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SEP SES DGEST

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y

DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet “CONVERTIDOR CD/CD CON RIZO DE CORRIENTE REDUCIDO

Y SEGUIMIENTO DEL PUNTO DE MÁXIMA POTENCIA

PARA APLICACIONES FOTOVOLTAICAS”

T E S I S

QUE PARA OBTENER EL GRADO DE

MAESTRO EN CIENCIAS EN

INGENIERÍA ELECTRÓNICA P R E S E N T A:

ING. ISRAEL URIBE HERNÁNDEZ

DIRECTOR DE TESIS:

DR. JORGE HUGO CALLEJA GJUMLICH

Cuernavaca, Morelos, Méx. Marzo 2006.

2

Dedicatorias

- A Dios, por brindarme la oportunidad y capacidad para afrontar nuevos retos y

por poner en mi camino a personas tan valiosas para salir adelante.

- A mi papá, Arturo Uribe, por todo su cariño, sus ejemplos y por su apoyo

incondicional durante esta etapa de mi vida.

- A mi mamá, Martha Hernández, por todo su amor y sacrificio para formar lo

mejor de mí.

- A mis hermanitos: Omar, Arturo, Miguel y Rox, los quiero mucho.

- A Norma Espinoza, por todo su amor, cariño, paciencia y motivación.

- A mis tíos: Gustavo, Antonio, Néstor, Sergio, Ignacio, Fabiola y Ofelia por

creer en mí. Y a mis abuelos: Víctor y Crecencia, gracias por su fe.

3

Agradecimientos

- A mi director de tesis, Dr. Jorge Hugo Calleja Gjumlich, por su paciencia y los

invaluables conocimientos que me aporto durante el desarrollo de la tesis.

Gracias por su confianza, sus consejos y su amistad.

- A mi comité revisor integrado por: Dra. María Cotorogea Pfeifer, Dr. Mario

Ponce Silva y Dr. Jaime Arau Roffiel. Gracias por sus consejos y orientación

para concluir de buena manera este trabajo.

- A mis profesores Dr. Carlos Aguilar, Dr. Abraham Claudio y Dr. Francisco

Canales por sus enseñanzas.

- A mis compañeros de generación: Javier A. Molina, Abraham Cortes, Luís A.

Sorcia, Gerardo Vázquez, Ernesto E. Vidal, Edson López, Maxim Méndez y José

Luís Rullan por su amistad, su apoyo moral y académico brindado para salir

adelante.

- Al Dr. José Hoyo por su amistad y útiles consejos en el laboratorio, y a

Rigoberto Martínez por la ayuda que me brindo.

- Al Instituto de Investigaciones Eléctricas (IIE) por el apoyo brindado en el

desarrollo de este trabajo, particularmente al M. C. Humberto R. Jiménez G.

- Al Consejo Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CONACYT) y

a la Secretaría de Educación Publica (SEP) por el apoyo económico que me

brindaron para conseguir este logro.

- Al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CENIDET) por

permitirme desarrollarme profesionalmente y por todo el conocimiento

adquirido.

4

Convertidor CD/CD con Rizo de Corriente Reducido y Seguimiento del

Punto de Máxima Potencia para Aplicaciones Fotovoltaicas

Resumen

Este trabajo de tesis presenta el diseño y la construcción de un convertidor CD/CD tipo

elevador entrelazado de dos etapas para sistemas fotovoltaicos (FV). Este convertidor se

diseñó para operar a una potencia máxima de 1000W, y la frecuencia de conmutación de

los transistores es de 75 kHz. El control implementado mantiene el convertidor operando

en el régimen de seguimiento del punto de máxima potencia (PMP), demandando una

corriente constante a los paneles FV.

Las pruebas de potencia se realizaron en el CENIDET y las pruebas de

seguimiento del PMP se realizaron en el Instituto de Investigaciones Eléctricas con

paneles FV. Con el fin de obtener variaciones abruptas en la corriente de salida, en

algunas pruebas se utilizó un troceador como carga. En ambos casos se obtuvieron

resultados satisfactorios. A pesar de que los transistores operan con conmutación dura,

se obtuvieron valores de eficiencia por arriba del 95%.

5

CD/CD Converter with Reduced Current Ripple and Maximum Power

Point Tracking for Photovoltaic Applications

Abstract

This thesis presents the design and construction of a two-stage interleaved boost DC/DC

converter aimed at photovoltaic systems (PV). The converter was designed for 1000W

maximum power operation. The implemented control maintains the converter operating

in the maximum power point tracking regime (MPP), while drawing a steady current

from the PV panels.

Power tests were performed at CENIDET, and the MPP tracking tests were

performed at the Instituto de Investigaciones Eléctricas, with PV panels. In order to

obtain abrupt variations in the output current, in several tests a circuit chopper was used

as a load. All tests performed yielded satisfactory results. The measured efficiency was

higher than 95%, in spite of the fact that the transistors operate in the hard-switching

regime.

i

TABLA DE CONTENIDO

LISTA DE FIGURAS v

LISTA DE TABLAS vii

NOTACIÓN ix

CAPÍTULO 1

INTRODUCCIÓN 1

1.1 Ubicación y planteamiento del problema 1

1.2 Revisión del estado del arte 4

1.2.1 Topologías no aisladas 5

1.2.1.1 Topología con convertidor reductor (buck) 5

1.2.1.2 Topología con convertidor elevador (boost) 5

1.2.1.3 Topología con convertidores tipo elevador entrelazados

(interleaved) 6

1.2.2 Topologías aisladas 8

1.2.2.1 Topología de convertidor cuasi-resonante 8

1.2.2.2 Convertidor CD/CD con inductancias acopladas 8

1.2.2.3 Convertidor CD/CD con dos transformadores 9

1.2.3 Conclusiones de la revisión del estado del arte 10

1.3 Objetivos 11

1.3.1 Objetivo general 11

1.3.2 Objetivos particulares 11

1.4 Alcances y aportaciones 11

1.5 Hipótesis 12

CAPÍTULO 2

CONVERTIDOR DE POTENCIA 13

2.1 Análisis y diseño del convertidor 13

2.1.1 Análisis matemático del convertidor 14

2.1.2 Especificaciones del convertidor 20

2.1.3 Diseño del convertidor 21

2.1.3.1 Diseño de los inductores 24

2.1.3.1 Selección de los interruptores y diodos 25

Convertidor CD/CD con Rizo de Corriente Reducido y Seguimiento del Punto de Máxima Potencia

para Aplicaciones Fotovoltaicas.

ii

2.1.3.3 Eficiencia teórica 26

2.1.3.4 Selección del disipador para los interruptores 28

2.2 Simulaciones del convertidor 31

2.3 Conclusiones 36

CAPITULO 3

ESQUEMA DE CONTROL 37

3.1 Funcionamiento 37

3.2 Algoritmo para el seguimiento del PMP 38

3.4 Requerimientos de hardware 40

3.4.1 Sensado de corriente de los paneles FV 41

3.4.2 Sensado de voltaje de los paneles FV 42

3.4.3 Acondicionamiento de las señales de control 42

3.3 Programación 47

3.3.1 Medición de la potencia instantánea 47

3.3.2 Operación del convertidor a potencia constante y con el

seguimiento del PMP 50

3.5 Requerimientos para el funcionamiento del convertidor 51

3.6 Conclusiones 53

CAPÍTULO 4

CONSTRUCCIÓN Y PRUEBAS 55

4.1 Introducción 55

4.2 Construcción del convertidor 56

4.3 Pruebas realizadas en el CENIDET 57

4.3.1 Regulación de carga 57

4.3.2 Regulación de línea y eficiencia 59

4.3.3 Pruebas de respuesta dinámica 60

4.3.4 Rizos de corriente 63

4.3.5 Operación del convertidor con un troceador como carga 66

4.4 Pruebas realizadas en el IIE 69

4.4.1 Características de los paneles FV 69

4.4.2 Seguimiento del PMP 70

4.4.3 Eficiencia del convertidor 72

Tabla de contenido.

iii

4.4.4 Operación con troceador y panel FV 73

4.5 Conclusiones 75

CAPÍTULO 5

CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS 77

5.1 Conclusiones 77

5.2 Trabajos futuros 79

REFERENCIAS 81

APÉNDICE A. Diagramas esquemáticos 85

APÉNDICE B. Diagramas de flujo 89



iv

v

LISTA DE FIGURAS

Fig. 1-1) Relación existente entre la curva de demanda de energía eléctrica 2

Fig. 1-2) Curva característica del PMP con respecto al voltaje 3

Fig. 1-3) Comportamiento de la potencia FV con respecto a la irradiación (a) y (b) 4

Fig. 1-4) Convertidor reductor para sistemas FV presentado en [2] 5

Fig. 1-5) Convertidor elevador para sistemas FV 6

Fig. 1-6) Topología con dos convertidores tipo elevador entrelazado (interleaved) 7

Fig. 1-7) Implementación del convertidor cuasi-resonante en un sistema FV 8

Fig. 1-8) Convertidor CD/CD usando la técnica de inductores acoplados 9

Fig. 1-9) Convertidor CD/CD con dos transformadores 10

Fig. 2-1) Convertidor elevador: a) esquema general; b) modo I de operación; 14

Fig. 2-2) Principales formas de onda del convertidor. 15

Fig. 2-3) Curvas del comportamiento de la corriente en el inductor 23

Fig. 2-4) Flujo de calor, temperaturas y resistencias térmicas en el interruptor 29

Fig. 2-5) Representación del sistema térmico en arreglo de resistencias 29

Fig. 2-6) Características físicas del disipador seleccionado 31

Fig. 2-7) Convertidor elevador entrelazado de dos etapas simulado 32

Fig. 2-8) Simulaciones del voltaje de salida, corrientes (ICD, IL1 e IL2) y potencia 33

Fig. 2-9) Detalle en los rizos de las corrientes IL1, IL2 e ICD 34

Fig. 2-10) Convertidor entrelazado con un troceador como carga 34

Fig. 2-11) Simulación de los principales parámetros del convertidor 35

Fig. 3-1) Diagrama de flujo del algoritmo de localización del PMP 39

Fig. 3-2) Proceso de seguimiento del PMP 40

Fig. 3-3) Diagrama de bloques del esquema de control para el lazo cerrado 40

Fig. 3-4) Sensado de la corriente FV y protección contra sobrecorriente (SC) 41

Fig. 3-5) Sensado del voltaje FV y aislamiento de las señales 42

Fig. 3-6) Rampa generada por el TL494 y el intervalo de comparación 44

Fig. 3-7) Recta de voltajes entre el potenciómetro digital y el TL494 44

Fig. 3-8) Generación de las señales de control a partir del código enviado por el micro 46

Fig. 3-9) Protocolo de tiempos para la medición de la corriente FV 48

Fig. 3-10) Protocolo de tiempos para la medición de voltaje 48

Fig. 4-1) Prototipo de convertidor interleaved con sus etapas individuales 57

Fig. 4-2) Comportamiento de la potencia Po (arriba) y voltaje de salida Vo (abajo) 58

Fig. 4-3) Potencia de entrada y salida del convertidor a 1000W (arriba) 60

Fig. 4-4) Medición del voltaje, corriente y potencia en la salida del convertidor 61

Fig. 4-5) Medición del voltaje, corriente y potencia de salida 62



vi

Fig. 4-6) Pico de potencia generado por el escalón de carga de 44Ω a 58Ω (arriba) 62

Fig. 4-7) Corriente de entrada (ICD) y corrientes a través de los inductores (IL1 e IL2) a

1000W 64

Fig. 4-8) Espectro en frecuencia de la corriente a través de IL1 e IL1 64

Fig. 4-9) Espectro en frecuencia de la corriente ICD 65

Fig. 4-10) Medición de la magnitud del rizo de la corriente de alimentación 65

Fig. 4-11) Convertidor entrelazado con un troceador como carga 66

Fig. 4-12) Esquema obtenido para la prueba y puntos de las mediciones realizadas 66

Fig. 4-13) Mediciones realizadas al convertidor con un troceador como carga 67

Fig. 4-14) Corriente de entrada y corriente demandada al convertidor con troceador 68

Fig. 4-15) Voltaje de salida y potencia demandada al convertidor por el troceador 68

Fig. 4-16) Paneles FV del IIE utilizados para pruebas 70

Fig. 4-17) Comportamiento del voltaje y corriente del panel FV (arriba); 70

Fig. 4-18) Campana de irradiación bajo tres condiciones climatológicas 71

Fig. 4-19) Comportamiento de la irradiación y la potencia demandada al panel FV 72

Fig. 4-20) Medición de la irradiación, potencia FV y potencia de salida (arriba); 73

Fig. 4-21) Medición de corrientes y potencia con troceador y panel FV 74

vii

LISTA DE TABLAS

Tabla 1-1. Principales características de topologías en sistemas FV

aplicando convertidor elevador 6

Tabla 1-2. Principales características de topologías con convertidores

tipo elevador entrelazados 6

Tabla 4-1. Valores medidos de Vo, Io, y Po, en la prueba de regulación

de carga 58

Tabla 4-2. Datos obtenidos de la prueba en regulación de línea 59

Tabla 5-1. Características principales de topologías implementadas en

sistemas FV 78



viii

ix

NOTACIÓN

Parámetros y variables:

A: Área

Ac: Área mínima de bobinado

Ae: Área efectiva

B: Densidad de flujo

C: Capacitancia

Ciss: Capacitancia de entrada

D: Ciclo de trabajo

di/dt: Incremento de corriente en el tiempo

dv/dt: Incremento de voltaje en el tiempo

fosc: Frecuencia de oscilación

fs: Frecuencia de conmutación

ID: Corriente de drenaje

IFV: Corriente fotovoltaica

Imin: Valor mínimo del rizo de corriente

Inom: Corriente nominal

Irr: Irradiación

j: Densidad de corriente

L: Inductancia

Lg: Longitud del entrehierro

lt: Longitud por vuelta

N: Número de vueltas

PD: Pérdidas en el diodo

Pd: Potencia disipada por el dispositivo en watts.

Pinst: Potencia instantánea

Po: Potencia de salida

Psp: Potencia de referencia

Pss: Pérdidas en conducción

Psw: Pérdidas por conmutación

Pxc: Pérdidas por excitación de compuerta

RDSon: Resistencia drenaje-fuente del interruptor

RθCS: Resistencia térmica de la interfaz entre el dispositivo y la superficie del disipador

RθJC: Resistencia térmica de unión a encapsulado (dada por el fabricante)

RθSA: Resistencia térmica de la superficie de montaje a ambiente

T: Periodo



x

TA: Temperatura ambiente

Tapag: Tiempo de apagado

TC: Temperatura de encapsulado

Tenc: Tiempo de encendido

Tj: Temperatura de unión

TS: Temperatura del disipador

VCmáx: Voltaje máximo del rizo en el condensador

VCmín: Voltaje mínimo del rizo en el condensador

VDC: Voltaje de la fuente de alimentación

VFV: Voltaje fotovoltaico

Vin: Voltaje de entrada (control)

Vinv: Voltaje a la salida del convertidor

Vnom: Voltaje nominal

Vo: Voltaje de salida

ZthJC: Impedancia térmica de unión a capsulado

∆IL: Incremento de corriente en el inductor

∆VC: Incremento de voltaje en el condensador

η: Eficiencia

Ω: Ohm

∆T: Diferencia de temperatura causada por el flujo de calor. ΣRθ: Suma de las resistencias térmicas.

Acrónimos:

A: Amperes

AD: Analógico a digital

C: Condensador

CA: Corriente alterna

CD: Corriente directa

D: Diodo

FV: Fotovoltaico

IIE: Instituto de Investigaciones Eléctricas

MCC: Modo de conducción continuo

PMP: Punto de máxima potencia

PWM: Modulación de ancho de pulso

Q: Interruptor

SC: Sobrecorriente

V: Volts

W: Watts

1

Capítulo 1

Introducción

1.1 UBICACIÓN Y PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA

En algunas regiones del norte de nuestro país el clima es extremoso. En consecuencia, la

demanda de energía eléctrica durante el verano es elevada y, para poder satisfacerla, la

compañía suministradora (CFE) se ve en la necesidad de operar diariamente a su

máxima capacidad durante largos periodos de tiempo. Se estima que en unos años la

capacidad instalada ya no será suficiente. Además, tanto el consumo desmedido de los

combustibles fósiles o no renovables con los que se genera energía eléctrica, como los

altos niveles de contaminación producidos por las formas tradicionales de generación,

representan un impacto ambiental importante con consecuencias irreversibles.

Es por ello que en los últimos años se ha trabajado en el desarrollo de nuevas

alternativas de generación de energía eléctrica, a partir de fuentes de generación que

evitan el consumo de combustibles no renovables. Algunas de estas alternativas son la

tecnología fotovoltaica (FV), la eólica y las celdas de combustible.

Si se toma en cuenta que en las regiones mencionadas las horas pico de demanda

de energía eléctrica coinciden con los valores máximos de la campana de irradiación

solar, resulta conveniente la utilización de sistemas fotovoltaicos (FV) interconectados a

la red, con el fin de auxiliar en el abastecimiento de energía a la compañía

suministradora en los horarios de máximo consumo [1].



