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S.E.P. S.E.I.T. D.G.T.I.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

ceniúet I "REFLECTOMETRíA POR CORRELACIÓN

COMPLEMENTARIA EN SISTEMAS DE COMUNICACI~N POR FIBRA ÓPTICA~~.

T E S I S QUE PARA OBTENER EL GRADO DE: M A E S T R O E N C I E N C I A S EN INGENIERíA ELECTR~NICA

T A : P R E S E N ÁNGEL TREVIÑO SANTOYO CENTRO DE INFORMACION

C E N I D E T

DIRECTOR DE TESIS : DR. FRANCISCO JAVIER MENDIETA JIMÉNEZ

CUERNAVACA, MOR. MARZO DE 1995

i I

I

SISTEMA NACIONAL DE INSTITUTOS 'IECNOLOGICOS

Centro Nacional de Investigación y Desarroiío Tecnológico I

ACADEMIA DE LA MAESTRIA DE ELECTRONICA

FORMA R 9 I

ACEPTACION DEL TRABAJD DE TESIS

Cuernavaca, Mor., 13 DE MRRZO DE 1995. , .

C. Vlctor Manuel Alvarado Martlnez Jefe de la Maestrla de Electrónica C E N I D E T

Después de haber revisado el trabaii " TR IA POR CORRELACION COMPLEMENTARIA F IBRA OPTICA" elaborado por ei alUmn0: ANGEL TREVINO SANTOVO y dirigido por el C. DR. FRANCISCO JAVIER MENDIETA JIMENEZ el trabajo presentado se ACEPTA.

' A t e n t a m f . , n t e ,

C.C.P.: Presidente de la Academia Director de Tesis Alumno Tesista

de tesis titulado: WEFLECTOME- :N SISTEMAS DE COMUNICACION POR

Intenor lnternado Palrnira S/N C.l? 62490 Apartado Postal 5-164. C.F! 62050 Cuernavaca, Mor. Méxim

Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 I3

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico Cuernavaca, Mor. a 14 de Marzo de 1995 I

Ing. Angel Trevitio Santoyo. Candidato al Grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica. P r e s e n t e

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado:

IIREFLECTOMETRÍA POR CORRELACIÓN COMPLEMENTARIA EN SISTEMAS DE . COMUNICACIÓN POR FIBRA ÓPTICA"

y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, se le comunica que se le concede la autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

Atentamente

~ ~ ~ ~ _ _ Departamento de Ingeniería Electrónic

C.C.P. Departamento de Servicios Escolares.

Interior Internado Palmin S/N C.P. 62490 Apartado Postal 5-164, C.P. 62050 Cuemaraca, Mor. Mkxjxico

Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 13 cenidet /

DEDICA TOMA

A mis padres, Bruno y'catalina por su comprensión y cariño de siempre.

A mis hermanos, cuñadas y sobrinos:

Ramón, Yolanda,'Nora Amelia, Héctor Ramón y Alicia., Emilio, Marta, Emilio Francisco, Bruno Enrique, Rubén Darío y Marta Catalina., Maria Esther. , Victor Manuel, Blanca, Alejandro y José Ramón,. Bruno, Mónica, Mónica, Graciela Catalina y Bruno., Agustín t . , Aurelio y Eugenia., Faustino y Norma Patricia.

A mis tios y primos:

Ana y Paz., Petra, Jesús, Rosa Maria, Victoria, Guadalupe y Cecilia., José Manuel y Cruz.

A todos ellos por su apoyo incondicional.

at A Isaias Martinez y Roberto Castán Luna por todas sus :iones a mis trámites académicos ante la escuela durante el

periodo de tiempo que permaneci lejos de ésta.

A mis amigos y amigas por todo lo que hemos convivido y ' compartido.

AGRADECIMIENTOS

Al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CENIDET) por permitirme realizar esta maestría.

A mis maestros por la formación que recibí.

A la Dirección General de Institutos Tecnológicos por el apoyo económico que me brindó.

A mi director del' trabajo de tesis Dr. Francisco Javier Mendieta Jiménez por compartir conmigo sus conocimientos y entusiasmo.

Al Dr. Fernando Martínez Piñón y al M.C. Carlos Gerard0 Pérez Pérez por sus cuestionamientos y sugerencias para la elaboración de este proyecto.

Al grupo de Electrónica del área de Física Aplicada del Centro de Investigación Científica y de Educación Superior de Ensenada, B.C. (CICESE) por aceptar que desarrollara mi trabajo de tesis en su institución y por su valiosas asesorías académicas.

Al Dr. Juan Manuel Ricaiio Castillo por su confianza y apoyo especial para mi estancia en el CICECE.

A mis revisores M.I. Arturo Arvizu Mondragón, M.C. Javier Meneses y M.C. Martín Gómez, por su atención al contenido y presentación de este documento.

,A la M.C. María Helguera, al M.C. Alejando Díaz, al M.C. Victor Manuel Alvarado Martinez, al Ing. José Luis Jiménez Vida1 y al Ing. José David Chávez Aguilar por Su colaboración en el seguimiento de mis estudios y presentación de la tesis de maestría.

Y a todas aquellas personas que de alguna manera u otra aportaron algo de si para a alcanzar esta meta.

fndice general

ÍNDICE

INDICE. ...................................................... i

LISTADEFIGURAS. ......................................... iii

LISTA DE TABLAS. .......................................... v

LISTA DE ~ÍMBOLOS. ...................................... vi

OBJETIVO Y RESUMEN. .................................... vi i i

CAPÍTULO 1. CONFIGURACIONES CLÁSICAS DE LA REFLECTOMETRfA ÓPTICA.

1.1REFLECTOMETRfA EN EL DOMINIO DEL TIEMPO. ............ 1.1 1.2 REFLECTOMETRfA EN EL DOMINIO DE LA FRECUENCIA. ..... 1.5 1.3 REFLECTOMETRfA POR CORRELACIÓN. ................... 1.7 1.4 REFLECTOMETRfA EN EL DOMINIO DE LA COHERENCIA. .... 1.12

CAPÍTULO 2. DISENO DE LOS SUBSISTEMAS ELECTRÓNICOS DEL RODTC.

2.1 TEORfA Y SIMULACIÓN DE SECUENCIAS DIGITALES COMPLEMENTARIAS. ................................... 2.1

2.2 DESCRIPCI~N FUNCIONALDELRODT. ..................... 2.8 2.3 DISEÑO Y REALIZACI~N EXPERIMENTAL DEL GENERADOR DE

SECUENCIAS. ....................................... 2.10 2.4 DISEÑO Y REALIZACIÓN EXPERIMENTAL DEL SUBSISTEMA DE

ADQUISICIÓN DE SENAL. ............................. 2.14

CORRELACIÓN COMPLEMENTARIA. ....................... 2.16

GENERACI~N DE RUIDO GAUSSIANO. .................... 2.18

2.5 DISEÑO Y REALIZACIÓN EXPERIMENTAL DEL SUBSISTEMA DE

2.6 DISENO Y REALIZACIÓN EXPERIMENTAL DEL SUBSISTEMA DE

CAPÍTULO 3.

CAPíTULO 4.

ESTRUCTURA DE LA PROGRAMACI~N EMPLEADA. 3.1 DIAGRAMA DE FLUJO Y DESARROLLO DEL PROGRAMA PRINCIPAL. 3. I

DISPOSITIVOS, DIAGRAMAS Y MAPAS ELECTRÓNICOS. 4.1 PRINCIPALES DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS EMPLEADOS. . . . 4.1 4.2 DIAGRAMA ESQUEMATICO Y TIEMPOS DE ACCESO. . . . . . . . . 4.13

i

fndice general

CAP^ 5. RESULTADOS OBTENIDOS.

5.1PRUEBAS FINALES. ................................... 5.1 5.2 MEDICIONES EFECTUADAS. ............................. 5.5

CAPÍTULO 6. CONCLUSIONES Y TENDENCIAS TECNOLÓGICAS.

6.1 CONCLUSIONES ....................................... 6.1 6.2 TENDENCIAS TECNOLÓGICAS ........................... 6.2

REFERENCIAS. ............................................. xi

APÉNDICE A PRINCIPALES MEDICIONES REALIZADAS. ......... xiii APÉNDICE B: PROGRAMA EN ENSAMBLADOR PARA PRESENTAR

LAS SECUENCIAS DE DATOS EN EL PUERTO SERIE DEL PDS. (DISCO FLEXIBLE ANEXO).

APÉNDICEC: PROGRAMA EN ENSAMBLADOR PARA REALIZAR LA CORRELACI~N CRUZADA EN EL PDS.

APÉNDICED PROGRAMA EN ENSAMBLADOR PARA GENERAR

(DISCO FLEXIBLE ANEXO).

EL RUIDO GAUSSIAN0 EN EL PDS. (DISCO FLEXIBLE ANEXO).

APÉNDICE E

APÉNDICE F: HOJAS DE DATOS. ............................ xxvli

PROGRAMA PRINCIPAL EN LENGUAJE DE PROGRAMACI~N wi. (DISCO FLEXIBLE ANEXO).

ii

Lista de figuras I

LISTA DE FIGURAS. Figura 1.1. Diagrama a bloques simplificado de un

reflectómetro óptico en el dominio del tiempo convencional. .................... 1.2

reflectómetro óptico en el dominio de la frecuencia. ........................... 1.6

Figura 1.2. Diagrama a bloques simplificado de un

Figura 1.3. Diagrama a bloques simplificado de un reflectómetro óptico en el dominio

I del tiempo por correlación. ................. 1.9 Figura 1.4. I Cancelación de los lóbulos laterales

Figura 1.5. Diagrama a bloques del subsistema

en secuencias complementarias. .............. 1.10 optoelectrónico de un reflectómetro Óptico en el dominio del ti'empo. ............ 1.11

Figura 1.6. Diagrama a bloques simplificado de un reflectómetro óptico en el dominio de la coherencia. .......................... 1.15

Figura 1.7. Salida del interferómetro de luz blanca. . . . . 1.16 Figura 2.1. Procedimiento para obtener la respuesta

al impulso del sistema con secuencias complementariac. ............................. 2.3

Procedimiento para obtener la respuesta al impulso usando secuencias complementarias. ............................ 2.6

Diagrama a bloques de la descripción de funciones de los dispositivos empleados. .................................... 2.9

Figura 2.2.

Figura 2.3.

