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Diseno, fabricacion y utilizacionde antenas en sistemas de

comunicacion hıbridosfibra-radio operando en elrango de las frecuencias de

microondas

por

Lic. Antonio Bayl on Fuentes

Tesis sometida como requisito parcial para obtener el grado de

MAESTRO EN CIENCIAS EN LA ESPECIALIDAD DEELECTR ONICA

en el

Instituto Nacional de Astrofısica,Optica y ElectronicaJulio 2011

Tonantzintla, Puebla

Supervisada por:

Dr. Ignacio E. Zaldıvar Huerta, INAOEDr. Alejandro Garc ıa Juarez, UNISON

c©INAOE 2011El autor otorga al INAOE el permiso de

reproducir y distribuir copias en su totalidad o enpartes de esta tesis

Diseño, fabricación y utilización de antenas en sistemasde comunicación híbridos fibra-radio operando en el

rango de las frecuencias de microondas

Tesis de Maestría

POR:

Lic. Antonio Baylón Fuentes

ASESORES:

Dr. Ignacio E. Zaldívar Huerta, INAOE

Dr. Alejandro García Juárez, UNISON

Instituto Nacional de Astrofísica Óptica y Electrónica

Coordinación de Electrónica

TONANTZINTLA, PUEBLA. JULIO 2011

Resumen

Hoy en día, las comunicaciones ópticas han tenido un crecimiento dramático y sus

aplicaciones son cada vez más amplias en las redes de acceso de datos. Esto debido a

que los sistemas de comunicación por fibra óptica presentan bajas pérdidas, un incre-

mento considerable en la capacidad del ancho de banda, inmunidad electromagnética,

etc., en relación a los sistemas de comunicación convencionales. Actualmente, los sis-

temas de comunicación ópticos tienen aplicaciones en sistemas RoF (Radio over Fiber,

radio sobre fibra) o HFR (Hybrid Fiber-radio, híbridos fibra-radio), los cuales permiten

reducir costos y tener acceso a zonas donde no es posible llegar por medio de fibra o

cables.

Este trabajo se sitúa en el área de investigación de las comunicaciones ópticas,

en particular en sistemas híbridos con técnicas de transmisión fibra-radio. El objetivo

principal es diseñar y fabricar antenas de microcinta operando a una frecuencia de reso-

nancia de 2.8 GHz, y posteriormente utilizarlas en un sistema a fibra óptica empleando

modulación externa, con el cual se transmite y recibe video analógico. Se presenta el

estado del arte de las técnicas de transmisión fibra-radio. Posteriormente, se presenta un

estudio de los dispositivos ópticos y electrónicos que constituyen un sistema de comu-

nicación por fibra óptica, y de forma particular, se analiza el principio matemático sobre

el cual se basa el funcionamiento del modulador de intensidad electro-óptico utilizado

en este trabajo. A continuación, se presenta la teoría que explica el funcionamiento de

una antena, su modelado, diseño y caracterización eléctrica. Después, se realiza la ca-

I

II

racterización de los dispositivos utilizados, como son la fuente y el fotodetector óptico.

Finalmente, se presenta el montaje experimental donde se utilizan las antenas fabrica-

das en un sistema de comunicación a fibra óptica, dando lugar a lo que se conoce como

un sistema híbrido fibra-radio.

Agradecimientos

A mi familia porque sin ellos yo no estaría aquí.

A mis asesores: Dr. Ignacio E. Zaldívar Huerta y Dr. Alejandro García Juárez

Por haberme aceptado como su alumno, por la oportunidad de permitirme trabajar y

aprender de ellos, por sus valiosos consejos, paciencia y disponibilidad para el

desarrollo de este trabajo de tesis. Muchas gracias.

A los amigos:

Por el apoyo mutuo a lo largo de estos dos años. Gracias a Pablo Hernández, Israel

Hernández, Victor Hugo Carbajal, Erick Guerrero y Rosalinda Ortiz .

A mi jurado de examen: Dr. Roberto S. Murphy Arteaga, Dr. José Luis Olvera

Cervantes y Dr. Reydezel Torres Torres por sus constructivos comentarios para el

mejoramiento de este trabajo.

A DIOS por darme salud y fuerzas para seguir adelante.

Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (CONACYT)

Por el apoyo económico otorgado a través de la beca para estudios de maestría (No. de

Registro: 235279)

Al Instituto Nacional de Astrofísica, Óptica y Electrónica (INAOE)

Por abrirme las puertas para realizar los estudios de posgrado.

III

Dedicatoria

Antonio y Paulina

V

Índice general

Resumen I

Agradecimientos III

Dedicatoria V

Acrónimos XI

1. Introducción General 1

1.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2. Estado del Arte de Sistemas Híbridos Fibra-Radio . . . . . . . . . . . . 2

1.3. Objetivo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.4. Organización de la Tesis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

Referencias 7

2. Sistemas de Comunicación a Fibra Óptica 11

2.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.2. Antecedentes Históricos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.3. Comunicaciones Ópticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.4. Espectro Electromagnético (EM) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.5. Técnicas Ópticas de Modulación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.5.1. Modulación Directa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.5.2. Modulación Externa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

VII

VIII ÍNDICE GENERAL

2.6. Moduladores Electro-ópticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.6.1. El Modulador de Intensidad Mach-Zehnder de Óptica Integrada 18

2.6.2. Principio de Operación de un MZI . . . . . . . . . . . . . . . . 20

2.7. Fibra Óptica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.7.1. Tipos de Fibra Óptica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

2.7.2. Atenuación en las Fibras Ópticas . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

2.7.3. Dispersión en Fibras Ópticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.7.3.1. Dispersión del Material o Cromática . . . . . . . . . 26

2.8. Láser de Retroalimentación Distribuida (DFB) . . . . . . . . . . . . . . 29

2.8.1. Ancho de Línea. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.9. Sumario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

Referencias 31

3. Teoría de Antenas 35

3.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.2. Antecedentes Históricos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.3. Definición de Antena . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.4. Parámetros Fundamentales de las Antenas . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.5. Tipos de Antenas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.6. Antenas Elementales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.6.1. Antenas Isotrópicas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.6.2. Antena Dipolar λ/2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.6.3. Antenas Directivas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.7. Antena de Microcinta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.7.1. Ventajas y Limitaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.7.2. Geometría de los Parches . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.7.3. Técnicas de Alimentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.7.3.1. Por Línea de Microcinta . . . . . . . . . . . . . . . . 42

ÍNDICE GENERAL IX

3.7.3.2. Por Conexión Coaxial . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.7.3.3. Por Acoplamiento de Proximidad . . . . . . . . . . . 43

3.7.3.4. Por Acoplamiento de Apertura . . . . . . . . . . . . 44

3.8. Principios de Funcionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.8.1. Modelo de la Línea de Transmisión . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.9. Modelo Eléctrico Equivalente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.10. Sumario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

Referencias 53

4. Diseño, Simulación, Fabricación y Caracterización de la Antena 55

4.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

4.2. Proceso de Diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4.2.1. Elección del Material, Diseño y Primera Aproximación . . . . . 57

4.2.1.1. Optimización de las Dimensiones del Parche . . . . . 59

4.2.2. Acoplamiento de Impedancias. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.2.2.1. Diseño Final de la Antena de Microcinta . . . . . . . 61

4.2.3. Fabricación de la Antena . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

4.2.4. Caracterización de la Antena . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

4.2.4.1. Parámetros S . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

4.2.4.2. Método de Calibración . . . . . . . . . . . . . . . . 65

4.3. Proceso de Medición . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4.4. Sumario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

Referencias 69

5. Descripción del Sistema Híbrido Fibra-radio 71

5.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

5.2. Caracterización de la Fuente Óptica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

5.3. Caracterización del Fotodetector (PD) y de la Antena de Microcinta . . 73

X ÍNDICE GENERAL

5.4. Sistema Híbrido Fibra-Radio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

5.5. Sumario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

Referencias 83

Conclusiones 85

Índice de figuras 87

Índice de tablas 91

Publicaciones 93

Acrónimos

Acrónimo Significado en inglés Significado en español

RF Radio Frequency Radio Frecuencia

RoF Radio Over Fiber Radio sobre Fibra

PAA Phased Array Antenna Arreglo de Antenas en Fase

HFR Hybrid Fiber-Radio Híbridos Fibra-Radio

DAS Distributed Antenna Systems Sistemas de Antenas Dis-

tribuidas

FTTR Fiber To The Radio Fibra a Radio

FTTH Fiber To The Home Fibra a la Casa

FTTA Fiber To The Antena Fibra a la Antena

FO Fibers Optics Fibra Óptica

EOM Electro-Optic Modulator Moduladores electro-ópticos.

MZI Mach-Zehnder Interferometer Interferómetro Mach-Zehnder

PD Photodetector Fotodetector

DFB Distributed Feedback Retroalimentación Distribuida

DUT Device Under Test Dispositivo Bajo Prueba

EM Electromagnetic Electromagnético

AM Amplitude Modulation Modulación en Amplitud

WDM Wavelength Division Multi-

plexing

Multiplexión por División de

Longitud de Onda

XI

Capítulo 1

Introducción General

1.1. Introducción

En la actualidad, los sistemas de redes de comunicación que utilizan par trenzado,

enlaces de microondas de radio e inalámbricas (fijas y móviles), ofrecen distintos nive-

les de movilidad y ancho de banda, diferentes técnicas para la generación, transmisión y

recepción de señales, así como diferentes costos, consumo de energía y mantenimien-

to. Sin embargo, el continuo incremento de la demanda de mayor ancho de banda y

las comunicaciones móviles con conectividad continua y altos estándares de calidad,

plantean un desafío a las redes actuales debido a sus limitaciones. En este sentido, la

fotónica y las tecnologías de microondas se conjuntan en un nuevo sistema híbrido

conocido como “fotonica de microondas” [1], el cual ha ido desplazando a los sis-

temas convencionales debido a que proporcionan mejores características, por ejemplo:

bajas pérdidas, mayor ancho de banda e inmunidad a interferencias electromagnéticas

[2, 3, 4, 5]. Por lo anteriormente descrito, estos sistemas han ido ganando terreno en

las redes de acceso. Algunas aplicaciones de estos sistemas implican el transporte de

señales de radio sobre fibra (RoF), generación óptica de señales de RF [6], control de

la fase de arreglos de antenas (PAA) ópticamente, procesamiento óptico de señales de

RF, etc. Sin embargo, una de las principales aplicaciones de esta tecnología se encuen-

1

2 1.2. Estado del Arte de Sistemas Híbridos Fibra-Radio

tra en los sistemas híbridos fibra-inalámbrico, mejor conocidos como sistemas híbridos

fibra-radio (HFR) [1, 2, 7].

Por otro lado, las características de los sistemas HFR y las bajas pérdidas de la fibra

óptica se combinan con la flexibilidad y la movilidad de las redes de acceso inalám-

brico. Por lo tanto, pueden ser utilizadas para ampliar la longitud y la capacidad de

las redes inalámbricas; además, se pueden utilizar para implementar aplicaciones en

interiores con sistemas de antenas distribuidas (DAS), así como para el transporte de

señales de radio por antenas remotas distribuidas a lo largo de los edificios y además se

puede utilizar para implementar una red de interconexión de múltiples antenas con un

centro de control, etc.

1.2. Estado del Arte de Sistemas Híbridos Fibra-Radio

El uso de las redes inalámbricas se ha ido extendiendo debido a su movilidad, su

fácil y rápida implementación, Además ofrecen una mayor área de cobertura, llegando

a zonas donde las redes de cable o fibra no pueden. Sin embargo, la creciente demanda

de servicios de banda ancha exige que los sistemas inalámbricos cuenten con mayor

capacidad de transmisión de información, así como portadoras con mayor frecuencia.

Por esta razón, en la actualidad se utilizan los sistemas de comunicaciones por fibra

óptica con aplicaciones en sistemas de distribución tales como, FTTR (Fiber to the

Radio), FFTH (Fiber to the Home, RoF, FFTA (Fiber to the Antenna) [8, 9, 10, 11,

12]. Bajo estos esquemas de transmisión, se trabaja a frecuencias sumamente altas y

por otro lado se reducen costos gracias a que la información se modula por medio

de técnicas electro-ópticas pero se entrega a los usuarios mediante la utilización de

antenas en estaciones centralizadas, como se muestra en figura 1.1. A fin de permitir un

diseño rentable de un sistema HFR según la aplicación inalámbrica, es necesario elegir

un esquema de transmisión adecuado tanto para enlaces ascendentes y descendentes

como los utilizados en sistemas satelitales. Por otro lado, las técnicas fotónicas para


la generación de señales de microondas utilizadas en sistemas HFR son: Modulación

directa, heterodinaje óptico, modulación externa, optical injection locking, osciladores

opto-electrónicos (OOEs), etc.,[13, 14, 15].

Técnica fotónicaspara la generación

de señalesmicroondas

Oficinacentral

FTTH

Usuarios Moviles

FTTA

FTTR o RoF

Estaciónbase

Figura 1.1: Sistema de comunicación óptico que emplea técnicas de FTTH, FTTR y RoF.

El primer sistema de FTTH se instaló para una prueba 167 usuarios en Higashi-

Ikoma, en Japón, en 1977 [11]. Hoy en día, los sistemas FTTx1 se han ampliado

dramáticamente y se predice que a finales del 2012, el número de suscriptores de FTTx

será mayor a 100 millones. Por esta razón, los sistemas de FTTx se han convertido en

un campo de investigación.

Otra aplicación importante son los sistemas RoF, este esquema se refiere a una tec-

nología donde la luz es modulada por una señal de radio que se encuentra en el rango

de las ondas milimétricas y se transmite a través de un enlace de fibra óptica para faci-

litar el acceso inalámbrico. Aunque la transmisión de radio sobre fibra óptica se utiliza

para fines múltiples, como en la televisión por cable (CATV) y las redes de estaciones

base satelital, el término RoF se aplica generalmente cuando esto se hace para el ac-

ceso inalámbrico. En los sistemas de RoF, las señales de información se transportan

1donde la x puede ser para un hogar (H), edificio (B), nodo o vecindario, (N) banqueta (C), dependi-endo de la arquitectura.

4 1.3. Objetivo

en forma óptica entre una estación central y un conjunto de estaciones base, antes de

ser irradiadas al espacio. Hay varios enfoques para el transporte de las señales de radio

sobre la fibra óptica, como se muestra en la figura 1.2, donde se presentan los espectros

de modulación en banda base, en frecuencia intermedia (IF) y de radiofrecuencia (RF)

[1]. El rango de frecuencias para RF sobre fibra es mayor a los 10 GHz, mientras que

para IF sobre fibra es menor a 10 GHz.

Oficinacentral

FTTR o RoF

Receptor

WiFi

Wimax

Modulación RF

RF sobre Fibra

IF sobre Fibra

Banda Basesobre Fibra

ModulaciónBanda Base

Modulación IF

Figura 1.2: Tecnologías HFR.

Debido a la ventaja que presentan estos sistemas tales como, baja atenuación, ar-

quitectura simples, bajo costo y acceso a lugares donde no es posible hacerlo por fibra

o cable. En los últimos años, se han propuesto y demostrado diversos sistemas de RoF

con WiFi y/o tecnologías WiMAX [16, 17].

1.3. Objetivo

Diseñar, fabricar y caracterizar antenas y su adaptación a un sistema de

comunicación Híbrido Fibra-Radio (HFR). La puesta en marcha de este

trabajo de tesis permitirá explorar la implementación de un sistema de co-


municación híbrido fibra-radio operando en el rango de las frecuencias de

microondas.

1.4. Organización de la Tesis

Este trabajo está organizado en cinco capítulos, que se describen a continuación:

Capítulo 2: Sistemas de comunicación a fibra óptica

Este capítulo en un primer paso, presenta de manera breve la evolución de los sistemas

de comunicación a fibra óptica. Posteriormente, proporciona una descripción de los

principales dispositivos que constituyen este tipo de sistemas así como los efectos que

limitan su rendimiento, y de manera particular se analiza el principio de operación de

un modulador de intensidad electro-óptico de óptica integrada.