2

Lo anterior trae beneficios a largo plazo, tanto para el usuario como para el

proveedor de energía eléctrica. En la Fig. 1-1 se muestra la relación que existe entre la

curva de demanda de energía y la campana de irradiación en un día de verano típico.

Fig. 1-1) Relación existente entre la curva de demanda de energía eléctrica

y la campana de irradiación

Se han instalado ya sistemas FV interconectados a red. De manera general, estos

sistemas están formados por los paneles FV, el inversor y la interconexión a red. En

estos casos no se necesita un banco de baterías, ya que durante la noche la energía la

proporciona la compañía suministradora. La Gerencia de Energías No Convencionales

del Instituto de Investigaciones Eléctricas (IIE) lleva a cabo un proyecto en Mexicali,

enfocado a comprobar las bondades de los sistemas FV aplicados a la reducción de picos

de demanda. En promedio, la potencia de los sistemas instalados es de 1kW.

El problema con los sistemas FV radica en que la corriente entregada por los

paneles depende directamente del comportamiento de la carga, lo que obliga a que éstos

siempre aporten diferentes niveles de potencia, evita que sean aprovechados al máximo

y reduce su vida útil. La Fig. 1-2 muestra las curvas características de una celda

fotovoltaica en función de la tensión de salida: corriente en la ordenada izquierda y

potencia en la ordenada derecha. Para una condición de operación dada (irradiación y

temperatura), existe una combinación única VMAX-IMAX que permite obtener la potencia

máxima del panel. La línea diagonal punteada corresponde a la recta de carga que ubica

la operación en este punto, denominado “Punto de Máxima Potencia” (PMP).

Capítulo 1. Introducción.

3

Fig. 1-2) Curva característica del PMP con respecto al voltaje

y la corriente del panel FV

En la práctica no es posible operar de manera continua en este punto, ya que la

respuesta de la celda se ve afectada por la temperatura y el nivel de irradiación que

incide sobre ella. En las gráficas de la Fig. 1-3 se aprecian los efectos de las variaciones

en dichos parámetros. Las gráficas (a) y (b) muestran la variación de la potencia FV con

respecto a la irradiación, pues de esta depende el nivel de la corriente FV (IFV). Las

gráficas (c) y (d) corresponden a la variación de la potencia FV con respecto a los

cambios de la temperatura de operación de las celdas, ya que esta afecta el valor del

voltaje FV (VFV). Es claro que, de mantenerse la resistencia de carga RL de la Fig. 1-2,

las celdas dejan de operar en el PMP.

Por otro lado, si el banco de celdas se interconecta a la carga a través de un

inversor, la corriente demandada al banco FV muestra fluctuaciones que impiden la

operación continua en el PMP, y el sistema no se utiliza de la forma más eficiente. Para

solucionar ésto, es importante que la corriente se mantenga sin fluctuaciones y con el

valor de IMAX posible de aportar para obtener la máxima potencia.

Se necesita entonces un circuito de mando que ubique a la corriente demandada en

un valor óptimo para mantener la operación del sistema en el PMP. Además, la corriente

que se extrae al panel FV debe mantenerse estable, sin que la demanda de corriente del

inversor se refleje en ésta. Para ello, es necesario agregar un convertidor CD/CD como

etapa de acondicionamiento en la salida de los paneles solares.



4

(a)

2

(b)

(c)

(d)

Fig. 1-3) Comportamiento de la potencia FV con respecto a la irradiación (a) y (b)

y la temperatura de operación de las celdas FV (c) y (d)

1.2 REVISIÓN DEL ESTADO DEL ARTE

Para que un sistema FV se utilice de la manera más eficiente es necesario mantener el

panel operando en el PMP. Para conseguir ésto se han construido sistemas con diferentes

topologías de convertidores, los cuales transfieren energía del panel FV a la etapa de

conversión CD/CA.

En la literatura revisada se encontraron reportadas aplicaciones con las topologías

del cuadro siguiente. Sus características principales se describen a continuación:


5

- Topologías no aisladas

- Elevador (boost)

- Reductor (buck)

- Variaciones del convertidor elevador

CONVERTIDORES

CD/CD

- Topologías aisladas

- Topología cuasi-resonante

- Con inductancias acopladas

- Inversor-transformador-rectificador

1.2.1 TOPOLOGÍAS NO AISLADAS

1.2.1.1 Topología con convertidor reductor (buck)

En [2] se presenta la topología de un convertidor reductor, la cual se muestra en la Fig.

1-4 y cuyas principales características se mencionan a continuación:

- Está diseñado para seguir el PMP.

- La potencia de salida es de 614.4W.

- Sensado de la corriente y el voltaje del panel FV para obtener la potencia instantánea y ajustar el ciclo de trabajo (D).

- Las conmutaciones del interruptor de potencia (MOSFET) son duras.

- Presenta alta eficiencia (92% a 25ºC, que es la condición de operación nominal).

- Es de bajo costo, con respecto a otros que emplean más componentes.

- Se recomienda para cargas inductivas, como motores de CD.

Fig. 1-4) Convertidor reductor para sistemas FV presentado en [2]

1.2.1.2 Topología con convertidor elevador (boost)

En las referencias [3], [4] y [5] se describen topologías basadas en el convertidor

elevador convencional, algunos con regulación en modo corriente por medio del ajuste

controlado del ciclo de trabajo D. En la Fig. 1-5 se muestra el esquema general de dichas

implementaciones, y en la Tabla 1-1 se resumen las características principales.



6

Fig. 1-5) Convertidor elevador para sistemas FV

Tabla 1-1. Principales características de topologías implementadas en sistemas FV

utilizando el convertidor elevador

[3] [4] [5]

Seguimiento del PMP Si Si Si

Potencia nominal de operación 200W 600W 800W

Diseñado para reducir el rizo de IFV Si Si Si

Parámetro de sensado IFV IFV*VFV ⇒ PFV IFV*VFV ⇒ PFV

Diseñado para conexión a línea Si ? ?

Tipo de conmutación en el interruptor Dura Dura Dura

Diseñado para alimentación residencial ? Si ?

Voltaje nominal de salida 120V 450V 400V

Frecuencia de conmutación 20kHz ? 25kHz

1.2.1.3 Topología con convertidores tipo elevador entrelazados (interleaved)

Con el propósito de reducir la magnitud del rizo de la corriente de entrada, en [6] y [7]

se propone una variante del convertidor elevador, que consiste en la conexión en

paralelo de dos convertidores. Con lo anterior aumenta la frecuencia del rizo, lo que

facilita su eliminación por medio de un filtro, y la corriente a través de los dispositivos

se reparte equitativamente. Las características generales de estas topologías se describen

en la Tabla 1-2, y el esquema propuesto se muestra en la Fig. 1-6.

Tabla 1-2. Principales características de topologías que utilizan

convertidores tipo elevador entrelazados

[6] [7]

Seguimiento del PMP Si No

Potencia nominal de operación 24W 400W

Diseñado para reducir el rizo de IFV Si Si


7

[6] [7]

Parámetro de sensado Vo ?

Diseñado para conexión a línea Si ?

Tipo de conmutación en el interruptor Dura Suave (enc)

Voltaje nominal de salida 15V 200V

Frecuencia de conmutación 50kHz 40kHz

Otras características propias de la topología son:

- Los interruptores de los convertidores operan con un corrimiento de fase de 180º.

- El rizo de voltaje se reduce hasta a un 30% con respecto a topologías con un solo

convertidor elevador.

- En [6] se consigue una eficiencia de hasta el 89%.

- En [7] se utilizan redes amortiguadoras no disipativas en los interruptores para

mejorar la eficiencia, consiguiendo así un 95%.

- La corriente de entrada se divide entre el número de etapas en paralelo, lo que

reduce los esfuerzos en corriente a través de los dispositivos.

- El rizo de la corriente de entrada y el rizo del voltaje de salida se reducen, pero

duplican su frecuencia.

- Se obtiene una alta eficiencia en aplicaciones de alta potencia debido a la

reducción de pérdidas en conducción y conmutación.

La principal ventaja es que la estructura de la topología permite el incremento en

los niveles de corriente, voltaje y potencia sin necesidad de usar componentes de mayor

capacidad. Como contraparte, se tiene que aumentar el número de etapas en paralelo, lo

que eleva los costos de implementación y la complejidad del control.

Fig. 1-6) Topología con dos convertidores tipo elevador entrelazados (interleaved)



8

1.2.2 TOPOLOGÍAS AISLADAS

1.2.2.1 Topología de convertidor cuasi-resonante

La implementación que se muestra en la referencia [8] está formada por una etapa

inversora resonante de conmutación suave, un transformador de alta frecuencia y un

rectificador. Consigue conmutaciones suaves en el encendido mediante el condensador

resonante (C1) que se encuentra en paralelo con la inductancia del bobinado primario del

transformador de alta frecuencia. El esquema correspondiente a este convertidor se

muestra en la Fig. 1-7.

Fig. 1-7) Implementación del convertidor cuasi-resonante en un sistema FV

Las principales características de operación son las siguientes:

- No sigue el PMP del panel FV, pero mantiene la potencia de salida constante

(4kW).

- Tiene conmutación suave en el interruptor de entrada (IGBT).

- Alcanza una eficiencia del 92.5%.

- Sensa la corriente de salida de todo el sistema para mantener la potencia.

- Se modifica el ciclo de trabajo del interruptor, para ajustar la potencia de salida

al valor deseado.

- Se usa en aplicaciones residenciales.

1.2.2.2 Convertidor CD/CD con inductancias acopladas

Para reducir el costo y tamaño de los inductores de entrada se puede utilizar una

topología aislada, con inductores acoplados en la salida del panel FV. Con esto también

se consigue suprimir la interferencia electromagnética (EMI) y se obtienen corrientes de

salida libres de rizo.


9

En [9] se presenta una topología con estas características, la cual se compone de

cuatro etapas: acoplamiento de las inductancias, inversor, transformador y rectificador.

En la Fig. 1-8 se muestra la topología mencionada.

Fig. 1-8) Convertidor CD/CD usando la técnica de inductores acoplados

para sistemas FV

Las principales características de este convertidor son:

- No sigue el PMP del sistema FV, sino que mantiene constante la potencia de

salida.

- El voltaje y la potencia de salida son de 100V y de 250W respectivamente.

- Utiliza MOSFET´s y tiene conmutaciones suaves.

- Está diseñado para eliminar el rizo de corriente IFV y la EMI.

- Sensa la corriente en la salida del panel FV y el voltaje de salida de todo el

sistema.

1.2.2.3 Convertidor CD/CD con dos transformadores

En [10] se muestra la topología de un convertidor CD/CD alimentado en corriente, el

cual consta de tres etapas: inversor, transformador y rectificador. Su característica

principal es que incluye un transformador que relaciona la entrada con la salida del

sistema como se muestra en la Fig. 1-9. Otras características relevantes de la topología

son:

- Sigue el PMP del panel FV.

- La potencia de salida es de 3kW.

- Trabaja con conmutaciones duras y los interruptores de potencia son MOSFET´s.



10

- Sensa la corriente del inductor de entrada, el voltaje de entrada y el voltaje de

salida para determinar si es necesario ajustar el ciclo de trabajo del convertidor.

- Está diseñado para conectarse a la línea, después de una etapa de inversión a CA.

Fig. 1-9) Convertidor CD/CD con dos transformadores

1.2.3 CONCLUSIONES DE LA REVISIÓN DEL ESTADO DEL ARTE

En la literatura se encontraron reportadas diferentes topologías de convertidores CD/CD

diseñados para incluirse en un sistema FV. Aunque existe mucho más información sobre

el tema, las topologías propuestas en otros artículos son variantes de las configuraciones

ya mostradas.

Considerando lo anterior, es evidente que no hay una configuración francamente

superior que, por sus características de diseño, sea preferible utilizar. Por otro lado, para

los requerimientos de conversión CD/CD en un sistema FV basta con un convertidor

elevador operando en modo de conducción continuo (MCC). A pesar de que esta

topología es de las más conocidas y sencillas de implementar, presenta la desventaja de

tener conmutación dura en el interruptor, lo cual trae como consecuencia pérdidas que,

dependiendo del tipo de interruptor que se utilice, pueden llegar a ser considerables.

Se selecciona un convertidor elevador entrelazado de dos etapas (interleaved) para

el desarrollo de este trabajo de tesis, puesto que sus características naturales de

operación permiten reducir los esfuerzos en corriente a través de los interruptores y

reducir la magnitud del rizo de la corriente de entrada.


11

1.3 OBJETIVOS

1.3.1 OBJETIVO GENERAL

Diseñar y construir un convertidor CD/CD que sea capaz de obtener la máxima potencia

de los paneles FV, manteniendo constante la corriente que se demande a éstos. Con lo

anterior se pretende utilizar los paneles solares de la manera más eficiente y prolongar la

vida útil del sistema FV completo.

1.3.2 OBJETIVOS PARTICULARES

Seleccionar una topología para implementar. En la selección se tomarán en

cuenta las características descritas en la revisión del estado del arte y los criterios

que, con la experiencia ganada durante el Proyecto Mexicali, el personal del IIE

ha identificado como relevantes.

Analizar el convertidor seleccionado para su diseño e implementación.

Simular el convertidor de acuerdo a las especificaciones dadas por el IIE, para

obtener un prototipo de características similares a los del Proyecto Mexicali.

Construir el convertidor y realizar pruebas de potencia en el laboratorio del

CENIDET.

Obtener y seguir el punto de máxima potencia de las celdas FV instaladas en el

IIE.

Tanto para las pruebas realizadas en el CENIDET, como para las realizadas en el

IIE, la demanda de corriente a las celdas FV debe ser de un rizo pequeño y no

pulsante.

1.4 ALCANCES Y APORTACIONES

Se construye un convertidor CD/CD con capacidad de operar a una potencia máxima de

1000W. El prototipo también tiene la capacidad de seguir el PMP de un banco de celdas

FV cuya tensión de salida está comprendida entre 130V y 200V. El voltaje en la salida

del convertidor se mantiene entre 200V y 250V, puesto que éste es el voltaje de

operación de la etapa inversora del sistema FV.

En cuanto a la aportación, el trabajo contribuye a los desarrollos que, en materia de

sistemas FV, se han realizado en el Departamento de Electrónica del CENIDET. Los

sistemas desarrollados hasta ahora han sido de una etapa, lo que no necesariamente

garantiza el seguimiento del PMP de las celdas. Una de las intenciones del desarrollo

consiste en subsanar esta deficiencia.



12

1.5 HIPÓTESIS

En la revisión del estado del arte se observa que algunas topologías presentan las

características de operación que se buscan para conseguir los objetivos del tema de tesis,

sin embargo, aquellas, cuya característica relevante es la eficiencia, son topologías

complejas o topologías básicas con circuitos adicionales de ayuda a la conmutación. Por

ello, la hipótesis de trabajo sobre la que se desarrolla esta tesis es:

Un convertidor CD/CD implementado con interruptores Cool MOS de tercera

generación y con un circuito de mando que ubique la operación en el régimen de

seguimiento del PMP, permite obtener una corriente fotovoltaica libre de fluctuaciones y

una alta eficiencia.

13

Capítulo 2

Convertidor de

Potencia 1 2

2.1 ANÁLISIS Y DISEÑO DEL CONVERTIDOR

De acuerdo a las conclusiones de la revisión del estado del arte, se seleccionó una

topología que utiliza dos convertidores tipo elevador entrelazados (interleaved). Las

características de operación de este convertidor (sección 1.2.1.3) permiten satisfacer las

necesidades de los objetivos del tema de tesis.

Puesto que la estructura seleccionada se deriva de un convertidor elevador

convencional, a partir del análisis de éste se obtienen los parámetros de diseño. El

comportamiento se verifica por medio de simulaciones, tratando de cumplir con las

especificaciones dadas por el IIE. Una vez que se valida el diseño, se procede a la

construcción del prototipo.



14

2.1.1 ANÁLISIS MATEMÁTICO DEL CONVERTIDOR

Para el análisis del convertidor elevador se sigue el procedimiento descrito en las

referencias [13] y [14]. Se considera que el convertidor opera en el MCC, puesto que

con éste se consigue cumplir con parte importante de los objetivos de la tesis. Bajo esta

premisa, el convertidor trabaja en dos modos de operación que dependen del estado del

interruptor Q, denominándose modo I al circuito equivalente que se obtiene cuando el

interruptor está cerrado, y modo II cuando éste está abierto. En la Fig. 2-1 a) se muestra

el esquema del convertidor elevador, mientras que en las Figs. 2-1 b) y 2-1 c) se

muestran los circuitos equivalentes que resultan para los dos modos de operación.

Fig. 2-1) Convertidor elevador: a) esquema general; b) modo I de operación; c) modo II de operación

El análisis del convertidor se realiza para los dos circuitos mostrados, y la meta

consiste en obtener un balance de energía en el inductor L. En la Fig. 2-2 se muestran las

principales formas de onda del convertidor operando en estado estable, donde se

aprecian el comportamiento de la corriente a través del inductor (L), del interruptor (Q)

y del diodo (D) en función del las señales de compuerta en el interruptor.

Siendo tenc el tiempo de encendido del interruptor y T el periodo de conmutación,

el modo I de operación es valido durante el lapso en el que el interruptor (Q) permanece

cerrado, esto es enctt ≤≤0 , mientras que el modo II de operación es valido durante el

lapso para el que el interruptor (Q) permanece abierto, esto es Tttenc ≤≤ .