Figura 2.4. Algoritmo para la generación

Figura 2.5.

de las secuencias de Golay. ................. 2.12 Algoritmo para sacar por el puerto serie del PDS las secuencias de Golay en tramas de 32 bits. .......................... 2.13

iii

Lista de figuras

Figura 2.6. Algoritmo para realizar la correlación cruzada en el PDS ........................... 2.17

Figura 2 . 7 . Algoritmo para generar ruido Gaussian0 en el PDS ......................... 2.19

Figura 3.1. Algoritmo del programa principal . . . . . . . . . . . . . 3.2 Figura 3.2. Algoritmo de la subrutina de graficado . . . . . . . 3 . 4

Figura 4 . 1 . Diagrama a bloques del sistema . . . . . . . . . . . . . . . 4.8 Figura 4.2. Diagrama esquemático de la tarjeta de

TxRx del RODTCC .............................. 4.9

Figura 4 . 3 . Diagrama de tiempos de acceso de TxRx . . . . . . . 4.10 Figura 5.1. Filtro paso bajos RC ......................... 5 . 2

Figura 5.2. Formas de onda para un filtro paso bajos RC . . 5 . 3

Figura 5 . 3 . Respuesta a un pulso rectangular de un filtro paso bajos RC ......................... 5.4

iv

Lista de tablas

LISTA DE TABLAS . Tabla 4.1. Descripción de las terminales del SI0 . . . . . xxvii Tabla 4 . 2 . Formato del registro IOC . . . . . . . . . . . . . . . . . . xxviii Tabla 4 . 3 . Descripcion de las terminales del PI0 . . . . . . . xxix Tabla 4 . 4 . Formato de la palabra de control del PDS . . . . xxix Tabla 4 . 5 . Selección de los contadores del temporizador . . xxx Tabla 4 . 6 . Descripción del formato de LJC . . . . . . . . . . . . . . . xxx Tabla 4 . 7 . Selección de los modos de operación . . . . . . . . . . xxx Tabla 4 . 8 . Selección del tipo de contador . . . . . . . . . . . . . . xxxi Tabla 4 . 9 . Formato de control del ADS7800 ............... xxxi Tabla 4.10. Mapa de direccionamiento de los dispositivos . . 4 . 8

Lista de slmbolos

SIMBOLOGj A

A l At RODF

m o c RODTC

A Y B L

I

Reflectometría óptica en el dominio del tiempo. DeciBelios. Kilómetro.

Centímetro.

Nanómetro.

Micro segundo.

Giga Hertz.

Duración del pulso eléctrico.

Número de pulsos eléctricos cortos que contiene T. Localización de un punto específico en la fibra óptica.

Potencia óptica retrodispersada en z. Cantidad de potencia óptica retrodispersada por T. Relación señal a ruido.

Respuesta al impulso de la fibra.

Coeficiente de atenuación en la fibra óptica.

Velocidad de grupo.

Coeficiente de captura de retrodicpersión. Potencia Óptica inyectada en l a fibra óptica. Delta de Dirac.

Respuesta al impulso del emisor láser y del circuito manejador.

Resolución espacial.

Incremento de la duración del pulso.

Reflectometría Óptica en el dominio de la frecuencia. Modulación en frecuencia de onda continua. Reflectometrla óptica en el dominio del tiempo por correlación.

Códigos de Golay.

Longitud de los códigos de Golay.

vi

Lista de símbolos

r I t ) e I t ) L1 L2 R t

Eo &et C

x % y BK

Cb y CB

CK N

PDS

CAD

VP-P Ved ROM

RAM CAW

DAW

P I 0

SI0

ALW OSR

DMA BCD TTL CMOS

Señal eléctrica.

Secuencias de prueba.

Distancia del divisor hasta el final de la fibra.

Distancia al espejo móvil. Coeficiente de reflexión. Tiempo de retardo.

Magnitud del campo eléctrico. Corriente en el detector. Velocidad de la Luz en el aire.

Longitud de onda.

Códigos complementarios.

Correlación de los códigos compl arios.

Resultado de la suma de correlaciones. Número de promedios. Procesador digital de señal.

Convertidor analógico f digital.

Voltaje pico a pico.

Voltaje de corriente directa.

Memoria de solo lectura. Memoria de acceso aleatorio. Unidad aritmética de control. Unidad aritmética de datos. Puerto paralelo de entrada y salida. Puerto serie de entrada y salida. Unidad de lógica y aritmética. Registro de corrimiento de salida. Acceso directo a memoria. Código binario decimal. Lógica de transistor a transistor. Semiconductor de oxido de metal complementado.

vii

Objetivo y resumen de la tesis

INTRODUCCI~N. Ante el incremento de las redes de comunicación por fibra

óptica por nuestro pals, se hace necesario contar con el equipo adecuado de detección de fallas en el medio de transmisión.

En el mercado internacional existen varios equipos que son capaces de detectar las pérdidas de potencia de transmisión, fracturas y empalmes en enlaces de transmisión por fibras ópticas.

Algunos de ellos ofrecen mayores ventajas y mejores caracterlsticas que otros, pero toda esa tecnología es extranjera y la adquirimos a precios muy elevados. Es por esta razón que se tomó la decisión de desarrollar un equipo capaz de realizar las detecciones antes mencionadas.

.:

CLASIFICACI~N DE LOS REFLECT~METROS ómrcos. Como de ha mencionado, existe una gran variedad de equipos de

medición para sistemas de comunicación por fibra óptica, basados en las técnicas de reflectometría. Los cuales se pueden clasificar en dos ramas:

a) .-

b) .-

Los que excitan al diodo láser con pulsos de voltaje elevado y de corta duración (reflectómetro óptico en el dominio del tiempo, RODT) . Los que emplean secuencias complementarias (reflectómetro óptico en el dominio del tiempo por correlación, RODTC).

viii


VENTAJAS Y DEsVENTAJAs ENTRE EL RODT Y EL RODTC.

sencillez en la circuitería. La ventaja de los equipos que emplean la filosofía (a), es la

La desventaja es el bajo promedio de vida útil del láser, al ser modulado éste con altos picos de corriente.

La ventaja de los equipos que usan la versión (b), es precisamente el alto rendimiento del tiempo de vida útil del láser, al ser polarizado óptimamente en voltaje y corriente.

La desventaja es la mayor complejidad debida al mayor procesamiento de l o s datos.

En el presente trabajo se contempla el desarrollo de un equipo electrónico que emplea la filosofía (b).

OBJETIVO. El objetivo de la presente tesis de maestría es el diseño,

desarrollo y realización experimental de una técnica de excitación con secuencias complementarias para ser integrada a un sistema de reflectometría óptica en el dominio del tiempo, para sistemas de comunicación por fibra óptica.

ALCANCE.

El alcance e s el diseño y desarrollo de un prototipo experimental de un sistema de generación, recepción y correlación de secuencias complementarias; incluyendo además el subsistema de control global y generación de ruido Gaussiano. Como la aplicación principal de este trabajo de tesis esta orientado a enlaces de comunicación por fibra óptica, donde el objetivo principal es conocer las distancias entre el inicio de la fibra óptica y los puntos de curvatura extrema, empalmes, fracturas o longitud de la misma (si el intervalo dinámico del instrumento lo permite); se hace necesario utilizar un subsistema óptico, integrado básicamente por una fuente de luz láser, un receptor óptico y un acoplador Óptico direccional. Sin embargo, debido a que no se tiene contemplado el diseño de esta interfaz óptica en el sistema electrónico actual, se implementó un filtro pasa bajos para su simulación.

ix


RESUMEN. En este trabajo se comprende el estudio y la verificación

experimental de la técnica de excitación con secuencias binarias cuyas funciones de autocorrelación exhiben la propiedad de complementariedad; utilizada en reflectometría en el dominio del tiempo en sistemas de comunicación por fibra óptica, esta técnica proporciona ventajas tanto en el alcance (relación señal/ruido) como en la resolución espacial en la medición, a expensas de una mayor complejidad en su implementación.

i El estudio de las diferentes técnicas de reflectometría

permite tener una amplia visión de la aplicación formal de cada una de éstas en el, interesante, campo de la optoelectrónica. En el capítulo 1, se hace un estudio general de algunas de estas técnicas.

E l desarrollo de la técnica de reflectometría en el dominio del tiempo por correlación complementaria tiene como base el estudio de los códigos de Golay, l o s cuales cuentan con características de complementariedad. Dichos códigos se generan por medio de una concatenación de secuencias, que tienen su origen en dos valores iniciales. El modelo matemático a desarrollar, la implementación electrónica del sistema de generación, adquisición y correlación de secuencias se muestran en el capítulo 2.

La programación general se realizó en lenguaje de programación "C" y solo algunos programas básicos se elaboraron en ensamblador. La edición de estos programas se encuentran en el disco flexible anexo a este frabajo de tesis. En el capítulo 3 se hace una explicación general del funcionamiento del programa principal.

Las características de algunos de los dispositivos electrónicos, el diagrama esquemático, l o s tiempos de acceso y el mapa de direccionamiento de este sistema se muestran en el capítulo 4 .

fotografías tomadas al desarrollo electrónico del sistema.

en el capítulo 6.

En el capítulo 5 se muestran las pruebas finales y dos de l a s

Las conclusiones y tendencias futuras del trabajo se muestran

x

Capítulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectometría óptica

1.1 IZEFLECTOMETR~A EN EL DOMINIO DEL “EMPO (KODT). ~1 RODT analiza la respuesta al impulso de una fibra óptica

estimulándola con un pulso y desplegando la amplitud de la Potencia reflejada (Fresnel) y retrodispersada (Rayleigh) contra la distancia en una gráfica semiiogarítmica, como se muestra en la Figura No. 1.1. La distancia se obtiene como en un sistema de radar, midiendo el tiempo entre la transmisión del pulso y la recepción de la potencia reflejada y retrodispersada. Esta medición hace que sea posible analizar:

* Pérdidas en todo el enlace en (dB) o atenuaciones de la fibra óptica en (dB/km). * Localización y pérdidas por inhomogeneidades como curvaturas, empalmes y conectores.

* Localización del final de la fibra óptica (medición de longitud).

La dispersión Rayleigh es una pequeña porción de la potencia óptica transmitida que se dispersa en todas direcciones (dependiendo del tipo de fibra óptica y la longitud de onda del láser usado). Una parte pequeña de esta potencia óptica dispersada, que en términos numéricos es de - 48 dB por debajo de la generada por el láser, a una longitud de onda transmitida de 1300 nm en una fibra óptica mono modo para un ancho del pulso de prueba de Ips, es guiada por la fibra de regreso al origen o punto de lanzamiento.