Capítulo 3: Teoría de Antenas

En este capítulo se analizará cómo las antenas han ido tomando importancia a lo largo

del tiempo, después se verá de manera breve la teoría de las antenas y por último se

enfoca a las antenas de microcinta, funcionamiento, análisis matemático, así como los

métodos de alimentación.

Capítulo 4: Diseño, Simulación, Fabricación y Caracterización de la Antena.

En este capítulo se elige el material sobre el cual se fabricará la antena microcinta, se

calculan dimensiones del parche de la antena en MAPLEr. Posteriormente, se realizan

las simulaciones de momentos en ADSr (Advanced Design System), y se optimizan

las dimensiones de manera manual. Después se prosigue al cálculo del acoplador de

impedancias. Finalmente, se fabrican las antenas y se realiza su caracterización.

Capítulo 5: Descripción del Sistema Híbrido Fibra-radio.

En este capítulo se explicará el principio de operación del sistema de comunicación

6 1.4. Organización de la Tesis

híbrido fibra-radio propuesto en este trabajo. Primeramente, se describe la caracterizaci-

ón de los dispositivos ópticos y eléctricos. Posteriormente, se integran los componentes

descritos para lograr la meta de este trabajo. Finalmente, se muestran los resultados

obtenidos.

Por último se presentan las conclusiones del presente trabajo.

Referencias

[1] Chi H. Lee, “Microwave Photonics”, CRC Press, 2007, pp. 1-3.

[2] Alan H. Gnauck, R. W. Tkach, A. R. Chraplyvy, T. Li, “High-Capacity Opti-

cal Transmission Systems”, Journal of Lightwave Technology, Vol. 26, No. 9,

2008, pp.1032-1042

[3] A. J. Seeds, “Microwave Photonics”, IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,

vol. 50, no. 3, pp. 877-887, 2002.

[4] J. Yao, “Microwave Photonics”, J. Ligtwave Technol., vol. 27, no. 3 pp. 314-

335, february 2009.

[5] William S. C. Chang, “RF Photonic Technology in Optical Fiber Links”,

Cambridge University Press, 2002, pp 296-301.

[6] Asher Madjar and Tibor Berceli, “Microwave Generation by Optical

Techniques-A Review”, Proc. of the 36th European Microwave Conference,

pp. 1099-1101, september 2006.

[7] J. Capmany and D. Novak, “Microwave Photonics Combines Two Worlds”,

Nature photonics, vol. 1, pp. 319-330, june 2007.

[8] H. Shinohara, “Broadband access in Japan: Rapidly growing FTTH market”,

IEEE Commun. Mag., pp. 72-78, september 2005.

7

8 REFERENCIAS

[9] M. Nakamura, H. Ueda, S. Makino, T. Yokotani, and K. Oshima, “Proposal

of networking by PON technologies for full and ethernet services in FTTx”,

J. Lightwave Technol., vol. 22, no. 11, pp. 2631-2640, november 2004.

[10] D. Wake, A. Nkansah, and N. J. Gomes, “Radio over fiber link design for

next generation wireless systems”, J. Lightwave Technol., vol. 28, no. 16, pp.

2456-2464, august 2010.

[11] K. Yukusel, S. Dupont, D. Hamoir, and J. Froidure, “FTTx automated test so-

lution: requirements and experimental implementation”, Electron. Lett., vol.

41, no. 9, april 2005.

[12] M. J. Koonen and L. M. Garcia, “Radio-over-MMF techniques. Part II: Mi-

crowave to millimeter-wave systems”, J. Lightwave Technol., vol. 26, no. 15,

pp. 2396-2408, august 2008.

[13] Q. Xiao-Qiong, L. Jia-Ming, “Phonic Microwave Applicattions of the Dynam-

ics of Semiconductor Lasers”, IEEE Journal of Selected Topics in Quantum

Electronics. Aceptado para incluirse en la próxima publicación, 2011.

[14] P. Dherbecourt, O. Latry, E. Joubert, P. Dibin, M. Ketata, “Achieving of an Op-

tical Very High Frequency Modulated Wave Source Using Heterodyne Tech-

nique”, Optics Communications, Vol. 202, Issues 1-3, 2002, pp. 81-90

[15] Tibor Berceli, Peter R. Herczfeld, “Microwave Photonics a Historical Per-

spective”, IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, Vol. 58, No.

11, 2010, pp. 2992-3000

[16] A. Chowdhury, H.-C. Chien, Y.-T. Hsueh, and G.-K. Chang, “Advanced sys-

tem technologies and field demonstration for in-building optical-wireless net-

work with integrated broadband services”, J. Lightwave Technol., vol. 27, no.

12, pp. 1920-1927, 2009.

REFERENCIAS 9

[17] D. Wake, A. Nkansah, and N. J. Gomes, “Radio over fiber link design for

next generation wireless systems”, J. Lightwave Technol., vol. 28, no. 16, pp.

2456-2464, august 2010.

10 REFERENCIAS

Capítulo 2

Sistemas de Comunicación a Fibra

Óptica

2.1. Introducción

El objetivo de este capítulo, es presentar de manera breve la evolución a lo largo del

tiempo de los sistemas de comunicación por fibra óptica. Inicialmente, se muestra el

espectro electromagnético indicando las diferentes regiones en que se divide, así como

las aplicaciones en función del rango de frecuencias. Ésto permite ubicar el rango de

frecuencias en el que este trabajo se ubica. Posteriormente, se presentan las técnicas

de modulación directa y externa. Después se muestra un análisis de los moduladores

electro-ópticos, (EOM), y de manera particular se analiza el principio de operación de

un modulador de intensidad de óptica integrada. Se estudian los efectos de atenuación

y dispersión que limitan el rendimiento de un sistema de comunicación por fibra óptica.

Finalmente, se analizan las fuentes ópticas del tipo láser.

11

12 2.2. Antecedentes Históricos

2.2. Antecedentes Históricos

La motivación por el desarrollo de sistemas de comunicación de fibra óptica inicia

en los años 60’s con la invención del láser. La tecnología de este dispositivo motivó a

analizar el espectro óptico para proveer un medio para transmisiones con capacidades

sumamente altas [1]. Paralelo a ésto, se realizaron investigaciones sobre fibra óptica

(FO), las cuales aportaban mejores características como canal de transmisión que la at-

mósfera. Inicialmente, las pérdidas eran muy grandes (1000 dB/km), pero esto cambio

en julio de 1966 cuando Kao, Hockman y Werts de Standard Telecommunication La-

boratories en Inglaterra presentaron un análisis detallado de como reducir la atenuación

a un punto donde las guías ópticas pudieran ser adecuadas como medio de transmisión.

En 1970 Kapron, Keck y Maurer de Corning Glass Work fabricaron una fibra de Di-

óxido de Silicio con 20 dB/km de atenuación y, en septiembre de 1970 obtuvieron una

fibra monomodo con atenuación de 17dB/km a 633nm. Posteriormente, en 1984 con la

siguiente generación de los sistemas ópticos se empezó a utilizar este tipo de fibras a

longitudes de onda de 1310nm, donde los efectos de atenuación y distorsión de la señal

son menores. Finalmente, en las siguientes dos décadas se redujó el valor de atenuación

a 0.16 dB/Km, el cual corresponde a 1550nm. De esta manera se inició el desarrollo de

nuevas fibras, diferentes tipos de fuentes de luz y nuevos tipos de fotodetectores (PD)

[1, 2].

2.3. Comunicaciones Ópticas

De lo anteriormente expuesto, y del interés por utilizar fibras ópticas, en esta sección

se presenta el principio básico de un sistema de comunicación óptico. La idea general

de la palabra “comunicación” es la transmisión de información de un lugar a otro.

En todo proceso de comunicación oral, escrita, eléctrica o visual, se necesita de: un

emisor, un canal por el cual viajará la información y un receptor. En particular, las

comunicaciones ópticas utilizan como medio la luz para transportar información. En


la figura 2.1, se muestra un esquema general de un sistema de comunicación óptico.

El emisor óptico tiene la función de convertir el mensaje (la señal eléctrica) a una

señal la cual es acoplada al canal de comunicación (fibra óptica). Finalmente, en el

otro extremo, el haz modulado es recuperado por medio de un fotodetector, donde es

convertido a una señal eléctrica.

Emisoróptico

Fibraóptica

Receptoróptico

Mensajeseñal eléctrica

Destinoseñal eléctrica

Emisor Canal Receptor

Figura 2.1: Esquema general de un sistema de comunicación óptico.

Los sistemas de comunicaciones ópticos son ampliamente estudiados debido a la

gran cantidad y la gran distancia a la que puede transmitirse la información. Un ejem-

plo de estas aplicaciones se encuentran hoy en día en los nuevos desarrollos tecnológi-

cos los cuales demandan un ancho de banda mayor, tales como: a) la televisión de alta

definición (HDTV) requiere 30 MHz por canal [3, 4], b) la telefonía celular con trans-

ferencias individuales que dependen de la tecnología y del esquema de acceso, pero

que se reportan en 3G de 158 Mbps con portadoras 10-20 MHz, y 4G con valores

superiores a 1 Gbps utilizando portadoras de 100 MHz [5], c) Las redes inalámbricas

(WiFi, radar, satélite) con transferencias de 1-10 Gbps [6, 7, 8].

2.4. Espectro Electromagnético (EM)

Para comprender las diferencias entre los sistemas de comunicación eléctricos y óp-

ticos, se analizan las ventajas que existen en el uso de la tecnología de la luz. El espectro

EM es un recurso infinito donde se representa la distribución energética de las ondas

EMs [9]. Es administrado por los gobiernos de cada país mediante recomendaciones

realizadas por instituciones internacionales, como la ITU (International Telecommuni-

cations Union). Todos los sistemas de telecomunicaciones utilizan una forma de energía

EM para transmitir señales de un dispositivo a otro. La energía EM se asocia con una

14 2.4. Espectro Electromagnético (EM)

combinación de campos eléctricos y magnéticos, que comprende ondas de radio, mi-

croondas, luz infrarroja, luz visible, luz ultravioleta, rayos X y rayos gamma. Cada uno

de éstos ocupa una porción o banda del espectro EM [1]. La ondas del espectro EM

están dadas en términos de frecuencia en Hertz (Hz), longitud de onda (λ) en metros

(m) y el nivel de energía que transmiten en Joules (J). Por ejemplo, las ondas de radio

se clasifican por bandas de frecuencia, como se muestran en la tabla 2.1.

Banda Denominación fmin fmax λmin λmax

ELF Extremely Low Frequency - 3KHz - 100KmVLF Very Low Frequency 3KHz 30KHz 100Km 10KmLF Low Frequency 30KHz 300KHz 10Km 1KmMF Medium Frequency 300KHz 3MHz 1Km 100mHF High Frequency 3MHz 30MHz 100m 10m

VHF Very High Frequency 30MHz 300MHz 10m 1mUHF Ultra High Frequency 300MHz 3GHz 1m 10cmSHF Super High Frequency 3GHz 30GHz 10cm 1cmEHF Extremely High Frequency 30GHz 300GHz 1cm 1mm

Tabla 2.1: Principales bandas del Espectro Electromagnético.

La tabla 2.2 muestra las bandas que son utilizadas por la Televisión y FM.

Banda fmin fmax CanalesI 47MHz 68MHz 2, 3, 4 VHFII 88MHz 108MHz FMIII 174MHz 230MHz 5 al 12 VHFIV 470MHz 606MHz 21 al 37 UHFV 606MHz 862MHz 38 al 69 UHF

Tabla 2.2: Clasificación de bandas para televisión y FM.

Las comunicaciones por fibra óptica utilizan la banda espectral de 800 a 1675nm.

La ITU ha designado seis bandas espectrales para un uso en el rango intermedio y larga

distancia de las comunicaciones por fibra óptica [1, 2]. Estas bandas son mostradas en

la tabla 2.3.


Banda Denominación Frecuencias Rango de λ

O Original band - 1260 a 1360nmE Extended band - 1360 a 1460nmS Short band 2 a 4GHz 1460 a 1530nmC Conventional band 4 a 8GHz 1530 a 1565nmL Long band 1 a 2GHz 1565 a 1625nmU Ultralong band - 1625 a 1675nm

Tabla 2.3: División de las bandas para las comunicaciones ópticas.

Para frecuencias superiores se tiene la parte del espectro EM correspondientes al

infrarrojo, visible y ultravioleta. A frecuencias mucho mayores se encuentran los rayos

X y los rayos Gamma, de energía mayor y longitudes de onda más reducidas, como se

muestran en la tabla 2.4.

Banda Denominación fmin fmax λmin λmax

Región submilimétrica 300GHz 800GHz 1mm 0.4mmIR Infrarrojo 800GHZ 400THz 0.4mm 0.8µmV Visible 400THz 750THz 0.8µm 0.4µm

UV Ultravioleta 750THz 10000THz 400nm 12 nm

Tabla 2.4: Denominación de bandas para frecuencias superiores.

En particular en este trabajo se trabajará en la banda S y C. Es claro que el trabajar

en este rango de frecuencias implica conceptos de electrónica de altas frecuencias como

son el modelo de parámetros distribuidos. Por lo mismo, este campo de investigación

ha sido poco explorado.

2.5. Técnicas Ópticas de Modulación

La modulación en un sistema de comunicación óptico es el proceso de imprimir

información sobre una portadora óptica. Se puede modular la intensidad, la fase y la

polarización de un haz de luz. El formato de modulación puede ser analógico o digital

dependiendo de las características del sistema, de las fuentes y los detectores, así como

16 2.5. Técnicas Ópticas de Modulación

del medio de transmisión [11]. Las dos razones principales por las cuales es necesario

modular son: adecuar las señales al medio de transmisión y aprovechar el gran ancho

de banda.

Para que un sistema óptico pueda utilizarse para transportar información de un pun-

to a otro es necesario modular la intensidad de la luz que proviene de la fuente óptica,

esto se puede lograr mediante [12]: modulación directa y modulación externa.

La modulación directa se realiza cuando se varía la corriente de inyección en la

fuente óptica, que es proporcional a la amplitud de una señal eléctrica. La modulación

externa consiste en la variación de las características de la fuente óptica, ya sea la

intensidad o la fase, utilizando moduladores electro-ópticos (EOMs) en tecnología de

óptica integrada. A continuación se muestran las principales características de cada una

de ellas.

2.5.1. Modulación Directa

La figura 2.2(a) muestra un esquema de modulación directa, donde una señal de RF

es utilizada para controlar de manera directa la corriente aplicada a una fuente óptica.

En la figura 2.2(b) se ilustra de manera más detallada un circuito eléctrico (controlador)

que realiza la modulación. Para que la luz sea modulada, el controlador convierte pro-

porcionalmente el voltaje de la señal de RF en un flujo de corriente que se aplica a la

fuente óptica [13], obteniéndose de esta manera un haz luminoso modulado en intensi-

dad. Las ventajas de este esquema son su fácil implementación y bajo costo, mientras

que su desventaja es la modulación a velocidades por debajo de los 10 Gbps.

2.5.2. Modulación Externa.

La figura 2.3 corresponde a un esquema básico de un sistema de comunicación óp-

tico a modulación externa. Esta técnica emplea moduladores electro-ópticos de óptica


Señalde RF

Láser

Fotodetector

(a) (b)

FuenteÓptica

Señalde RF

LuzModulada

R

Figura 2.2: (a) Esquema de modulación directa, (b) Diagrama eléctrico de modulación directa.

integrada. Bajo este esquema, la fuente óptica es polarizada con una corriente de CD y

el haz de luz generado se inyecta al EOM a fin de ser modulado por una señal de RF. La

principal característica de los EOM es su alta velocidad de operación [1, 9]. Si bien es

cierto que el costo de esta técnica se incrementa con respecto a la modulación directa;

se obtienen beneficios tales como incremento en la velocidad de modulación (mayor a

los 10 Gbps), y enlaces con mayor distancia de transmisión [14, 15].

señalde RF

EOM

PDLáser

DC

Figura 2.3: Esquema de modulación externa

2.6. Moduladores Electro-ópticos

La figuras 2.4(a) y (b) ilustran las estructuras fundamentales de los primeros EOMs,

los cuales son conocidos como moduladores de volumen o de óptica masiva. Estos

EOM poseen anchos de banda de aproximadamente de 200 MHz. La figura 2.4(a) cor-

responde al caso donde la modulación de la luz se realiza mediante la aplicación de un

campo eléctrico de manera longitudinal, es decir, la luz se propaga en forma paralela

en dirección al campo eléctrico aplicado. La figura 2.4(b) corresponde al caso en el

cual la modulación es orientada de manera perpendicular al campo eléctrico aplicado.