Capítulo 2. Convertidor de potencia.

15

Fig. 2-2) Principales formas de onda del convertidor.



16

Analizando el convertidor en el modo I de operación (Fig. 2-1 b) se obtiene que:

* L

CD L

enc

L IV V Ldi dt

t= = == = == = == = =

∆ (2.1)

El incremento de corriente a través del inductor durante este lapso se determina

con:

*CD enc

L

V tI

L====∆ (2.2)

donde:

VCD= Voltaje en la entrada del convertidor

VL= Voltaje en el inductor

di/dt= tasa de crecimiento de la corriente

L = Inductancia del convertidor elevador

∆IL= Incremento de corriente

Para conocer el comportamiento de los rizos de corriente en el inductor y de

voltaje en el condensador durante este modo de operación, es necesario obtener las

expresiones independientes de cada parte del circuito mostrado en la Fig. 2-1 b). La

expresión que determina el comportamiento de IL se obtiene de (2.1), como:

1

L LI V dtL

= ∫ (2.3)

Sea Imin el valor mínimo de la corriente de rizo, entonces:

CDL mín

VI t I

L= + (2.4)

De la segunda parte del circuito, en la misma figura, se obtiene la expresión que

determina el comportamiento del rizo de voltaje en el condensador, partiendo de la

corriente en el condensador como:

oC

dvI C

dt==== (2.5)

donde Vo es el voltaje en la salida del convertidor que alimenta al inversor, y VCmáx es el

valor máximo del rizo. Entonces, el voltaje en el condensador se determina con:


17

0

1 enct

C o CmáxV I dt VC

= − +∫ (2.6)

Si la corriente Io es constante, entonces:

o

C Cmáx

IV V t

C= −= −= −= − (2.7)

Analizando el circuito para el modo II de operación, se obtiene:

* L

CD L o o

apag

L IV V V V

t

∆= + = + (2.8)

donde tapag es el tiempo de apagado del interruptor. A partir de la ecuación (2.8) se

obtiene el cambio de corriente en este lapso de operación, el cual es equivalente al

encontrado durante el lapso de encendido, pues la energía que se almacena en el inductor

durante el primer lapso es la misma que aporta a la carga en el siguiente (Fig. 2-3). El

cambio en la corriente del inductor durante este intervalo está dado por:

( )*o CD apag

L

V V tI

L∆

−= (2.9)

Sea D el ciclo de trabajo, entonces el tiempo de encendido del convertidor esta

dado por tenc=D*T y el tiempo de apagado por tapag=(1-D)*T. A partir del balance de

energía que se cumple en el inductor, se igualan las expresiones obtenidas de los

incrementos de corriente a través del mismo, resultando:

( )** o CD apagCD enc

L

V V tV tI

L L∆

−= = (2.10)

Sustituyendo en (2.10) a tenc y tapag por sus equivalentes respectivos, que están en

función del ciclo del trabajo y del periodo se tiene:

( )*(1 )** * o CDCDV V D TV D T

L L

− −= (2.11)

Sabiendo que D=tenc/T, la expresión que determina el voltaje de salida (Vo) que

alimenta al inversor esta dado por:

1

CDo

VV

D=

− (2.12)



18

Con la expresión (2.12) se determina el ciclo de trabajo que se necesita para

obtener el voltaje de salida deseado a partir de un voltaje de entrada dado; esto permite

alcanzar la potencia deseada.

Por otro lado, para conocer el comportamiento de los rizos de corriente en el

inductor y de voltaje en el condensador, se analiza el circuito de la Fig. 2-1 c) en función

de corrientes y voltajes, teniéndose:

L C oI I I= + (2.13)

L CD CV V V= − (2.14)

Se sabe que:

[ ]1 1CD

L CD C C

VI V V dt V dt

L L L= − = −∫ ∫ (2.15)

A partir de la ecuación (2.5) para IC, se obtiene ecuación diferencial siguiente:

2

0C C CDd V V V

dt LC LC+ − = (2.16)

Resolviendo la ecuación (2.16) se obtiene la expresión que determina el

comportamiento del voltaje en el condensador para este modo de operación:

( )*cos *C CD Cmín CD CDV V V V t V sen tα α= + − + (2.17)

donde:

LC

1=α

VCmín = valor mínimo del rizo de voltaje en el condensador

Para determinar la expresión que describe el comportamiento de la corriente en el

inductor durante el modo II de operación, se retoman las ecuaciones (2.13), (2.15) y

(2.17). Manipulándolas algebraicamente se obtiene que:

( )min min

1 cos* *L CD C C o

sen t tI V V V I

L

α α

α α

= − + +

(2.18)


19

Para el diseño del convertidor es importante tener presentes los rizos máximos que

se esperan, tanto en la corriente de entrada (IL) como en el voltaje en el condensador de

salida (VC). Los rizos se expresan comúnmente como porcentajes de la corriente y del

voltaje mencionados.

Para calcular el valor del inductor se debe encontrar primero la expresión que

determina el valor del rizo de corriente. Para ello, se suman los tiempos tenc y tapag de las

ecuaciones (2.2) y (2.9) respectivamente, se despeja y se encuentra el periodo:

* ** *

*( )L oL L

enc apag

CD o CD CD o CD

L I VL I L IT t t

V V V V V V

∆∆ ∆= + = + =

− − (2.19)

Despejando el rizo de corriente ∆IL de la ecuación anterior, se tiene:

* *( )

*CD o CD

L

o

T V V VI

L V∆

−= (2.20)

Sabiendo de (2.12) que D=1-M, donde M es la ganancia en voltaje del convertidor,

y teniendo presente que típicamente se propone un valor para el rizo ∆IL como un

porcentaje de la corriente de salida del convertidor, de (2.19) se obtiene la expresión que

determina el valor del inductor como:

*

*CD

s L

V DL

f I∆= (2.21)

La expresión para determinar el valor del condensador C se determina a partir de

la ecuación de corriente en el mismo Ic, la cual esta dada por:

c

dvI C

dt= (2.22)

entonces, el rizo de voltaje en el condensador esta dado por:

0

*1

*

enct

oC C

s

I DV I dt

C f C∆ = =∫ (2.23)

Despejando C de la ecuación (2.23) se obtiene la expresión para determinar el

valor del condensador, teniendo:

*

*o

s o

I DC

f V∆= (2.24)



20

Con el análisis del convertidor elevador se determinaron las expresiones para

conocer el comportamiento y los valores de los rizos de corriente en el inductor y de la

tensión en el condensador, la función de transferencia del convertidor, y los valores de

los componentes pasivos (L y C). Esta información se toma como base para el diseño y

la construcción de la topología seleccionada.

2.1.2 ESPECIFICACIONES DEL CONVERTIDOR

Las especificaciones de diseño y construcción para el convertidor CD/CD se basan en

los parámetros de operación, tanto del panel FV como del inversor. Éstos corresponden a

un sistema FV que se encuentra en el IIE, y para el cual se construye dicho convertidor.

Las especificaciones fueron dadas en intervalos de los parámetros, por personal del

Departamento de Fuentes No Convencionales, como se muestra a continuación:

Voltaje de los paneles FV: VFV=VCD= 130V - 200V

Voltaje del inversor: Vinv=Vo= 200V - 250V

Potencia del convertidor: Po= 850W - 1000W

Rizo de corriente: ∆IFV=∆ICD < 0.5A

Con base en la potencia máxima especificada para el convertidor, se hacen algunas

consideraciones para seleccionar los parámetros restantes que permiten realizar su

diseño. La primera consideración se debe al compromiso que existe entre la obtención

de un rizo de corriente FV menor a 0.5A y el tamaño del núcleo que se requiere para

construir el inductor necesario. Esto tiene que ver con el número de vueltas que se

necesitan para conseguir el valor de inductancia calculado y el calibre requerido para

circular toda la corriente de entrada (IFV = 7.69A, de acuerdo a las especificaciones). Con

una derivación se obtienen dos etapas en paralelo (P=2), lo que es suficiente para

obtener un calibre menor por el que circula la mitad de la corriente total. Para el mismo

número de vueltas se requiere un núcleo de menores dimensiones, consiguiendo el

mismo valor de inductancia, además los esfuerzos en corriente a través de los

interruptores se reducen a la mitad.

Considerando que el rizo de corriente a través de los inductores comúnmente se

selecciona como un porcentaje de la corriente de salida (Io), y con base en las

especificaciones de diseño del IIE, se selecciona un rizo del 5% de la corriente de salida

(Io=4.4A de acuerdo a las especificaciones), para obtener un rizo en la corriente de

entrada menor a 200mA debido a la topología implementada.


21

Puesto que en las especificaciones no se da un valor para el rizo en el voltaje de

salida, y teniendo presente que comúnmente para el diseño de convertidores se

recomienda un porcentaje del voltaje de salida alrededor del 5%, se ha seleccionado un

porcentaje del 3% para el diseño del prototipo.

En la medida que la frecuencia de conmutación (fs) del convertidor es mayor, los

valores de capacitancia e inductancia necesarios para conseguir los rizos deseados son

menores (véanse las ecuaciones (2.21) y (2.24)), en consecuencia el tamaño del inductor

y el condensador se reducen; sin embargo, existe un compromiso directo asociado a las

pérdidas globales del convertidor que afectan a su eficiencia, lo que limita el valor de la

fs considerada. Con base en lo anterior, los parámetros considerados para el diseño del

convertidor son:

VCD = 130V

Vo = 230V

Po = 1000W

∆IL1,L2 = 5% Io = 217mA

∆VC = 3%Vo = 6.9V

fs = 75kHz

Etapas en paralelo: P = 2

2.1.3 DISEÑO DEL CONVERTIDOR

a) Ganancia en CD y ciclo de trabajo

Considerando la topología entrelazada, con la ecuación (2.12) se determina la

ganancia en CD (M) del convertidor:

230

1.76130

o

CD

V VM

V V= = =

El ciclo de trabajo máximo también se calcula a partir de (2.12) como:

230 130

0.434230

o CD

o

V V V VD

V V

− −= = =

b) Esfuerzos en voltaje y corriente

Con base en [7], el máximo voltaje aplicado a través de los interruptores de

potencia Q1 y Q2, y los diodos de salida D1 y D2 de la Fig. 1-6, está dado por:



22

1, 2 1, 2

1 1* 130 * 229.681 1Q Q D D CDV V V V VD D

= = = == = = == = = == = = =− −− −− −− −

(2.25)

Debido a la operación entrelazada, la corriente a través de cada componente es el

resultado de la división de la corriente ICD entre el número de etapas en paralelo.

Considerando una eficiencia del 95% y operando a una potencia de salida nominal, la

corriente de entrada al convertidor está dada por:

1000

8.09* 130 *0.95o

CD

CD

P WI A

V Vη= = = (2.26)

La corriente promedio a través de cada diodo se reduce por las etapas en paralelo,

teniendo:

( )8.09

(1 ) * 1 0.434 2.282

CDDavg

I AI D A

P= − = − = (2.27)

La corriente eficaz a través de los interruptores se calcula con:

5 8.09 5 0.434

* * 4.324 2 4

CDQrms

I D AI A

P

− −= = = (2.28)

c) Componentes pasivos y rizos

Las expresiones utilizadas para determinar el valor de los inductores de entrada y

del condensador de salida, son las mismas que las usadas para el convertidor elevador.

Con la ecuación (2.21) se determina el valor de los inductores como:

1,21, 2

* 130 *0.4343.58

* 210 *75CD

L L s

V D VL mH

I f mA kHz∆= = =

El condensador de salida del convertidor se determina con la ecuación (2.24):

* 4.34 *0.434

3.6* 75 *(230 *.03)o

s c

I D AC F

f V kHz Vµ

∆= = =

La resistencia de carga RL que se requiere para cumplir con las especificaciones es:

2 2(230 )

52.91000

oL

o

V VR

P WΩ= = = (2.29)


23

Aplicando en la ecuación (2.20) los valores de las especificaciones, se obtiene un

rizo de corriente de ∆IL=215mA y haciendo lo mismo para la ecuación (2.23) se obtiene

un rizo de en la tensión de salida de Vo = 7V.

Para conocer el comportamiento de la corriente a través del inductor (IL) y el

voltaje en el condensador (VC) en estado estable durante los dos modos de operación, se

grafican en Matlab® algunas de las expresiones antes mencionadas, en las que se

utilizan los parámetros obtenidos. Para el modo I de operación, con la expresión (2.4) se

determina el comportamiento de IL y con (2.7) el comportamiento de VC, mientras que

para el modo II de operación se gráfica la expresión (2.18) para conocer el

comportamiento de IL y la expresión (2.17) para el comportamiento de VC.

A partir de los valores que se obtienen para los rizos de voltaje y corriente se

determinan los parámetros necesarios para graficar ambos comportamientos como se

muestra en la Fig. 2-3:

7.69

7.8

7.58

230

224.3

235.7

CD

Lmín

Lmáx

C

Cmín

Cmáx

I A

I A

I A

V V

V A

V V

=

=

=

=

=

=

0 2 4 6

x 10-6

7.58

7.6

7.62

7.64

7.66

7.68

7.7(a) Corriente en el inductor (ton)

Cor

rient

e(A

)

Tiempo(s)

0 2 4 6

x 10-6

224

226

228

230

232

234(c) Voltaje en el capacitor (ton)

Vol

taje

(V)

Tiempo(s)

0 2 4 6 8

x 10-6

7.58

7.6

7.62

7.64

7.66

7.68

7.7(b) Corriente en el inductor (toff)

Cor

rient

e(A

)

Tiempo(s)

0 2 4 6 8

x 10-6

224

226

228

230

232

234(d) Voltaje en el capacitor (toff)

Vol

taje

(V)

Tiempo(s) Fig. 2-3) Curvas del comportamiento de la corriente en el inductor

y del voltaje en el condensador



24

2.1.3.1 Diseño de los inductores

Debido a la topología seleccionada, el diseño de los inductores se realiza

considerando la mitad de la corriente total de entrada y para soportar la mitad de la

potencia total del convertidor. Con base en lo anterior, las especificaciones necesarias

para el diseño son:

VCD = 130V

Vo = 230V

Po = 500W

fs = 75kHz

D = 43.4%

L1=L2 = 3.5mH

IL1= IL1 = 3.9A

∆IL1=∆IL2= 215mA

Para el diseño del inductor, primero se determina el núcleo que se debe utilizar, del

que es necesario conocer la densidad de flujo máxima (Bmáx) del material del que está

hecho [15]. Los núcleos disponibles en el CENIDET son de material 3C81, cuya

densidad de flujo de saturación (Bsat) es de 3300 Gauss a una temperatura de operación

de 100ºC [24]. Entonces, la densidad de flujo máxima se limita con:

3300

27501.2 1.2sat

máx

B GaussB Gauss= = = (2.30)

Para determinar el calibre del conductor es necesario calcular la densidad de

corriente (j), la que está en función de la corriente que circulara a través de ellos y de los

Circular Mil del conductor. La relación entre estos parámetros es:

Circ Mil

jAmp

= (2.31)

Teniendo en cuenta que la selección del calibre del conductor está en función del

valor obtenido de j, se propone un valor j=500A/cm2; éste es un valor adecuado para no

calentar ni sobredimensionar considerablemente el conductor [15]. Bajo esta

consideración, se obtiene un valor de 1950 Circular Mil por lo que se selecciona el

conductor AWG calibre 17, cuyo valor en Circular Mil es de 2052; con lo anterior, la

densidad de corriente resultante es de j=526A/cm2.


25

La selección del núcleo se basa en el producto de áreas de ventana, cuya expresión

se obtiene de [15], donde se propone un factor K=0.8 para la construcción de inductores.

La expresión para determinar el producto de áreas de ventana es:

8 2

8 2 24

(5.067*10 )* * *

*

(5.067*10 )*3.58 *3.9 *(0.0482 )7.47

0.8*2750

in a

e c

máx

L I DA A

K B

mH A cmcm

Gauss

= == == == =

= == == == =

(2.32)

De acuerdo a las hojas de datos del núcleo E55/28/21 (de Ferroxcube), se tiene que

el área efectiva es Ae=3.53cm2, y el área mínima de embobinado es Ac=2.78cm

2, por lo

tanto el producto de áreas resultante es de 9.8cm4.

El núcleo satisface los requisitos de la aplicación, puesto que el producto de áreas

es superior al que se obtuvo de la evaluación numérica de la ecuación (2.32).