Asumiendo que la fibra óptica es homogénea (el coeficiente de retrodispersión contra distancia es constante), en cada sección sucesiva de la fibra óptica existen menos pérdidas de potencia que en los puntos cercanos al inicio, debido a la dispersión Rayleigh. Consecuentemente, el valor absoluto de la potencia retrodispersada es también más baja, por el mismo factor. Así que, la potencia Óptica retrodispersada se sigue atenuando hasta llegar nuevamente al dispositivo transmisor. Esta potencia Óptica que ha regresado a Su punto de partida, contiene en su amplitud, información acerca de las pérdidas de la fibra óptica. Midiendo la potencia retrodispersada como una función del tiempo relativo al lanzamiento del pulso de prueba obtenemos una gráfica de pérdidas contra distancia.

Por otro lado, tenemos que para un pulso de duración T, consistente en un número “ni‘ de pulsos cortos de duración “dt“ ; obtenemos T = ndt. Si cada vez, un pulso se propaga a través de una localización específica iiz” , cierta cantidad de potencia óptica P(z) es retrodispersada; entonces la cantidad de potencia retrodispersada por el pulso con duración T es nP(z). De lo

1.1


Flgm No 1 J . Dlagrama a bloques simpifficado de un reflectómetro óptlco en el dominio del tiempo convencional,

1.2

Capítulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectometría Óptica

anterior, se observa que la retrodispersión RaYleigh es proporcional a la energía del pulso de prueba Y no SO10 al nivel de la potencia pico del pulso.

Ahora, sabemos que en un enlace de fibras ópticas existen empalmes y conectores en los cuales las pérdidas son locales a diferencia de la atenuación lineal en las fibra óptica (We consiste en pérdidas distribuidas). Entonces, la potencia será atenuada por las pérdidas locales debido a la cantidad de empalmes y conectorec. La luz retrodispersada que alcanza a llegar al punto 'de lanzamiento portará esta información, que es la pérdida de potencia Óptica por la cantidad de empalmes o conectores y la localización de ellos.

si un conector no tiene un acopl'amiento perfecto entre las dos fibras ópticas, no solo habrá una pérdida local sino también una reflexión causada por el cambio en el índice de refracción (en términos eléctricos sería un desacoplamiento de impedancias). En este lugar, la potencia reflejada es solo proporcional al nivel de potencia (no a la energía) y es un máximo del 4 % de la potencia incidente (-14 dB).

si la fibra óptica se rompe por accidente, entonces la superficie de la cara del final de fibra óptica no será como la faceta de un conector (rectangular y bien pulido) y la potencia reflejada estará por debajo del 4 % .

Ahora tenemos que, debido a la retrodispersión Rayleigh, la respuesta al impulso de la fibra óptica contiene información sobre la cantidad de pérdidas y su localización. Las. pérdidas distribuidas son atenuación en la fibra óptica y las pérdidas no distribuidas son pérdidas por empalmes, curvaturas o conectores. Además, debido a las reflexiones de Fresnel, o cambios en el índice de refracción, la respuesta al impulso contiene información sobre la localización de las pérdidas y del final de la fibra Óptica [ 1 J .

Las técnicas de reflectometría en el dominio del tiempo (RDT) , se usan ampliamente en la caracterización de enlaces de transmisión por fibra Óptica,, instrumentación de microondas y sensado ' ultrasónico, etc. Particularmente, la refiectometría óptica en ei dominio del tiempo (RODT) es una técnica cuya complejidad aumenta en la medida en que disminuye la atenuación de las fibras ópticas monomodo, las cuales se usan en enlaces de grandes distancias.

En la práctica un RODT utiliza láseres de semiconductor, corno fuente de luz pulsada y detectores de semiconductor. Existe una limitación fundamental con relación ai compromiso entre la relación

1.3

capítulo 1 Configuraciones clasicas de la reflectometría óptica

señal a ruido (RsR) y resolución espacial, para una potencia óptica pico y la sensitividad de los detectores dadas; el intervalo dinámico y el tiempo de medición están determinados por la RSR [ 21 .

RESPUESTA AL IMPULSO REFLECTOMÉTRICO. La respuesta al impulso reflectométrico hf(t) de una fibra

óptica uniforme se define como la potencia de la señal retrodispersada, en respuesta a un impulso de energía unitaria y esta dada por [2]:

h , ( t ) = -augSPe-aVqt 1 2

a = coeficiente de atenuación de la fibra. 1 9 ~ = velocidad de grupo del pulso óptico. S = coeficiente de captura de retrodispersión. P = potencia óptica inyectada.

y la resolución espacial es:

A t 'A1 = u - 9 2

( 1.1 1

donde At es la duración del pulso. Ahora, la potencia de la señal recibida es proporcional a la energía de la señal de prueba, la cual es el producto de la potencia pico y el ancho del pulso de prueba. En un RODT pulsado, la potencia de la señal inicial que resulta de un pulso de un ancho At esta dada por:

1 P ( O ) = - a u , S P A t 2

a partir de (1.2) y (1.3) aparece el fuerte compromiso entre la resolución espacial y el intervalo dinámico.

1.4

capitulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectornetria óptica

1.2 REFLECTOMETRÍA EN EL DOMINIO DE LA FRECUENCIA ( R O W . Se emplea la técnica de modulación en frecuencia de onda

continua (MFOC) cuando las distancias a incursionar son del orden de las decenas de metros.

En esta técnica de MFOC, la frecuencia portadora (luz) de la fuente óptica (diodo láser monomodo) se modula como una función en el tiempo. La modulación de la frecuencia óptica se realiza directamente por la modulación de la corriente de inyección del diodo láser, como se muestra en la Figura No. 1.2. La luz modulada se dirige hacia la fibra Óptica monomodo. La reflexión de Fresnel de la cara frontal de la fibra sirve como un de haz referencia para detectar la posición de discontinuidades en la fibra.

Los sistemas de MFOC óptica tienen varias ventajas comparados con los sistemas de RODT convencionales. La primera de ellas es la gran resolución que se puede obtener del sistema. La exactitud esta determinada por la máxima frecuencia de excursión; para frecuencias de 10 GHz se puede lograr una resolución de solo 1.5 cm. La segunda ventaja radica en el ancho de banda del receptor requerido por los dos sistemas. En el sistema de RODT el tiempo de respuesta del receptor al menos debe ser igual al tiempo de subida del pulso, por ejemplo se requiere un ancho de banda de aproximadamente 1 GHz para un tiempo de subida del pulso de 1 ns. En el sistema de MFOC el receptor puede ser de algunos MHz. Esto significa que una menor potencia de ruido entra al receptor del sistema. La mayor desventaja del sistema de MFOC es la corta distancia sobre la cual puede operar. Esto se debe a que se emplea la detección coherente y por lo tanto, el ancho de línea de la fuente determina la calidad de la señal recibida.

Se han hecho algunos experimentos usando fibras monomodo polarizadas y diodos láser con una frecuencia de excursión de 12 GHz y se han logrado resolver fallas a 2 cm del interior de la fibra. La máxima longitud de la fibra usada en este experimento fue de 80 cm. 1 3 3 .

1.5


Flufa No, 1,2, Diagrama a bloques simplificado de un reflectómetro Óptico en el dominio de de la frecuencia,

1.6


1.3 REFLECTOMETI~A POR CORRELACI~N (RODTC). Pueden existir algunas mejoras si se incrementa la potencia de

la fuente del láser o bien, usando fotodetectores de muy bajo ruido y un procesamiento de señal bastante rápido. Sin embargo, una técnica conocida como RODT por correlación (RoDTC) [ 4 , 5 ] cuenta con algunas ventajas, tales como el incremento en el intervalo dlnámico y en el tiempo de análisis sin sacrificar la resolución espacial, además de que el láser usado es modulado por señales digitales de picos de amplitud muy bajos, como se muestra en la Figura NO. 1.3.

Estos métodos están basados originalmente en el concepto del espectro esparcido [ 6 ] , se han aplicado en radares opticos, usando secuencias pseudoaleatorias [7,8]. Se hace notar queelos códigos periódicos tales como los de secuencias M son inapropiados, porque se originan problemas de saturación debido a la dispersión Rayleigh al inicio y al final de la fibra [9].

La secuencia de prueba ideal podría ser aquella cuya función de autocorrelación sea igual a una delta de Dirac 6(t), sin embargo, no se pueden encontrar secuencias de prueba de longitud finita con lóbulos laterales de la autocorrelación tan pequenos como se desee [ l o ] , lo cual resulta en contra parte a las mediciones del RODT.

Existe un método alterno para sobre poner este inconveniente, el cual consiste en usar pares de secuencias de prueba, exhibiendo funciones de autocorrelación complementarias; esta técnica fue introducida, primeramente, por Golay [ll] en el campo de la espectroscopía.

Las secuencias de Golay tienen la propiedad de que si A y B son dos códigos complementarios de longitud L, entonces la suma de SUS autocorrelaciones será: '

A ( t ) @ A ( t ) 1 B ( t ) @ B ( t ) = 2L 6 ( t )

donde @ en (1.4) denota la operación de correlación.

Esta propiedad se ilustra en la Figura No. 1.4; donde las gráficas a) y b) son las autocorrelaciones individuales de un código par complementario de 32 bits, exhibiendo lóbulos laterales de valor significativo; sin embargo, sumando las funciones individuales; l o s lóbulos se cancelan y los picos en el origen se suman.

La señal eléctrica r ( t ) se obtiene a partir de la convolución

1.7


de l o s pulsos de las secuencias de prueba e ( t ) con: a) la respuesta al impulso del emisor láser, incluyendo el circuito manejador h , ( t ) , b) la respuesta al impulso de la fibra hf(t) como en (l.l), y c) la respuesta al impulso del subsistema de detección h d ( t ) , incluyendo el fotodetector, amplificadores y etapas de acondicionamiento de la señal (Figura No. 1.5):

r ( t ) = e ( t )@h,( t ) @ h f ( t ) @ h , ( t ) r(t) = e(t)@Jh(t)

donde @ denota la operación de convolución y h(t) es la respuesta al impulso global.

La ecuación (1.5) SOLO es válida si, y solo si, el sistema completo es perfectamente lineal. La principal dificultad que surge es, precisamente, la no linealidad de la etapa de emisión láser, de aquí que se requiera de una circuiteria de manejo del láser, sofisticada, para linearizar su respuesta. El desarrollo de esta etapa se encuentra reportada en [12].

Aplicando la técnica del espectro esparcido, se correlaciona la señal recibid r(t) con la señal de prueba e(t):

e( t )@r( t ) = e( t ) @ [ e ( t )@h ( t ) ] e( t )@r( t ) = [e( t ) @ e ( t ) ]@h ( t )

cuando la autocorrelación de la señal de prueba es una delta de Dirac, la respuesta retrodispersada h(t) se puede recuperar y la respuesta al impulso de la fibra h, esta sujeta a la respuesta del emisor y del detector [13].