18 2.6. Moduladores Electro-ópticos

Finalmente, la figura 2.4(c) corresponde a un EOM construido en óptica integrada, el

cual mejora sustancialmente su ancho de banda, alcanzado valores de 100 GHz [16].

En todos los casos el material utilizado para su fabricación es birrenfringente, como el

niobato de litio (LiNbO3) o tantalio de litio (LitaO3) [10].

L

Luz

v

E

L

EV

E

L

V

( a ) ( b ) ( c )

Luz

Luz

d

Figura 2.4: (a) EOM orientado longitudinalmente, (b) EOM orientando transversalmente, (c) Modu-lador de tipo transversal en óptica integrada.

2.6.1. El Modulador de Intensidad Mach-Zehnder de Óptica In-

tegrada

La figura 2.5 muestra que un MZI de intensidad contiene guías de onda en forma

de dos "Y" encontradas. La primera bifurcación divide el haz luminoso en dos ondas

con potencias ópticas idénticas para seguir por trayectorias diferentes las cuales son:

Paralelas, rectilíneas y de la misma longitud. Al aplicar un campo eléctrico por medio

de los electrodos de RF, se permite la modificación del índice de refracción de uno de

los brazos por efecto electro-óptico, permitiendo desfasar una onda óptica con respecto

a la otra mediante el efecto Pockels [10, 21, 16]. Finalmente, el resultado a la salida

del MZI de intensidad es una modulación de la amplitud de la onda óptica debido a la

interferencia de la recombinación de los dos haces ópticos [20].

Debido a que el LiNbO3 presenta un alto coeficiente electro-óptico (r33 = 30.8

pm/V y r42 = 28 pm/V) y una alta transparencia óptica para longitudes de onda lo-


Entradaóptica

Electrodos

Capa deóxido de Silicio

Salidaóptica

Guía de ondade Titanio difundido

Sustratode LiNbO3Z

Y

X

Figura 2.5: MZI de intensidad en óptica integrada.

calizadas en el visible e infrarrojo cercano del espectro EM [17, 18, 19]. Además, sus

características térmicas, químicas y mecánicas son estables, y es compatible con la tec-

nología convencional de fabricación de circuitos integrados. Actualmente, los EOMs

más utilizados son MZI de intensidad y los de fase con velocidades de transferencia de

datos por arriba de los 10 Gbit/seg [20].

Los cortes cristalinos se determinan en función de los ejes ópticos del cristal de

LiNbO3. Así, un cristal de corte Z y propagación Y, indica que el eje Z es perpendicular

a la superficie del cristal, el eje X es paralelo a la superficie y el eje Y es perpendicular

a los otros dos y designa la dirección de propagación, como se muestra en la figura

2.5. La finalidad de estos cortes es alinear el campo eléctrico con los coeficientes más

elevados del cristal de LiNbO3.

La guía de onda se fabrica depositando y difundiendo una película delgada de ti-

tanio (Ti) sobre el substrato de LiNbO3; la presencia del Ti en el cristal hace que se

incremente el índice de refracción conforme el Ti penetra en el substrato de forma no

lineal. Además, con un proceso litográfico se obtiene una guía de onda óptica del tipo

monomodo. Posteriormente, se deposita una capa de óxido de silicio (SiO2), seguida

de un depósito de metal. La finalidad de la capa de SiO2 es proporcionar un buen aco-


plamiento entre las señales ópticas y eléctricas. A lo largo de los brazos de la guía de

onda se colocan los electrodos de RF que permiten aplicar un campo eléctrico [21].

Los electrodos son fabricados por técnicas fotolitográficas, ya sea directamente sobre

la superficie de la oblea de LiNbO3, o sobre una capa intermedia transparente, a fin

de reducir las pérdidas ópticas debidas a la carga del metal y para ofrecer un medio de

acoplamiento. Por lo general el metal utilizado para los electrodos de RF es oro [20].

2.6.2. Principio de Operación de un MZI

En esta sección se analizan las ecuaciones que rigen el principio de operación de un

MZI de intensidad, de corte Z y propagación en Y. Las figuras 2.6(a) y (b) ilustran un

MZI donde los electrodos de RF están colocados de tal forma que un electrodo queda

por encima de una guía de onda. Aquí l es la longitud de los electrodos y d la separación

entre ellos, de tal manera que el campo eléctrico está en función del voltaje aplicado

(E = V/d) y está dirigido en la dirección Z. Sea Ei (t) una onda óptica dada por la

siguiente expresión [22]:

Ei (t) = A0ejw0t (2.1)

donde A0 es la amplitud, y w0 es la frecuencia óptica angular.

l

d

V

E (t)i

sustrato

dV

Electrodos

Difusión

Z

XEo(t)

(a) (b)

Figura 2.6: (a) Vista superior, (b) y transversal de un MZI, donde l es la longitud del electrodo y d esla distancia de separación.

La onda incidente, después de pasar por la primera Y, es separada en dos ondas; la

onda que viaja por la guía bajo el electrodo sufre un factor de desfase ϕm en relación


a la otra debido a la aplicación de un campo eléctrico. Posteriormente, en la segunda

Y las dos ondas se vuelven a recombinar y ahora su amplitud es determinada por la

siguiente relación:

E0 (t) =1

2A0e

jw0t +1

2A0e

j(w0t+ϕm) (2.2)

El primer término es la onda que viaja por el brazo que no es afectado por el campo

eléctrico, mientras que el segundo término corresponde a la onda que ha sido desfasada.

En términos de intensidad óptica, la ecuación (2.2) se puede reescribir como [2]:

I (t) = E0 (t) · E∗0 (t) (2.3)

donde E∗0 (t) es el complejo conjugado de E0 (t), por lo que el producto de la ecuación

(2.3) se expresa de la siguiente manera:

I (t) =

[1

2A0e

jw0t(1 + ejϕm

)] [12A0e

−jw0t(1 + e−jϕm

)]=

1

4|A2

0|e−jw0t+jw0t(1 + ejϕm

) (1 + e−jϕm

)(2.4)

donde: |A0|2 = I0 representa la intensidad luminosa promedio.

Aplicando la siguiente identidad 2cosθ = (ejθ + e−jθ) en (2.4) se obtiene la sigu-

iente expresión:

I (ϕm) =I04(2 + 2cosϕm) =

I02(1 + cosϕm) (2.5)

Por otro lado, el voltaje aplicado, V, inducirá una variación en el índice de refracción

extraordinario (ne) del LiNbO3, determinado por la siguiente ecuación [16]:

∆ne =n3er332d

V (2.6)

De manera general, para un MZI el desfasamiento introducido se expresa como


[16]:

∆ϕ =2π

λ∆nel (2.7)

donde λ es la longitud de onda de la fuente óptica utilizada.

Sustituyendo la ecuación (2.6) en (2.7), se obtiene la expresión para el factor del

desfase, que se expresa de la siguiente manera:

ϕm =2πV

2

n3er33λ

l

d(2.8)

donde el término n3er33λ

ld

se conoce como el voltaje de media onda (Vπ), y es el voltaje

necesario para inducir un desfasamiento π, el cual es función de los coeficientes electro-

ópticos, así como de la geometría y ubicación de los electrodos [22]. Sustituyendo el

término Vπ en la ecuación (2.8) esta se reduce a:

ϕm = πV

Vπ

(2.9)

Finalmente, sustituyendo la ecuación (2.9) en (2.5), la intensidad se puede expresar

en función del voltaje aplicado:

I (V ) =I02

[1 + cos

(πV

Vπ

)](2.10)

Esta última expresión permite representar la función de transferencia del MZI, y

por lo tanto, su región de operación. Para operar en la región lineal se eligen voltajes

comprendidos entre 0 y Vπ. La ecuación (2.10) se evalúa para tres casos:

Caso 1: Si V = 0 ⇒ I(V ) = I0, que corresponde a la máxima intensidad.

Caso 2: Si V = Vπ

2⇒ I(V ) = I0

2, que corresponde a la intensidad promedio.

Caso 3: Si V = Vπ ⇒ I(V ) = 0, que corresponde a intensidad nula.

La figura 2.7 representa la función de transferencia del MZI donde los tres casos

antes mencionados se representan en la figura.


0 V

Io 1

3

2

Vπ

Io/2

Señal eléctricade modulación

Señal óptica modulada

Voltaje relativo

Intensidadluminosa

Figura 2.7: Intensidad óptica a la salida del MZI en función de voltaje aplicado en los electrodos deRF.

A fin de operar en la región lineal y obtener la máxima incursión de voltaje, se

eligen voltajes de polarización que se encuentren sobre la parte central de esta región

(punto 2), de esta manera al aplicar un voltaje a los electrodos de RF, el modulador

tendrá una modulación óptica eficiente [16].

2.7. Fibra Óptica

La figura 2.8 corresponde a la estructura de una fibra óptica (FO). La cual consiste

Cubierta de plástico

Revestimiento

Núcleo

2a n1 n2

Figura 2.8: Estructura de una fibra óptica.

principalmente de tres secciones: el núcleo, el revestimiento y la cubierta de plástico.

El índice de refracción del núcleo (n1) es ligeramente mayor al del revestimiento (n2),

garantizando de esta manera el confinamiento de la luz [1, 2, 9, 13, 16].

La propagación de la luz en una FO de puede ser explicada por dos métodos. El

24 2.7. Fibra Óptica

primero es el tratamiento más formal y se basa en la propagación de ondas EM en

medios dieléctricos. El segundo método utiliza la óptica geométrica o teoría de rayos,

sin embargo éste sólo es válido cuando las dimensiones del núcleo son mayores a la

longitud de onda de la fuente óptica utilizada [1, 2, 9, 13, 16, 23].

2.7.1. Tipos de Fibra Óptica.

En esta sección se presentan los perfiles de las fibras ópticas utilizadas actualmente

en los sistemas de comunicación ópticos. Precisamente el tipo de perfil determina si la

aplicación será en redes de área local o redes de larga distancia. La figura 2.9 muestra

las FO de perfil de índice abrupto y gradual. En las primeras, el índice de refracción

del núcleo experimenta un cambio abrupto (escalonado) con respecto al revestimiento.

En el segundo caso, el índice de refracción varía en función de la distancia radial del

centro de la FO al revestimiento.

Perfil deíndice Sección transversal de la fibra y trayectoria de rayos

Dimensionestípicas

( a )

( b )

( c )

n2 n1

2a

n2 n1

n2 n1

2a

r=a

r=0r

125 um(cubierta)

8-12 um(núcleo)

5 -200 um(núcleo)

125-400 um(cubierta)

50 -100 um(núcleo)

125-140 um(cubierta)

Fibra monomodo de Índice abrupto

Fibra multimodo de Índice abrupto

Fibra multimodo de Índice gradual

Figura 2.9: Comparación de FO multimodo, monomodo de índice abrupto e índice gradual.

La propagación la luz en la FO, se manifiesta en forma de modos viajando a ve-


locidades diferentes. El número de modos que pueden propagarse en una FO de índice

escalonado es determinado mediante el parámetro conocido como frecuencia normali-

zada (número V o parámetro V, el cual es adimensional). Este parámetro es función de

los índices de refracción así como de la geometría de la fibra y está dado por:

V =2πa

λ

√n21 − n2

2 =2πa

λA.N. (2.11)

donde a es el radio del núcleo de la fibra y A.N. es la apertura numérica.

Cuando V ≤ 2.405, la fibra se denomina monomodo mientras que si V > 2.405, la

fibra se considera multimodo [1, 2, 9, 13, 23].

2.7.2. Atenuación en las Fibras Ópticas

Una consideración importante en el diseño de un sistema de comunicación a fibra

óptica es el factor de la atenuación, debido a que determina la máxima distancia de

transmisión entre emisor y receptor. El coeficiente de atenuación α es definido usual-

mente en unidades de dB/km [1, 2, 9, 16, 23].

α =10

Llog

(Pin

Pout

)(2.12)

donde Pout es la potencia óptica detectada de una fibra de una longitud L con una po-

tencia de entrada Pin.

El factor de atenuación es la contribución del dispersión Rayleigh, la absorción

ultravioleta, la absorción infrarroja, así como la presencia de moléculas de agua OH

[1, 16]. La figura 2.10 muestra los diversos efectos que contribuyen a la atenuación, así

como se indican las tres ventanas ópticas, utilizadas en la transmisión de luz por FO

(850 nm, 1.3 µm y 1.55 µm).


0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7

10-1

100

101

Longitud de onda ( m)μ

Ate

nu

ació

n (

dB

/Km

)

Absorción

ultravioleta

Dispersión

Rayleigh

Pérdidas totales

Absorción

infrarroja

Absorción OH

a 1.27 um

Primerventana

Segunda

ventana

Tercer

ventana

Absorción OH

a 1.38 um

Figura 2.10: Atenuación en fibras ópticas

2.7.3. Dispersión en Fibras Ópticas

La dispersión es un factor que limita el desempeño de un enlace óptico, especial-

mente, la velocidad de transferencia de datos. En general, este tipo de efecto resulta de

la diferencia en las velocidades de grupo de los diferentes modos. Dependiendo de la

estructura algunos modos viajarán a mayor velocidad que otros, provocando que unos

pulsos de luz se sobrepongan entre sí, o en casos extremos llegar en un orden dife-

rente al que fueron transmitidos. La figura 2.11 representa este efecto. Existen cuatro

fuentes de dispersion en las FO: Dispersión modal, dispersión del material, dispersión

de guía de onda y la dispersión no lineal. El primer mecanismo esta presente en las

fibras multimodo y los otros en las fibras de tipo monomodo [2, 9, 16, 24].

2.7.3.1. Dispersión del Material o Cromática

La dispersión del material puede explicarse a partir del hecho de que óxido de silicio

(SiO2) (material comúnmente utilizado en el núcleo de las fibras ópticas) es un material

cuyo índice de refracción está en función de la longitud de onda y se rige por la ecuación


S1

S2

S3

S3S2 S1

Figura 2.11: Dispersión modal en fibras multimodo.

de Sellmeier [25].

n =

√1 +

0.696166λ2

λ2 − 0.004679148258+

0.4079426λ2

λ2 − 0.01351206307+

0.8974794λ2

λ2 − 97.93400254(2.13)

Por otra parte, dado que las fuentes ópticas no poseen un espectro de emisión in-

finitamente estrecho, su energía se compone de un rango de frecuencias [9]. Por lo

tanto, las diferentes componentes frecuenciales experimentan una ligera diferencia en

el índice de refracción a medida que viajan a través de la fibra [2]. El resultado es que el

haz de luz se extiende a medida que este se propaga. La figura 2.12 muestra la variación

del índice de refracción en función a la longitud de onda.

0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 21.435

1.44

1.445

1.45

1.455

1.46

1.465

1.47

Longitud de onda ( m)μ

(n)

Índic

e d

e r

efr

acció

n

Figura 2.12: Relación entre en índice de refracción (n) y la longitud de onda (λ) para el SiO2.

Una relación que permite analizar el comportamiento de la dispersión de la fibra


estándar en función de la longitud de onda es [2]:

D =0.088λ

4

[1−

(1300

λ

)4]

(2.14)

Mientras que la expresión que define la dependencia de la dispersión de la fibra de

dispersión corrida, en función la longitud de onda es [2]:

D =0.075λ

4

[1−

(1500

λ

)4]

(2.15)

La figura 2.13 muestra una gráfica para las curvas de dispersión de la fibra estándar y

de dispersión corrida a partir de las relaciones (2.14) y (2.15). De esta figura se observa

claramente que en las fibras estándar, utilizando una fuente con una longitud de onda

cercana a 1300 nm, es posible reducir significativamente la dispersión. Mientras que

las FO de dispersión corrida tienen dispersión cero a una longitud de onda alrededor

de 1550 nm, donde las pérdidas por atenuación tienen el valor mínimo de 0.2 dB/km

[9, 16, 24].