Para determinar la longitud del entrehierro (Lg) necesario para evitar la saturación

del núcleo, de [15] se obtiene la siguiente expresión:

2 8 2 8

2 2 2

0.4 * * *10 0.4 *3.58 *(3.9 ) *100.256

* 3.53 *(2750 )in

e máx

L I mH ALg cm

A B cm Gauss

π π= = = (2.33)

El número de vueltas que debe tener el inductor se determina con:

* 2750 *0.256

143.60.4 * 0.4 *3.9máx

CD

B Lg Gauss cmN vueltas

I Aπ π= = = (2.34)

2.1.3.2 Selección de los interruptores y diodos

Con base en la potencia que deben soportar los interruptores (500W de acuerdo a las

especificaciones) y a los esfuerzos de corriente (IQrms=4.32A) y de voltaje (VQ=229.6V)

calculados mediante las expresiones (2.28) y (2.25) respectivamente, se considera que es

suficiente utilizar transistores Cool MOS modelo SPA04N50C3, cuyas características

relevantes son:

- Voltaje drenaje-fuente: VDS = 560V

- Resistencia drenaje-fuente en encendido: RDS(on) = 0.95Ω

- Corriente en conducción: ID = 4.5A



26

Para la construcción del prototipo se utilizan interruptores Cool MOS modelo

SPW17N80C3, cuyas características en potencia son superiores. Los diodos utilizados

son 15ETX06. Sus características principales son:

- Tiempo de recuperación inversa: trr= 18ns

- Corriente de conducción: IF= 15A

- Voltaje en conducción: VF=1.5V

- Voltaje de bloqueo: VR= 600V

2.1.3.3 Eficiencia teórica

Pérdidas en los interruptores de potencia (Q). Se consideran transistores Cool MOS modelo SPW17N80C3, cuyas principales características son: resistencia de

drenaje a fuente en conducción es RDSon=0.56Ω@4A, la capacitancia de entrada

Ciss=2320pF, el tiempo de encendido tenc=40ns y el tiempo de apagado tapag=78ns.

Las pérdidas totales en los interruptores de potencia (PQ) están dadas por las

suma de las pérdidas en el estado de conducción (Pss), más las pérdidas por excitación de

compuerta (Pxc), más las pérdidas de conmutación (Psw) que, a su vez, son la suma de la

potencia que se disipa en el encendido y en el apagado. La expresión para determinar las

pérdidas totales está dada como:

Q ss xc swP P P P= + + (2.35)

Las pérdidas por conducción están en función de la corriente eficaz que circula en

el interruptor y del valor de la resistencia interna drenaje-fuente (RDSon). Se tiene

entonces:

2 2( ) * (4.32 ) *0.56 10.45ss Qrms DSonP I R A WΩ= = = (2.36)

Las pérdidas por excitación de compuerta (Pxc) se generan durante la carga y

descarga de la capacitancia de compuerta (Ciss) durante el encendido y el apagado del

interruptor. La expresión (2.37) muestra dichas pérdidas:

( )2 2* * 2320 *(229.68 ) *75 9.17xc iss DS sP C V f pF V kHz W= = = (2.37)

Las pérdidas por conmutación ocurren debido a la presencia simultánea de voltaje

de drenaje-fuente VDS y corriente de drenaje ID durante cada transición de apagado a

encendido, y viceversa, del interruptor. La energía disipada en las conmutaciones de

encendido y de apagado se muestra a continuación:


27

( )

0

( )* ( )enct

enc DS DE V t I t dt= ∫ (2.38)

( )

0

( )* ( )apagt

apag DS DrE V t I t dt= ∫ (2.39)

Las pérdidas en conmutación están dadas por:

( ) ( )* ( * )*sw t enc t apag enc apag sP P P E E f= == == == = (2.40)

Las integrales de las ecuaciones (2.38) y (2.39) pueden determinarse mediante el

cálculo del área del triángulo de potencia que se forma cuando VDS e ID se traslapan en

cada conmutación, obteniendo así una aproximación del valor de la potencia. La base del

triángulo es el tiempo de encendido o de apagado del transistor, según la conmutación de

que se trate. De acuerdo a esto, las pérdidas por conmutación de un interruptor, durante

un ciclo de operación completo, pueden determinarse mediante la expresión (2.41), en la

que se considera VDS(máx)=250V:

( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )* * * *

2250 *(4.32 *40 4.32 *78 )*75

4.772

DS máx DS enc enc DS apag apag s

sw

V I t I t fP

V A ns A ns kHzW

+= =

+= =

(2.41)

De acuerdo a la expresión (2.35), las pérdidas totales en cada transistor de potencia

son de 24.39W.

Pérdidas en los diodos (D). Las pérdidas totales en los diodos (PD) de salida son

la sumatoria de las pérdidas en conducción más las pérdidas en inversa [27]. Las

pérdidas en conducción (PDf) están en función de la corriente promedio a través de los

diodos (IDavg) y se determinan con la ecuación (2.42) donde, de acuerdo a la ficha de

fabricante, se considera un voltaje de conducción Vf =1.5V@150ºC.

* 2.28 *1.5 3.42Df Davg fP I V A V W= = == = == = == = = (2.42)

Las pérdidas de recuperación inversa (PDr) están en función del voltaje de bloqueo

(VR) y la corriente inversa de dispersión (IR), y se determinan por la expresión (2.43). De

la ficha de fabricante se considera Ir=40µA@150ºC, entonces se tiene:

* (1 ) 230 *40 (1 0.43) 5.24Dr R RP V I D V A mWµ= − = − = (2.43)



28

Puesto que las pérdidas en inversa (PDr) no representan un impacto importante en

las pérdidas del dispositivo, entonces se considera que:

3.42D DfP P W≅ =

Pérdidas magnéticas (PL). Las pérdidas magnéticas son muy pequeñas, además

de que se reducen por la topología entrelazada que se utiliza, por lo que no impactan de

manera significativa en la eficiencia del convertidor. De acuerdo a la referencia [7], las

pérdidas en conducción de los inductores de entrada (PL) se determinan con la expresión

(2.44), para la que es necesario conocer los siguientes parámetros:

- Área del conductor: calibre 17 AWG = 0.01039cm2

- Número de vueltas: N =143

- Número de conductores en paralelo: Nc= 143

- Longitud promedio por vuelta: lt = 12.5cm

Entonces se tiene:

2

2 2

* * * *1.32

8.09 0.01039* *12.5 *143*1.3 2.76

2 143

CDL

c

I AWGP l N

N

A cmcm W

= =

= =

(2.44)

Eficiencia teórica (η). De acuerdo a [7], la estimación de la eficiencia teórica del

convertidor esta dada por la expresión (2.45), como sigue:

*1002* 2* 2*

1000*100 94.3%

1000 48.6 6.8 4.76

o

o Q d L

P

P P P P

W

W W W W

η = =+ + +

= =+ + +

(2.45)

2.1.3.4 Selección del disipador para los interruptores

La temperatura de unión (Tj) de los interruptores es un factor determinante para su buen

desempeño en el régimen de operación nominal del convertidor. Siendo el exceso de

temperatura de unión una de las principales causas de fallas en los interruptores de

potencia, es necesario implementar un elemento disipador de calor que mantenga al

dispositivo operando por debajo de la temperatura máxima de unión (Tjmáx) que el

fabricante recomienda para evitar la destrucción del componente.


29

En el diagrama esquemático de la Fig. 2-4 se indica la ubicación de los diferentes

caminos de flujo de calor, temperatura y resistencias térmicas que involucran al

interruptor [18].

Fig. 2-4) Flujo de calor, temperaturas y resistencias térmicas en el interruptor y disipador

En la práctica, es común representar el sistema térmico de la figura anterior como

un circuito eléctrico por medio de una red de resistencias en serie, como se muestra en la

Fig. 2-5.

Fig. 2-5) Representación del sistema térmico en arreglo de resistencias

La relación básica para la transferencia de calor o disipación de potencia es

establecida como sigue [18]:

d

TP

Rθ

∆=∑

(2.46)

Donde:

Pd= potencia disipada por el dispositivo en watts

∆T= diferencia de temperatura causada por el flujo de calor

ΣRθ= suma de las resistencias térmicas

La relación anterior puede expresarse de las siguientes formas:



30

J Ad

JC CS SA

T TP

R R Rθ θ θ

−=

+ + (2.47)

C Ad

CS SA

T TP

R Rθ θ

−=

+ (2.48)

S Ad

SA

T TP

Rθ

−= (2.49)

Donde:

TJ= temperatura de unión (dada por el fabricante)

TC= temperatura de encapsulado

TS= temperatura del disipador (superficie de contacto con el dispositivo)

TA= temperatura ambiente

RθJC= resistencia térmica de unión a encapsulado (dada por el fabricante)

RθCS= resistencia térmica de la interfaz entre el dispositivo y la superficie del

disipador

RθSA= resistencia térmica de la superficie de montaje a ambiente, o resistencia

térmica del disipador

Todas las temperaturas están dadas en ºC y las resistencias térmicas en ºC/W.

Las expresiones mencionadas se usan para determinar la resistencia térmica

requerida para el disipador (RθSA), puesto que la disipación de calor, la temperatura

máxima de unión y/o encapsulado y la temperatura ambiente son conocidos o

determinados.

El encapsulado de los interruptores utilizados es tipo TO-247 y la potencia que

disipa cada uno se considera de 25W, según lo calculado en la sección 2.1.3.3. Los

parámetros necesarios para la selección del disipador y los que se obtienen de la ficha

técnica del fabricante son: la RθJC máxima de 0.6ºC/W, TJ máxima de 150ºC y se

considera una TA de 50ºC.

El disipador de calor adecuado para mantener la temperatura de unión del

semiconductor sin exceder los 150ºC en circulación natural del calor, se obtiene a partir

de (2.47), donde:

( )J ASA JC CS

d

T TR R R

Pθ θ θ

−= − + (2.50)


31

El montaje del dispositivo en el disipador se realiza con grasa de silicón,

atornillado y sin aislante. Con base en lo anterior y en los parámetros antes

mencionados, se obtiene un valor de resistencia térmica del encapsulado a la superficie

de montaje RθCS= 1.2ºC/W a 0.678Nm, de tablas en [18] para este encapsulado.

Aplicando (2.50) se obtiene el valor de resistencia térmica para el disipador,

resultando: RθSA = 2.2ºC/W.

De la misma referencia, se selecciona un disipador modelo 16372 (Aavid

Thermalloy), cuyo valor de resistencia térmica es de RθSA= 2.8ºC/W y características

físicas se muestran en la Fig. 2-6.

Fig. 2-6) Características físicas del disipador seleccionado

2.2 SIMULACIONES DEL CONVERTIDOR

Con base en los valores obtenidos para los elementos del convertidor, se hacen las

simulaciones que describen el comportamiento de los principales parámetros de interés

del convertidor. Éstas se realizan con la finalidad de verificar que los resultados

obtenidos cumplen con las especificaciones de construcción dadas por el IIE, y proceder

con la construcción del prototipo.

Las simulaciones en lazo abierto se realizan con el software de simulación

PSpice®, utilizando el modelo del interruptor Cool MOS (SPP17N80C3_L1) y diodos

ideales del simulador. En la Fig. 2-7 se muestra el esquema del convertidor simulado, y

los parámetros de los que interesa conocer el comportamiento son: Vo, ICD, IL1, IL2, Po,

∆IL1, ∆IL2 y ∆ICD.



32

Fig. 2-7) Convertidor elevador entrelazado de dos etapas simulado

La simulación del convertidor se realiza bajo la peor condición de operación a la

que puede ser sometido de acuerdo a las especificaciones; ésto es, cuando el voltaje de

entrada es mínimo, el ciclo de trabajo es el máximo y por lo tanto los esfuerzos en

corriente son mayores. Los parámetros utilizados para la simulación son:

VCD = 130V

L1=L2=3.5mH

C = 3.5µF

RL = 52Ω

fs = 75kHz

D = 43.4%

En la Fig. 2-8 se muestra los resultados de una corrida de simulación en la que se

aprecia el comportamiento y los valores de los principales parámetros del convertidor,

donde resulta evidente que se cumple con las primeras especificaciones dadas por el IIE

para su operación. Los resultados obtenidos son:

Vo = 229.5V

ICD= 7.68A

IL1=IL2= 3.8A

Po= 997 W


33

Time

0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms

V(D1:2) * (-I(R1))

0W

0.5KW

1.0KW

1.5KW

Potencia de salida = 996.2W

I(L1) I(L2) -I(V1)

0A

5A

10A

Corriente a traves de los inductores = 3.9A

Corriente de entrada = 7.8A

V(D1:2)

0V

100V

200V

300V

SEL>>

Voltaje de salida = 227.5V

Fig. 2-8) Simulaciones del voltaje de salida, corrientes (ICD, IL1 e IL2) y potencia

de salida del convertidor

Teniendo en cuenta las características propias de la topología seleccionada, resulta

de interés conocer el comportamiento de los rizos de corriente a través de los inductores,

y compararlos con el de la corriente que se demanda a la fuente de alimentación. La

magnitud del rizo a través de los inductores es la misma que se obtuvo para el

convertidor elevador clásico, mientras que el rizo de la corriente que se demanda a la

fuente de alimentación tiene una magnitud menor y está al doble de la frecuencia de

operación.

En la Fig. 2-9 se muestra el detalle de los rizos de corriente. En la traza superior se

observa el desfasamiento de 180º de éstos a través de los inductores, el efecto del

corrimiento asimétrico que muestran se debe a que el ciclo de trabajo máximo de los

interruptores llega a ser del 43.4%. En la traza inferior se muestra la característica del

rizo de entrada al convertidor, el cual se encuentra al doble de la frecuencia de

conmutación de los interruptores y es de una menor magnitud comparada con la de los

rizos de corriente en los inductores. Los valores obtenidos en las mediciones son:

∆ICD = 56mA a 150kHz

∆IL1=∆IL2= 204mA a 75kHz desfasados 180º entre sí



34

Time

4.00ms 4.05ms 4.10ms 4.15ms 4.20ms

-I(V1)

7.938A

8.000A

7.900A

8.050A

Rizo de la corriente de entrada = 56mA

I(L1) I(L2)

3.75A

4.00A

4.25A

SEL>>

Rizos de corriente en L1 y L2 = 204mA

Fig. 2-9) Detalle en los rizos de las corrientes IL1, IL2 e ICD

Teniendo en cuenta la aplicación, la corriente que el convertidor aporta depende de

la carga del inversor, y ésta puede presentar cambios abruptos considerables. Es por ello

que se considera la implementación de un troceador como carga con el fin de demandar

cambios abruptos de corriente al convertidor, y así verificar que éstos no se reflejan en la

corriente de entrada (ICD) y, para las últimas pruebas consideradas, verificar el

seguimiento del PMP de los paneles FV aún bajo esta condición de carga. Puesto que en

esta prueba también es necesario conocer el comportamiento de las principales

corrientes del convertidor y la potencia de salida, se simula el convertidor con un

troceador como se muestra en la Fig. 2-10.

Fig. 2-10) Convertidor entrelazado con un troceador como carga

De acuerdo a [19], el avance tecnológico ha llevado a la búsqueda de alternativas

para construir inversores robustos y de alta eficiencia. Sin embargo, existe un

compromiso con su eficiencia cuando opera a frecuencias de conmutación en el orden de

16kHz a 20kHz. Es por ello que se selecciona una frecuencia fs=20kHz para el troceador,

considerando que el inversor que se utilice operará por debajo de esta frecuencia.


35

Por otro lado, el ciclo de trabajo del troceador se ajusta automáticamente con base

en el voltaje que hay en la salida del convertidor, de tal forma que mantiene a dicho

voltaje dentro del intervalo especificado por el IIE, mientras la fuente de alimentación

sea capaz de aportar la suficiente potencia.

Las resistencias del troceador son de 71Ω y 500Ω, de modo que, cuando el

interruptor Q3 está encendido, la resistencia equivalente que tiene el convertidor es de

62Ω; cuando está apagado la resistencia cambia su valor a 500Ω.

Con este comportamiento, el troceador demanda cambios abruptos en corriente

desde 446mA hasta 3.7A, lo que corresponde a cambios de potencia de 98.5W a

864.43W. En la Fig. 2-11 se muestran las simulaciones de los principales parámetros.

Time

3.6ms 3.8ms 4.0ms 4.2ms 4.4ms 4.6ms 4.8ms 5.0ms3.5ms

V(V6:-)*I(V6)

0W

0.5KW

1.0KW

SEL>>

Potencia de salida desde 98.5W hasta 864.43W

-I(V1)

6.00A

6.25A

6.50A Corriente de entrada = 6.34A

I(V6)

0A

2.5A

5.0A

Corriente de salida desde 446mA hasta3.7A

Fig. 2-11) Simulación de los principales parámetros del convertidor

con un troceador como carga



36

2.3 CONCLUSIONES

En este capítulo se verifica que un convertidor CD/CD, conectado entre el banco de

paneles solares y el inversor de un sistema FV, impide que las fluctuaciones en la

corriente de salida se reflejen hacia la entrada. Se simuló la operación de un troceador

conectado como carga al convertidor y se comprobó que, a pesar de que demanda

continuamente cambios desde 446mA hasta 3.7A, la corriente de entrada permanece

constante en 6.34A.

Resulta evidente que la topología de convertidores entrelazados reduce

considerablemente la magnitud del rizo de la corriente de entrada con respecto a

topologías de un solo convertidor elevador. La magnitud de la corriente que se demanda

a la fuente de alimentación es de aproximadamente el 28% de la magnitud de los rizos

que circulan a través de cada convertidor, duplicando su frecuencia.

Con los resultados obtenidos de la simulación, también se verifica que el

convertidor diseñado cumple con las especificaciones de potencia y voltaje dadas

inicialmente.

