)

AAstable

Q

BR2

-31.4V

+V

2

A

Q

1 3

2 4

-V

1

+31.4V

4

Q

- +

1

4

3

2BR1

3

1

T

.

VDC=31.4V

PWM

1

VCC=5V

V1

C

2

1

.

1

31.4V

=-15V

Q

2

VDC=31.4V

1

C

2

2

=+15V

-31.4V

Fig. 4. Esquema de las etapas de potencia de la fuente flotante.

15V15V VGE

IG

2.5A

Fig. 5. Forma de onda aproximada de la corriente de compuerta de un dispositivo conmutador de potencia de compuerta aislada.

IG

T=1/200Khz

VGE2.5A15V

Fig. 6. Forma de onda aproximada de la corriente de compuerta de un dispositivo conmutador de potencia de compuerta aislada (peor caso).

Y la potencia de salida (PSalida) es: 2

0

6.2121 WIVP SalSalSalida (4)

La potencia máxima consumida (PEntrada) por el HP316J es:ernaSalidaEntrada PPP int (5)

Según las especificaciones, la corriente consumida por el HP316J para su funcionamiento es 30mA. Con una tensiónnominal de alimentación de 30v (tensión total +Va y –Va), la potencia de entrada (PEntrada) consumida por el HP316J es:

CEGLIA et al.: LOW COST GATE DRIVE CIRCUIT FOR 335

WmAVWPEntrada 5.22)3030(6.21 (6)

Las pérdidas aproximadas en el rectificador (PRecf) son:

WVAP cf 2)7.0(244.1Re (7)

La potencia total aproximada de salida del secundario deltransformador (PSal_Tranformador) es:

WWWP dorTransformaSal 6.2326.21_ (8)

La Fig. 7 presenta la forma de onda aproximada en elsecundario del transformador.

Forma aproximada

VCC=31.4V

Peor caso

Fig. 7. Forma de onda aproximada de la corriente en el secundario del transformador de aislamiento.

Tomando en consideración el valor de la potencia en (8),el cálculo de la corriente pico y RMS es el siguiente:

2

0Pr22222

16.23 omIVtdiVW (9a)

AVWI om 75.0

4.316.23

Pr2 (9b)

picoprompico AII 5.12

RMSpicoRMS AII 75.055.0

(10a)

(10b)En base a esto se selecciona un alambre AWG 21 (según

manual) = 1.6 A / 155 Vueltas / cm2 , Area del conductor = 5.094x10-3cm2 = r2.

Por consiguiente el diámetro del conductor es:

mm8.0A

22rd conduct (11)

Suponiendo el peor de los casos y dibujando una formaaproximada de la forma de onda del secundario, V2 (donde hay solo dos niveles de tensión como muestra la Fig. 8) es posible calcular la tensión del secundario del transformador:

)10(5.222

)10(5.222

2

22

6max

6max

max22

sBN

sN

Td

dtd

dtdN

dtdV

(12)

Utilizando un Toroide de la marca Steward 35T0500-106 con un Bmax de 0.41 T y un área efectiva Ae=14.8834 mm2 esposible obtener el número de vueltas del secundario:

eABsVN

max

62

2 2105.2

vueltasN 78834.1441.02

10105.24.31 66

2

(13a)

(13b)

Recalculando el número de vueltas para una tensión de 32.4V, f=100 kHz, Bmax= 0.2 T, V2= 32.4 V, se tiene:

vueltasN 268834.142.02

101054.31 66

2 (14)

El primario y secundario se enrollan en forma simultánea(26 vueltas con relación 1:1) para mejor acople.

Fig. 8. Forma de onda aproximada del flujo en el secundario del transformador.

IV. RESULTADOS EXPERIMENTALES

Para las pruebas iniciales del circuito de manejo decompuerta se empleó una configuración de troceador simpleformado por un IGBT modelo IRGPH40F de 17Amp / 900V, y una carga formada por 20 mH / 2 .

La Fig. 9 muestra la forma de onda del secundario deltransformador de la fuente dc/dc del circuito de manejo decompuerta construido. Como puede observarse, eltransformador cumple con las condiciones de diseño.

V1

Fig. 9. Forma de onda de la tensión en el secundario del transformador del conversor dc/dc, V1.

(escalas: vertical, 10 V/div.; horizontal, 2 μs/div.).