1100 1200 1300 1400 1500 1600-50

-40

-30

-20

-10

0

10

20

30

Longitud de onda (nm)

Dis

pers

ión

ps/(

nm*k

m)

Fibra dedispersión corrida

Fibra estándar

Segundaventana

Terceraventana

Figura 2.13: Curvas de dispersión en fibras estándar y de dispersión corrida.


2.8. Láser de Retroalimentación Distribuida (DFB)

La figura 2.14(a) ilustra un esquema simplificado de un láser DFB; éste consta de

una concatenación directa de dos rejillas de difracción grabadas en la zona activa con

una ganancia óptica interna, las cuales actúan como filtros pasabanda que se cono-

cen como perturbación dieléctrica de corrugación inducida [26]. Estas rejillas tienen

múltiples modos axiales de resonador, pero existe un modo que se favorece con menores

pérdidas, de tal forma que se puede fijar solamente una frecuencia o longitud de onda a

la salida (monomodo). En la figura 2.14(b) se aprecia que cuando el período de la rejilla

es múltiplo de la luz incidente y el patrón de ondas estacionarias generá interferencia

destructiva eliminando las frecuencias que no son deseadas [10, 27]. Para que esto se

logre se necesita cumplir la condición de Bragg, que está dada por:

Λ =mλB

2ng

(2.16)

donde Λ es el periodo de la rejilla, m es el orden de la rejilla (representando el número

de modos a emitir), λB es la longitud de onda de Bragg y ng es el índice de refracción

de la cavidad.

(a)n1>n >n2 3

Λ

n3

n2

n1

Capa activa

Rejilla de difracción

Salida

(b) 1.5496 1.5498 1.55 1.5502 1.55040

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

Longitud de onda mμ

Am

plitu

d r

ela

tiva

Figura 2.14: (a) Diagrama esquematico de un láser DFB, donde se usa una segunda rejilla para mejorarel acoplamiento, (b) espectro de emisión de un DFB .

2.8.1. Ancho de Línea.

La figura 2.15, ilustra el haz emitido por un láser donde es posible observar el ancho

de línea (∆λ) (FWHM - Full Width at Half Maximum), que corresponde al 50 % del

30 2.9. Sumario

ancho de emisión de luz emitida por dicha fuente. Éste es un parámetro muy importante

debido a que en los sistemas de comunicación óptica, para un buen desempeño, una alta

velocidad y una comunicación de larga distancia se necesita de una fuente monomodo,

la cual debe contener solamente un único modo longitudinal y transversal. Es decir el

∆λ debe ser muy estrecho [2].

1.5496 1.5498 1.55 1.5502 1.5504 1.55080

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

Longitud de onda mμ

Flu

jo e

spe

ctra

l re

lativ

o (

%)

Δλ

Figura 2.15: Ancho de línea del haz de un láser.

2.9. Sumario

En este capítulo se presentó de manera breve la evolución de los sistemas de comu-

nicación a fibra óptica. Posteriormente, las principales características de los elementos

que componen estos sistemas. A continuación, se citaron las técnicas de modulación di-

recta y externa. Además, se presentó un análisis de los EOMs, donde se explicó breve-

mente su operación, así como las ecuaciones que rigen su funcionamiento. Por otro

lado, se mostraron los diferentes tipos de fibra óptica, sus características y los efectos

tanto de atenuación como de dispersión. Finalmente, se presentó la estructura de una

fuente óptica del tipo DFB, sus ventajas, su espectro de emisión y su ancho de línea.

En el siguiente capitulo se hará un estudio sobre la teoría de antenas.

Referencias

[1] K. Thyagarajan Ajoy Ghatak, “Fiber Optic Essentials”, A, John Wiley &

Sons, Inc., Publications, 2007, pp. 9-17, 28-51, 55-61.

[2] G. Keiser, “Optical Fiber communications”, Second edition, McGraw-Hill,

Singapore, 2000, pp. 1-4, 17-35, 86-93, 376-379 .

[3] Philip J. Cianci, “HDTV and the Transition to Digital Broadcasting Under-

standing View Television Technologies”, Elseiver Inc., 2007, chapter 1-2.

[4] “A/53: ATSC Digital Television Standard, Parts. 1-6 2007”, Advanced Tele-

vision Systems Committee, Inc, 2007.

[5] Jean-Pierre Bienaimé, ”From HSPA to LTE and Beyond: Mobile Broadband

Evolution”, Microwave Journal: A Special supplement RF/Microwave Mo-

bile Communications, Vol, 53, No. 11, november 2010, pp. 4-10, 26.

[6] N. Ghazisaidi, M. Maier and C.M. Assi, “Fiber- Wireless (FiWi) Access Net-

works: A Survey”, IEEE Communications Magazine, february 2009, pp. 160-

167.

[7] P.T. Shin, J. Chen, C-T. Lin, W-J. Jiang, H-S. Huang, P-C.Peng y S. Chi, “Op-

tical Millimeter-Wave Signal Generation Via Frequency 12-Tupling”, Journal

of Lightwave Technology, Vol. 28, No. 1, january 2010.

[8] V. Heikkinen, T. Alajoki, E. Juntunen, M. Karppinen, K. Kautio, J-T. Maki-

nen, J. Ollila, A. Tanskanen, J. Toivonen, R. Casey, S. Scott, W. Pintzka, S.

31

32 REFERENCIAS

Thériault, I. McKenzie, “Fiber-Optic Transceiver Module for High-Speed In-

trasatellite Networks”, Journal of Lightwave Technology, Vol. 25, No. 5, may

2007.

[9] Mohammad Azadeh, “Fiber Optics Engineering”, Springer, 2009, pp. 10-18,

114-116, 127-142, 209, 221-229.

[10] Frank Trager, “Handbook of Lasers and Optics”, first edition, Springer, New

York 2007, pp. 7, 434-436, 782-785.

[11] S. E. Miller & A.G. Chynowet, “Optical Fiber Telecommunications”, Edit

Academis Press Inc. USA, 1979.

[12] R. Papannaredy, “Ligthwave Communication Systems”, Edit. Artech house

inc., EU, 1997.

[13] Henry Zanger and Cynthia Zanger, F“iber optics, communications and other

applications”, MacMillan Publishing Company, New York 1999, pp. 42-47,

204-210.

[14] M. S. Borella, J. P. Jue, D. Banerjee, B. Ramamurthy, B. Mukherjee, “Optical

Components for WDM Lightwave Networks”, Proceedings of the IEEE, Vol.

85, No. 8, august 1997, pp. 1274-1307.

[15] J. D. Gibson, “The Communications Handbook ”, CRC Press, 1997, chapter

57.

[16] Bahaa E. A. Saleh, Mlavin Carl Teich, “Fundamentals of Photonics”, third

edition, John Wiley & Sons, Inc., Canada 1991, pp. 272-296, 696-705.

[17] A. H. Tehranchi, N. Granpach, “Optical Beam Propagation in Ti:LiNbO3

Mach-Zehnder Modulator”, IEEE LFNM 2002, 3-5 june, Kharkiv, Ukraine,

pp. 128-130.

REFERENCIAS 33

[18] Kwok Wah Hui, Kin Seng Chiang, Boyu Wu, Z. H. Zhang, “Electrode Op-

timization for High-Speed Traveling-Wave Integrated Optic Modulators”,

IEEE Journal of Ligthwave Technology, Vol 16, No. 2, june 1998, pp. 232-

238.

[19] Davis H. Naghski, Joseph T. Boyd, Howard E. Jackson, S. Sriram, Stuart A.

Kingsley, J. Latess, “An Integrated Photonic Mach-Zehnder Interferometer

with No Electrodes for Sensing Electric Fields”, IEEE Journal of Ligthwave

Technology, Vol 12, No. 6, June 1994, pp. 1092-1098.

[20] E. L. Wooten, K. M. Kissa, A. Yin-Yan, E. J. Murphy, D. A. Lafaw, P. F.

Hallemeier, D. Maack, D. V. Attanasio, D. J. Fritz, G. J. McBrien, D. Bossi,

“A Review of Lithium Niobate Modulators for Fiber-Optic Communications

Systems”, IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, Vol. 6,

No. 1, january/february 2000, pp. 69-82.

[21] Michael Bass, Carolyn MacDonald, Guifang Li, Casimer M. DeCusatis,

Virendra N. Mahajan, “Handbook Of Optics”, Third edition, Mc Graw Gill,

Chapter 20.18

[22] Aguayo Rodríguez, Gustavo, “Estudio de un Sistema de Comunicación Óp-

tico para el Filtrado y Sintonizado de Señales de Microondas, utilizando el

Efecto de la Dispersión Cromática y Fuentes Multi-modo”, tesis de Maestría,

Especialidad en Electrónica, Tonantzintla, Puebla, Méx. INAOE 2003, Capí-

tulo 3.

[23] Goving P. Agrawal, “Fiber-Optic Communication Systems”, second edition,

Wiley-Interscience, United States of America 1997. pp. 24-29, 74.

[24] Bill Woodward, Emile B. Husson, “Fiber Optics Installer and Technician

Guide”, Copyright c⃝ 2005 SYBEX Inc., 1151 Marina Village Parkway,

Alameda, CA 94501, pp. 88-91.

34 REFERENCIAS

[25] John Gowar, “Optical Communication Systems”, Prentice -Hall International

Series in Optoelectronics.

[26] R. Paschotta, “Encyclopedia of Laser Physics and Technology”, first edition,

Wiley 2008.

[27] H. Ghafouri-Shiraz, “Distributed Feedback Laser Diodes and Optical Tun-

able Filters”, first edition, Wiley, 2003. Chapter 2.

Capítulo 3

Teoría de Antenas

3.1. Introducción

En este capítulo se analiza de manera breve la importancia que las antenas han

tenido a lo largo del tiempo. Se muestra la teoría de las antenas, clasificación, venta-

jas y limitaciones. Particularmente, el interés radica en antenas de microcinta, su fun-

cionamiento, análisis matemático, y las técnicas de alimentación.

3.2. Antecedentes Históricos

La teoría de antenas surge en 1873 gracias a James C. Maxwell (1831-1879), quien

unifica la teoría eléctrica y magnética en un conjunto de ecuaciones conocidas como las

ecuaciones de Maxwell [1]. Estos trabajos fueron comprobados posteriormente en 1887

por Heinrich R. Hertz (1857-1894), quien realizó el primer sistema electromagnético

inalámbrico. En 1897 se realizaron los primeros sistemas de radiocomunicaciones por

Guglielmo Marconi (1874-1937) y en 1902 se hace la primera comunicación transatlán-

tica iniciando así la era de las antenas [2]. Desde la invención de Marconi hasta los años

40’s, la tecnología de las antenas se centró en elementos radiantes de hilo con rangos de

frecuencia entre 50 y 100 KHz, después con el descubrimiento del tríodo por De Forest

35

36 3.3. Definición de Antena

(1904), se pudo trabajar a frecuencias entre los 100 khz y algunos MHz [4]. Durante la

Segunda Guerra Mundial se desarrollaron nuevos elementos radiantes, pero la contribu-

ción más importante fue el desarrollo de los generadores de microondas (magnetrón y

el klystron, frecuencias superiores a 1 GHz). Entre los años de 1960 y 1980 los avances

en la arquitectura y tecnología de computadoras contribuyeron a la teoría moderna de

antenas. El desarrollo de los métodos numéricos que permitieron el análisis de estruc-

turas imposibles de realizar con métodos analíticos, tales como los métodos asintóticos

de baja frecuencia (método de los momentos, diferencias finitas) y de alta frecuencia

[2]. En la primera mitad del siglo XX se utilizaban métodos de prueba y error, en cam-

bio hoy en día se logra pasar del diseño teórico al prototipo final sin necesidades de

pruebas intermedias [5, 6, 7, 8, 9].

3.3. Definición de Antena

La figura 3.1 ilustra un par de antenas. Una antena es un dispositivo diseñado con

el objetivo de radiar y recibir ondas electromagnéticas del espacio.

Espacio Libre

Línea deTransmisión oguía de onda

Antena Transmisora

Línea deTransmisión oguía de onda

Antena Receptora

Figura 3.1: Esquema de un par de antenas operando en modo de transmisión y recepción.

3.4. Parámetros Fundamentales de las Antenas

Existe un conjunto de parámetros que definen una antena; estos parámetros son sus-

ceptibles de ser medidos y definidos de acuerdo con el Standard del IEEE 145-1973.

Aunque la mayoría de estos parámetros se definen para la transmisión, también son


validos para la recepción [2, 3].

• Densidad de potencia radiada: Se define como la potencia por unidad de superficie

en una determinada dirección. Las unidades son watts por metro cuadrado.

• La directividad se muestra en la figura 3.2 y, es una medida que describe las pro-

piedades direccionales de la antena, se define como la relación entre la densidad de

potencia radiada en una dirección en una distancia y la densidad de potencia que radia-

ría en la misma distancia una antena Isotrópica.

Figura 3.2: Relación entre el patrón de radiación de una antena isotrópica y una antena de dipolo.

• La ganancia de una antena es la relación entre la densidad de potencia radiada en

una dirección y la densidad de potencia que radiaría una antena isotrópica, en las mis-

mas condiciones de distancia y de potencia entregada a la antena. En la definición de

directividad se habla de potencia radiada por la antena, mientras que en la definición de

ganancia se habla de potencia entregada a la antena.

• La eficiencia se puede definir como la relación entre la potencia radiada por una an-

tena y la potencia entregada a la misma. La eficiencia es un número comprendido entre

0 y 1.

• La polarización viene definida por la trayectoria que describe el vector de campo

eléctrico o magnético cuando se observa en el sentido de propagación de la onda.

• La impedancia de una antena se define como la relación entre la tensión y la co-

rriente en sus terminales de entrada y está definida por la ecuación (3.1). La parte real

de la impedancia se denomina resistencia de antena y la parte imaginaria reactancia de

antena.

Zi =Vi

Ii= Ra + jXa (3.1)

38 3.5. Tipos de Antenas

• Coeficiente de adaptación se define como la relación entre la potencia recibida y la

potencia que recibiría en el caso de máxima transferencia de potencia.

• Área se define como la relación entre la potencia recibida y la densidad de potencia

incidente en una antena.

• Longitud efectiva de una antena linealmente polarizada se define como la relación

entre la tensión inducida en una antena en circuito abierto y el campo incidente en la

misma.

• Ancho de Banda de la antena se define como el rango de frecuencias sobre las cuales

la operación de la antena es “satisfactoria”. Esto, por lo general se toma entre los puntos

de media potencia, pero a veces se refiere a las variaciones en la impedancia de entrada

de la antena.

• Patrón de Radiación de una antena (FWB) se define como la representación gráfica

de las características de radiación en función de distintas direcciones del espacio a una

distancia fija. La figura 3.3 ilustra un corte vertical en el plano XZ, denominado plano

E, y está definido por la dirección de máxima radiación del campo eléctrico. Además un

corte horizontal (plano XY) al que se le denomina plano H, en este plano esta contenido

el campo magnético.

( a ) ( b ) ( c )

Figura 3.3: (a) Patrón de radiación en tercera dimensión de un dipolo, (b) Plano H del patrón deradiación y (c) Plano E del patrón de radiación.

3.5. Tipos de Antenas

Existen diversos tipos de antenas dependiendo de la aplicación. Las más comunes

son las siguientes [10]:


• Dipolar: Alambre recto en forma de “T”. Formas más conocidas Monopolo λ/4.

• De lazo: Alambre formado por un lazo cerrado de N vueltas. Modelo: Momento dipo-

lar magnético.

• Helicoidal: Combinación de las dos anteriores.

• De apertura: Terminación de guía de onda.

• De microcinta: Parches conductores sobre un substrato dieléctrico, fabricables con

tecnología de circuitos impresos para microondas. Compatibles con circuitos integra-

dos. Modelo: línea de transmisión, cavidad, métodos numéricos, métodos Espectrales,

etc.