37

Capítulo 3

Esquema de control 1 2 3

3.1 FUNCIONAMIENTO

Puesto que uno de los objetivos de la tesis es el seguimiento del PMP de las celdas FV,

la variable de control para cerrar el lazo en el convertidor debe ser la potencia. Para

llevar a cabo esta tarea resulta conveniente utilizar un microcontrolador, del que se

aprovechan su capacidad de cómputo y las ventajas que ofrece sobre circuitos integrados

especializados para cerrar lazos de control en función de voltaje y corriente.

El microcontrolador mide la tensión en los paneles FV y la corriente que éstos

entregan. Con base en estos parámetros, determina la potencia FV correspondiente y

utiliza este valor como entrada a un algoritmo de seguimiento del PMP; de acuerdo a los

resultados del algoritmo, se modifican las señales de mando a los interruptores del

convertidor CD/CD. Este proceso debe repetirse constantemente durante el período de

operación del sistema FV.



38

El estado de operación del convertidor, en sus diferentes etapas de

funcionamiento, se conoce a través de señalizaciones visibles: encendido del convertidor

sin regulación, voltaje FV por debajo de la especificación, encendido suave para iniciar

la regulación, voltaje de las celdas FV fuera del intervalo de operación

(130V>VFV>200V) y activación de las protecciones.

3.2 ALGORITMO PARA EL SEGUIMIENTO DEL PMP

Para conseguir que un convertidor opere en el régimen del seguimiento del PMP, se han

desarrollado diferentes técnicas y métodos con características propias que se reportan en

la literatura.

En [2] se describe un sistema de control con referencia de voltaje o corriente

constante, en el que se compara uno de los dos parámetros FV (voltaje o corriente) con

un valor de referencia correspondiente a la máxima potencia, para condiciones

atmosféricas específicas. Este método no es muy preciso debido a que no toma en cuenta

las variaciones de irradiación y de la temperatura de operación de los paneles FV.

También se reporta un sistema con referencia de corriente, en el que la corriente de

salida se compara con un valor de referencia que se calcula por medio de un

microcontrolador. A partir del resultado de la comparación se determina la potencia del

convertidor y verifica con la medición anterior si es posible obtener más potencia o no.

En [20] se presenta un método de lógica difusa, el cual es capaz de mejorar el

desempeño del seguimiento del PMP en comparación con métodos convencionales. Sin

embargo, para su implementación, se seleccionan varios parámetros por prueba y error,

y la selección depende de la experiencia e intuición del diseñador.

Otros métodos desarrollados necesitan características eléctricas de los paneles FV

como el reportado en [21], en el que se utiliza el voltaje de circuito abierto (Voc) de

dichos paneles para conocer el valor de la potencia disponible, y con base en esto,

modificar el ciclo de trabajo para ubicarse en el PMP; en éste caso se reporta el uso de

un DSP.

En [2], [6] y [22] se utiliza la técnica de “perturbar y observar”, en la que sólo se

verifica si el último valor de potencia medido (Pins) es superior a la potencia anterior

(Pant), para decidir si es posible obtener más potencia, o no, mediante el ajuste de D.

Capítulo 3. Esquema de control.

39

La principal ventaja de esta técnica es su versatilidad ya que, para seguir el PMP,

no es necesario conocer las características eléctricas y térmicas de los paneles FV, ni las

condiciones atmosféricas en las que se encuentra el sistema.

Con este algoritmo se consigue que la corriente demandada a las celdas FV se

incremente sucesivamente, mientras éstas sean capaces de aportarla, hasta llegar al punto

en el que, para un incremento de corriente, se obtiene un decremento de potencia. Bajo

esta condición, el ciclo de trabajo empieza a reducirse mientras se verifica el valor de la

potencia FV, hasta que se llega a un nuevo punto en el que ocurre que la potencia

instantánea es nuevamente mayor que la potencia anterior. Entonces es posible aumentar

la demanda de corriente como se muestra en la Fig. 3-1.

Fig. 3-1) Diagrama de flujo del algoritmo de localización del PMP

Como este algoritmo no verifica la condición de igualdad entre las dos mediciones

de potencia, el sistema se mantiene operando alrededor del PMP. En la Fig. 3-2 se

muestra la curva del proceso para el seguimiento del PMP, en la que se describe el

comportamiento del ciclo de trabajo con respecto a la potencia FV que se demanda a la

fuente de alimentación.



40

En el Apéndice B de muestra con detalle el diagrama de flujo para el seguimiento

del PMP y el diagrama de flujo general del control basado en esta técnica.

Fig. 3-2) Proceso de seguimiento del PMP

3.3 REQUERIMIENTOS DE HARDWARE

En la Fig. 3-3 se muestra el diagrama a bloques del esquema de control del convertidor.

Se aprecian las diferentes etapas que se implementaron para acondicionar las señales

necesarias para el microcontrolador, y las que éste envía a los circuitos encargados de la

generación de las señales de compuerta en los interruptores.

Fig. 3-3) Diagrama de bloques del esquema de control para el lazo cerrado


41

3.3.1 SENSADO DE CORRIENTE EN LOS PANELES FV

El sensado de la corriente FV se consigue por medio de un transductor de corriente a

voltaje por efecto Hall (modelo LA 55-P), el cual crea un aislamiento galvánico entre el

circuito primario (alta potencia) y el circuito secundario (electrónico). En la Fig. 3-4 se

muestra el circuito correspondiente. A partir de la corriente que circula a través de este

sensor, se obtiene una señal de voltaje que, para proteger al microcontrolador, se hace

pasar por un seguidor de voltaje. Por una parte, la salida del seguidor se envía al

convertidor analógico/digital (A/D) del microcontrolador y, por otra parte, a un

comparador que, cuando la salida del seguidor rebasa el nivel del voltaje de referencia,

produce una señal digital que se envía al microcontrolador para indicar un exceso de

corriente FV. Las principales características del circuito son:

Relación de transformación del sensor Hall: genera 1V por cada 2A que

circulan a través de éste.

Nivel de comparación para activar la protección: 4.09V.

El voltaje de comparación se obtiene a partir de un divisor resistivo en la fuente

de alimentación de los operacionales, la cual es de 5V. La relación de las resistencias se

obtiene proponiendo a R1=10kΩ; entonces, se tiene:

5

2 1* 1 10 * 1 2.54

in

out

V VR R k k

V VΩ Ω

= − = − =

(3.1)

Se selecciona R2=2.2kΩ, obteniéndose así un voltaje de comparación de 4.09V.

Fig. 3-4) Sensado de la corriente FV y protección contra sobrecorriente (SC)

Como se mencionó, a partir de esta etapa se envían al microcontrolador dos señales

de voltaje. La primera es una señal analógica de medición que es proporcional a

corriente que circula a través del sensor Hall. La segunda señal es de protección; esta

señal es digital y presenta un cambio de estado cuando la corriente FV excede los 8.18A.



42

3.3.2 SENSADO DE VOLTAJE EN LOS PANELES FV

A partir de un divisor resistivo conectado en las terminales del panel FV se obtiene una

señal analógica de voltaje, con una relación de 1V por cada 50V sensados; los valores de

las resistencias del divisor son de 1kΩ y 50kΩ. Dicha señal se envía a un convertidor

A/D de 8 bits (modelo TLC549) a través de un seguidor de voltaje. El convertidor A/D

da como salida un número binario proporcional a la tensión en el panel.

El convertidor A/D se comunica con el microcontrolador a través de tres líneas:

una de reloj, una de habilitación y una de datos. En cada una de estas líneas se incluye

un optoacoplador digital (modelo HCPL2611), con lo que se obtiene aislamiento con

respecto a la etapa de control. Este aislamiento es necesario puesto que las

alimentaciones del convertidor y del seguidor de voltaje son comunes a la etapa de

potencia, mientras que la del microcontrolador tiene una tierra diferente. En la Fig. 3-5

se muestra el esquema de esta etapa.

Fig. 3-5) Sensado del voltaje FV y aislamiento de las señales

Las características más importantes de los optoacopladores utilizados son:

velocidad de conversión de 10MBit/s y salida lógica de colector abierto e invertida.

Debido a lo anterior, antes de que el microcontrolador realice operaciones numéricas

para determinar el valor de la potencia instantánea, es necesario que complemente el

código que recibe.

3.3.3 ACONDICIONAMIENTO DE LAS SEÑALES DE CONTROL

Utilizando los resultados de las mediciones de corriente y de voltaje, es posible calcular

la potencia instantánea de las celdas FV al momento de realizar las mediciones. En

función de la potencia obtenida se determina el ajuste en el ciclo de trabajo D que el

convertidor necesita para alcanzar el punto de operación deseado. El ajuste se representa

como un número binario que el microcontrolador envía a la siguiente etapa de control, a

través de un protocolo serial desarrollado en el programa principal.


43

a) Conversión a niveles analógicos

Se emplea un potenciómetro digital de comunicación serie (modelo DS 1267-50),

el que recibe el código binario que envía el microcontrolador a través de tres líneas de

comunicación. Este potenciómetro realiza la función de un convertidor digital/analógico

(D/A) de 8 bits, mostrando en su salida un nivel de voltaje analógico que tiene una

correspondencia directa con el número binario recibido. La resolución del potenciómetro

es de 19.5mV/bit, con la capacidad de tener en su salida un valor máximo de 5V.

b) Generación de las señales PWM

Las señales de control PWM para los interruptores del convertidor se obtienen a

partir de un circuito integrado modelo TL494, el cual utiliza una red RC para generar

una señal diente de sierra, a una frecuencia de oscilación (fosc) que depende del valor de

la resistencia (RT) y el condensador (CT) de acuerdo a la ecuación (3.2).

1.1

*osc

T T

fR C

= (3.2)

Para el caso del convertidor en cuestión, se requiere una frecuencia de operación a

75kHz. Se propone un valor de condensador CT = 0.01µF, y la resistencia resultante es

de 1.46kΩ. Este valor se obtiene conectando dos resistencias comerciales en paralelo;

una de 1.5kΩ y la otra de 47kΩ, obteniéndose así una resistencia equivalente de 1.45kΩ.

La frecuencia resultante es de 75.6kHz.

El TL494 cuenta con dos salidas desfasadas 180º entre si, y con la configuración

utilizada se obtiene una variación del ciclo de trabajo desde 56% hasta el 100%. Debido

a que el convertidor requiere un ciclo de trabajo máximo de 43.4%, se invierten las

señales de salida para los interruptores, consiguiéndose variar el ciclo de trabajo desde

0% hasta el 44%.

La señal de salida del potenciómetro digital, comprendida entre 0V y 5V, se

compara con la señal diente de sierra. Como resultado se obtiene un tren de pulsos de la

misma frecuencia que la señal diente de sierra y con una anchura de pulso que depende

del nivel de comparación que se tenga con la rampa.

En la Fig. 3-6 se muestra la magnitud de la rampa generada por el TL494 con

respecto al voltaje del potenciómetro digital con el que se compara.



44

Fig. 3-6) Rampa generada por el TL494 y el intervalo de comparación

Como se aprecia en la figura anterior, la rampa generada por el circuito integrado

tiene una amplitud de 2.5V y está montada sobre un nivel de 200mV. Por lo tanto, si la

señal de voltaje para la comparación se toma directamente del potenciómetro digital, se

pierde más del 50% de la resolución que es posible obtener; como resultado, los cambios

mínimos de voltaje en el potenciómetro digital se manifiestan significativamente en el

ajuste de la anchura de los pulsos.

c) Ajuste de voltajes

Por las razones expuestas, resulta necesario incluir una etapa intermedia entre el

potenciómetro digital y el circuito integrado TL494. Con esta etapa se ajustan los niveles

de voltaje de tal forma que se consigue aprovechar la máxima resolución posible de

ambos dispositivos. En consecuencia, se hacen más precisos los cambios en el ajuste del

ciclo de trabajo en el convertidor. El ajuste de voltajes se representa con la recta que se

muestra en la Fig. 3-7; los intervalos de voltajes de ajuste son:

- Voltaje proporcionado por el potenciómetro: 0-5V

- Voltaje considerado para la rampa de comparación: 0.2-2.5V

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

0.5

1

1.5

2

2.5Ajuste de voltajes

Voltaje del potenciometro

Vo

ltaje

de

la r

am

pa

Fig. 3-7) Recta de voltajes entre el potenciómetro digital y el TL494


45

La ecuación de la recta es,

in míny mx b ó Vo mV V= + = + (3.3)

La pendiente es:

2 1

2 1

2.5 0.20.46

5 0

y ym

x x

− −= = =

− − (3.4)

La función de transferencia resultante es:

0.46 0.2o inV V V= + (3.5)

donde:

Vin, es el voltaje del potenciómetro digital.

Vmín, es el nivel de voltaje sobre el que está montada la rampa

La función de transferencia se implementa con un amplificador y un restador,

ambos inversores. La ganancia del amplificador se obtiene de acuerdo al voltaje máximo

que puede generar el potenciómetro digital (5V) y el voltaje máximo de la rampa con el

que se obtiene el máximo ciclo de trabajo del TL494. Bajo estas condiciones, la

ganancia en lazo abierto es:

2.3

0.465

oOL

in

VA

V= = = (3.6)

El voltaje de salida de un amplificador inversor es:

*fo in

RV V

R= − (3.7)

Proponiendo a R=20kΩ y conociendo a Vo y Vin, el valor de Rf resultante es

9.09kΩ.

De acuerdo a lo anterior, cuando el voltaje en la salida del potenciómetro es

máximo (5V), en la entrada del TL494 hay un voltaje máximo de 2.5V, lo que

corresponde a un ciclo de trabajo de 54%. Por otro lado, cuando en el potenciómetro hay

0V, el voltaje en el circuito TL494 es de 200mV, correspondiente al 100% del ciclo de

trabajo. Además, esta relación es lineal.



46

d) Esquema completo

En la Fig. 3-8 se muestra el esquema completo del circuito con el que se generan

las señales PWM. Se incluye el circuito para el ajuste de voltajes entre el potenciómetro

digital y el TL494.

Fig. 3-8) Generación de las señales de control a partir del código enviado por el microcontrolador

Las señales de control PWM se habilitan y deshabilitan desde el microcontrolador,

que envía una señal a dos compuertas lógicas NOR. Estas compuertas también

complementan los pulsos de salida del TL494, lo que permite obtener ciclos de trabajo

desde 0% hasta 44%. A través de dos optoacopladores, las salidas de las compuertas se

envían a los impulsores de los interruptores. En el Apéndice A se muestran los

diagramas esquemáticos de la etapa de control descrita previamente, a partir de los

cuales se generaron los diseños de las placas de circuito impreso para el prototipo.

3.4 PROGRAMACIÓN

El convertidor se gobierna mediante la programación de un microcontrolador

(PIC16F877A) que cuenta con: 3 puertos de 3, 6 y 8 canales respectivamente, un

convertidor A/D de 10 bits, protocolo de comunicación serial SPI (Serial Peripheral

Interface), reloj interno de hasta 20MHz, 368x8 bytes en memoria RAM y 256x8 bytes

de memoria de datos.

El programa se desarrolló en lenguaje ensamblador para realizar las siguientes

funciones:


47

- Operar al convertidor de acuerdo a las condiciones externas de los parámetros.

- Obtener el valor de potencia instantánea en los paneles solares, a partir de las

mediciones de voltaje FV y corriente FV.

- Mantener al convertidor operando en el régimen de seguimiento del PMP.

- Proteger al convertidor contra sobre-corrientes, dejándolo fuera de operación.

- Mostrar el estado de operación del convertidor mediante señalizaciones visuales.

3.4.1 MEDICIÓN DE LA POTENCIA INSTANTÁNEA

El valor de la potencia instantánea que se demanda a las celdas FV se obtiene a partir de

la medición de voltaje y corriente FV. La forma en que el microcontrolador obtiene la

información de cada medición, usando el hardware descrito en los párrafos anteriores,

se detalla a continuación:

Medición de corriente FV: Esta medición empieza una vez que se han

cumplido las condiciones para iniciar la regulación. El microcontrolador recibe

entonces, de manera continúa, la señal analógica de voltaje que proviene del sensor

Hall y que es representativa del nivel de corriente que el convertidor demanda a las

celdas FV. Dicha señal se convierte en un número binario de 10 bits, por medio del

convertidor A/D interno, y se almacena en dos registros de ocho bits.

Para obtener una medición mas precisa y evitar que se manifiesten los picos de

corriente instantáneos ocasionados por el ruido de conmutación, se realizan 256

mediciones consecutivas y se promedian. El resultado obtenido se trunca a 8 bits y éste

es el valor que se utiliza para las operaciones matemáticas del microcontrolador.

El protocolo de tiempos para esta medición se muestra en la Fig. 3-9, donde se

observa lo siguiente:

- Tiempo que dura cada medición de corriente: 840ns

- Tiempo entre cada una de las 256 mediciones: 49µs

- Tiempo total de las 256 mediciones: 12.5ms

- Tiempo entre mediciones promediadas: 61.5ms



48

Fig. 3-9) Protocolo de tiempos para la medición de la corriente FV

Puesto que la medición de corriente se realiza a partir de una señal de voltaje cuyo

valor varía entre 0 y 5V, y el resultado de dicha medición que se utiliza está dado en 8

bits, la resolución correspondiente está dada como sigue:

mVQi 53.19256

V5==

Debido a la relación de transformación del sensor Hall (1V por cada 2 A), la

resolución de corriente que se tiene es de 39.06mA por bit del convertidor A/D interno.