Se puede observar la idea básica de la reflectometría de espectro esparcido: usando una señal con una función de autocorrelación lo suficientemente angosta, mejor que una señal de corta duración; dado que la resolución en la respuesta de un reflectómetro de correlación se encuentra determinada por el ancho de la función de autocorrelación de la sefial de prueba, la cual podria tener un ciclo de duración amplio. Además, no existe un sacrificio en intervalo dinámico [14].

-

1.8


Figura No. 1.3. Dlagrama a bloques slmplmcado de un

reflecMmeiro ópflco en el dominb del

liempo p o r coneiaclón.

1.9

C a p í t u l o 1 Conf igurac iones clásicas de l a r e f l e c t o r n e t r i a ó p t i c a

I C l J

9 3 -

O ’

7 ID O 7 0 !H o 10 20 30 40 o 10 20 30 40

I I I

-

I I I

Autocorrelación Secuencia A Autocorrelación Secuencia B

Suma de Autocorrelaciones

Figura No. 1.4. Cancelación de los lóbulos laterales en secuencias complementarias.

1.10

Capítulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectometrla óptica

i . I I

Flgura No. 1-5. Dlagrama a bloques del subststerna

optoeleclrónlco de un reflectómetro

ópiico en el domlnlo del iiempo,

1.11


1.4 REFLECTOMETRÍA EN EL DOMINIO DE LA COHERENCIA.

Un ref lectómetro óptico que opera bajo esta filosofía se basa, principalmente, 'en un interferómetro de Michelson y utiliza la técnica de reflectometrla de "luz blanca", como se muestra en la Figura No. 1.6. La fuente de luz se suministra por un diodo emisor de luz de longitud de coherencia corta (baja coherencia), el cual se encuentra dirigido hacia un acoplador direccional, el cual divide la señal en dos partes: una de las salidas de este dispositivo Óptico va hacia la fibra Óptica en prueba y la otra salida sigue en dirección a un espejo plano móvil.

La señal. que viaja en la fibra óptica en observación se retrodispersa debido a las interfaz y discontinuidades, reingresando al acoplador óptico. Dentro de dicho dispositivo, se recombinan las señales y salen rumbo al receptor, el cual detecta la envolvente de las franjas de interferencia.

Finalmente, la salida de receptor se envía a un procesador de señales y luego se despliega el resultado, mostrándose las reflexiones de los,dispositivos,involucrados como una función de la posición del espejo de referencia.

Una,manera de estudiar cómo funciona este esquema, es suponer que la distancia del divisor óptico hasta el final de la fibra óptica en observación "Ll"' y la distancia al espejo móvil "L2", es la misma (Li = L2).

Las señales reflejadas de la fibra Óptica y el espejo de referencia interfieren constructivamente y por io tanto, el receptor detecta un'pico intenso de luz.

Ahora, como el espejo de referencia se desplaza, incrementando la diferencia de longitudes (L1 - L2), las franjas de interferencia concurrirán como dos señales reflejadas; interfieren primero constructivamente y después destructivamente, como se muestra en la Figura No. 1.7. De aquí que, si el emisor de luz tiene una baja coherencia, Lc cz lops, el contraste de las franjas de interferencia disminuye con el incremento de la diferencia de longitud, hasta (Ll-L2) > Lc, cuando las franjas desaparecen.

En general, las franjas de interferencia estar,án en un máximo cuando L1 = L2, después decrecerán. La magnitud pico a pico del patrón de franjas es proporcional a la raíz cuadrada de la potencia óptica de la luz que regresa de la fibra.

Esto se puede observar en la ecuación de la señal a la entrada

1.12

Capitulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectometria óptica

del receptor, la cual es la suma de la sena1 reflejada del espejo de referencia y la señal reflejada de la fibra.

La magnitud del campo eléctrico en la entrada del receptor se puede escribir de la siguiente manera:

(1.7)

donde R es el coeficiente de reflexión. E,, es l a magnitud del campo eléctrico generado por dicho emisor de -luz y 7 es el tiempo de retardo, correspondiente a los frentes de onda de l o s caminos de la luz en el interferómetro (Li y L2).

La corriente en el diodo detector, es proporcional a la potencia óptica incidente, la cual es proporcional al cuadrado del campo eléctrico. Ahora, comenzando con la ecuación (1.7) y utilizando una identidad conocida, tenemos:

Re !A) Re {B] =Re !AB' + A ' B } (1.8)

esto puede mostrar que:

ideta- E: 4 -R E: 4 -JR E,' COS ar 4 térm.frec.ópt. 4 4 2 ( 1.10)

De aquí que, el detector no puede responder a las frecuencias ópticas y haciendo notar que:

donde "c" es la velocidad de la luz en el aire y tomando en cuenta que :

( 1.12 )

1.13

Capítulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectometría Óptica

se concluye que:

De aquí que la corriente del detector tenga una componente de corriente directa proporcional a (1 + R) y una segunda componente proporcional a la raíz cuadrada de R y varíe sinusoidalmente con (L1 - L2).

Una de las ventajas de esta técnica es que, ofrece una gran resolución espacial. La resolución espacial de un reflectómetro de "luz blanca" está en función de la longitud de coherencia de la fuente: entre más corta sea la longitud de coherencia (baja coherencia), habrá una mayor resolución espacial. Para una longitud de coherencia de lOpm y una separación de menos de 501m fácilmente se pueden definir dos reflexiones de igual magnitud.

Una aplicación importante, debido a su gran resolución, es l a localización de reflexiones ópticas dentro de dispositivos. Lo cual, auxilia en buena medida al diseño y manufactura de dichos dispositivos.[l5]

1.14


EMICOR DE WZDEBCW C O H E R E W EN ONDA CONnNUA

Flgura No. 1.6. Diagrama a bloques slmpllflcado de un

reflectómetro óptico en el dominio de

la coherencia.

1.15

Capitulo 1 Configuraciones clásicas de la reflectometría óptica

I I I

1 I

60 I I I I I I 20 25 zu 5 IO IS 0

Figura No. 1.7. Salida del Interferómetro de luz blanca.

1.16

Capítulo 2 Diseño de los subsistemas electrónicos del RODTC

2.1 Y SIMULACIÓN DE SECUENCIAS DIGITALES COMPLEMENTARIAS. Las series complementarias están definidas como un par de

secuencias finitas de la misma longitud de dos clases de elementos los cuales tienen la propiedad de que el número de pares de elementos semejantes con cualquier separación dada en una serie es igual al número de pares de elementos no semejantes con la misma separación en la otra serie.

(Por ejemplo, las dos series A = 00010010 y B = 00011101 son complementarias.)

Propiedades Generales. l).- El número de elementos en las dos series complementarias es

igual. Si esto no fuera así, los pares de elementos de los extremos de la serie mayor causarán un desigualdad de un par de elementos no semejantes con la misma separación en la otra serie.

2 ) . - Dos series complementarias son intercambiables. Esto hace notar que son simétricas.

3).- El orden de los elementos de cada una o de ambas series complementarias se puede invertir. De aquí que, el orden de un par de elementos no afecta la paridad de este par.

4 ) . - De un par de series complementarias se puede alterar una u otra sin afectar su propiedad complementaria. De aqul que, la paridad de un par es invariante bajo alteraciones de ambos elementos de aquel par.

5).- Los elementos alternados de cada una de las dos series complementarias se pueden alterar, sin afectar su propiedad complementaria. [ii].

Se puede iniciar un par de códigos de Golay de longitud 2, 4, 8, etc, y continuar para generar secuencias, las cuales son de una longitud igual a una potencia de 2.

El método para desarrollar este tipo de secuencias se conoce como concatenación 8tappending88 y se aplica a un código par de L elementos para obtener un código par de 2L elementos: 7%

2.1


donde denota el complemento de B, y I denota la concatenación de las secuencias. [13].

Aplicadas a la reflectometría por correlación, para obtener la respuesta del sistema a una función impulso, como se muestra en la Figura No. 2.1, primero se prueba el sistema con los códigos complementarios A, y B,, obteniéndose las siguientes salidas: - -

r A = A, @ h, ( 2 . 2 )

Y

Después se correlacionan dichas salidas con los códigos respectivos, obteniéndose los resultados individuales:

c A = A, 63 r A ( 2 . 4 )

Y

c B = E, 63 r B

Finalmente, se adicionan los resultados, para obtener:

C, C A + C B = ZLh, ( 2 . 6 1

El resultado final es, 2L veces, mayor que la respuesta a un solo pulso; sin embargo, el ruido se incrementa por un factor de

,íl¿ ( fi para cada correlación y ,/2 por la adición) [16]. Por lo tanto, se obtiene un mejoramiento en la relación señal a ruido

de , en comparación con el reflectómetro óptico en el dominio del tiempo con fuente de excitación pulsada; realmente, como se necesita transmitir dos secuencias por tiempo de observación, la

relación seRal a ruido se mejora en un factor de

I

JL ,

2 . 2


C = 2Lh &-.

Flgura No. 2.1. Procedlmlento para obtener la

respuesta al Impulso del sistema

con secuehclas complementailas,

2.3

Capítulo 2 Diseño de l o s subsistemas electrónicos del RODTC

BECUENCIAB DE PRUEBA PROPWEBTAB. Los códigos de Goiay son inherentemente bipolares, Sin

embargo, en la práctica, la técnica de detección directa de un reflectómetro Óptico en el dominio del tiempo acepta solo pulsos de prueba unipolares. Como una solución a este problema, se propone transmitir los c6digos bipolares con una polarización de voltaje con un nivel de la mitad de la señal pico, esto es, para códigos bipolares % y B, con valores &A, y & E , , respectivamente, se generan los códigos-unipolares: - -

de

b, = Bo + B, = (2;, B , BK = = - Bo

Los complementos a uno de los códigos unipolares son:

I A , A , = - A , A, = + A,

- a, A, - A , =

( 2.10 )

Entonces, se pueden expresar l o s códigos bipolares en términos códigos unipolares:

- 2A, = a, - a, ( 2.11 )

2 8 , = b, - 5 ( 2.12 )

Aplicando los argumentos anteriores, en la operación de convolución, se puede proponer el procedimiento para obtener la respuesta al impulso, usando códigos unipolares. Primeramente se

probó el sistema con las cuatro señales a, ,< ,b , y & en forma

secuencial, como se muestra en la Figura No. 2 . 2 . Después a las

respuestas se les aplica una operación de sustracción y se -

a,y a,

2 . 4

Capítulo 2

les correlaciona con el código ( bipolar ) original A:

Diseño de los subsistemas electrónicos del RODTC

C A - - [ h , @ a , - - h , @ G ] @ A , ( 2.13 )

De una manera similar se procede con el código B:

C B = [ h, '8 b, - h, 8% ] @B, ( 2 . 1 4 )

Las sustracciones de los resultados parciales, cancelan las salidas debido a la polarización aplicada y refuerzan las salidas debido a ?AO y ? B o .