• De reflexión: Combinación de cualquiera de las anteriores con un reflector para mejo-

rar sus características.

3.6. Antenas Elementales

Las antenas elementales son aquellas de las que se parte para el estudio de antenas,

o las cuales sirven como base para ciertos parámetros de las antenas.

3.6.1. Antenas Isotrópicas.

La antena isotrópica es la antena básica de referencia, cuya propiedad fundamental

es la de radiar la misma energía en todas las direcciones como se puede observar en la

figura 3.2. Esta antena es una antena ideal.

3.6.2. Antena Dipolar λ/2.

El dipolo λ/2 es una antena resonante cuya longitud física es igual a media longitud

de onda. Si el dipolo se coloca en el centro de los ejes de coordenadas su patrón de

radiación es como el que se muestra en la figura 3.4.

40 3.7. Antena de Microcinta

Figura 3.4: Patrón de radiación de una antena dipolar.

3.6.3. Antenas Directivas

Una antena directiva es aquella que tiene direcciones preferentes de radiación como

se ilustra en la figura 3.5. Además, es posible observar el ancho de haz de media poten-

cia (HPBW, half power beamwidth), que es el ángulo entre dos vectores definidos por

el lóbulo principal que comprende el 50 % de la potencia radiada.

Figura 3.5: Patrón de radiación de una antena directiva.

3.7. Antena de Microcinta

Una antena planar, también conocida como de parche o microcinta, se diseña me-

diante líneas de transmisión o resonadores sobre un substrato dieléctrico. Sus dimen-

siones se eligen de manera que la estructura disipe la potencia eléctrica en forma de

radiación electromagnética. Su estructura consiste básicamente de una placa metáli-

ca de espesor t sobre un substrato dieléctrico de pérdidas reducidas. El grosor (h) del

substrato debe ser entre 0.003λ y 0.05λ [2, 11], con objeto de evitar fugas y ondas su-

perficiales. Su constante dieléctrica (εr) toma valores entre 2.2 y 12 [2, 11], para que


las líneas de campo estén confinadas entre la microcinta y el plano de tierra, como se

muestra en la figura 3.6.

Substrato

Figura 3.6: Antena de microcinta rectangular.

3.7.1. Ventajas y Limitaciones

Algunas ventajas y limitaciones que tienen las antenas de microcinta frente a las

convencionales, son las siguientes [12, 13, 14]:

1. Ventajas:

• Facilidad para integrar elementos activos en el mismo substrato.

• Peso y dimensiones reducidas.

• Pueden diseñarse para trabajar a diferentes frecuencias.

• Las líneas de alimentación e integración a otros circuitos pueden fabricarse si-

multáneamente y coexistir en la misma estructura.

• Bajos costos de fabricación y facilidad para fabricarlas en serie.

2. Limitaciones:

• Por lo regular un ancho de banda reducido.

• Grandes pérdidas óhmicas en la interface de alimentación de arreglos.

• Necesidad de estructuras de alimentación complejas para lograr un alto desem-

peño [15].

• Existencia de radiación no deseada proveniente de alimentadores y junturas.

42 3.7. Antena de Microcinta

• Generación de ondas superficiales.

• Limitadas al manejo de baja potencia.

3.7.2. Geometría de los Parches

Los elementos radiantes y las líneas de alimentación son usualmente fotograbados

sobre un substrato dieléctrico. El parche radiante puede ser de diferente geometría:

cuadrada, rectangular, circular, elíptica, triangular, dipolar, entre otros, como se observa

en la figura 3.7.

Figura 3.7: Algunos ejemplos de geometrías para antenas de parche.

3.7.3. Técnicas de Alimentación

Las señales de microondas se aplican a las antenas a través de líneas impresas, vía

ranuras, por líneas coaxiales o por acoplamiento de cavidades. La forma más común de

alimentación es a través de líneas de transmisión en el mismo plano de la microcinta

[2, 3, 6].

3.7.3.1. Por Línea de Microcinta

Este método de alimentación consiste en conectar directamente el parche de la an-

tena con la línea de transmisión, como se aprecia en la figura 3.8. Tiene la ventaja de


que tanto la línea como el parche pueden ser fabricados con el mismo material y so-

bre la misma estructura. Sin embargo, una desventaja es que si se utiliza un dieléctrico

delgado, aumenta la generación de ondas superficiales.

Figura 3.8: Esquema de alimentación por línea microcinta.

3.7.3.2. Por Conexión Coaxial

En esta técnica, la punta del conector coaxial se extiende a través del dieléctrico y es

soldada al parche, mientras que el conductor exterior del conector coaxial es conectado

al plano de tierra como se muestra en las figuras 3.9(a) y (b). La principal ventaja que

presenta, es que la punta del conector se conecta al parche en el lugar donde se tiene un

mejor acoplamiento. Además de que es relativamente fácil de fabricar y presenta bajas

perturbaciones por radiación no deseada en comparación al modelo anterior.

(a) Vista superior

(b) Vista de perfil

Figura 3.9: Esquema de alimentación por conector coaxial.

3.7.3.3. Por Acoplamiento de Proximidad

La figura 3.10(a) muestra esta forma de alimentación, donde la línea de microcin-

ta se encuentra entre dos dieléctricos. Dicha línea se acopla con el parche a modo

44 3.8. Principios de Funcionamiento

de causar radiación. Esta técnica tiene la ventaja de eliminar radiaciones no deseadas

provenientes de la alimentación y simultáneamente se mejora el ancho de banda. Su

principal desventaja es la dificultad de construcción por el hecho de ser multicapa.

3.7.3.4. Por Acoplamiento de Apertura

Para este tipo de alimentación, el parche y la línea de microcinta son separados por

un plano de tierra, el cual cuenta con una apertura o ranura, como se muestra en la

figura 3.10(b). Generalmente la apertura se encuentra centrada bajo el parche, con lo

cual se logra un bajo nivel de polarización cruzada. Por lo regular el substrato de la

parte inferior tiene alta constante dieléctrica y el de la parte superior una baja constante

para lograr una radiación optima del parche. Sin embargo, la mayor dificultad de este

tipo de alimentación es su construcción ya que posee múltiples capas.

(a) (b)

Figura 3.10: (a) Alimentación por acoplamiento de proximidad, (b) Alimentación por acoplamientode apertura.

3.8. Principios de Funcionamiento

Las antenas de microcinta se pueden analizar de varias formas, desde los mode-

los basados de líneas de transmisión o cavidades, hasta los más complejos, utilizando

métodos numéricos o espectrales. En este trabajo estudiaremos el modelo de líneas de

transmisión.


3.8.1. Modelo de la Línea de Transmisión

Como se ha mencionado anteriormente, las líneas de transmisión de microcinta

consisten en un conductor separado por un dieléctrico y un plano de tierra. La radiación

aparece en las discontinuidades y circuitos abiertos de la estructura como se aprecia en

la figura 3.11, especialmente si su tamaño es comparable a la longitud de onda.

Figura 3.11: Discontinuidad y circuito abierto dentro de la estructura.

Debido a que las dimensiones de la estructura son finitas a lo largo y el ancho del

parche, se presentan efectos de bordes, que provocan que la longitud real sea un poco

mayor a la física (lo mismo pasa con el ancho, pero en menor proporción), debido a

que las líneas de campo no terminan abruptamente donde termina la placa metálica,

sino que se extienden un poco mas allá de donde ésta lo hacen. Este efecto depende del

grosor, la permitividad del substrato y se reduce con la relación L/h ≪ 1; lo mismo

ocurre con las otras dos aperturas del parche; el efecto disminuye si W/h ≪ 1 [2].

Para calcular el ancho del parche W se utiliza la siguiente relación [16]:

W =ν02fc

√2

εr + 1(3.2)

donde ν0 es la velocidad de la luz en el espacio libre y fc es la frecuencia de operación

de la antena. La ecuación anterior es válida cuando el espesor del conductor es despre-

ciable con respecto al del dieléctrico. De otra manera se tiene la siguiente ecuación para

46 3.8. Principios de Funcionamiento

calcular el ancho efectivo para el parche:

Weff = W +t

π

(1 + ln

2h

t

),W

h>

1

2π(3.3)

donde t es el espesor del conductor y h es el espesor del dieléctrico.

La figura 3.12(a) muestra los parámetros de una línea microcinta. La figura 3.12(b)

ilustra una línea de microcinta en la cual existen líneas de campo eléctrico en el aire

como en el substrato, por tal razón, se debe determinar una constante dieléctrica efectiva

εeff , esto para simular que la línea microcinta se encuentra dentro de un sólo medio

como se muestra en la figura 3.12(c).

( a ) ( b ) ( c )

Figura 3.12: (a) Linea microcinta, (b) Líneas de campo eléctrico (c) Constante dieléctrica efectiva [2].

Para un línea que tiene aire por encima del substrato la εeff toma valores entre el

rango de 1 < εeff < εr. Esta constante está en función de la frecuencia y a medida

que aumenta, las líneas de campo se confinan más en el substrato, por lo tanto la línea

se empieza a comportar más como una línea homogénea. Pero, a bajas frecuencias la

constante dieléctrica efectiva es esencialmente una constante y a frecuencias interme-

dias su valor empieza a incrementar monótonamente hasta que finalmente se acerca al

valor de la constante del substrato [2, 11]. Para simplificar los cálculos se puede con-

siderar un sólo medio para obtener la constante dieléctrica efectiva εeff de la siguiente

expresión [2, 3, 16, 17]:

εeff =εr + 1

2+

εr − 1

2

(1 + 12

h

W

)− 12

,W

h> 1 (3.4)

Como se mencionó anteriormente, los efectos de borde hacen que el tamaño real de


la antena (es decir desde donde empieza a radiar ondas EM) sea ligeramente mayor al

tamaño físico (dimensiones del parche) como se ilustra en la figura 3.13. Esto se debe

a que las dimensiones de la longitud del parche se extienden de cada lado una distancia

∆L, la cual está en función de la constante dieléctrica efectiva εeff y de la relación

W/h y, es determina por la siguiente expresión [2, 11, 17]:

∆L = 0.412h(εeff + 0.3)

(Wh+ 0.264

)(εeff − 0.258)

(Wh+ 0.8

) (3.5)

y la longitud del parche se obtiene de la siguiente ecuación:

L =λ

2− 2∆L (3.6)

donde λ es la longitud de onda en el substrato, λ = λ0√εeff

.

Debido a que la longitud del parche es extiende por ∆L, la longitud efectiva del parche

ahora es:

Leff = L+ 2∆L (3.7)

donde L es la longitud en el modo dominante TM010, en el cual no hay efecto de

bordes. Por lo tanto, la antena de parche equivale a dos aperturas radiantes o ranuras,

cada una de dimensiones WX∆L y separadas una distancia L, con un plano de tierra

de dimensiones W1 = 6 · h +Weff , y L1 = 6 · h + Leff como se muestra en la figura

3.13.

3.9. Modelo Eléctrico Equivalente

Las antenas se pueden analizar en modelos equivalentes basados en líneas de trans-

misión o cavidades resonantes. En este trabajo nos enfocaremos al modelo de la línea

de transmisión.

48 3.9. Modelo Eléctrico Equivalente

W1

W

L

y0

L0

W0

Δ L

L1

La línearepresentael tamaño

Real

Fisico

Figura 3.13: Longitudes físicas y efectivas de parche rectangular de microcinta.

El circuito equivalente es una línea de transmisión de longitud L, con dos impedan-

cias que simulan las pérdidas de radiación, la discontinuidad y el circuito abierto. Cada

apertura radiante es representada por una admitancia equivalente en paralelo Y (con una

conductancia G y una susceptancia B), como se muestra en la figura 3.14. Las aperturas

son etiquetadas como #1 y #2, la admitancia equivalente para la apertura #1 se obtiene

por [2, 3]:

Y1 = G1 + jB1 (3.8)

donde para una ranura de ancho finito W, G1 y B1 son:

G1 =W

120λ0

[1− 1

24(k0h)

2

],h

λ0

<1

10(3.9)

B1 =W

120λ0

[1− 0.636 ln(k0h)] ,h

λ0

<1

10(3.10)

donde k0 es la constante de propagación k0 = w√µ0ε0.

cuando las aperturas son idénticas, la admitancia de la #1 = #2. Por lo tanto, la

conductancia puede ser expresada por:


#1 #2

Figura 3.14: Modelo de transmisión de circuito equivalente.

G1 −I1

120π2(3.11)

donde I1 es la corriente inducida a la antena y se obtiene de:

I1 =

∫ π

0

[sin

(k0W2

cos θ)

cos θ

]2

sin3 θdθ (3.12)

El total de la admitancia de resonancia de entrada es real y se obtiene por la siguiente

expresión:

Yin = 2G1 (3.13)

Ya que la admitancia total de entrada es real, la impedancia de resonancia de entrada

también es real y se expresa como sigue:

Zin =1

Yin

= Rin =1

2G1

(3.14)

La resistencia de entrada de resonancia, que se obtiene de la ecuación (3.14), no

toma en cuenta los efectos mutuos entre las ranuras. Esto se puede considerar modifi-

cando esta ecuación, llegando a:

Rin =1

G1 ±G12

(3.15)

La conductancia mutua se define en términos del campo lejano (Zona de Fraun-

hofer), en está región la distribución del campo es prácticamente independiente de la

distancia desde la antena a un punto cualquiera y es expresada por medio de la siguiente

50 3.9. Modelo Eléctrico Equivalente

ecuación [2]:

G12 =1

120π2

∫ π

0

[sin

(k0W2

cos θ)

cos θ

]2

Jo(k0L sin θ)) sin3 θdθ (3.16)

donde J0 es la función de Bessel de primer tipo de orden cero. Para antenas de mi-

crocinta típicas, la conductancia mutua obtenida usando la ecuación (3.16) es pequeña

comparada con la misma conductancia G1 de (3.4) o (3.11).

La resistencia de entrada de resonancia, que se calcula de (3.15) se puede cambiar

usando un punto de alimentación, insertado a una distancia y0 de la ranura #1. Como

se muestra en la figura 3.15(a). Esta técnica se puede utilizar de manera eficaz para que

coincida con la antena de parche usando una alimentación por línea microcinta cuya

impedancia característica está dada por la siguiente expresión [2]:

Zc =60

√εeff

ln

[8h

W0

+W0

4h

],W0

h≤ 1 (3.17)

Zc =120π

√εeff

[W0

h+ 1.393 + 0.667 ln

(W0

h+ 1.444

)] , W0

h> 1 (3.18)

donde W0, es el ancho de la línea microcinta, como se muestra en la figura 3.15(a).

La resistencia de entrada para el punto de inserción se puede obtener con la siguiente

expresión:

Rin = (y = y0) =1

2(G1 ±G12)

[cos2

(πLy0

)+

G21 +B2

1

Y 2c

sin2(πLy0

)− B1

Yc

sin

(2π

Ly0

)](3.19)

donde Yc = 1/Zc. Ya que para la mayoría de microcintas G1/Yc ≪ 1 y B1/Yc ≪ 1,

entonces la ecuación (3.19) se reduce a:


Rin = (y = y0) =1

2(G1 ±G12)cos2

(πLy0

)= Rin = (y = 0) cos2

(πLy0

)(3.20)

donde y0 es la distancia de incrustación en el cual la resistencia de entrada Rin es la

deseada (ver figura 3.15(b)).

(a) (b)

Figura 3.15: (a) Punto de inserción de la línea microcinta, (b) resistencia de entrada normalizada [2].

3.10. Sumario

En este capítulo se analizó de manera breve la teoría de las antenas, su clasifi-

cación, características y sus parámetros más importantes. Posteriormente, nos enfo-

camos a las antenas de microcinta, ventajas, limitaciones, etc.; después se estudió la

teoría matemática con la cual se determinan las dimensiones efectivas de la antena así

como las físicas. Además, se mencionaron los respectivos métodos de alimentación

poniendo más atención en el método de alimentación por línea microcinta debido a que

es la técnica que se utilizó para el trabajo de tesis. Finalmente, se realizó un estudio del

modelo eléctrico equivalente, con el cual se calcula la resistencia de entrada de la ante-

na. Por otro lado, se determina la distancia de penetración de la línea de alimentación,

inset feed, ya que ésta reduce la impedancia de la antena.