336 IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 3, NO. 4, OCTOBER 2005

La Fig. 10 muestra la forma de onda de tensión de compuerta del IGBT cuando se aplica como señal de entradaal circuito de manejo un tren de pulsos de prueba. Se observa claramente que el circuito de manejo define con precisióntanto los niveles de la tensión de encendido, +15 V, como latensión de apagado, -15 V, y que las transiciones son limpiasy de alta velocidad.

La Fig. 11 muestra las formas de onda de la corriente decolector, la tensión colector y la tensión de compuerta delIGBT durante un ciclo completo de operación, en el cual puede observarse el proceso de encendido y apagado deldispositivo de potencia.

Fig. 10. Forma de onda de la tensión compuerta-emisor, VGE, en el IGBT controlado por el circuito de manejo de compuerta.(escalas: vertical, 5 V/div.; horizontal, 40 μs/div.).

Fig. 11. Formas de onda del voltaje de compuerta, VGE, la tensión colector-emisor, VCE y la corriente de colector, IC, en el IGBT durante un ciclo

completo de operación.(escalas: vertical, VGE: 10 V/div., VCE: 50 V/div., IC: 5 A/div.; horizontal:

5 μs/div.)

Para poder analizar el funcionamiento del circuito de

encendido, en la Fig. 12, una ampliación de la Fig. 11, semuestra en forma detallada la corriente de colector, la tensióncolector-emisor y la tensión de compuerta del IGBT durante elperíodo de encendido. Es fácilmente observable el efectoMiller explicado en el aparte II de este trabajo. Los resultadosobtenidos en esta última figura son similares a las formasobtenidas en forma teórica en la Fig. 2, lo que demuestra queel circuito de manejo de compuerta diseñado efectivamentelogra que el dispositivo de potencia que controla opere en lascondiciones óptimas de conmutación desde el punto de vistade la señal de compuerta aplicada.

VCE

IC

VGE

VGE

Fig. 12. Detalle de las formas de onda onda del voltaje de compuerta, VGE, la tensión colector-emisor, VCE y la corriente de colector, IC, en el encendido del

IGBT.(escalas: vertical, VGE: 10 V/div., VCE: 50 V/div., IC: 5 A/div.; horizontal: 5

μs/div.)

V. CONCLUSIONES

Este trabajo presenta el diseño y las pruebas básicas de uncircuito de manejo de compuerta para dispositivos de controlde potencia de compuerta aislada tipo IGBTs o MOSFET.IC

Como lo demuestran las pruebas en el prototipo circuital, laseñal de control aplicada a la compuerta produce laconmutación del dispositivo de potencia controlado siguiendola trayectoria óptima.

De ser necesario, la pendiente de conmutación deldispositivo controlado puede ser modificada cambiando losvalores de las resistencias Rg(on) y Rg(off) en la etapa de salida del circuito de manejo de compuerta. Con esto es posible reducir la interferencia electromagnética (EMI)generada en la conmutación.

VGEVGE

El bajo costo del circuito de manejo de compuertapropuesto, y la fácil implementación del mismo hacen de estapropuesta una opción de gran eficiencia, especialmentecuando el número de dispositivos electrónicos de potencia presentes en el conversor es significativo. El costo actual delcircuito de manejo (driver) que aquí se propone es un 60%menor al circuito comercial tipo Concept encontrado en el

CEGLIA et al.: LOW COST GATE DRIVE CIRCUIT FOR 337

mercado.Mediante la retroalimentación de la señal de falla (“fault”)

del HP316J, el circuito de manejo de compuerta propuestoposee un sistema de protección capaz de suspender cualquier pulso de conmutación en la compuerta del dispositivo de potencia controlado si se presenta una condición de cortocircuito, lo que hace la implementación de este circuito de manejo de compuerta más confiable a la hora de algunafalla.

El circuito de manejo de compuerta de bajo costopropuesto puede ser utilizado tanto para transistores MOSFET como para IGBT manteniendo las mismas características de funcionamiento.

VI. REFERENCIAS

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[2] S.Y. (Ron) Hui, H. Shu-Hung Chung, and S. C. Tang, “Coreless PrintedCircuit Board (PCB) Transformers for Power MOSFET/IGBT GateDrive Circuits”, IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 14, No. 3, pp.422-430, May 1999.