Si las señales correlacionadas se adicionan (asumiendo que las secuencias A,, y E,, tienen una amplitud idéntica) se obtiene:

- -

- -

C, = C A + C B = 4LA,h, ( 2.15 )

2.5

CENTRO DE INFORMACION CENIDET


Figura No. 2.2. Procedimiento para obtener la respuesta

al Impulsa usando secuencias unipolares.

2.6


También es necesario promediar la señal para obtener un mejoramiento en la relación señal a ruido, esto se puede realizar antes o después de la correlación, como se observó en la anterior Figura No. 2 . 2 . Puesto que ésta es una operación lineal; en este trabajo de tesis se prefirió promediar antes de realizar la correlación.

Para N promedios, se transmiten 4N códigos unipolares y se realizan solo dos correlaciones, obteniendo de esta manera:

C, = 4NLA0h, ( 2.16 )

Por otro lado, el ruido se incrementa con 2m , donde: fi es la contribución de N promedios

J¿ es la contribución de la correlación.

0 es debido a la sustracción de las muestras.

0 es debido a la suma final de las correlaciones.

como una comparación, para un refiectómetro óptico en el dominio del tiempo de un solo pulso, con la misma potencia pico, la señal de salida después de 4N promedios es:

C, = 8NAoh, ( 2.17 )

M mtras tanto, el ruicJ se incrementa en F N ; entonces el mejoramiento de un reflectómetro Óptico en el dominio del tiempo de secuencias complementarias, con respecto al esquema convencional,

procesando el mismo número de pulsos en el mismo tiempo, es .

2.7


2.2 DESCRIPCIdN FUNCIONAL DEL RODTC.

El análisis preliminar del presente trabajo de tesis se basó en el uso de una arquitectura distribuida, compuesta principalmente de un subsistema generador de secuencias, un subsistema de correlación, una máquina microcodificada, una unidad de lógica y aritmética, un subsistema de microcontrol y un sistema de interfaz con computadora personal industrial. En contra parte, todo este desarrollo electrónico se optimizó con el uso del procesador digital de señal (PDS) DSP32 de AT&T, lo cual significó un ahorro de dispositivos y , por lo consiguiente, de espacio dentro de la tarjeta del reflectómetro en el dominio del tiempo por Correlación complementaria (RDTCC). Además existió una notable reducción en la complejidad del sistema, aunque se hizo necesario el estudio a profundidad sobre la programación, habilitación y cuidados en el manejo del DSP32; para el uso del dispositivo.

Al poder utilizar ampliamente el DSP32, se tomó la decisión de trabajar con una computadora personal comercial, dejando a un lado la idea original de trabajar con una computadora personal industrial. De esta manera, el proyecto obtuvo una mayor versatilidad. El diagrama a bloques de la descripción funcional del sistema se muestra en la Figura No. 2.3.

Se realizaron tres programas en ensamblador para el DSP32, uno de ellos esta orientado a transmitir las secuencias complementarias por el puerto serie en tramas de 32 bits, otro se habilitó para obtener valores con una densidad de probabilidad Gaussiana y el último para efectuar la correlación cruzada de los códigos de Golay con los valores muestreados por el convertidor analógico digital ADS7800 de ANALOG DEVICES a la salida del filtro pasa bajos.

Ahora bajo este esquema, se hacía necesario el empleo de un reloj programable para el control de la velocidad de transmisión de las secuencias complementarias y la sincronía entre la salida del puerto serie del DSP32 y el muestre0 de la señal; por lo cual se pens6 en el temporizador 8253 de INTEL.

Por otro lado, se hace una lectura del estado de la terminal "OCUPADO" del CAD por medio del cerrojo 74LS373 para asegurar que los datos sean los correctos. Ya que el CAD es de 12 bits de resolución y la lectura que se hace es de 8 bits solamente, primeramente se realiza la lectura de la parte alta y después de la parte baja.

Los datos leídos se almacenan en variables del tipo arreglo en el programa principal elaborado en lenguaje de programación iicfi en la computadora personal. Es precisamente este programa el encargado de controlar el flujo de información entre los diferentes componentes electrónicos empleados y de presentar en pantalla los resultados obtenidos.

2.8


GENERADOR DE SECUENCIAS Y DE RUIDO GAUSSIAN0

PROCESADOR DIGITAL

I DE SERALES (PDS)

. FIBRA ÓPTICA Y . ACOPLADOR

DIRECCIONAL b FILTRO PASA BAJOS

1 I

MUESTRE0 COR RELACIÓN CONVERTIDOR ANAL6GlCO

DIGITAL (CAD) (DSP32) (ADS7800) - I

PRESENTACIÓN DE RESULTADOS

COMPUTADORA PERSONAL

Figura No. 2.3. Diagrama a bloques de la descripción de funciones de los dispositivos empleados.

2.9


2.3 DISEÑO Y REALIZACI~N EXPERIMENTAL DEL GENERADOR DE SECUENCIAS.

Las secuencias complementarias de Golay de longitud llnll, se obtienen por medio de una subrutina dentro de un programa principal, como se muestra en la Figura No. 2.4, en la cual dos arreglos de variables ( A [ ] y B [ ] ) almacenan las secuencias. Como se ha mencionado estos valores son bipolares (1 Ó -1). Como los valores de las secuencias de Golay son bipolares y para poder transmitir estos valores por un láser de semiconductor, el cual solo se polariza con niveles de voltaje unipolares (1 Ó O), es necesario cambiar los valores negativos por ceros. Para no afectar el resultado final de la correlación cruzada se transmiten dos secuencias (a+ y a-) para el código A y (b+ y b-) para el código 8, como se mencionó en la sección anterior.

A continuación se muestra un ejemplo para cuatro bits:

Código A : 111-1. Código B : 11-11.

a+ : 1110. I b+ : 1101. a- : 0001. I b- : 0010.

En la práctica se transmiten secuencias de Golay de 32, 64 ó 128 bits hacia la fibra Óptica, que en este caso se encuentra simulada por un filtro pasa bajos electrónico.

En esta parte del trabajo de tesis, el puerto serie de salida del procesador digital de señales (PDS) se utiliza para transmitir las secuencias de Golay, las cuales se almacenan en su totalidad en la memoria de acceso aleatorio del PDS. Se decidió usar el puerto de salida del PDS porque transmite secuencias de 32 bits y no inserta bits de inicio ni de parado a la trama de bits, lo cual haría más problemático el procesado de la información posteriormente. La frecuencia de salida de las secuencias se controla, como se mencionó en inciso 2.2., por medio del reloj programable 8253.

Para hacer coincidir la distribución original de los bits, antes mencionados, con la manera en que saca el PDS los datos por su puerto serie de salida de 32 bits, se hizo necesario invertir la posición de l o s primeros 16 bits, para luego realizar la inversión de los otros 16 bits, como se muestra a continuación:

+sa 1110 1101 1110 0010 1110 1101 0001 1101 O100 o111 1011 o111 1011 1000 1011 o111

4JBJ B8BJ

2.10

capítulo 2 Diseño de los subsistemas electrónicos del RODTC

Este ejemplo corresponde a la secuencia (+sa) de 32 bits. Primero se muestra la secuencia de bits que se desea transmitir, después se observa la secuencia transformada y lista para ser cambiada del sistema binario al sistema hexadecimal, ya que es de esta forma cono se almacenan la secuencias en la memoria de acceso aleatorio del DSP32.

Para realizar la tarea de la transmisión de las secuencias complementarias, se elaboró un programa t q T x R ~ " en ensamblador, cono se muestra en el apéndice B y cuyo diagrama de flujo se muestra en la Figura No. 2.5. El lenguaje ensamblador utilizado es de uso exclusivo del DSP32.

Cabe mencionar, que se añadió una secuencia de 32 ceros al inicio de cada secuencia para evitar la pérdida de información, ya que el PDS empieza a transmitir, por su puerto serie.de salida, después del primer ciclo de reloj.

El programa antes mencionado, es capaz de transmitir las secuencias el número de veces que sea necesario, tantas cono el número de promedios que se deseen realizar.

2.11

http://serie.de


Flgura No. 2.4. Algorthno para la generaclón

de las secuenclas de Golay.

2.12


Flgura NO. 2.5. Algorthno para sacar por el puerto

serle del PDS las secuenclas de

Goloy en tramas de 32 bh.

2.13

capítulo 2 Diseño de los subsistemas electrónicos del RODTC

2.4 DISEÑO Y REALIZACI~N EXPERIMENTAL DEL SUBSISTEMA DE ADQUISICI~N DE SEÑAL.

La adquisición de la señal se lleva a cabo por medio del convertidor analógico digital (CAD) de 12 bits (ADS7800), a la salida del filtro electrónico. El CAD cuenta con la opción de muestrear intervalos de (+ 5 Vp-p) o ( + 10 Vp-p) . Para este trabajo de tesis se tomó la decisión de habilitarlo para adquirir a (f10 Vp-p), dado que los datos a ser muestreados se encuentran en dicho intervalo, debido a que el valor de la salida del PDS es de nivel TTL o (OVcd - 5Vcd) al cual se le adiciona un nivel de voltaje al convolucionarse con el filtro paso bajos y posteriormente, para algunos casos, se adicionará un nivel de voltaje de ruido con un valor de (f 3.5 Vp-p), con una densidad de probabilidad Gaussiana y media cero.

Para encontrar el valor que toma al bit menos significativo se debe realizar la siguiente operación:

( 2.18 )

Además, el CAD es capaz de mostrar el resultado de la conversión A/D en dos formas, se puede leer primeramente la parte alta y después la parte baja o viceversa. Esto se hace posible llevando el estado de la terminal No. 18 del CAD a un estado bajo (O Vcd) para que muestre los bits menos significativos y conmutando a un estado alto (+5 Vcd) para los bits más significativos.

Para encontrar el valor real del dato leído, es necesario almacenar en una variable la parte alta, es decir, los bits más significativos y multiplicar dicho valor por 256 ( 2 ' ) ; adicionar la parte baja o bits menos significativos que se encuentran en otra variable y multiplicar esta suma por el valor obtenido en (2.18).

La tasa de muestreo se define por programación y es realizada por el reloj programable, como se mencionó en el inciso 2.2. Dicho dispositivo e s el circuito integrado 8253 de INTEL, el cual cuenta con tres canales o temporizadores que pueden ser programados para realizar diferentes funciones. En este trabajo de tesis solo se utilizan dos de los canales antes mencionados (canal O y canal 1).