52 3.10. Sumario

Referencias

[1] J. D. Kraus, “Antennas since Hertz and Marconi”,IEEE Trans. Antennas

Propagation, Vol. AP-33, No. 2 february 1985, pp. 131-137.

[2] Constantine A. Balanis “Antenna Theory Analysis and Design”, second Edi-

tion. John Wiley & Sons. Inc., 1997, pp. 19-21 , chapter 2, 14.

[3] Pozar and Schaubert, “Microstrip Antennas”, Proceedings of the IEEE, vol.

80, 1992

[4] S. Silver “Microwave Antenna Theory and Desing”, MIT Radiation Lab. Se-

ries, Vol. 12, McGraw-Hill, New York, 1949.

[5] G. A. Deschamps, “Microstrip Microwave Antennas”, presented at the 3rd

USAF symp. on Antenna, 1953.

[6] John D. Kraus, Ronald J. Marhefka, “Antennas For All Aplications”, third

edition, McGraw-Hill, Singapore, 2003, pp. 1-2, chapter 2, 9.

[7] Keith R. Carver, James W. Mink, “Microstrip Antenna technology”, IEEE

transactions on antennas and propagation, Vol. AP-29, No. 1, january 1981.

[8] Grieg D. D., and H. F. Englemann, “Microstrip- A New Transmission Tech-

nique for Kilomegacycle Range”, Proc. IRE, Vol. 40, 1952, pp. 1644-1650.

[9] Robert A. Sainati “CAD of Microstrip Antennas for Wireless Aplications”,

Artech House, 1996, pp. 2-4.

53

54 REFERENCIAS

[10] Georgina Rosas Guevara, “Diseño, Fabricación y Caracterización de Ante-

nas Integradas”, tesis de Maestría, Especialidad en Electrónica, Tonantzintla,

Puebla, Mex. INAOE 2003, pp. 11.

[11] Ranuras y Antenas Microstrip,

http://www.upv.es/antenas/Documentos_PDF/Notas_clase/Antenas_

microstrip.pdf

[12] J. Liang, C. C. Chiau, X. Chen, and C. G. Parini, “Printed Circular Disc

Monopole Antenna for Ultra-Wideband Applications”, Electronic. Letter. Vol.

40, No.20, pp. 1246-1247, 2004.

[13] K. L. Wong, T. C. Tseng, and P. L. Teng, “Low-profile Ultra Wideband An-

tenna for Mobile Phone Applications”, Microwave Optical Technolgy Letter,

Vol. 43, pp.7-9, 2004.

[14] K. L. Wong, L. C. Chou, and H. T. Chen, “Ultra-wideband Metal-Plate

Monopole Antenna For Laptop Application”, Microwave Optical Technolo-

gy Letter, Vol. 43, pp. 384-386, 2004.

[15] Conceptos Basicos de Microstrip,

http://mi.ubp.edu. ar/archivosmiubp/MaterialDeEstudio/13/RC−II/212/1.

CONCEPTOS_ BASICOS_DE_MICROSTRIP.pdf

[16] Timothy W. Turpin, “Meshed Patch Antennas Integradted on Solar Cell - a

Feasibility Study and Optimization”, thesis Master of Science in Electrical

Engineering, Utah State University, Logan Utah, 2008, pp. 3.

[17] T. R. Harris, “The Design Process of a Rectangular Microstrip Antenna”, pp.

1-7.

Capítulo 4

Diseño, Simulación, Fabricación y

Caracterización de la Antena

4.1. Introducción

En este capítulo se elige el material sobre el cual se fabricará la antena de mi-

crocinta, debido a que la constante dieléctrica del material es el parámetro más critico

en la etapa de diseño de una antena. Por otro lado, para el diseño del parche princi-

pal se utilizan las ecuaciones mencionadas en el capítulo precedente en un programa

matemático. Posteriormente, se realizan las respectivas simulaciones en ADSr (Ad-

vanced Design System), además para mejorar el desempeño de la antena se optimizan

las dimensiones de manera manual, después se prosigue al cálculo del acoplador de

impedancias con la finalidad de evitar reflexiones y radiar la mayor cantidad de ener-

gía. Finalmente, se hacen nuevamente las simulaciones de la antena para proseguir con

su fabricación y por último se agrega a la línea de alimentación un conector SMA (Sub-

Miniature Version A).

55

56 4.2. Proceso de Diseño

4.2. Proceso de Diseño

El diseño de la antena de microcinta se describe de manera general en el diagrama

de flujo que se muestra en la figura 4.1.

InicioSelección del Material y

características de la antena

Cálculo de las dimensiones

del parche principal.

Ec. 3.2-3.7

Generación del Layout

en ADS y simulación

de momentos

Si

Resultados

óptimos

Cálculo del Acoplador

de impedancias.

Ec.3.8-3.19

Optimización de las

dimensiones y simulación

No

Si

Resultados

óptimos

No

Smulación

Si

Resultados

óptimos

Optimización de las

dimensiones y simulación

No

Si

Resultados

óptimos

No

Fin del diseño de la

antena

Figura 4.1: Diagrama de flujo para el diseño de la antena microcinta.

Se considera que los parámetros específicos para el diseño de la antena microcinta

son la frecuencia de resonancia fc, la constante dieléctrica εr, la impedancia de acopla-


miento Zc, y el espesor del substrato h. Para que la antena tenga un buen desempeño

estos parámetros deben estar en el siguiente rango [1, 2]:

• Espesor del substrato dieléctrico. El espesor del substrato, debe estar en el siguiente

rango 0.003λ0 ≤ h ≤0.05λ0, donde λ0 es la longitud de onda en el espacio libre.

• Constante dieléctrica. Es deseable un valor bajo para un substrato delgado debido a

que proporciona mayor eficiencia y un rango más amplio en el ancho de banda. El rango

de la constante dieléctrica debe estar comprendida entre 2.2≤ εr ≤12, para garantizar

que las líneas de campo estén confinadas al en torno de la línea de microcinta.

• Largo del parche. Para el largo L del parche, se toma usualmente 0.333λ0<L<0.5λ0.

• Grosor del parche. El parche es seleccionado para ser tan pequeño como t ≪ λ0

(donde t es el espesor del parche).

4.2.1. Elección del Material, Diseño y Primera Aproximación

Actualmente existe una gran variedad de materiales dieléctricos para el substrato

con constante dieléctricas comprendidas entre 1.17 a 25 [3]. Es muy importante es-

coger el material adecuado considerando que la constante dieléctrica relativa sea alta y

la tangente de pérdidas sea lo menor posible procurando que se encuentren dentro de un

precio razonable, fácilmente adquirible en el mercado y compatible con otros circuitos.

La antena de microcinta se va a diseñar en FR4 (estándar “Printed Circuit Board”,

PCB). La tabla 4.1 muestra las características de este material, así como los parámetros

de la antena a fabricar. En una primera aproximación no se consideran efectos de ru-

gosidad, sin embargo para un óptimo desempeño esta característica debe considerarse.

Una vez fijada la frecuencia de resonancia y las propiedades del substrato (Tabla

4.1), se procede a calcular las dimensiones de la antena por medio de un programa

matemático utilizando MAPLEr partiendo de las ecuaciones (3.2) a (3.7). Las dimen-


Parámetro ValorFrecuencia de resonancia, fc 2.8 GHz

Constante dieléctrica del substrato, εr 4.2Espesor del substrato, h 1.525 mm

Tangente de pérdidas del substrato 0.017Impedancia de entrada, Rin 50 Ω

Espesor del conductor, t 50 µm

Tabla 4.1: Características del FR4 y parámetros principales para el diseño.

siones obtenidas se muestran en la tabla 4.2 [4, 5].

Parámetro Valor en cmAncho, W 3.32

Longitud, L 2.57

Tabla 4.2: Dimensiones físicas del parche principal.

La figura 4.2 muestra cómo se genera un parche rectangular en ADSr con las di-

mensiones de la tabla 4.2, además se ilustra la interfaz donde se crea el substrato [4, 6].

Figura 4.2: Geometría del parche y la interfaz para introducir las características del FR4.

La resultados de la figura 4.3(a) y (b), muestran que las dimensiones calculadas dan

una buena aproximación de la antena pero no son las deseadas, por ejemplo: la fc esta

muy cerca de 2.8 GHz y la impedancia del parche es 171.959 Ω.


(a) (b)

Figura 4.3: (a) Respuesta en frecuencia, (b) Carta Smith de la impedancia.

4.2.1.1. Optimización de las Dimensiones del Parche

Por otro lado, variando las dimensiones de W y L del parche se mejora el desem-

peño de la antena y se ajusta la frecuencia de trabajo a 2.8 GHz como se ilustra en la

figura 4.4(a), además de que se obtiene una mejor respuesta a esta frecuencia pasando

de -4.972 dB a -23.435 dB. Mientras que, la figura 4.4(b) muestra una técnica para

cuantificar y determinar el acoplamiento de impedancias (Inductivo, capacitivo y/o re-

sistivo), por medio de la Carta Smith. Donde una carga completamente acoplada sería

representada por un punto en el centro de la Carta (1,0). Sin embargo la impedancia

que tiene la antena es 172 Ω.

(a) (b)

Figura 4.4: (a) Respuesta en frecuencia, (b) Carta Smith de la impedancia.


4.2.2. Acoplamiento de Impedancias.

Para evitar pérdidas de potencia es necesario realizar un acoplamiento de impedan-

cias. Para acoplar eficientemente cualquier sistema con una línea de transmisión, la

impedancia de la fuente, la línea y la carga deben ser iguales [5, 7]. Por otra parte, con

el valor de Zin, εr, λ, fc, h más el LineCalc se determinan las dimensiones (W0 y L0)

de la línea microcinta con una longitud eléctrica de λ/4 [1]. La figura 4.5 ilustra la

interfaz de la herramienta LineCalc del ADSr para el cálculo de las dimensiones de la

linea microcinta.

Figura 4.5: Interfaz de la herramienta LineCalc del ADSr.

Finalmente, utilizando las ecuaciones (3.8) a (3.19), se calcula la distancia de in-

crustación y0 para una línea de 50 Ω, y nuevamente se simula y se optimizan las di-

mensiones de la antena, enfocándose más en la penetración, debido a que con esto se

mejora el desempeño de la antena y simultáneamente se obtiene un mejor acoplamiento

de la impedancia. La tabla 4.3 muestra los valores, calculados y optimizados del patrón

geométrico de la antena que se va a fabricar.


Parámetro Valor ValorCalculado (cm) Optimizado (cm)

Ancho, W 3.32 3.32Longitud, L 2.57 2.54

Ancho de la línea de alimentación, W0 0.13 0.13Largo de la línea de alimentación, L0 3.07 3.08

Penetración, y0 1.28 0.93Ancho del plano de tierra, W1 12.80 10Largo del plano de tierra, L1 12.16 10

Tabla 4.3: Dimensiones de la antena de microcinta.

4.2.2.1. Diseño Final de la Antena de Microcinta

La figura 4.6(a) ilustra un esquema con todas las dimensiones de la antena que

deben considerarse para la fabricación, y la figura 4.6(b) muestra el layout de la antena

microcinta con una línea de alimentación del tipo “inset feed”.

W1

W

L

y0

L0

W0

Δ L

L1

(a) (b)

Figura 4.6: (a) Esquema de las dimensiones de la antena, (b) layout de la antena de ADSr.

La figura 4.7(a), muestra que el desempeño de la antena es mucho mejor en com-

paración a los resultados previos. El parámetros S11 tiene una respuesta de -72.428 dB,


lo que nos indica que la antena a 2.8 GHz transmite toda la información en forma de

ondas EM, además es posible medir el ancho de banda (BW) a -10dB a partir de este

parámetro y se obtiene un BW del 2.8 % el cual equivale a 80 MHz. Por otro parte, la

figura 4.7(b) muestra la impedancia que tiene la antena, la cual es de 49.981 Ω, casi la

ideal, lo que nos garantiza que la antena va a radiar la mayor cantidad de energía sumi-

nistrada en sus terminales debido a que presenta muy pequeñas pérdidas por reflexión.

Finalmente, en la figura 4.7(c) se ilustra la gráfica de la ganancia de la antena la cual en

el punto de mayor intensidad es de 5.82 dB aproximadamente.

(a)

(b)

( c )

Figura 4.7: (a) Respuesta en frecuencia, (b) carta Smith de la impedancia, (c)ganancia de la antena.

Las figuras 4.8(a) y (b) ilustran el patrón de radiación de la antena en 2D y 3D

respectivamente. Además, es posible observar que la antena transmite prácticamente

sólo sobre la mitad del plano “XY” en la dirección sobre la que está el parche, esto la

hace prácticamente una antena directiva.


(a ) (b)

Figura 4.8: (a) patrón de radiación en 2D en coordenada cartesianas , (b) patrón de radiación en 3D encoordenadas polares.

4.2.3. Fabricación de la Antena

Una vez que en las simulaciones se ha obtenido un buen desempeño de la antena,

con las dimensiones listadas en la tabla 4.3 se prosigue a su fabricación. Cabe men-

cionar que debido a la falta de una devastadora, se utilizó una técnica de fabricación

la cual no es muy eficiente en la resolución. Primero se creó el layout de la antena en

CorelDRAW, posteriormente se imprimió en papel cuché, después se colocó la impre-

sión de la antena sobre el FR4, se prosiguió a calentar la impresión debido a que el tóner

tiene un punto de fusión de aproximadamente 100 − 1500C. Alcanzado esta tempera-

tura el patrón geométrico se graba sobre el conductor del FR4. Finalmente, utilizando

cloruro férrico se eliminan las partes de cobre no deseadas. La figura 4.9 muestra el

resultado de este método de fabricación, además de que a la antena se le ha agregado

un conector del tipo SMA.

4.2.4. Caracterización de la Antena

En esta sección se presenta la caracterización de la antena microcinta por medio de

los parámetros S o de dispersión de las mediciones obtenidas por medio del analizador

de redes vectorial (VNA) en el Laboratorio de Comunicaciones del INAOE.


Figura 4.9: Antena microcinta en FR4.

4.2.4.1. Parámetros S

En las mediciones de alta frecuencia es imposible de evitar las condiciones de corto

circuito y circuito abierto representadas por elementos capacitivos o inductivos. Este

tipo de problemas pueden ser resueltos por técnicas que utilizan los parámetros S o de

dispersión para la caracterización en altas frecuencias en una red lineal de n-puertos

[8]. Los parámetros S son los coeficientes de reflexión y transmisión entre las ondas

incidentes y reflejadas en una red. Éstos describen el comportamiento de un dispositivo

bajo condiciones lineales en altas frecuencias. Los parámetros S son importantes en el

diseño de alta frecuencia porque son fáciles de medir y de operar. Además de que estos

parámetros se pueden convertir en otro tipo de parámetros (parámetros Y, parámetros

Z, otros) [8, 9, 10].

Para el análisis de los parámetros S se utilizará una red de dos puertos como se

muestra en la figura 4.10, donde el puerto 1 es determinado por la antena transmisora y

el puerto 2 por la antena receptora.

En la figura 4.10, los parámetros a1 y b1 representan las ondas incidentes y reflejadas

en el puerto 1, y los parámetros a2 y b2 representan las ondas incidentes y reflejadas en

el puerto 2. Los parámetros S son definidos por una combinación lineal, expresadas en


a1

b1 b2

S11

S21

S22

S12

i1 i2

V1 V2

a2

Figura 4.10: Representación de los parámetros S en una red de dos puertos.

las siguientes ecuaciones [8, 9]:

b1 = S11a1 + S12a2 (4.1)

b2 = S21a1 + S22a2 (4.2)

donde los parámetros S son variables complejas dadas por las siguientes expresiones:

S11 =b1a1

∣∣∣∣∣a2=0

= Γ1, coeficiente de reflexión del puerto 1.