[3] V. Jihn, B. S. Suh, and T. A. Lipo, “High-Performance Active GateDrive for High-Power IGBT’s”, IEEE Trans. on Industry applications,vol. 35, No. 5, pp. 1108-1117, Sep./Oct. 1999.

[4] Intelligent Half-Bridge Drivers for Power IGBTs / MOSFET, CT-Concetp Technology Ltd, Switzerland, Data Sheet [Online]. Disponible: www.concetp.com

[5] Using Hybrid Gate Drivers and Gate Drive Power Supplies, Powerex,Incm US, [Online]. Disponible: www.powerex.com

[6] F. Mihalic, K. Jezernik, K. Krischan, and M. Rentmeister, “IGBT Spice Model”, IEEE Trans. On Industry Electronic, vol. 42, No. 1, pp. 98-105, February 1995.

[7] S. Musumeci, A. Raciti, A. Testa, A. Galluzzo and M. Melito, “Switching-Behavior Improvement of Insulate Gate-Controlled Devices”, IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 12, No. 4, pp. 645-653, July 1997.

[8] Agilent HCPL-316J, 2.5 A gate drive Optocoupler with Integrated (Vce)Desaturation Detection and Fault Status Feedback, Data Sheet [Online].Disponible: www.agilent.com

VII. BIOGRAFIAS

Gerardo Ceglia obtuvo el título deIngeniero de Sistemas (UNEXPO, 1996),MSc en Ingeniería Electrónica (Universidad Simón Bolívar, 1994) yactualmente es candidato a Doctor enIngeniería Electrónica (Universidad SimónBolívar). Su experiencia profesional abarcael diseño, montaje y optimización de circuitos amortiguadorespara inversores de potencia, convertidores multi-nivel y sistemas de control e instrumentación industrial. Desde 2001 se desempeña como Profesor en la Universidad SimónBolívar, donde se desempeña la categoría de ProfesorAsistente y sus principales áreas de interés son: Fuentes NoConvencionales de Energía, Electrónica de Potencia ySistemas Industriales.

Víctor Guzmán Arguis obtuvo lostítulos de Ingeniero Electrónico(Universidad Simón Bolívar, 1975), MSc en Power Electronics and Systems(UMIST, Instituto de Ciencia y Tecnología de la Universidad de Manchester, 1978) y Ph. D. (UMIST,Instituto de Ciencia y Tecnología de la Universidad deManchester, 1991). Su experiencia profesional abarca eldiseño y montaje de convertidores DC-AC y AC-DC, sistemasde control e instrumentación industrial y sistemasmecatrónicos. Desde 1975 se desempeña como Profesor en la Universidad Simón Bolívar, donde ha alcanzado la categoríade Profesor Titular y sus principales áreas de interés son:Fuentes No Convencionales de Energía, Electrónica de Potencia y Sistemas Industriales.

María Isabel Giménez obtuvo lostítulos de Ingeniero Electrónico(Universidad Simón Bolívar, 1974), MScen Power Electronics and Systems(UMIST, Instituto de Ciencia yTecnología de la Universidad deManchester, 1978) y Ph. D. (UMIST,Instituto de Ciencia y Tecnología de la Universidad deManchester, 1991). Su experiencia profesional abarca eldiseño y montaje de convertidores DC-AC y AC-DC, sistemasde control e instrumentación industrial y técnicas de modulación para minimización de armónicas en UPS. Desde 1974 se desempeña como Profesora en la Universidad SimónBolívar, donde ha alcanzado la categoría de Profesora Titulary sus principales áreas de interés son: Fuentes NoConvencionales de Energía, Electrónica de Potencia ySistemas Industriales.

Julio Walter obtuvo los títulos deLicenciado en Física (Universidad SimónBolívar, 1984), MSc en IngenieríaElectrónica (Universidad Simón Bolívar,1994) y actualmente es candidato a Doctor en Ingeniería (Universidad SimónBolívar). Su experiencia profesional abarca el diseño y montaje de convertidores DC-AC basadosen técnicas de modulación Delta, desarrollo detransformadores de alta potencia y alta frecuencia y sistemasde potencia para Radio Frecuencia. Desde 2000 se desempeñacomo Profesor en la Universidad Simón Bolívar y susprincipales áreas de interés son: Fuentes No Convencionalesde Energía, Calentamiento Inductivo, Sistemas de Potencia de Radio frecuencia y Audio.

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