Para encontrar la frecuencia de salida de los canales (O y 1) se realizó la siguiente operación: llcuenta'r = "frecuencia de reloj"/"frecuencia de muestreo", donde la variable "frecuencia de reloj" e s igual a 2,000,000.00. Dicho valor corresponde a la frecuencia del reloj externo, el cual se conectó a las terminales

.2.14


9 y 15. Y la variable "frecuencia de rnuestreo1' es la frecuencia que se desea obtener a la salida de los canales (terminales 13 y 10).

LOS canales o y 1 se programaron para tener una forma de onda cuadrada, la salida del canal O se utilizó para excitar al puerto serie de salida del PDS y la salida del canal 1 se empleó como una interrupción por circuitería, al conectarse a la línea de la IRQ3, para habilitar la lectura del al CAD y así garantizar una correcta sincronización entre la salida de datos del PDS y el muestreo.

Las muestras adquiridas por el CAD se almacenan en cuatro arreglos de variables. Para encontrar la primer muestra comparativa a una secuencia de Golay, se realiza una sustracción entre los dos primeros arreglos de variables y se asigna el resultado en un nuevo arreglo de variables. De la misma manera, se procede con los otros dos arreglos de variables restantes. Ahora, una vez que se han encontrado dichos arreglos de variables, se puede proceder a realizar la correlación cruzada con los códigos de Golay originales. Esta operación se realiza en el PDS con la ayuda de un programa dedicado a realizar este trabajo.

2.15

capítulo 2

2.5

Diseño de los subsistemas electrónicos del RODTC

DISENO Y REALIZACIÓN EXPERIMENTAL DEL SUBSISTEMA DE CORRELACI~N COMPLEMENTAR~A. LOS valores obtenidos por la subrutina de generación de

secuencias de Golay se envían a la memoria de acceso aleatorio del procesador digital de señales (PDS). Posteriormente, se envían también la5 muestras obtenidas por el CAD a la memoria del DSP para realizar la correlación cruzada entre estas dos series. El proceso de correlación se lleva a cabo por medio de un programa en ensamblador desarrollado con este fin, el cual se muestra en el apéndice c, Dicho programa inicia, como se muestra en la Figura NO. 2.6., principalmente, cambiando del formato de punto flotante IEEE 488 al formato de punto flotante del PDS32 el contenido de las localidades de memoria donde se encuentran almacenados tanto las muestras obtenidas como los códigos de Golay. Una rutina que se encuentra almacenada en la memoria de solo lectura realiza el trabajo de cambio de formato y se hace con el fin de evitar errores en las operaciones posteriores.

La forma en que se realiza el cambio de formato es que, la rutina de conversión de formato, llama a la localidad de memoria inicial, donde se alojan los datos a ser convertidos, después el valor modificado se almacena en la misma localidad de memoria que ocupaba el dato antes.

El PDS32 cuenta con memoria una de acceso aleatorio capaz de almacenar los datos de las muestras obtenidas y de los códigos de Golay. Esto es, hasta un límite de 128 bits debido, principalmente, a que se debe mantener localidades de memoria suficientes para almacenar los secuencias muestreadas, los códigos de Goiay y los datos resultantes de la correlación.

Los datos obtenidos después de realizar la correlación cruzada se tienen que cambiar al formato de punto flotante IEEE 488, para enviarse posteriormente al programa principal que se encuentra en la computadora personal. El programa principal es el encargado de establecer la comunicación entre el DSP32 y La computadora personal, así como de cargar al DSP32 con el programa para realizar la correlación cruzada.

2.16


Figura No, 2,6, Algorhno para realizar la correlación

cruzada en el PDS,

2.17


2.6 im13Ño Y REALIZACI~N EXPERIMENTAL DEL SUBSISTEMA DE GENERACI~N »E RUIM) GAUSSIANO.

El ruido Gaussiano que se emplea en este trabajo de tesis se genera por un programa desarrollado para esta aplicación en el PDS, como se muestra en la Figura No. 2.7. .

La parte principal del programa es una rutina que se encarga de generar números aleatorios con una densidad de probabilidad Gaussiana y media cero en un intervalo de '3.5 aproximadamente. Los números generados se almacenan en la memoria de acceso aleatorio del PDS, a partir de una dirección previamente establecida y que además dicha dirección es un requisito para correr dicha rutina.

Finalmente, se realiza la conversión del formato de punto flotante del PDS al formato de punto flotante IEEE del contenido de las localidades de memoria donde se encuentran almacenados los números generados por la rutina antes mencionada.

Cada vez que se hace correr el programa principal en la computadora personal, se cuenta con la opción de cargar el programa de ruido Gaussiano en el DSP con el propósito de tener valores diferentes de ruido; para contar con una buena simulación de ruido en el sistema de TxRx.

Para cargar el programa ruido en el PDS, el cual se muestra en el apéndice D, se utiliza una instrucción en lenguaje de programación "C", posteriormente se envían, por acceso directo a memoria, l o s datos que necesita el programa para su ejecución.

2.18

Capítulo 2 Diseño de los subsictemas electrónicos del RODTC

I de probabilidad Gauselana eritre -3.6 Y 3.6 con -la O +

Runna de cam- de formato de punto ñutanle del P-2 al ibnricrto de punto ñutante del IEEE y almacena en la memorla del PDs92 el aneglo de números aledorlos geneirrdoe

Figura No. 2.7. Agorihno para generar ruldo

Gaussian0 en el PDS.

2.19

Capítulo 3 Estructura de la programación empleada

3.1 DIAGRAMA DE FIUJO Y DESARROLLO DEL PROGRAMA PRINCIPAL.

El desarrollo del programa principal se realizó en el lenguaje de programación "C", como se muestra en el apéndice E.

Al correr el programa, primeramente, se ejecutan las instrucciones para determinar la posición, en la circuiteria, de los diversos componentes electrónicos instalados en la tarjeta para alambrado que se añadió a una de las ranuras del ducto de la tarjeta madre de la computadora personal, después se procede a configurar el reloj programable 8 2 5 3 y se definen las variables a utilizar.

~l cuerpo del programa esta compuesto por varias rutinas, (Ruido, Adquisición, Correlación y Graficado) que hacen posible la comunicación y la ejecución de diferentes programas en el PDS, se muestra eñla Figura No. 3.1.

RUTINA DE RUIDO. En la rutina de ruido se ejecutan las instrucciones

cargar al PDS con el programa para generar ruido Gaussiano, diagrama de flujo se observ6 en la Figura No. 2 . 1 .

como

para cuyo

RUTINA DE ADQUISICI~N. En la rutina de adquisición se carga en el PDS el programa

para transmitir las secuencias de Golay por el puerto serie de salida, en la Figura No. 2.5 se mostró el diagrama de flujo para este proceso.

Por otro lado, cabe mencionar que se recurrió al uso de la interrupción por circuiterla IRQ3, la cual se encuentra restringida por el controlador de interrupciones programable (PIC), para realizar el muestre0 de los datos por medio del CAD. Esto se hace posible con una rutina para leer los datos del CAD, los cuales se almacenan en dos variables. Dado que, se realizan dos lecturas, primero la parte alta (bits más significativos) y luego la parte baja, aunque esto se puede realizar en la forma que se desee. Ya que la definición de la lectura de los datos, se encuentra en el inicio del programa en la sección de direccionamiento del CAD, ahí se asigna la instrucción para realizar la lectura de datos digitales. La instrucción para elegir la lectura de los datos es por medio de una palabra de control, en este caso es la 0x300 y 0x301. Según las hojas de especificaciones del CAD, se debe poner un O o un 1 lógico en la terminal HBE, para que el dispositivo envíe al ducto de datos, la parte de la conversión que deseamos.

3.1


Figura No, 3,l I Algoriimo del programa principal,

3.2 I


RUTINA DE CORRELACI~N. En la rutina de correlación se carga al DSP con el programa

para realizar dicho proceso (las operaciones se realizan entre el contenido de las variables A [ ) y sa[], la5 cuales representan el código A de Golay y la respuesta del sistema al mismo código) y después de que el DSP ha terminado de procesar los datos, se procede a hacer una lectura de su memoria de acceso aleatorio; donde se encuentran los resultados de las correlaciones. L o s datos leídos se almacenan en una variable del tipo arreglo CA[], dentro del programa principal en "C". Inmediatamente se inicia la misma rutina, pero ahora para encontrar el resultado de las operaciones entre B[] y sb[], correspondientes al código B de Golay y la respuesta del sistema al código B. Si se hace una gráfica del contenido de cada uno los arreglos resultantes se observaría que el valor del primer dato de cada arreglo es el de mayor nivel con relación a los demás. Si se hace una suma entre los dos arreglos, el valor del primer dato se duplica y el de los subsecuentes se cancelan. Lo cual nos da como resultado un incremento de potencia y una buena manera de obtener una mayor relación señal a ruido en el sistema, como se observó en la Figura No. 1.4., para el caso de autocorrelación de los códigos de Golay.

Una vez que l o s datos se encuentran almacenados en variables del tipo arreglo CA[] y CB[], se hace una suma algebraica de para obtener la respuesta total de sistema, la cual se almacena en la variable C[].

RUTINA DE GRAFICADO. Es precisamente en la rutina de graficado, como se muestra en

la Figura No. 3.2, donde se representa el resultado final de las correlaciones, esta rutina se lleva a cabo por medio de unas instrucciones para graficar en tiempo real. Solo se tienen que dar los parámetros adecuados para que se ejecuten dichas rutinas.

3 . 3


. DEFINICI6N DE VARIAELES

I I I ASIGhlAC16N DE VALORES

RUTlhlA DE ORAFIPbDO

Figura No. 3.2. Algoritmo de la subrutina

de graficado.

3 . 4

Capítulo 4 Dispositivos, diagramas y mapas electrónicos

4.1 DISPOSITIVOS ELECTR~NICOS EMPLEADOS.

PROCEBADOR DIGITAL DE SERALES D8P32.

Arquitectura interna. Este dispositivo contiene memoria ( ROM y RAM ) , una unidad de

aritmética de control ( CAU ) , una unidad de aritmética de datos (DAU), sección de entrada/salida paralela ( PI0 ) , sección de entrada/salida serie ( SI0 ) y la sección de control.

Unidad aritmética de datos. En esta parte del dispositivo se ejecutan todas las

instrucciones del algoritmo para el procesamiento de las señales. Contiene un multiplicador y sumador de punto flotante, cuatro acumuladores de 40 bits y el registro de control de la unidad aritmética de datos ( DAUC ) .