S21 =b2a1

∣∣∣∣∣a2=0

= T21, coeficiente de transmisión del puerto 1 al puerto 2.

S12 =b1a2

∣∣∣∣∣a1=0

= T12, coeficiente de transmisión del puerto 2 al puerto 1.

S22 =b2a1

∣∣∣∣∣a2=0

= Γ2, coeficiente de reflexión del puerto 2.

4.2.4.2. Método de Calibración

Uno de los principales detalles a considerar al medir en altas frecuencias son los

elementos parásitos introducidos por los cables, puntas de prueba, conectores, puntos

de inflexión en los contactos, entre otros. Todos estos componentes parásitos deben ser

eliminados de las mediciones resultantes para poder obtener un modelo intrínseco del

dispositivo, por lo que es necesario llevar a cabo la calibración del dispositivo de prueba

(DUT).

66 4.3. Proceso de Medición

La calibración que se realiza para las mediciones de los parámetros S es un procedi-

miento estándar donde se fija un nivel de referencia por medio de elementos calibrados,

la calibración debe realizarse en cada sesión. El procedimiento estándar llamado SOL

(short, open, load) consta de tres pasos: un corto circuito, un circuito abierto y una carga

acoplada.

4.3. Proceso de Medición

Los resultados experimentales correspondientes a las mediciones del parámetro S11

fueron realizadas mediante el uso del VNA, Agilent Technologies modelo: E8361A

(10MHz a 67GHz). Para obtener buenas mediciones en primera instancia se realizó la

calibración de manera adecuada, posteriormente se conectó la antena verificado un buen

contacto entre los conectores y los cables [5].Los resultados obtenidos se analizaron en

Matlab para poderlos leer y posteriormente se importaron a Origin y se graficaron, la

figura 4.11(a) ilustra el coeficiente de reflexión (parámetro S11).

(a) (b)

Po

ten

cia

(d

B)

Po

ten

cia

(d

B)

Figura 4.11: (a) Coeficiente de reflexión, (b) coeficiente de transmisión.

En lo que respecta a la medición del parámetros S21, ésta fue realizada a diferentes

distancias mediante el uso del generador de señales vectoriales (VSG) y el Analizador

de Espectros Eléctricos (ESA), (Agilent, modelo E4407B, 100 Hz to 26.5 GHz), del


Laboratorio de Optoelectrónica de la UDLA. El resultado de esta medición se muestra

en la figura 4.11(b).

En la figura 4.11(a), se observa que la frecuencia de resonancia se localiza a 2.77

GHz, 30 MHz de diferencia a la antena que se diseñó, esto se debe a la técnica de

fabricación utilizada (grabado químico). Sin embargo, esta diferencia no afecta la fre-

cuencia de transmisión ya que el ancho de banda relativo a -10 dB del parámetro S11

es aproximadamente al 3 % o 84.7 MHz. La figura 4.12 muestra la comparación del

coeficiente de reflexión simulado y el obtenido experimentalmente.

Po

ten

cia

(d

B)

Figura 4.12: Comparación del coeficiente reflexión simulado y el obtenido experimentalmente con elVNA.

Como se puede apreciar en la figura 4.12, los resultados son muy aproximados

excepto por la diferencia de la fc, además se corrobora que el método de momentos es

una buena herramienta para el diseño de antenas microcinta debido a que los resultados

del diseño simulado son similares a los resultados obtenidos experimentalmente.

68 4.4. Sumario

4.4. Sumario

En este capítulo se presentó la metodología para el diseño de la antena microcin-

ta, además se mostraron los resultados obtenidos por simulación, optimizando tales

resultados para mejorar el desempeño de la antena y una vez que la antena diseñada

teóricamente cumplió con las características deseadas se prosiguió a su fabricación.

Posteriormente, se explicó cómo se llevó a cabo la técnica de fabricación. Finalmente

se realizó la caracterización eléctrica de la antena mediante el uso de un VNA, y por

último se compararon los resultados teóricos con los experimentales. Se observó que

la antena presenta un comportamiento muy cercano al obtenido por simulación, por

ejemplo: La fc para la antena simulada es de 2.79GHz mientras que la que se fabrico

tiene una fc de 2.77, los BW tiene una diferencia de 0.2 % que es aproximadamente 4

MHz, es decir el BW que se obtuvo de la simulación es de 80 MHz y el experimental

es de 84 MHz. Además la ganancia de la antena es de 5.8 dB.

Referencias

[1] Constantine A. Balanis “Antenna Theory Analysis and Design”, second Edi-

tion. John Wiley & Sons. Inc., 1997, pp. 395, chapter 14.

[2] Ranuras y Antenas Microstrip,

http://www.upv.es/antenas/Documentos_PDF/Notas_clase/Antenas_

microstrip.pdf

[3] David M. Pozar, “Microwave Engeneering”, second edtion, John Wiley &

Sons. Inc., 1997, pp, 704-705.

[4] T. R. Harris, “The Design Process of a Rectangular Microstrip Antenna”, pp.

1-7.

[5] P. Hernández, A. Baylón I. E. Zaldívar, J. Rodríguez, A. García, G. Aguayo,

J. L. Olvera, “Coherent Microwave Hybrid Fiber-Radio System Based on Op-

tical Heterodyne Technique” I Congreso Internacional de Electrónica, Instru-

mentación y Computación. 22 al 24 de Junio del 2011, Minatitlán Veracruz,

México

[6] Nader Behdad, “Simulation of a 2.4 GHz Patch Antenna using ADS Momen-

tum”, EEL 6463, Spring 2007.

[7] Chang Kai, “Microwave Solid-State Circuits and Applications”, John Wiley

& Sons, Inc., 1994.

69

70 REFERENCIAS

[8] Vandeloo P. And Vanhelmont A., “S-Parameters: Definition and Measure-

mentm”, IMEC, April, 1993.

[9] Roberto S. Morphy Arteaga, “Teoría Electromagnética”, primera edición,

Trillas 2001, apéndice B. Redes de dos puertos.

[10] Georgina Rosas Guevara, “Diseño, Fabricación y Caracterización de Ante-

nas Integradas”, tesis de Maestría, Especialidad en Electrónica, Tonantzintla,

Puebla, Méx. INAOE 2003, pp. 76.

Capítulo 5

Descripción del Sistema Híbrido

Fibra-radio

5.1. Introducción

Este capítulo tiene por objetivo explicar el principio de operación del sistema de

comunicación híbrido fibra-radio propuesto para esta tesis. Primeramente, se describe

la caracterización de los dispositivos ópticos y eléctricos que constituyen el sistema

de transmisión. Posteriormente, se integran los componentes descritos para lograr la

meta de este trabajo, la cual consiste en transmitir datos de video modulados en AM a

través de una gran distancia de fibra óptica y de manera paralela, transmitir de manera

inalámbrica la señal portadora por una antena de microcinta. En el extremo final del en-

lace óptico lo datos son recuperados y demodulados por medio de la misma frecuencia

portadora que fue enviada y recuperada en el receptor por otra antena de microcinta.

Finalmente, se muestran los resultados obtenidos en el receptor tanto en el dominio del

tiempo como en la frecuencia; además, como se transmite video la información recu-

perada es reproducida en un monitor de TV para poder observar cualitativamente la

calidad de la señal.

71

72 5.2. Caracterización de la Fuente Óptica

5.2. Caracterización de la Fuente Óptica

Para este trabajo se utiliza un láser DFB, modelo WX-8304BE-CC, que emite a

1313 nm. Primero, para realizar la caracterización se midió el espectro de emisión

de láser a diferentes corrientes en un analizador de espectros óptico (OSA) Anritsu

modelo MS9710C, el cual cuenta con una interfaz hacia la PC haciendo posible la

captura de datos de las respectivas mediciones. Finalmente, la figura 5.1(a) muestra

las características del espectro de emisión de dicho láser y la figura 5.1(b) ilustra la

medición de la potencia óptica emitida en función de la corriente de polarización.

(a)

(b)

Figura 5.1: (a) Espectros de emisión del láser WX-8304BE-CC, (b) curva característica del láser WX-8304BE-CC. Potencia óptica contra corriente.


Se observa de la figura 5.1(a) que el espectro de emisión es muy estrecho, por esta

razón a los láseres DFB se les considera cuasi-monomodo. Como se puede observar en

la curva característica de la figura 5.1(b), este láser presenta un comportamiento lineal

en la potencia emitida para un intervalo de corrientes de 12.5 mA hasta 21 mA.

5.3. Caracterización del Fotodetector (PD) y de la An-

tena de Microcinta

Actualmente existe una gran variedad de métodos de caracterización de la respuesta

en frecuencia de los PDs, tales como muestreo de pulsos ópticos, modulación óptica,

interferométrico de banda lateral FM, barrido en frecuencia y ruido blanco [1]. Sin

embargo, estos métodos son limitados por su estrecha banda de frecuencia y su difícil

configuración. En esta tesis nosotros proponemos el uso de la técnica de heterodinaje

óptico, debido a que el rango de frecuencias del VSG ( Vector Signal Generator) va de

4KHz a 4 GHz, agilent modelo E4438C. La detección de heterodinaje óptico es la mez-

cla de la potencia del haz óptico de dos láseres de una sola frecuencia [1, 2, 3, 4, 5, 6, 7].

La figura 5.2 muestra el esquema utilizado para realizar la técnica de heterodinaje

óptico, para la cual se utilizaron dos láseres de DFB, uno es un New Focus, modelo

TLB-3902 sintonizable por programación a diferentes canales dentro de la banda C.

El otro láser utilizado es un Thorlabs modelo S3FC1550, sintonizable por potencia o

temperatura. En la tabla 5.1 se presentan los parámetros característicos de estos dispo-

sitivos. Además de las fuentes ópticas se utiliza un acoplador que permite la mezcla de

los dos haces ópticos. Finalmente, la combinación de los espectros ópticos es visualiza-

da mediante el uso de un OSA, mientras que la señal eléctrica es detectada por un PD

Miteq, modelo DR-125G-A con ancho de banda (BW) de 12.5 GHz y posteriormente

desplegada en un ESA, Agilent, modelo E4407B, 100 Hz to 26.5 GHz.

74 5.3. Caracterización del Fotodetector (PD) y de la Antena de Microcinta

Modelo Potencia Temperatura Longitud Separación(mW) (0C) de Onda (nm) entre canal (GHz)

New Focus 20 – 1528.77 - 1563.05 25Thorlabs 0 - 10 15 - 35 1550 –

Tabla 5.1: Parametros característicos de los láseres DFB.

PD

DF

B 1

DF

B 2

OSACoupler

50:50

OI

OI

PC

PC

ESA

Figura 5.2: Esquema experimental del heterodinaje óptico.

La figura 5.3(a) muestra la mezcla de los dos haces DFB y la 5.3(b) ilustra las

señales de microondas generadas por esta técnica.

(a) (b)

Figura 5.3: (a) Mezcla de los espectros ópticos de los láseres DFB, (b) Espectro de las señales demicroondas generadas por heterodinaje óptico.

Como se puede ver en la figura 5.3(b) es posible generar señales de microondas

continuas siempre y cuando se localicen en el BW del PD [1, 2]. Además, con estas

señales se mide la respuesta en frecuencia del PD, como se muestra en la figura 5.4,

donde es posible observar que el BW a -3dB es aproximado a 12 GHz, mientras que en

las hojas de datos marca que son 12.5 GHz, lo cual indica que la técnica utilizada para


la caracterización es eficiente ya que los resultados son satisfactorios.

Figura 5.4: Respuesta en frecuencia del PD.

Las señales de microondas obtenidas por la técnica de heterodinaje óptico también

se utilizaron para una recaracterización eléctrica de la antena. Para este proceso, ahora

la salida del PD se conecta a un acoplador direccional como se muestra en el esquema

de la figura 5.5. La señal reflejada por la antena es medida en el puerto reflejado del

acoplador y se despliega en el ESA. La figura 5.5(b) ilustra el valor de la potencia

reflejada [1].

PD

DF

B 1

DF

B 2

Coupler

50:50

OI

OI

PC

PC

ESA

Acoplador

direccional

Antena

Figura 5.5: Esquema experimental para medir la reflexión en la antena.

La figura 5.6 ilustra el valor de la potencia reflejada. Además, éste resultado con-

cuerda con los resultados obtenidos de manera teórica y experimental en el capítulo

76 5.4. Sistema Híbrido Fibra-Radio

4. Esta comparación de medición efectuada, demuestra que la técnica de heterodinaje

óptico es capaz de realizar mediciones precisas [1].

Frecuencia (GHz)

Po

ten

cia

(d

B)

Frecuencia (GHz)

Figura 5.6: Coeficiente de reflexión de la antena microcinta.

5.4. Sistema Híbrido Fibra-Radio

Con el objeto de mostrar una aplicación potencial del uso de las antenas diseñadas y

fabricadas se propone un sistema híbrido fibra-radio (FFTR). Tal esquema es mostrado

en la figura 5.7. Se trata de un sistema coherente punto a punto a modulación externa de

gran distancia, donde el transmisor envía la información por medio de un enlace a fibra

óptica y la señal que juega el rol de portadora y demoduladora es transmitida y recibida

inalámbricamente por medio de las antenas previamente fabricadas. Finalmente en el

receptor la información es recuperada por medio un PD y posteriormente demodulada

[2, 3, 8].

En un primer paso, se seleccionó la señal de RF de 2.8 GHz, debido a que es la

frecuencia de operación de las antenas de microcinta. Posteriormente, la señal de RF

es divida por medio de un divisor de potencia 1 (Mini-circuits, modelo ZFSC-10G). La

señal de uno de los puertos es transmitida por la antena de microcinta, mientras que


Láser DFB

1300 nm

PD 1

Monitor

de TV

28 Km.

MZI

ESA

Mixer 1 Mixer 2

Divisor de

Potencia 1

Divisor de

potencia 2

PC

TV - Video

Generador de

señal de RF

2.8 GHz

67.5 MHz

P > 10 dBmFibra óptica

estándar

Figura 5.7: Esquema experimental del sistema híbrido fibra-radio propuesto.

la otra es enviada al mezclador eléctrico 1 (Mini-circuits, modelo ZMX-8GLH),a fin

de realizar la modulación en amplitud (AM) de la señal de 2.8 GHz que será utilizada

como portadora de una señal de video analógico de 67.5 MHz, equivalente al canal 4

de TV. El resultado de esta modulación se observa en la figura 5.8, donde se aprecia

la portadora de 2.8 GHz con sus respectivas bandas laterales en ±67.5 MHz y sus ar-

mónicos situados a ±135 MHz [2, 3, 9].

El resultado de la señal modulada en AM entra a una etapa de amplificación uti-

lizando amplificadores Mini-circuits, modelo ZJL-7G, debido a que el MZI (JDS-APE

AM-150 MZ-IM, con un ancho de banda de 20 GHz) requiere que la señal eléctrica

aplicada a sus electrodos tenga una potencia de por lo menos 10 dBm para poder llevar

la modulación externa del haz de luz de un láser DFB (NX-8304BE-CC) con longitud

de onda de 1313nm. Cuando la señal modulada en AM es impresa en la portadora ópti-

ca, se envía hacia el receptor a través de un carrete de fibra óptica monomodo estándar

con una longitud efectiva de 28.2466 Km, este valor fue medido con un OTDR EXFO,

78 5.4. Sistema Híbrido Fibra-Radio

modelo FTB-150 [3]. Cabe mencionar que la fibra estándar no presenta dispersión a la

longitud de onda del láser utilizado, por lo que no es necesario hacer un análisis de este

efecto.

Figura 5.8: Modulación en AM de la señal de RF de 2.8 GHz y la señal de video.

Por otro lado, al final del recorrido del enlace óptico se encuentra el receptor que

está constituido por un PD Miteq, modelo DR-125G-A. Después de que la señal es

detectada se amplifica por medio de un amplificador Mini-circuits, modelo ZJL-5G,

posteriormente se realiza el proceso de demodulación para recuperar lo información

transmitida. Para lograr esto se utiliza nuevamente un mezclador 2 que es idéntico al

utilizado en la etapa de transmisión, en uno de sus puertos se aplica la señal recuperada

por el PD y en el otro puerto se inyecta la señal moduladora recuperada por la antena

de microcinta, con su respectiva etapa de amplificación por medio de amplificadores

Mini-circuits, modelo ZJL-5G [3].