Medición de voltaje FV: Esta medición se obtiene a partir de un convertidor

A/D de ocho bits, externo al microcontrolador, el cual envía un número binario que se

almacena en un registro.

Esta medición se realiza en dos estados de operación diferentes del convertidor, de

tal modo que la frecuencia de medición cambia en cada uno de ellos, como se muestra

en la Fig. 3-10. El primer estado de operación se realiza hasta antes de iniciar la

regulación, observándose en el lado izquierdo de la figura que las mediciones se realizan

cada 50 µs, con una duración de 18 µs cada una. El segundo estado ocurre durante la

etapa de regulación, donde el tiempo entre mediciones aumenta a 1.6 ms, como se

observa en el lado derecho de la figura.

Fig. 3-10) Protocolo de tiempos para la medición de voltaje


49

Durante el primer estado de operación, las mediciones se realizan únicamente para

verificar que el voltaje de las celdas FV supere el mínimo especificado para la operación

del convertidor; ésto es, que el voltaje FV sea mayor que 130V. Cumplido lo anterior,

las mediciones de voltaje se realizan tanto para obtener la potencia FV instantánea,

como para verificar que el voltaje de entrada se mantenga en el intervalo de operación

especificado (de 130V a 200V).

Considerando que el convertidor A/D externo es de ocho bits, la resolución que se

consigue en esta medición es:

mVV

Qv 53.19256

5==

Considerando la relación del divisor, la resolución con respecto al voltaje FV real

es de un cambio de bit por cada 0.976V en el panel FV.

La comunicación para transferir la información de datos y control entre el

microcontrolador y el convertidor A/D externo se realiza mediante el protocolo de

comunicación SPI. La comunicación serie con el potenciómetro digital se realiza por

medio de programación, utilizándose de una rutina que forma parte del programa

principal.

Potencia FV instantánea: Para calcular el valor de la potencia instantánea en

el convertidor (Psp), se toman los valores de voltaje y corriente de sus registros de ocho

bits, y se introducen en una rutina de multiplicación para dos números de ocho bits. Se

obtiene un resultado en 16 bits que se guarda en dos registros. La resolución de potencia

que se tiene es:

mWmVmAQQQ viP 14.38976*06.39* ===

Los requerimientos del sistema no exigen velocidad en el control, debido a que los

cambios del recurso disponible (irradiación y temperatura) son relativamente lentos con

respecto a otro tipo de fuentes de generación. Es por ello que no representa problema

alguno que se realicen promedios de hasta 256 mediciones para obtener una lectura mas

precisa de cualquiera de los parámetros requeridos.



50

3.4.2 OPERACIÓN DEL CONVERTIDOR A POTENCIA CONSTANTE Y

CON EL SEGUIMIENTO DEL PMP

Como parte del proceso de pruebas para operar el convertidor en el régimen del

seguimiento del PMP, se desarrolló un algoritmo de control con el que se consigue

operar en un régimen de potencia constante ante variaciones de carga y de línea.

a) Potencia constante: Para obtener la operación del convertidor a potencia

constante, se usa un algoritmo de control por comparación de potencia, en el que se

determina con antelación un valor fijo Psp, en hexadecimal de 16 bits, que corresponde a

un valor de potencia de 1000W. Dicho número se resta del valor de potencia Pins de la

última medición. En función del signo del resultado, se decide si es necesario aumentar

o reducir el número binario correspondiente al ajuste del ciclo de trabajo del convertidor.

La tasa de cambio del número binario con el que se modifica el ciclo de trabajo es

de un bit por medición de potencia. La variación del ciclo de trabajo depende de las

siguientes condiciones:

1) Si Pinst > Psp, el resultado es negativo, lo que indica que la potencia en la

entrada ha aumentado y es posible demandar más corriente. En consecuencia,

se aumenta el ciclo de trabajo, disminuyendo en una unidad el número binario

que se envía al potenciómetro digital.

2) Si Pinst < Psp, el resultado es positivo, lo que indica que la potencia FV se ha

reducido y no puede demandar más corriente. Entonces se reduce el ciclo de

trabajo, aumentando en una unidad el número binario que se envía al

potenciómetro digital.

Después de ajustar y enviar el valor correspondiente al ciclo de trabajo, se repite la

operación a partir de la medición de corriente, de tal forma que la potencia se mantiene

oscilando alrededor del valor preestablecido (1000W). Con la operación del convertidor

a potencia constante es posible verificar el adecuado funcionamiento del convertidor con

la máxima potencia especificada. Además, es posible realizar pruebas con regulación de

carga, regulación de línea y de respuesta dinámica a partir de una fuente de alimentación

controlable.


51

b) Seguimiento del PMP: Para la operación del convertidor en el régimen del

seguimiento del PMP, se utiliza la técnica de “perturbar y observar” (sección 3.2), en la

que se mide de forma continúa la potencia instantánea, actualizándose el valor de

potencia (Psp) con la penúltima medición. Ésta se compara con la última medición

realizada y, en función del resultado, se modifica el ciclo de trabajo para ubicar la

operación del convertidor alrededor del PMP.

3.5 REQUERIMIENTOS PARA EL FUNCIONAMIENTO DEL

CONVERTIDOR

a) Condiciones iniciales del convertidor

En el Apéndice B se muestra a detalle el diagrama de flujo del algoritmo de

control para el convertidor, en el cual se observa que la primera condición por cumplir

es que el botón de encendido esté habilitado. Para ello, se monitorea un bit cíclicamente

hasta que se verifica tal condición; cumplido lo anterior, se habilitan las compuertas

lógicas de salida (NOR) para las señales PWM y se envía al potenciómetro un número

hexadecimal (FFh) correspondiente al ciclo de trabajo de 0% para iniciar la operación

del convertidor.

Cuando el botón de encendido se deshabilita, se provoca una interrupción por

software que automáticamente deshabilita las compuertas de salida. En ese instante se

envía al potenciómetro el código necesario para generar un ciclo de trabajo de 0% (FFh),

asegurándose así el apagado de los interruptores. Ésto lo realiza sin importar en qué

estado de operación se encuentre el convertidor y, por tanto, es una condición que se

monitorea de manera continua mientras el convertidor permanece encendido.

Siguiendo el mismo diagrama de flujo, la siguiente condición que se debe cumplir

es que el voltaje FV sea mayor o igual a 130V. Esto se verifica restando el resultado

obtenido de la medición con el convertidor A/D externo, a un valor hexadecimal fijo

(5Ah), que corresponde al voltaje deseado.

La resta se realiza cíclicamente hasta que se verifica que se ha superado el valor

del umbral, y continúa durante el resto de la ejecución del programa. Mientras esta

condición sea válida, también se verifica que el botón de encendido permanezca

habilitado.



52

Cumplido lo anterior, el convertidor arranca con un encendido suave (Soft Start) el

cual se realiza cargando el valor hexadecimal correspondiente al ciclo de trabajo de 0%,

y disminuyéndolo en una unidad, cada 120ms, hasta llegar al valor (A0h)

correspondiente al 40% en el ciclo de trabajo. Cada decremento que se realiza se envía al

potenciómetro digital. La relación inversa que existe entre el decremento del código

hexadecimal y el incremento del ciclo de trabajo se debe a que, para conseguir el

intervalo de ciclo de trabajo que se requiere, se toman las salidas negadas del circuito

integrado TL494.

b) Protecciones

Se genera una interrupción externa cuando la corriente FV es mayor a 8.2A, ya

que el comparador produce un cambio de estado en el bit de interrupción por hardware

del microcontrolador. Esta interrupción tiene el mismo efecto que la interrupción por

software, sólo que la reacción es instantánea, puesto que no es una condición que se

tenga que estar monitoreando de manera continua desde el programa principal.

Durante la ejecución del programa de regulación para el seguimiento del PMP, se

monitorea de manera continua que el voltaje VF se mantenga dentro de las

especificaciones dadas. Ésto se realiza comparando el valor hexadecimal, obtenido del

convertidor A/D externo, con los valores correspondientes a 130V y 200V (5Ah y 8Ah,

respectivamente). Cuando en el resultado de la comparación el voltaje FV es menor que

130V, se envía un ciclo de trabajo de 0%, pues ésto indica que no hay suficiente energía

para inyectar a la línea. El monitoreo continúa hasta que dicho voltaje retoma el valor

mínimo de 130V; después de esto, el convertidor arranca nuevamente con un encendido

suave.

Cuando en el resultado de la comparación se verifica que el voltaje FV es superior

a los 200V, se envía el ciclo de trabajo suficiente para mantener el voltaje de salida por

debajo del parámetro máximo preestablecido en las especificaciones (Vo(máx)=250V).

c) Señalizaciones

El estado de operación del convertidor se conoce mediante luces indicadoras

ubicadas en la placa de control, que significan lo siguiente:


53

Antes de la regulación:

- Luces apagadas: el convertidor está apagado totalmente.

- Luz roja: convertidor encendido, pero el voltaje FV aún es menor que 130V.

- Verde: mientras ocurre el arranque suave se enciende esta luz y se apaga la roja.

Durante la regulación:

- Parpadeo azul: enciende y se apaga en cada incremento del ciclo de trabajo.

- Parpadeo rojo: enciende y se apaga en cada decremento del ciclo de trabajo.

Protecciones:

- Verde: nuevamente enciende cuando el voltaje FV es mayor que 200V.

- Rojo y azul: encienden cuando el voltaje FV es menor que 130V.

- Azul: indica que la corriente FV es mayor que 8.2A; necesita reiniciar.

3.6 CONCLUSIONES

Con el uso de un microcontrolador es posible operar el convertidor bajo diferentes

condiciones iniciales y modos de operación. Así, la versatilidad que presenta el circuito

de mando permite modificar fácilmente los parámetros para las protecciones del sistema

e incrementar el número de señales que el microcontrolador puede recibir y enviar a

otras etapas, ya que cuenta con canales y localidades en memoria disponibles. Del

mismo modo, las especificaciones de diseño pueden modificarse mediante cambios

sencillos en el programa.

Con la técnica de perturbar y observar es posible mantener al convertidor

operando en el régimen de seguimiento del PMP, sin necesidad de conocer las

características eléctricas y térmicas de los módulos FV y las condiciones atmosféricas en

las que se encuentra el sistema. El algoritmo opera con base en la diferencia entre los

últimos dos valores de potencia en la fuente de alimentación. Considerando su

aplicación en sistemas FV, los valores se miden a intervalos de tiempo relativamente

cortos (cada 61.5ms), lo que permite responder oportunamente a cambios de las

condiciones ambientales.



54

55

Capítulo 4

Construcción y

pruebas 1 2 3 4

4.1 INTRODUCCIÓN

La potencia nominal de operación de los sistemas FV instalados en la ciudad de

Mexicali es de 850W, por lo que el convertidor se diseñó para operar a una potencia

máxima de 1000W. De éste modo se garantiza que el convertidor soporta de manera

segura cambios de potencia considerados en las especificaciones iniciales.

Por otro lado, puesto que las condiciones climatológicas en Cuernavaca pueden no

ser suficientes para que los paneles FV generen la potencia máxima de diseño del

convertidor, se previó una primera etapa de pruebas en los laboratorios del CENIDET.

Con estas pruebas se verifica el correcto funcionamiento del convertidor CD/CD

utilizando una fuente de alimentación capaz de producir los 1000W. Para ello, el control

del convertidor se programa para mantenerse operando en un punto fijo de potencia. Con

este modo de operación se verifica que el convertidor soporte 1000W y su

comportamiento ante regulación de carga y de línea. Además, se realizan pruebas de

respuesta dinámica y se obtiene la eficiencia experimental.



56

La segunda etapa de pruebas al convertidor se lleva a cabo en el IIE, con un

arreglo de paneles similar a los que se encuentran instalados en los sistemas FV. Para

esta fuente de alimentación, se programa el control del convertidor para operar en el

régimen del seguimiento del PMP; se verifica que tal modo de operación se desarrolle

adecuadamente, a la vez que se mide la eficiencia correspondiente.

4.2 CONSTRUCCIÓN DEL CONVERTIDOR

El convertidor se construyó de manera modular. Las diferentes etapas que lo conforman

son las siguientes:

1.- Etapa de control: en esta placa se incluyeron el sensor de corriente, los

optoacopladores para la comunicación con el convertidor A/D externo, el

microcontrolador, el potenciómetro digital, el circuito para la generación de las señales

de control con su circuito de acondicionamiento para operar con el potenciómetro digital

y las compuertas lógicas que se utilizan para habilitar e invertir las salidas de las señales

de control.

2.- Sensado de voltaje: aquí se implementa un divisor resistivo del que se toma el

voltaje por medir (VFV), el convertidor A/D externo, un circuito integrado para la

referencia de voltaje del convertidor A/D y los tres conectores para la comunicación con

el microcontrolador.

3.- Etapa de potencia: esta placa contiene los dos convertidores tipo elevador

entrelazados junto con sus impulsores, los optoacopladores, la circuitería y componentes

pasivos (L1, L2, C y R) necesarios para su funcionamiento.

4.- Troceador de carga: como complemento a la etapa de potencia, en otra placa se

construyó el control de un troceador, quedando listo para conectar las resistencias de

carga. Tal control se implementó con un circuito integrado TL494. El interruptor

utilizado es igual que el usado en los convertidores; por lo tanto, la placa también

contiene un impulsor, optoacoplador y circuitería necesaria para su funcionamiento.

En la Fig. 4-1 se muestra el convertidor terminado, montado en un gabinete, y las

etapas individuales de las que está formado.

Capítulo 4. Construcción y pruebas.

57

Fig. 4-1) Prototipo de convertidor interleaved con sus etapas individuales

4.3 PRUEBAS REALIZADAS EN EL CENIDET

4.3.1 REGULACIÓN DE CARGA

En esta prueba se mantiene constante el voltaje de entrada mientras el valor de la

resistencia de carga se varía desde 42Ω hasta 56Ω. La meta es verificar la capacidad que

tiene el control para mantener la potencia de salida constante, mientras el voltaje de

salida se conserva dentro de las especificaciones. Las condiciones bajo las cuales se

realizó la prueba son:

- Voltaje de entrada: VCD = 150V

- Variación de la resistencia de carga: 42Ω a 56 Ω

- Intervalo del voltaje de salida: Vo=Vinv, de 200Va 250V

4.- Troceador

2.- Adquisición de la señal de voltaje



58

Ante las variaciones del valor de RL, mediante el ajuste del ciclo de trabajo, se

modifica el valor de corriente a través de ésta y por lo tanto, también cambia su valor de

voltaje para mantener al convertidor operando en el régimen de potencia constante.

Para esta prueba se midieron el voltaje, la corriente y la potencia en la salida del

convertidor, registrándose también los valores de carga con las que se obtuvieron. Los

valores resultantes se concentran en la Tabla 4-1,

Tabla 4-1. Valores medidos de Vo, Io, y Po, en la prueba de regulación de carga

RL(Ω) Vo(V) Io(A) Po(W)

42

46.6

52

56

210.2

222.2

228.0

243.2

5.03

4.73

4.61

4.31

1056.9

1050.5

1052.2

1042.7

En la Fig. 4-2 se presentan dos gráficas. La primera de ellas muestra el

comportamiento de la potencia en la salida del convertidor ante las variaciones de la

carga. Se tiene una potencia promedio de 1052.3W± 4.55W, lo que representa un error

del 5.23% con respecto a lo programado. En la segunda gráfica se muestra el ajuste del

voltaje Vo en la resistencia de carga para mantener la potencia constante. Es evidente que

el voltaje en la salida del convertidor se mantiene dentro del intervalo especificado.

42 44 46 48 50 52 54 561000

1020

1040

1060

1080

1100Potencia de salida en regulación de carga

Resistencia(Ohms)

Pot

enci

a(W

)

Potencia medida

42 44 46 48 50 52 54 56200

210

220

230

240

250Voltaje de salida en regulación de carga

Resistencia(Ohms)

Vol

taje

(V)

Voltaje en la carga

Fig. 4-2) Comportamiento de la potencia Po (arriba) y voltaje de salida Vo (abajo)


59

4.3.2 REGULACIÓN DE LÍNEA Y EFICIENCIA

Para operar el convertidor con regulación de línea, se conecta una carga fija de 52 Ω y se

hace un barrido del voltaje de entrada, desde 130V hasta 200V. Bajo estas condiciones

se comprueba que la potencia demandada a la fuente de alimentación sea constante, y

que el voltaje en la salida del convertidor permanezca en el intervalo de 200V a 250V.

En esta prueba se midieron los voltajes y corrientes en la entrada y la salida del

convertidor; los datos obtenidos se concentran en la Tabla 4-2.

Tabla 4-2. Datos obtenidos de la prueba en regulación de línea

VCD(V) ICD(A) Vo(V) Io(A) D(%)

130

140

150

160

170

180

190

200

7.88

7.53

6.80

6.35

6.18

5.76

5.49

5.20

226.2

230.7

227.1

226.8

231.1

230.0

230.8

230.6

4.36

4.43

4.36

4.38

4.45

4.41

4.44

4.43

41.2

37.3

31.5

27.9

23.9

19.4

14.9

8.87

En la parte superior de la Fig. 4-3 se muestra el comportamiento de la potencia de

entrada (PCD) y la potencia de salida (Po) del convertidor ante las variaciones de la

tensión de entrada (VCD). De los datos obtenidos en las mediciones, se tiene que la

potencia promedio demandada a la fuente de alimentación es de 1035W, con variaciones

de ±19W. Este valor de potencia representa un error del 3.5% con respecto al

programado en el microcontrolador.