La DAU puede desarrollar 6.25 millones de instrucciones por segundo. La forma de las instrucciones es ( a = b+c*d ) . Los datos para multiplicar en la DAU pueden venir de la memoria, un acumulador o de las secciones de entrada. Dichos datos son números de punto flotante de 32 bits con una mantisa de 24 bits y exponente de 8 bits. Los datos de entrada para sumar pueden ser de 32 Ó 40 bits. Las entradas de 40 bits solo pueden venir de uno de los cuatro acumuladores, a0 - a), o del multiplicador.

Las operaciones de suma y multiplicación en la DAU se realizan en paralelo, cada una requiere un ciclo de trabajo del procesador para su ejecución. El trabajo del control aritmético del proceso en paralelo se lleva a cabo en la unidad de control aritmético CAU.

Unidad de control aritmético. La CAU se utiliza para el direccionamiento de la memoria y

ejecutar las operaciones en números enteros de 16 bits. Esta unidad cuenta con 21 registros de propósito general de 16 bits (rl - r2i), un contador de programa ( pc ) de 16 bits y una unidad aritmética lógica ( ALU ) . Todos los registros de la CAU son estáticos y no requieren refrescamiento.

Memoria . Este dispositivo cuenta con una memoria ROM de 2048 octetos y

una memoria RAM de 4096 octetos organizados en tres bancos de (512x32). La RAM es dinámica y por lo tanto requiere de ser refrescada, esto se puede realizar automáticamente o bajo un control programado.

4.1


Ciclo de trabajo. El ciclo de trabajo del DSP32 se encuentra dividido en cuatro

estados. Estas cuatro estados consisten en: un estado de búsqueda de la instrucción, dos estados de lectura del operando en la memoria y un estado de escritura en la memoria.

Control. La sección de control es capaz de insertar un estado de espera

cuando se produce un conflicto en la CAW. La eficacia solo se degrada cuando la unidad de control inserta automáticamente el estado de espera ( cada estado de espera = un cuarto del ciclo de instrucción ) . Puerto serie de entrada/salida ( SI0 ) .

El SI0 convierte los datos de la entrada en serie a paralelo y l o s datos de salida en paralelo a serie. La cadena de datos en serie de entrada se cargan a la entrada del registro de corrimiento ( ISR ) y después en el reforzador de entrada ( IBUF ) . Las salidas del DSP32 se cargan en el reforzador de salida ( OBUF ) y después en el registro de corrimiento de salida ( OSR ) .

El SI0 también incluye una opción de direccionamiento directo a memoria DMA para transferencias entre IBUF, OBUF y la memoria sin la intervención del programa. La tabla No. 4.1., muestra una guía de referencia para las once terminales asociadas a este puerto.

El registro de control serie de entrada/salida ( IOC ) tiene un formato de 16 bits. La tabla No. 4.2., muestra el formato del registro IOC. Las tablas 4.1 y 4.2., se encuentran en el apéndice F.

Puerto paralelo de entrada/salida ( PIO ) . El PI0 consiste de tres registros de 16 bits, PAR, PDR, PIR;

un registro e 10 bits, EMR; un registro de 8 bits, PCR y un registro de 6 bits, ESR. Estos registros se utilizan para conectar este dispositivo a un microprocesador y para la detección de errores. En la tabla No. 4 . 3 . , se muestra la descripción de las terminales del PIO. Dicha tabla se encuentra en el apéndice F.

4.2


TEMPORISADOR PROGRAMABLE 8253.

características principales. -Tres contadores de 16 bits independientes. -ciclo de trabajo desde corriente directa hasta 2 MHZ. -Distintos modos de programar los contadores. -Contador binario o BCD. -opera con +5 Vcd. -Circuito integrado de 2 4 terminales.

Descripción de su funcionamiento. El temporizador programable de INTEL (8253) se usa para

resolver uno de los problemas mas comunes en los sistemas microcomputarizados, la generación de retardos de tiempo bajo un control por programación.

Otras funciones de este dispositivo son:

- Generador programable de secuencias. - Contador de eventos. - Multiplicador de secuencias binarias. - Reloj de tiempo real. - Generador de disparos digitales. - Controlador de motores complejos.

Reforzador del ducto de datos. Este reforzador es de ocho bits, b-----eccional y de tres

estados. Dicho reforzador se usa para interlazar el 8253 al ducto de datos del sistema y cuenta con tres funciones básicas:

- Programar los modos de operación del 8253. - Cargar la cuenta a los registros. - Leer los valores de la cuenta.

Lógica de lectura y escritura. La lógica de lectura y escritura acepta entradas del ducto de

direcciones y genera señales de control para la operación del dispositivo, el cual se habilita o deshabilita por el selector del dispositivo ( C S ) .

RD Lectura (Read). Un estado "bajo" informa al 8253, que la unidad central de

procesamiento (UCP) esta introduciendo un dato eh forma de un valor contable.

4.3

Capitulo 4 Dispositivos, diagramas y mapas electrónicos

m Escritura (write). Un estado "bajo" en esta entrada informa al 8253, que la UCP

esta sacando un dato en la forma de modo de información o cargando a los contadores.

AO, A l . Estas entradas se encuentran normalmente conectadas al ducto

de direcciones. Su función es seleccionar uno de los tres contadores para ser operado y direccionar el registro de la palabra de control para el modo de selección.

CB Selección del dispositivo (Chip Select). Un estado libajo'l en esta entrada habilita al 8253. No ocurre

ninguna escritura o lectura mientras no sea seleccionado el dispositivo. Esta entrada no tiene efecto sobre la operación de los contadores.

Registro de la palabra de control. El registro de la palabra de control se selecciona cuando A0

y A l se encuentran en un estado alto Este entonces acepta información del reforzador del ducto de datos y almacena el dato en un registro. La información almacenada en este registro controla el modo de operación de cada contador, la selección de la cuenta binaria o BCD y el cargado de la cuenta de cada registro.

Contadores O, 1, 2. Los tres contadores son idénticos en operación. Cada contador

consiste de un contador descendiente de 16 bits. El contador puede operar en modo binario o BCD y sus entradas puertas y salidas se configuran por la selección de los modos almacenados en el registro de la palabra de control.

pueden configurar y operar de distinta manera.

Formato de la palabra de control.

se encuentra en el apéndice F.

Definición de las siglas. SC - ( Select Counter ) Selección del contador.

contadores. Esta tabla se encuentra en el apéndice F.

RL - ( Read/Loaci ) Leer/Cargar.

Esta tabla se encuentra en el apéndice F.

L o s contadores son independientes totalmente, por lo tanto se

La tabla No. 4.4., muestra la palabra de control. Esta tabla

La tabla No. 4.5., muestra la forma de selección de los

La tabla NO. 4 . 6 . ' muestra la descripción del formato de L/c.

4.4


M - ( Mode ) Modo de operación.

operación. Esta tabla se encuentra en el apéndice F.

BCD - ( Binary Coded Deaimal ) sistema decimal con codificación

Esta tabla se encuentra en el apéndice F.

nodo de Operación: La salida estará en un estado bajo después de que se

inicialice el modo de operación. Entonces, la cuenta se carga en el registro seleccionado, la salida permanecerá en el estado bajo y el contador comenzará la cuenta. Cuando el contador alcance la cuenta final, la salida pasa a un estado alto y permanece en ese estado hasta que el contador del registro seleccionado se altera con una nueva cuenta o se carga con el modo de operación. Al recargar un contador durante una cuenta, el resultado es el siguiente:

La tabla No. 4 . 7 . , muestra la selección de los modos de

binaria. La tabla No. 4 . 0 . , muestra la selección del tipo de contador.

l).- A l cargar el primer octeto para la cuenta actual. 2).- Al cargar el segundo octeto comienza la nueva cuenta.

~ o d o usado: Modo 3 . - Generador de onda cuadrada. Divide por N el contador.

La salida permanece en un estado alto hasta que la mitad de la cuenta se ha completado (para números pares) y va a un estado bajo cuando se inicia la otra mitad de la cuenta. Si la cuenta es imDar,

en la salida estará en un estado alto para cuentas de (N + 1)/2 un estado bajo para cuentas de (N - 1)/2.

si el registro del contador se carga con un nuevo va durante la cuenta, este nuevo valor será reflejado a la sal inmediatamente después de la transición de cuenta actual.

or da


CONVERTIDOR ANAL6GICO DIGITAL DE 12 BITS ADS7800.

Características principales. - 333000 muestras por segundo. - Intervalos de voltaje de entrada de +- 5Vcd y +- lOVcd. - Reloj, Referencia, Muestre0 y retención, internos y salida de tres estados.

Descripción de su funcionamiento. Este dispositivo cuenta con un convertidor A I D de

aproximaciones sucesivas. Cuando llega a la terminal 19 un pulso de estado de polarización bajo con una duración mínima de 4 0 ns, coloca al ADS7800 en modo sostenido (pone las líneas de datos de salida en alta impedancia e inhibe las líneas de entrada) y la conversión comienza. La terminal 21, OCUPADO, se mantendrá en un estado bajo durante la conversión y cuando la operación ha concluido, los datos se transfieren a los reforzadores de salida.

Esto significa que los pulsos que llegan a la terminal 19 son ignorados, así que no se pueden iniciar nuevas conversiones durante una conversión.

Para usarse con un ducto de datos de 8 bits, los datos se pueden leer en dos octetos, bajo el control de la terminal 18, HBE. Con un estado de polarización bajo en esta terminal en el final de una conversión, se cargan en los reforzadores de salida los 8 bits menos significativos. Con un estado alto en la terminal 18, se cargan los 4 bits más significativos en las terminales (14 - 17), con las terminales ( 9 - 12) en estado bajo. Intervalos de entrada analógicos.

Este dispositivo ofrece dos intervalos, normalizados, bipolares de entrada: I 1 0 Vcd y ir5 Vcd. Si un intervalo de ir10 Vcd es requerido, la señal analógica de entrada debe ser conectada a la terminal 1. Si una señal requiere el intervalo de f5 Vcd, se ha conectar a la terminal 2 . En ambos casos, la terminal que no se use debe estar a tierra.

Control del ADS7800. Este dispositivo se puede conectar a los sistemas digitales

controlados por microprocesador. Las tres entradas de control son compatibles TTL/CMOS ( C S , R/C y HBE). Las funciones de las líneas de control se muestran en la Tabla No. 4.9. Esta tabla se encuentra en el apéndice F.

4 . 6

! I/


4.2 DIAGRAMA ESQUEMÁTICO, TIEMPOS DE ACCESO Y MAPA DE DIRECCIONAMIENTO.

La estructura global del reflectómetro Óptico en el dominio del tiempo por correlación complementaria desarrollado en este trabajo de tesis se muestra en la Figura No. 4.1. El control del proceso se lleva a cabo en una computadora personal, en la cual se encuentra un progragrama editado en lenguaje "C"; cuya finalidad es precisamente, controlar el flujo de información entre los diferentes componentes electrónicos del sistema y presentar en pantalla el resultado del análisis de la fibra bajo prueba.