Finalmente, se prosiguió a medir la calidad de la señal de video recuperada. Para

ello se utilizó un ESA, un osciloscopio y un monitor de TV. Primero, mediante un

divisor de potencia la señal de video fue separada en dos y una de ellas fue introducida

a un ESA para analizar su respuesta en el dominio de la frecuencia, como se muestra

en la figura 5.9(a). Por otro lado, para ver la señal de video en el dominio del tiempo


fue necesario utilizar una videocasetera (VCR) con lo que se suprimió la modulación

comercial de la señal de TV y se obtuvo la señal de video en banda base, como se ilustra

en la figura 5.9(b). Por último, para observar la señal de video en banda base, ésta se

desplegó en un monitor de TV, como se observa en la figura 5.9(c) [3].

(b) (c )

Video original

Video recuperado

(a)

Figura 5.9: (a) Comparación de la señal de video original con la recuperada en el dominio de lafrecuencia, (b)Comparación de la señal de video original con la recuperada en el dominio del tiempo, (c)calidad de la señal de video recuperada.

En la figura 5.9(a) se observa que ambas señales tienen la misma forma de espectro,

la diferencia es que la señal de video recuperada tiene más amplitud debido a las etapas

de amplificación. Mientras que en la figura 5.9(b) podemos notar que la señal recupe-

80 5.5. Sumario

rada tiene una pequeña degradación debido a todas las etapas del sistema, pero esta no

afecta de manera considerable la calidad del video, ya que al realizar la visualización

a través del monitor de TV se observa que el código de barras transmitido, cualitativa-

mente, tiene una calidad aceptable [3], como se ilustra en la figura 5.9(c). Finalmente,

en la figura 5.10 se muestra una fotografía del montaje experimental realizado, donde

se observan los dispositivos utilizados.

Antena microcinta

transmisoraAntena microcinta

receptora

ESA

VSG

Fibra

óptica

PD

MZI

Láser DFB

PC

Generador

´de video

Mixer, divisor de potencia

y amplificadores

Figura 5.10: Montaje experimental del sistema híbrido fibra-radio propuesto.

5.5. Sumario

En este capítulo se describió la caracterización de la fuente óptica utilizada. El láser

DFB WX-8304BE-CC presentó una respuesta lineal en la emisión de potencia ópti-

ca en función de la corriente, pero su espectro de emisión varía conforme la corriente

aumenta. Posteriormente, se explica de manera breve la técnica utilizada para la carac-

terización del fotodetector, así como una re-caracterización eléctrica de la antena. La

técnica de heterodinaje óptico arrojó buenos resultados, comparables con los resulta-

dos simulados y los experimentales. Una vez que los dispositivos fueron caracterizados,

se montó el esquema experimental híbrido fibra-radio y se explicó su funcionamiento.


Para un buen desempeño se seleccionó una señal de RF de 2.8 GHz en el generador de

señales vectoriales, debido a que las antenas utilizadas tienen una frecuencia de reso-

nancia de 2.8 GHz aproximadamente. Después dicha señal se moduló en AM con video

analógico para ser transmitida a través de un carrete de fibra óptica y ésta fue recupe-

rada al final del enlace óptico. Finalmente, se recupero la señal de video y se observó

que la calidad es aceptable.

82 5.5. Sumario

Referencias

[1] P. Hernández-Nava, A. Baylón-Fuentes, I.E. Zaldívar-Huerta, A. García-

Juárez, R. Gómez-Colín, A. Rojas-Hernández, J. Rodríguez-Asomoza and G.

Aguayo-Rodríguez, “Optical Heterodyne as an Alternative Technique for Re-

flected Power Measurement of Antennas”.

[2] A. Baylón-Fuentes, P. Hernández-Nava, I. E. Zaldívar-Huerta, J. Rodríguez-

Asomoza, A. García-Juárez, G. Aguayo-Rodríguez, “ Microwave Signal

Generation Based on Optical Heterodyne and its Application in Optical

Telecommunication System”, Proceedings of 21st International conferences

of electronics, communications and computer (Conielecomp 2011) pp.334-

338, Cholula Puebla, Mexico. February 28th machnd 2011.

[3] P. Hernández-Nava, A. Baylón-Fuentes, I.E. Zaldívar-Huerta, J. Rodríguez-

Asomoza, A. García-Juárez, G. Aguayo-Rodríguez, J.L. Olvera-Cervantes

“Microwave hybrid fiber-Radio System Based on Optical Heterodyne Tech-

nique”.

[4] Asher Madjar and Tibor Berceli, “Microwave Generation by Optical

Techniques-A Review”, Proc. of the 36th European Microwave Conference,

pp. 1099-1101, September 2006

[5] P. Dherbecourt, O. Latry, E. Joubert, P. Dibin, M. Ketata, “Achieving of an

optical very high frequency modulated wave source using heterodyne tech-

nique”, Optics Communication, 202 (2002), 81-90.

83

84 REFERENCIAS

[6] Zhichao Deng and Jianping Yao, “Photonic Generation of Microwave Signal

Using a Rational Harmonic Mode-Locked Fiber Ring Laser”, IEEE Trans.

Microw. Theory Tech., vol. 54, no. 2, Feb. 2006

[7] H. Rideout, J. Seregelyi, S. Paquet, and J. P. Yao, Discriminator-Aided Opti-

cal Phase-Lock Loop Incorporating a Frequency Down-Conversion Module,

IEEE Photon. Technol. Lett. vol. 18, no. 22, pp. 2344-2346, Nov. 2006.

[8] Hai-Han Lu, Ardhendu Sekhar Patra, Shah-Jye Tzeng, Wen-Jeng Ho, Hoshin

Yee, “Radio-on-hybrid WDM transport systems based on mutually injection-

locked Fabry-Perot laser diodes”, Optical Fiber Technology 15 (2009) 21-25,

Elsevier.

[9] A. Baylón-Fuentes, P. Hernández-Nava, A. García-Juárez, I.E. Zaldívar-

Huerta, J. Rodríguez-Asomoza, G. Aguayo-Rodríguez and R. Gómez-Colín,

“Modulation of Relaxation Oscillation Frequency of a DFB Laser by Using

Direct Detection”, SPIE Photonic West, January 22-27 2011, San Francisco,

California. USA. Proceedings of SPIE Volume 79580E-1.

Conclusiones.

Se diseñó en ADSr un par de antenas de microcinta para una frecuencia de reso-

nancia de 2.8 GHz utilizando el modelo de línea de transmisión.

Los resultados obtenidos muestran que las antenas transmiten y reciben informa-

ción a una frecuencia de resonancia de 2.77 GHz, y tienen un ancho de banda de

84 MHz.

Se planteó un esquema opto-electrónico que permite caracterizar las antenas. Los

resultados obtenidos con esta técnica, fueron comparados con los resultados de

un VNA y en forma numérica mediante simulaciones con ADSr.

Los resultados obtenidos con el heterodinaje óptico fueron satisfactorios y per-

mitieron garantizar que esta técnica pueda ser utilizada como una herramienta

alternativa para medir el coeficiente de reflexión de las antenas.

Se propuso un esquema de comunicación óptica el cual permitió hacer uso de las

antenas diseñadas en este trabajo.

Se logró de manera exitosa la transmisión y recepción de una señal analógica de

video con el sistema híbrido propuesto.

La principal aportación de este trabajo, es la adaptación de antenas en un sistema

de comunicación óptico logrando un buen desempeño con resultados satisfacto-

rios.

85

86 REFERENCIAS

Trabajo futuro.

Elección de un dieléctrico con mejores características.

Caracterización de la antena con una cámara anecoica.

Utilizar otra técnica de fabricación.

Proponer otros esquemas de modulación, así como diferentes frecuencias de ope-

ración que permiten explotar el ancho de banda de la fibra óptica.

Medir los parámetros de calidad de la información recibida.

Índice de figuras

1.1. Sistema de comunicación óptico que emplea técnicas de FTTH, FTTR y RoF. . . . . 3

1.2. Tecnologías HFR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.1. Esquema general de un sistema de comunicación óptico. . . . . . . . . . . . . . 13

2.2. (a) Esquema de modulación directa, (b) Diagrama eléctrico de modulación directa. . . 17

2.3. Esquema de modulación externa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.4. (a) EOM orientado longitudinalmente, (b) EOM orientando transversalmente, (c)

Modulador de tipo transversal en óptica integrada. . . . . . . . . . . . . . . . . 18

2.5. MZI de intensidad en óptica integrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.6. (a) Vista superior, (b) y transversal de un MZI, donde l es la longitud del electrodo y

d es la distancia de separación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

2.7. Intensidad óptica a la salida del MZI en función de voltaje aplicado en los electrodos

de RF. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.8. Estructura de una fibra óptica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.9. Comparación de FO multimodo, monomodo de índice abrupto e índice gradual. . . . 24

2.10. Atenuación en fibras ópticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.11. Dispersión modal en fibras multimodo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.12. Relación entre en índice de refracción (n) y la longitud de onda (λ) para el SiO2. . . 27

2.13. Curvas de dispersión en fibras estándar y de dispersión corrida. . . . . . . . . . . 28

2.14. (a) Diagrama esquematico de un láser DFB, donde se usa una segunda rejilla para

mejorar el acoplamiento, (b) espectro de emisión de un DFB . . . . . . . . . . . . 29

87

88 ÍNDICE DE FIGURAS

2.15. Ancho de línea del haz de un láser. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

3.1. Esquema de un par de antenas operando en modo de transmisión y recepción. . . . . 36

3.2. Relación entre el patrón de radiación de una antena isotrópica y una antena de dipolo. 37

3.3. (a) Patrón de radiación en tercera dimensión de un dipolo, (b) Plano H del patrón de

radiación y (c) Plano E del patrón de radiación. . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.4. Patrón de radiación de una antena dipolar. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.5. Patrón de radiación de una antena directiva. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.6. Antena de microcinta rectangular. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.7. Algunos ejemplos de geometrías para antenas de parche. . . . . . . . . . . . . . 42

3.8. Esquema de alimentación por línea microcinta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.9. Esquema de alimentación por conector coaxial. . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.10. (a) Alimentación por acoplamiento de proximidad, (b) Alimentación por acoplami-

ento de apertura. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.11. Discontinuidad y circuito abierto dentro de la estructura. . . . . . . . . . . . . . 45

3.12. (a) Linea microcinta, (b) Líneas de campo eléctrico (c) Constante dieléctrica efectiva

[2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.13. Longitudes físicas y efectivas de parche rectangular de microcinta. . . . . . . . . . 48

3.14. Modelo de transmisión de circuito equivalente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.15. (a) Punto de inserción de la línea microcinta, (b) resistencia de entrada normalizada [2]. 51

4.1. Diagrama de flujo para el diseño de la antena microcinta. . . . . . . . . . . . . . 56

4.2. Geometría del parche y la interfaz para introducir las características del FR4. . . . . 58

4.3. (a) Respuesta en frecuencia, (b) Carta Smith de la impedancia. . . . . . . . . . . . 59

4.4. (a) Respuesta en frecuencia, (b) Carta Smith de la impedancia. . . . . . . . . . . . 59

4.5. Interfaz de la herramienta LineCalc del ADSr. . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.6. (a) Esquema de las dimensiones de la antena, (b) layout de la antena de ADSr. . . . 61

4.7. (a) Respuesta en frecuencia, (b) carta Smith de la impedancia, (c)ganancia de la antena. 62

4.8. (a) patrón de radiación en 2D en coordenada cartesianas , (b) patrón de radiación en

3D en coordenadas polares. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

ÍNDICE DE FIGURAS 89

4.9. Antena microcinta en FR4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

4.10. Representación de los parámetros S en una red de dos puertos. . . . . . . . . . . . 65

4.11. (a) Coeficiente de reflexión, (b) coeficiente de transmisión. . . . . . . . . . . . . 66

4.12. Comparación del coeficiente reflexión simulado y el obtenido experimentalmente con

el VNA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

5.1. (a) Espectros de emisión del láser WX-8304BE-CC, (b) curva característica del láser

WX-8304BE-CC. Potencia óptica contra corriente. . . . . . . . . . . . . . . . . 72

5.2. Esquema experimental del heterodinaje óptico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

5.3. (a) Mezcla de los espectros ópticos de los láseres DFB, (b) Espectro de las señales de

microondas generadas por heterodinaje óptico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

5.4. Respuesta en frecuencia del PD. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

5.5. Esquema experimental para medir la reflexión en la antena. . . . . . . . . . . . . 75

5.6. Coeficiente de reflexión de la antena microcinta. . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

5.7. Esquema experimental del sistema híbrido fibra-radio propuesto. . . . . . . . . . . 77

5.8. Modulación en AM de la señal de RF de 2.8 GHz y la señal de video. . . . . . . . . 78

5.9. (a) Comparación de la señal de video original con la recuperada en el dominio de

la frecuencia, (b)Comparación de la señal de video original con la recuperada en el

dominio del tiempo, (c) calidad de la señal de video recuperada. . . . . . . . . . . 79

5.10. Montaje experimental del sistema híbrido fibra-radio propuesto. . . . . . . . . . . 80

90 ÍNDICE DE FIGURAS

Índice de tablas

2.1. Principales bandas del Espectro Electromagnético. . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.2. Clasificación de bandas para televisión y FM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.3. División de las bandas para las comunicaciones ópticas. . . . . . . . . . . . . . . 15

2.4. Denominación de bandas para frecuencias superiores. . . . . . . . . . . . . . . . 15

4.1. Características del FR4 y parámetros principales para el diseño. . . . . . . . . . . 58

4.2. Dimensiones físicas del parche principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.3. Dimensiones de la antena de microcinta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

5.1. Parametros característicos de los láseres DFB. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

91

92 ÍNDICE DE TABLAS

Publicaciones

A. Baylón-Fuentes, P. Hernández-Nava, A. García-Juárez, I.E. Zaldívar-Huerta, J. Rodríguez-

Asomoza, G. Aguayo-Rodríguez and R. Gómez-Colín, “Modulation of Relaxation Os-

cillation Frequency of a DFB Laser by Using Direct Detection”, SPIE Photonic West,

January 22-27 2011, San Francisco, California. USA. Proceedings of SPIE Volume

79580E-1.

A. Baylón-Fuentes, P. Hernández-Nava, I. E. Zaldívar-Huerta, J. Rodríguez-Asomoza,

A. García-Juárez, G. Aguayo-Rodríguez, “ Microwave Signal Generation Based on

Optical Heterodyne and its Application in Optical Telecommunication System”, Pro-

ceedings of 21st International conferences of electronics, communications and com-

puter (Conielecomp 2011) pp.334-338, Cholula Puebla, Mexico. February 28th mach-

nd 2011.

P. Hernández-Nava, A. Baylón-Fuentes, I.E. Zaldívar-Huerta, A. García-Juárez, R.

Gómez-Colín, A. Rojas-Hernández, J. Rodríguez-Asomoza and G. Aguayo-Rodríguez,

“Optical Heterodyne as an Alternative Technique for Reflected Power Measurement of

Antennas”.

P. Hernández-Nava, A. Baylón-Fuentes, I.E. Zaldívar-Huerta, J. Rodríguez-Asomoza,

A. García-Juárez, G. Aguayo-Rodríguez, J.L. Olvera-Cervantes “Microwave hybrid

fiber-Radio System Based on Optical Heterodyne Technique”.

93

94 ÍNDICE DE TABLAS

P. Hernández, A. Baylón, I. E. Zaldívar, J. Rodríguez, A. García, G. Aguayo, J. L.

Olvera, “Coherent Microwave Hybrid Fiber-Radio System Based on Optical Hetero-

dyne Technique” I Congreso Internacional de Electrónica, Instrumentación y Com-

putación. 22 al 24 de Junio del 2011, Minatitlán Veracruz, México

diseno, fabricaci˜ on y utilizaci´ on´ de antenas en ... · aplicaciones son cada vez más...

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