Por otra parte, la potencia promedio en la salida del convertidor es de 1007W, con

variaciones de ±21W, lo que representa un error del 0.73% con respecto a lo

programado. Con los valores de potencias medidos es posible obtener la eficiencia del

convertidor a esta potencia. En la parte inferior de la Fig. 4-3 se muestra el

comportamiento de la eficiencia en regulación de línea.



60

130 140 150 160 170 180 190 200600

700

800

900

1000

1100

Potencias de entrada y salida

Voltaje de entrada (V)

Pot

enci

a (W

)

Potencia de entradaPotencia de salida

130 140 150 160 170 180 190 2000.9

0.92

0.94

0.96

0.98

1Eficiencia

Voltaje de entrada(V)

Efic

ienc

ia (%

)

Fig. 4-3) Potencia de entrada y salida del convertidor a 1000W (arriba)

y eficiencia (abajo)

En las gráficas anteriores se tiene lo siguiente: el voltaje medido en la salida del

convertidor tiene un valor promedio de 228.65V, con variaciones de ±2.45V; éste es el

valor esperado, puesto que la resistencia de carga se mantiene fija durante todo el

barrido de la tensión de entrada. La eficiencia promedio del convertidor es del 97%.

4.3.3 PRUEBAS DE RESPUESTA DINÁMICA

Para conocer la respuesta dinámica del convertidor ante variaciones instantáneas de

carga, se aplica un escalón de magnitud considerable en el valor de la resistencia RL

mientras el convertidor opera en el régimen de potencia constante, a 1000W. Las

condiciones de operación en el convertidor para realizar la prueba son las siguientes:

- VCD = 150V

- Vo = 230V

- Po = 1000W


61

Los valores de las dos resistencias utilizadas son RL1 = 58Ω y RL2 = 44Ω. Bajo

estas condiciones se miden la potencia, el voltaje y la corriente en la salida del

convertidor, como se muestra en la Fig. 4-4, cuando se realiza el cambio en la resistencia

de carga, de 58Ω a 44Ω.

Fig. 4-4) Medición del voltaje, corriente y potencia en la salida del convertidor

con un escalón de carga de 58Ω a 44 Ω

De acuerdo a la medición hecha, cuando se reduce la resistencia de carga

abruptamente se observa lo siguiente:

Tiempo de reestablecimiento de la potencia: 550ms

Pico de corriente en el cambio de carga: 1.46A

Pico de potencia en el cambio de carga: 312W

Decremento de voltaje en el cambio de carga: 31V

Incremento de corriente: 800mA

En la Fig. 4-5 se muestran las mediciones de voltaje, corriente y potencia en la

salida del convertidor cuando la resistencia de carga cambia de 44Ω a 58Ω, y el voltaje

de entrada se mantiene en 150V. Los resultados relevantes obtenidos de esta medición se

muestran a continuación:

Tiempo de reestablecimiento de la potencia: 548ms

Pico de corriente en el cambio de carga: 920mA

Pico de potencia en el cambio de carga: 184.5W

Potencia de salida

Voltaje de salida

Corriente de salida

Voltaje de entrada



62

Fig. 4-5) Medición del voltaje, corriente y potencia de salida con un escalón de carga de 44Ω a 58Ω

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.81000

1100

1200

1300

1400

tiempo(s)

Pot

enci

a(W

)

Pico de potencia generado por un escalón de carga de 58 ohms a 44 ohms

0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8700

800

900

1000

1100

tiempo(s)

Pot

enci

a(W

)

Pico de potencia generado por un escalón de carga de 44 ohms a 58 ohms

Fig. 4-6) Pico de potencia generado por el escalón de carga de 44Ω a 58Ω (arriba)

y por el escalón de 58Ω a 44Ω (abajo)

Potencia de salida

Voltaje de salida

Corriente de salida

Voltaje de entrada


63

En la Fig. 4-6 se muestran por separado los cambios en la potencia generados por

el escalón de carga. Es importante mencionar que éste es de 14Ω, lo que representa un

27% del valor de la carga nominal (52Ω). Para el primer caso, el pico de potencia es de

312W, lo que representa un 31.2% de la potencia nominal, mientras que para el segundo

caso, el pico generado es de 233W, lo que corresponde el 23.3%.

4.3.4 Rizos de corriente

Es importante verificar el comportamiento de la corriente a través de los inductores,

magnitud y desfasamiento de sus rizos (180º por tratarse de dos etapas), y de la corriente

que se demanda a la fuente de alimentación, cuyo nivel es el resultado de la suma de las

corrientes en los inductores y que debe exhibir un rizo de menor magnitud, al doble de la

frecuencia de conmutación.

El objetivo de esta prueba es medir estos parámetros, ya que así se comprueba que

las corrientes que circulan a través de los dos convertidores entrelazados son iguales y

que, por lo tanto, los dispositivos de potencia se utilizan bajo las mismas condiciones.

Las características de operación bajo las cuales se hicieron las mediciones son las

siguientes:

VCD = 150V

RL = 52Ω

Vo = 226V

Po= 1000W

Las corrientes que circulan a través de los inductores, la corriente que se demanda

a la fuente de alimentación y el detalle de los rizos se muestran en la Fig. 4-7, en la que

se observa claramente el desfasamiento de 180º de IL1 e IL2. Los ciclos de trabajo

individuales son menores del 43.4% y su frecuencia es de 75kHz.

El valor promedio de las corrientes medidas que circulan a través de los inductores

es de 3.7A operando a 75kHz, y la magnitud de sus rizos es de 230mA. Dicho valor de

frecuencia se verifica obteniendo en Matlab® el contenido armónico de la corriente de

algún inductor como se muestra en la Fig. 4-8.



64

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1003

3.5

4

4.5

5

5.5

6

6.5

7

7.5

8

Tiempo (microseg)

Corriente (A)

IL1

IL2

IPV

Fig. 4-7) Corriente de entrada (ICD) y corrientes a través de los inductores (IL1 e IL2) a 1000W

103

104

105

106

0

0.01

0.02

0.03

0.04

0.05

0.06

Frequency (Hz)

Magnitud (A)

Fig. 4-8) Espectro en frecuencia de la corriente a través de IL1 e IL1

El valor promedio de la corriente ICD en esta medición es de de 7.4A, con un rizo

considerablemente menor a los rizos de corriente a través de los inductores (Fig. 4-7).

Para verificar la frecuencia de conmutación de este rizo, en la Fig. 4-9 se grafica su

espectro en frecuencia, en el que se observa una componente armónica a 150kHz

correspondiente al rizo de ICD, y se verifica la operación al doble de la frecuencia de

conmutación de los transistores.

ICD

IL1

IL2

Frecuencia (Hz)


65

103

104

105

106

0

0.005

0.01

0.015

0.02

0.025

0.03

0.035

0.04

0.045

0.05

Frequencia (Hz)

Magnitud (A)

Fig. 4-9) Espectro en frecuencia de la corriente ICD

La medición de la corriente ICD se realizó junto con el voltaje de salida Vo del

convertidor, como se muestra en la Fig. 4-10. Se observa que el voltaje de salida es de

229.7V, el valor promedio de la corriente es de 7.3A y la magnitud de su rizo es de

140mA, mientras que el rizo de corriente a través de cada inductor es de 230mA.

Fig. 4-10) Medición de la magnitud del rizo de la corriente de alimentación

Corriente de entrada

Voltaje de salida

Frecuencia (Hz)



66

4.3.5 OPERACIÓN DEL CONVERTIDOR CON UN TROCEADOR COMO CARGA

Para verificar que la corriente demandada a los paneles FV (ICD) se mantiene sin

fluctuaciones, aún cuando la carga demanda corrientes con cambios abruptos, se

construye un troceador que sustituye a la resistencia de carga.

La frecuencia de operación del troceador es de 20kHz y el esquema del circuito

completo de prueba se muestra en la Fig. 4-11. Para esta prueba, el convertidor opera

con regulación de línea y de carga, puesto que ésta cambia abruptamente por la acción

del troceador. El circuito de control opera en función del voltaje que hay en la salida del

convertidor, sensándolo por medio de un divisor resistivo de 1:100, y manteniéndolo

dentro de los parámetros especificados del voltaje de salida. 3.5mH

500ohm71ohm

Q2 Q1Q3

D1

D2

3.5uF1:100.

3.5mH

VCD=130V

Q1=Q2=Q3:SPW17N80C3

D1=D2: 15ETX06

Fig. 4-11) Convertidor entrelazado con un troceador como carga

En la sección 2.2 se describen las características del troceador implementado, del

que resulta importante mencionar que los cambios de resistencia demandan variaciones

máximas de potencia de 125W a 1000W, mientras el voltaje de salida se mantiene

dentro de las especificaciones dadas (200V a 250V).

Los parámetros que interesa medir con esta implementación son: la corriente que el

convertidor demanda a la fuente de alimentación ICD, la corriente que se demanda al

convertidor Io, y el voltaje de salida Vo, como se muestra en la Fig. 4-12.

Fig. 4-12) Esquema obtenido para la prueba y puntos de las mediciones realizadas


67

En estas mediciones es importante observar que, a pesar de que la corriente

demandada al convertidor tiene cambios pulsantes considerables, desde 460mA hasta

3.84A, la corriente que se demanda a la fuente se mantiene sin que dichas perturbaciones

se manifiesten de manera considerable.

En la Fig. 4-13 se muestran dichas mediciones, en las que se aprecian los cambios

abruptos de la potencia y la corriente demandada al convertidor.

Fig. 4-13) Mediciones realizadas al convertidor con un troceador como carga

Con la finalidad de apreciar mejor las mediciones realizadas, en las Figs. 4-13 y 4-

14 se muestran por separado las gráficas de los cuatro parámetros medidos.

Corriente de entrada Voltaje de salida Potencia de salida Corriente de salida



68

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

x 10-4

3.5

4

4.5

5

5.5

6

6.5

tiempo(s)

Cor

rient

e(A

)Corriente FV

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

x 10-4

0

1

2

3

4

tiempo(s)

Cor

rient

e(A

)

Corriente demandada por el troceador al convertidor

Fig. 4-14) Corriente de entrada y corriente demandada al convertidor con troceador

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

x 10-4

210

220

230

240

250

260

270

tiempo(s)

Vol

taje

(V)

Voltaje en la salida del convertidor

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

x 10-4

0

200

400

600

800

1000

tiempo(s)

Pot

enci

a(W

)

Potencia demandada al convertidor por el troceador

Fig. 4-15) Voltaje de salida y potencia demandada al convertidor por el troceador


69

De las mediciones realizadas al convertidor bajo estas condiciones de operación se

concluye lo siguiente:

La corriente demandada a la fuente de alimentación es de 5.35A sin que se

reflejen los cambios de corriente que la carga demanda.

El rizo de la corriente de entrada es de 150mA, a una frecuencia de 150kHz.

El voltaje en la salida del convertidor se mantiene entre 205 y 250V.

Los cambios de corriente que el troceador demanda son de 3.38A.

La potencia demandada al convertidor cambia desde 125W hasta 976W,

representando incrementos de 851W. Se mantiene una resistencia fija de tal

modo que el convertidor nunca esté sin carga.

4.4 PRUEBAS REALIZADAS EN EL IIE

Las pruebas para verificar el funcionamiento del convertidor, operando en el régimen del

seguimiento del PMP con un panel FV, se realizaron en el Laboratorio de Generación

Fotovoltaica, de la Gerencia de Energías No Convencionales del IIE.

4.4.1 CARACTERÍSTICAS DE LOS PANELES FV

El arreglo FV está formado por módulos marca Siemens modelo SP75 cuyas

especificaciones de operación, bajo una irradiación de 1000W/m2 y una temperatura de

25ºC, son:

Potencia máxima: Pmáx = 75W

Corriente nominal: Inom = 4.4A

Corriente de corto circuito: Icc = 4.8A

Voltaje en circuito abierto: Voc = 21.7V

Voltaje nominal: Vnom = 17V

Eficiencia de conversión solar: η = 12%

Área del modulo: A= 0.632m2.

El arreglo FV que se usó en las pruebas incluyó 11 módulos conectados en serie,

con los que se consigue una potencia máxima de 825W bajo un nivel de irradiación de

1000W/m2 y una temperatura de 25ºC. Con este arreglo, el voltaje FV a máxima

potencia es de 187V, siendo éste un valor que se encuentra dentro de especificaciones.

La relación de conversión entre la potencia obtenida por la irradiación y la potencia en

CD que se necesita está dada como sigue:



70

* *CDP Irr A η= (4.1)

donde Irr el valor de la irradiación en W/m2. En la Fig. 4-16 se muestran los paneles FV

con los que se realizaron las pruebas.

Fig. 4-16) Paneles FV del IIE utilizados para pruebas

4.4.2 SEGUIMIENTO DEL PMP

Resulta necesario conocer el comportamiento característico en voltaje y corriente del

banco de paneles FV en los que, a costa de entregar mas corriente se reduce el nivel de

voltaje. De esta manera será posible determinar la ubicación del PMP. En la Fig. 4-17 se

muestran las curvas de VFV-IFV y PFV del arreglo. Estas curvas se obtuvieron bajo una

condición de irradiación de 884W/m2, con la que el PMP se ubica en 737W, de acuerdo

a la expresión (4.1).

Fig. 4-17) Comportamiento del voltaje y corriente del panel FV (arriba);

comportamiento de la potencia FV (abajo)


71

La potencia que se puede obtener de los paneles FV depende directamente de la

campana de irradiación y la temperatura en la que se encuentran los módulos FV. Puesto

que dicha campana a su vez depende de las condiciones climatológicas, ésta se clasifica

comúnmente en tres tipos, como se muestra en la Fig. 4-18. Si se desea comprobar la

operación del convertidor a su capacidad máxima, las pruebas deberán realizarse durante

un día soleado.

Fig. 4-18) Campana de irradiación bajo tres condiciones climatológicas

Para obtener los resultados de esta etapa de pruebas se utilizó un equipo de registro

de datos (data logger) del IIE, con el que es posible tomar de manera simultánea los

valores de los voltajes y corrientes en la entrada, en la salida y de la irradiación, durante

largos periodos de tiempo.

La prueba no se pudo realizar con la resistencia de carga nominal de 52Ω, ya que

el incremento en la demanda de corriente que el convertidor necesitaba para seguir el

punto de máxima potencia provocó que el voltaje en los paneles cayera por debajo de

130V, lo que saca de operación al convertidor. Con base en lo anterior, resulta necesario

aumentar a 90Ω el valor de la resistencia de carga, para que la corriente demandada sea

menor y no se active la protección por bajo voltaje FV.

Los primeros resultados de esta prueba se obtuvieron en un día despejado, en un

horario de 12:00 hrs. a las 15:00 hrs., en el que fue posible operar desde el punto

máximo de la campana de irradiación, hasta que el nivel de la misma ya no fue

suficiente para que el convertidor operara, puesto que el voltaje de entrada caía por

debajo del mínimo especificado (VFV<130V).

En la Fig. 4-19 se muestran las gráficas del comportamiento de la irradiación y la

potencia demandada a los paneles FV. Las mediciones se realizaron con un periodo de

muestreo de tres segundos.



72

0 20 40 60 80 100 120 140 1600

200

400

600

800

1000MEDICIÓN DE LA IRRADIACIÓN Y LA POTENCIA FV DE 12:00 A 15:00Hrs.

tiempo(min)

Irra

diac

ión(

W/m

2),

Pot

enci

a F

V(W

)

IrradianciónPotencia FV

Fig. 4-19) Comportamiento de la irradiación y la potencia demandada al panel FV

La figura anterior muestra que el convertidor demanda la máxima potencia de los

paneles FV cuando la irradiación se encuentra por arriba de 650W/m2, pues a partir de

este valor el voltaje de entrada es de 135V y el convertidor empieza a operar con una

potencia FV de 536W. Por otro lado, el valor máximo de irradiación conseguido es de

968W/m2, con el que se obtuvo una potencia FV de 798W.

Puesto que el comportamiento de la potencia FV sigue el mismo que describe la

curva de irradiación, se verifica que el convertidor opera en el régimen del PMP.

4.4.3 EFICIENCIA DEL CONVERTIDOR

Nuevos resultados se obtuvieron durante un día con nubosidades, en el que se hicieron

mediciones de las 9:20 hrs. a las 15:20 hrs. para cubrir una mayor porción de la campana

de irradiación. La limitante del horario se debe a que, antes y después de las horas

indicadas, la irradiación no es suficiente para mantener el voltaje de los paneles por

arriba de 130V mientras se sigue el PMP. Sin embargo, en este día se presentaron

nubosidades que impidieron observar claramente la campana de irradiación, teniéndose a

cambio un día de irradiación variable que hizo posible verificar el seguimiento del PMP

cuando éste se mueve considerablemente. En la parte superior de la Fig. 4-20 se

muestran las curvas obtenidas de la irradiación, y las potencias de entrada y de salida.

Por otro lado, en la parte inferior de la figura se muestra el comportamiento de la

eficiencia del convertidor.


73

0 50 100 150 200 250 300 3500

200

400

600

800

1000

Pot

enci

a(W

), Irr

adia

ción

(W/m

2)

tiempo(min)

IRRADIANCIÓN Y POTENCIAS MEDIDAS DE 9:20 A 15:20Hrs.

Irradiación(W/m2)Potencia FV(W)Potencia de salida(W)

0 50 100 150 200 250 300 3500.8

0.85

0.9

0.95

1

Efic

ienc

ia(%

)

tiempo(min)

EFICIENCIA DEL CONVERTIDOR

Eficiencia del convertidor

Fig. 4-20) Medición de la irradiación, potencia FV y potencia de salida (arriba);

medición de la eficiencia (abajo)

En la figura anterior se observa que la potencia demandada por el convertidor a los

paneles FV tiene el mismo comportamiento que la irradiación, lo que indica que sigue el

PMP de los paneles FV. En esta prueba el convertidor alcanzó una potencia máxima de

755.6W, coincidente con la mayor irradiación.

La potencia promedio a la que operó el convertidor en este régimen de operación

fue de 471.8W, y la irradiación promedio fue de 671.8W/m2. La eficiencia promedio del

convertidor fue del 95%.

4.4.4 OPERACIÓN CON TROCEADOR Y PANEL FV

Resulta de interés verificar el funcionamiento del convertidor bajo las condiciones que

más se aproximen a la operación en un sistema FV instalado, por lo que se realizaron

pruebas al convertidor reemplazando la carga fija por el troceador. Se verificaron el

comportamiento de los rizos de la corriente en la entrada IFV y la salida Io del

convertidor.



74

En la traza superior de la Fig. 4-21 se muestra la medición de las dos corrientes,

donde es evidente que los cambios abruptos de la corriente que se demanda al

convertidor no se manifiestan en la corriente demandada a los paneles FV. La traza

inferior corresponde a la potencia entregada por el convertidor.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8

x 10-4

0

1

2

3

4

5

Cor

rient

e(A

)

tiempo(s)

Corriente de entrada y corriente FV con troceador y paneles FV

Corriente FVCorriente de salida

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8

x 10-4

0

100

200

300

400

500

600

tiempo(s)

Pot

enci

a de

sal

ida(

W)

Potencia de salida con troceador y paneles FV

Potencia en el troceadorVoltaje FV

Fig. 4-21) Medición de corrientes y potencia con troceador y panel FV

Las mediciones se tomaron con una irradiación de 845W/m2 y los valores medidos

son:

IFV = 4.08A

∆IFV = 115mA

VFV = 140V

Io(mín) = 0.4A

Io(máx)=3.76A

Pmáx en el troceador = 564W

Debe notarse que los valores medidos en las pruebas realizadas en el IIE no son

repetibles, ya que se obtuvieron en días diferentes. Sin embargo, los resultados son lo

suficientemente explícitos como para verificar que realmente se cumplen los objetivos

de las pruebas.


75

4.5 Conclusiones

En este capítulo se mostraron los resultados obtenidos en las dos etapas de pruebas que

se realizan al convertidor construido.

En las pruebas de potencia (1000W) realizadas en el CENIDET, se observa que el

convertidor muestra un buen comportamiento ante las variaciones de carga, pues se tiene

un error del 5.23% ante variaciones del 27% de la carga nominal. En las variaciones de

línea, el convertidor regula con un error del 3.5% con respecto a la potencia programada

y la eficiencia obtenida es del 97%. Los cambios de carga para las pruebas de respuesta

dinámica también son del 27% de la carga nominal y el tiempo de reestablecimiento

promedio por cambio de carga es de 550ms.

En el IIE se verifica el comportamiento del convertidor operando en el régimen del

seguimiento del PMP de un banco de paneles FV. Dicho banco tiene una capacidad de

generación de 825W cuando la irradiación es de 1000W/m2 a una temperatura ambiente

de 25ºC. En las gráficas mostradas se aprecia que la potencia que demanda el

convertidor CD/CD sigue el mismo comportamiento que la irradiación, por lo tanto se

verifica el seguimiento del PMP. La eficiencia obtenida bajo estas condiciones de

operación es del 95%.

En las mediciones se verifica también el comportamiento de los rizos de corriente

a través de los inductores (∆IL1 e ∆IL2), desfasados 180º y en un mismo nivel de

corriente, mientras que el rizo de la corriente de entrada (∆ICD) es de una magnitud

menor (230mA y 140mA respectivamente). Por otro lado, para verificar que la corriente

de entrada no se ve afectada por la corriente que la carga demanda, en ambas etapas de

prueba se sustituyó la carga resistiva por un troceador, con el que se obtuvieron los

resultados esperados.



76

77

Capítulo 5

Conclusiones y

trabajos futuros 5.1 CONCLUSIONES

En este trabajo se presenta el diseño y la construcción de un convertidor elevador

entrelazado de dos etapas (interleaved). Sus principales características de operación son:

reducción del rizo de la corriente que se demanda a los paneles FV y operación en el

régimen del seguimiento del PMP, para aplicaciones FV en sistemas residenciales con

potencias de hasta 1000W.

Puesto que la dinámica del recurso FV es lenta (irradiación y temperatura), la

rapidez del control en el convertidor no es un factor relevante, sin embargo, en las

pruebas dinámicas de laboratorio se comprobó una buena respuesta ante cargas con

demanda de potencia fluctuante.

Puesto que el control se realiza mediante un microcontrolador, los intervalos de los

voltajes de entrada y de salida, las señalizaciones, algunas protecciones y el régimen de

operación pueden ajustarse mediante el cambio de algunos valores en el programa.

Además, puesto que algunos canales y localidades en memoria del microcontrolador

están disponibles, es posible aumentar o modificar sus funciones y modo de operación.



78

Las características de operación del convertidor desarrollado lo hacen una

topología competitiva frente a otras que se encontraron reportadas en la literatura.

Aunque tales topologías no operan precisamente bajo los mismos parámetros de diseño

y condiciones que el convertidor presentado, todas se diseñaron para incluirse en

sistemas FV. En la Tabla 5-1 se concentran las características principales de las

topologías que pueden compararse con los resultados de este trabajo.

Tabla 5-1. Características principales de topologías implementadas en sistemas FV

Referencia Topología PMP Potencia Eficiencia Características Año

[2] Buck SI 614.4W 92% 2001

76.75% Elevador a 25kHz

83.15% IDB a 25kHz

74.08% Elevador a 75kHz

[6]

Interleaved

de 2 etapas

SI

24W

78.24% IDB a 75kHz

2001

95% con snubbers

sin snubbers

[7]

Interleaved

de 2 etapas

NO

400W 91%

10 diodos, 2 inductores y 6 condensadores

adicionales

2003

88.79% con inductancias acopladas [23] Interleaved

de 2 etapas

SI 24W

84.40% sin inductancias acopladas

2003

[25]

Interleaved

de 2 etapas

NO

5kW

97%

Utiliza componentes pasivos para obtener un

encendido suave y pagado duro.

2004

95%

“Paralell power conversion

Technique (PPCT)”

85% Sin PPCT

[26]

Buck-boost

SI

500W

6 MOSFET´s, 6 resistencias y 1 condensador

adicionales.

1992

Convertidor

desarrollado

Interleaved

de 2

etapas

SI 1000W 95%-

97%

Elevador a 75kHz

Utiliza interruptores de tercera

generación Cool MOS

2005

Es interesante observar que, a pesar de que los interruptores del convertidor operan

con conmutación dura, se obtuvieron valores de eficiencia aceptables, entre el 95% y el

97% en promedio.

Con base en lo anterior, es claro que se verifica la hipótesis, pues con el uso de

interruptores Cool MOS de tercera generación es posible obtener una eficiencia superior

al 95%, considerándola alta por tratarse de una topología que no utiliza circuitos

auxiliares de ayuda a la conmutación.

Capítulo 5. Conclusiones y trabajos futuros.

79

Por otro lado, el convertidor presentado cumple satisfactoriamente con las

especificaciones dadas por el IIE para su diseño y operación, así como con los objetivos

de la tesis. Además, la característica de operación en el régimen de seguimiento del PMP

contribuye a que los paneles FV se aprovechen de la manera más eficiente.

El seguimiento del PMP es una característica deseable en sistemas FV

interconectados a la red eléctrica, ya que redunda en un incremento de la vida útil de los

paneles FV, y permite que la inversión inicial asociada a la adquisición e instalación del

sistema se amortice en menos tiempo.

5.2 TRABAJOS FUTUROS Puesto que las condiciones de operación del convertidor han llegado solamente hasta su

implementación con celdas FV y un troceador como carga, el trabajo futuro más

importante que se propone es la integración del convertidor en un sistema FV completo.

En este caso es importante considerar el análisis del balance de energía en el

condensador de salida del convertidor para su interconexión con el inversor.

La construcción del convertidor se hizo en forma modular, por lo tanto, otra

actividad que se propone es la integración de toda la circuitería en un solo circuito

impreso, con lo que se gana robustez y reducción en el tamaño del prototipo.



80

81

Referencias

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Red”, Boletín IIE, Octubre-diciembre de 2003, Cuernavaca, Méx., pp. 140-144.

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Maximizing Power Transfer from a Photovoltaic While Drawing Ripple-Free

Current”, IEEE Power Electronics Specialists Conference, Vol. 3, 2002, pp. 1518-

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[6] M. Veerachary, T. Senjyu and K. Uezato, “Maximum Power Point Tracking

Control of IDB Converter Supplied PV System”, IEE, Proceedings Electr. Power

Appl., Vol.148, No. 6, November, 2001, pp. 494-502.



82

[7] R. Gules, L. Lopes and L. Claudio, “An Interleaved Boost DC-DC Converter with

Large Conversion Ratio”, Proceedings of the International Symposium on

Industrial Electronics ISIE-2003, Vol. 1, pp. 411-416.

[8] H. Terai, S. Sumiyoshi, H. Omori, K. Ogura, H. Iyomori, “Utility-Interactive Solar

Photovoltaic Power Conditioner with Soft Switching Sinewave Modulated Inverter

for Residential Applications”, Proc. IEEE Power Electronics Specialist Conf.

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Fed DC/DC Converter for Photovoltaic Arrays”, Electronics Letters, Vol. 37, No.

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3, 1997, pp. 1049-1054.

[13] Hart W. Daniel, “Introduction to Power Electronics”, Prentice Hall, 1997.

[14] C. Aguilar, “Sistemas de Alimentación Conmutados”, CENIDET, Notas de curso,

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[16] Colonel Wm. T. McLyman, “Transformer and Inductor Design Handbook”,

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[22] Yaow-Ming Chen, Yuan-Chuan Liu, and Feng-Yu Wu, “Multi-input Converter

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[23] M. Veerachary, T. Senjyu and K. Uezato, “Maximum Power Point Tracking of

Coupled Inductor Interleaved Boost Converter Supplied PV System”, IEE

Proceedings. Electr. Power Appl., Vol. 150, No. 1, January, 2003, pp. 71-80.

[24] Soft ferrites and accessories, Application Note, Ferroxcube, 2002.

[25] E. Sanchis-Kilders, A. Ferreres, E. Maset, J. Ejea, V. Steve, J. Jordan, R. Garcia

and A. Garrigbs, “High Power Passive Soft Switched Interleaved Boost

Converters”, Proceedings of the 2004, 35th annual IEEE Power Electronics

Specialist Conference, 2004, pp. 426-432.



84

[26] D. B. Snyman and Johan Enslin, “Analysis and Experimental Evaluation of a New

MPPT Converter Topology for PV Installations”, IEEE PESC Conf. Rec., 1992,

pp. 542-547.

[27]International Rectifier, “Hyperfast rectifier 15EXT06”, Bulletin PD-20652 rev. B 02/04, datasheets.

85

Apéndice A Se muestran los diagramas esquemáticos de las etapas implementadas para el

control del convertidor y su etapa de potencia, como sigue:

- Sensado de corriente FV: esta etapa involucra desde la adquisición de la señal

de voltaje, que está en función de la corriente a través del sensor Hall, hasta las

salidas al microcontrolador; la primera de ellas, analógica, se utiliza para medir

la corriente y la segunda es una señal digital utilizada para la protección por

sobrecorriente.

+15V

-15V

+5V

Gnd

Interrupcion por hardw are, pin 32

Al ADC del micro, pin 2

10k1.2k

Sensor Hall

1 2 3

1n

1k

1/2 AD823

3

2

74

6

+

-

V+

V-

OUT

1/2 AD823

3

2

74

6

+

-

V+

V-

OUT1n

Fig. A-1) Diagrama esquemático de la etapa para el sensado de corriente FV

- Sensado del voltaje FV: en esta etapa se toma el voltaje directamente desde el

bus de CD y se convierte en un número binario correspondiente al nivel medid

involucrando hasta la salida del convertidor A/D, antes de los optoacopladores.

100k100kC2

10k

10k

R31k

Bus CD, VFV

12

C1

REF03

1234 5

678

.

.

.

. ....

J2ADC

12345 6 7 8

..... . . .

1k

C7

1nC8

1n

C410uC3

.1u

1/2 AD823

3

2

74

6

+

-

V+

V-

OUT

JP4

Comunicacion con el micro

12345

JP2

12

R610k

1/2 AD823

3

2

74

6

+

-

V+

V-

OUT

+5V´

gnd´

+5V´

+5V´gnd´

Divisor devoltaje

ADCexterno

Fig. A-2) Diagrama esquemático de la etapa para el sensado de voltaje FV



86

- Procesamiento de la información y aislamiento: en esta etapa se incluye el

microcontrolador y los optoacopladores de aislamiento con el convertidor A/D

serial externo, que se encuentra alimentado con voltaje de la etapa de potencia.

Gnd

+5V

ADC del micro

Reloj

Habilitación de pot

Datos pot

A pin 26 del micro

Gnd

+5V

Gnd

Gnd

Protección de SC A compuertas NOR

10k

Luces indicadoras

Reset

1

2

7414

1 2

270

JP7

A reloj y datos del ADC externo

1234

JP6A Habilitación del ADC externo

12

0.1u

20MHz0.1u

J8A2611

12345

678

.

.

.

.....

270

J9A2611

1234 5

678

.

.

.

. ....

R10

270

J3A2611

56781

234

.

.

.

.....

R11

270

J2PIC 17F877A

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 202122232425262728293031323334353637383940

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .....................

270

D1N1190

1

20.1u

10k

470470

D2

DATA

IN

Reset

CLK

Botón deencendido

Aislamiento delmicro con elADC externo

Fig. A-3) Diagrama esquemático del procesamiento de la información

Apéndice A.

87

- Conversión de números binarios del micro a señales PWM: esta etapa incluye

el potenciómetro digital, el circuito integrado TL494 con su etapa de

acondicionamiento de voltajes y las compuertas de habilitación para las señales

de control.

+5V

-5V+5VGnd

Habilitación potReloj potDatos pot

+5V

Gnd

Compuertas NOR

+5V

A impulsor 1

A impulsor 2

DS1267

1 2 3 4 5 6 7891011121314

. . . . . . ........

20k

1/2 AD823

3

2

74

6

+

-

V+

V-

OUT

10k

10k

100k

10k

10k10k

10k

1k Vref =0.2V

1n

R20

100k

R19

100k

1001/2 AD823

3

2

74

6

+

-

V+

V-

OUT

100

1k

TL494

1 2 3 4 5 6 7 8910111213141516

. . . . . . . .........

7402

2

31

74022

31

Potenciometro digital

Ajuste de voltajes

Generación deseñales PWM

Habilitaciónde señalesPWM

Fig. A-4) Diagrama esquemático del potenciómetro digital, el TL494 y

las compuertas de habilitación e inversión de D

- Aislamiento e impulsores para la etapa de potencia: la etapa de potencia

comprende los convertidores tipo elevador entrelazados, con sus impulsores y la

etapa de aislamiento.

0

C3

100u

100u

U1H11AV2

0.1u

LM7805/TO

1

3

2VIN

GN

D

VOUT

4k

JP2

Opto 1

12

390

+15V

salidaGND

10ugndNCIN

Vs

out

Vs

gnd

out

U4

AD8170AN/AD

1234

8765

R3

10

0.1u0.1u 10u

salida+15V´

GND´

gate1

Fig. A-5) Diagrama esquemático del aislamiento y el impulsor para cada interruptor



88

89

Apéndice B En esta sección se muestran los diagramas de flujo del algoritmo de control para el

convertidor presentado.

- Diagrama de flujo general del algoritmo de control: muestra a grosso modo un

esquema general del algoritmo de control realizado para el convertidor.

Fig. B-1) Diagrama general del algoritmo de control



90

- Diagrama de flujo de la interrupción por hardware: opera cuando la IFV rebasa

el límite preestablecido.

Fig. B-2) Diagrama de flujo de la interrupción por hardware

Apéndice B.

91

- Condiciones iniciales y encendido suave:

Fig. B-3) Diagrama de flujo para las condiciones iniciales de operación



92

- Diagrama de flujo para el seguimiento del PMP:

Fig. B-4) Diagrama de flujo para el seguimiento del PMP

centro nacional de investigaciÓn y desarrollo … · fig. 4-13) mediciones realizadas al...

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