Los componentes electrónicos se muestran de manera esquemática en la Figura No. 4.2. Estos, se encuentran ensamblados en una tarjeta compatible con el ducto estándar de la IBM para computadora personal.

Los tiempos de acceso, más importantes, a los dispositivos electrónicos relacionados con la TxRx de las secuencias complementarias se muestran en la Figura No. 4.3. Cabe mencionar que es solo hasta el segundo ciclo de reloj que el PDS saca por su puerto serie las tramas de 32 bits, que en este caso son los códigos de Golay que se encuentran almacenados en la memoria de acceso aleatorio del PDS. Por lo tanto, el primer dato muestreado por el CAD no se toma en cuenta.

muestra en la Tabla No. 4.10. El mapa de direccionamiento de los dispositivos empleados se

~

1

4 . 7


<

DUCTOOE DIRECCIONES DUCT0 AT COMPATIBLE u-

LO 4-

u-\ s - -___ DUCT0 DE CO- DUETO DE DATOS

* PUERTO SERIE

7 v CAD

CONVERT MO R FPB FILTRO PASA Ul(w;lCO~OiOirrt

SEf4ALo PROCEWOR KMpMI!Z4wR * DIE(TMDES&L

a# W32 wos ADS7800 A

8263 - SENIL ANAL6GIW

SENAL DE RELOJ

Figura No, 4,1, Dagrama a bloques dei sistema,

4 . 8


I I I

1 i !

i 1 !

I

i !

i

~

I i i

I I

i

I

I

j I I I

i I I I

j

I L I

I

2 j

4 . 9


RELOJ 8253 1

bo PSS-Tx DSP32

OCUPADO ADS7800 \ I \

ALTA IMPEDANCIA ALTA IMPEDANCIA DUCT0 DE DATOS

HBE ADS7800

Figura No. 4.3. Diagrama de Tiempos de acceso de TxRx.

4.10

-

Cavítulo

DIRECCIONES

- 4 Dispositivos, diagramas y mapas electrónicos.

DISPOSITIVO INSTRUCCI~N

OX300 ADS7 8 O 0 LECTURA - PARTE BAJA

II OX30B I 8253 I CONFIGURACI~N

OX301 ADS7 8 O0 LECTURA - PARTE ALTA

OX308

OX309

OX310

II OX3 17 I DSP32 I DIRECCI~N - PCR

~

8253 CONTADOR O

8253 CONTADOR 1

DSP3 2 DIRECCI~N - BASE

II OX3 18 I DSP32 I PIR - PARTE BAJA

OX3 12

II OX3 19 I DSP32 I PIR - PARTE ALTA

DSP32 PDR - PARTE BAJA OX313 I DSP32

Tabla No. 4.10. Mapa de direccionamiento de los dispositivos.

PDR - PARTE ALTA

4.11

OX3 1C 74LS373 1 TERMINAL BUSY DEL CAD

Capítulo 5 Resultados obtenidos

5.1 PRUEBAS FINALES.

como se mencionó en complementarias de Golay manera:

/ \

32, 64 y 128 Bits

el inciso 2 . 2 . , se emplearon secuencias de 32, 6 4 , y 128 bits, de la siguiente

1 Promedio ,/ Ruido Gaussiano - 10 Promedios

/ '\ 100 Promedios

Sin ruido -- 1 O Promedios \

... -1 1 00 Promedios

Por lo tanto, solo las simulaciones más relevantes se muestran el el apéndice A, ya que se produjeron un gran número de hojas de resultados.

Para tener una mejor relación señal a ruido es necesario transmitir varias veces las secuencias y después realizar una promediación entre el número de envíos. De esta manera se procedió para cada longitud de secuencia.

Una manera de hacer más real la prueba del sistema completo es añadir algo de ruido Gaussiano, que aunado al propio ruido del equipo nos brinda un resultado más apegado a la realidad. Este ruido Gaussiano se obtiene por medio de un programa en ensamblador que se ejecuta en el PDS y los valores generados se suman a las muestras adquiridas por el CAD en cada ciclo de TxRx.

Los resultados de algunas de estas operaciones sistemáticas se muestran en el apéndice A.

Respuesta de un filtro pasa bajos a un escalón unitario, a un impulso y a un pulso.

Consideremos el filtro pasa bajos pasivo que se muestra el la Figura No 5.1. Si la entrada x(t) es un escalón unitario, Figura No. 5.2a, entonces, la respuesta será:

5.1

Capitulo 5 Resultados obtenidos

como se muestra en la Figura No. 5.2b. Si hacemos la diferenciación de la ecuación anterior, como se muestra en la Figura No. 5 . 2 ~ tenemos:

( 5.2 )

Ahora consideremos la respuesta a un pulso rectangular de t = O , por ejemplo x(t)=dií[(t - r / 2 ) / r ] . duración r comenzando en

Colocando x(t) y h(t) en la siguiente ecuación:

(I

y ( t ) = h*x(t) = h(h)x(t-h)dh -0

( 5.3 ) 1,

con la ayuda de la interpretación gráfica de la convolución,

la cual, esta graficada para dos valores de r/RC y se muestra en la Figura No. 5.3. [la].

R

-I- Figura No. 5.1. I$

Filtro paso bajos RC..

5.2


O R C t <b>

Figura No. 5.2.

Formas de onda para un filtro pasa bajos RC.

(a) Escalón unitario;

(b) respuesta al pulso y , ( t ) ;

(c) respuesta al impulso h ( t ) =dy,,(t) / a t . -

-

5.3


O

Figura NO. 5.3.

Respuesta a un pulso rectangular de un filtro pasa bajos RC.

(a) r/RC > 1;

(b) r/RC a 1.

5 . 4

CapStulo 5 Resultados obtenidos

5.2 MEDICIONES EFECTUADAS.

FotografSa de la tarjeta del reflectómetro en el dominio del tiempo por correlación complementaria.

5 . 5

- -- __ -___- - - ~__ .____ -


Fotografía d'el sistema completo del reflectómetro en el dominio . . del tiempo por correlación complementaria.

Las mediciones efectuadas se presentan en el apéndice A.

5.6

Capítulo 6 Conclusiones y tendencias tecnológicas

6.1 CONCLUSIONES.

En este trabajo de tesis se ha estudiado la técnica de reflectometrla por Correlación complementaria con aplicación a mediciones en sistemas de comunicación por fibra óptica.

Asimismo Se trabajó sobre la adecuación y correlación cruzada de secuencias complementarias utilizando un sistema de procesamiento digital de señales (PDS), donde se incluyeron programas en ensamblador para la generación de ruido Gaussiano, almacenamiento y transmisión de las secuencias. Cabe mencionar que una de las ventajas que mostró el uso del DSP32 fue el empleo de su' memoria "RAMt1, capaz de almacenar las secuencias complementarias, ya que simplificó de manera significante el manejo y control de las secuencias. Además se diseñó un programa en lenguaje de programación "C" para la promediación temporal, graficación e interf az entre la computadora personal y la tarjeta del reflectdmetro en el dominio del tiempo por correlación.

Para probar el sistema desarrollado, se utilizó un circuito de simulación de la respuesta exponencial de una fibra óptica uniforme.

En el sistema desarrollado se realizaron experimentos sobre las muy interesantes propiedades de las técnicas reflectométricas con correlación complementaria, también se evaluó el desempeño de la instrumentación basada en estos algoritmos. Se observó que la arquitectura empleada funciona muy bien y se hace mención que se puede obtener una mayor resolución espacial en la fibra Óptica bajo prueba si se reemplazan algunos componentes electrónicos. Uno de estos dispositivos seria el convertidor analógico digital ADS7000, el cual podría ser sustituido al menos, por un AD9032, cuya tecnología es más avanzada y le permite muestrear a 25MHz. Otro componente a sustituir es el temporizador programable 8253, éste sería suplantado perfectamente por un 02C54-2, el cual puede generar una onda cuadrada de 5 MHz a partir de un reloj de entrada de 10MHz. Estos cambios se proponen porque la velocidad, de transmisión de las secuencias de prueba, guarda una relación directamente proporcional con la resolución espacial en la fibra óptica.

Este desarrollo puede ser generalizado a modo de constituir una herramienta educacional para otros tipos de reflectometría temporal (ultrasonido, etc), identificación de sistemas y estudios de radar.

6.1

Capítulo 6

6.2 TENDENCIAS TECNOLÓGICAS. Conclusiones y tendencias tecnológicas

La técnica presentada en este trabajo constituye una alternativa interesante al empleo de reflect6metros convencionales, 10s cuales, Para tener alcances grandes, requieren láseres de alta potencia pico (alto costo), io que inevitablemente degrada la resolución espacial en la medición.

Por ello la técnica de reflectornetria por correlación complementaria esta siendo actualmente mejorada con la inclusión de procedimientos de procesado digital de señal, para mejorar los parámetros de alcance, resolución y tiempo de análisis, y es de esperar la aparición de la segunda generación de este tipo de instrumentación en el campo de las telecomunicaciones por fibras ópticas.

este campo tales como: Adicionalmente otras tecnologías están siendo aplicadas en

reflectometría en el dominio del tiempo con detección coherente, basada en el empleo de modulación pulsada acusto- óptica y recepción heterodina. Esta técnica permite alcances superiores pero aún esta en etapa experimental debido a la , disponibilidad de los dispositivos usados en comunicaciones coherentes.

reflectometría de baja coherencia, que utiliza fuentes Ópticas de ancho espectro en configuraciones interferométricas, y permite resolver distancias sub-milimétricas, pero con un alcance limitado (cm), aplicable en el interior de circuitos ópticos.

reflectometría en el dominio de la frecuencia, que utiliza un barrido en frecuencia óptica portadora, o en frecuencia subportadora en modulación de amplitud, posee buena resolución espacial.

técnicas reflectométricas están siendo usadas con censores de fibras Ópticas para la medición de distribuciones de variables físicas tales como temperatura, esfuerzos, campos electromagnéticos, etc.

,

6 . 2 81

Referencias

REFERENCIAS.

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xi

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[18] A. Bruce Carlson, 'Communications systems; an introduction to signals and noise in electrical communicationq8, McGraw - Hill Kogakusha, pp. 60 - 61, Second edition printed in 1975.

xii

Apéndice A

RESPl lESIR R 1.R SECUENCIA ñt

~~

. O 0 80 .0

I I EMPO

HESPUESIR R LR SECUENCIR E *

. O 0 8 0 . 0

1 I EMPO

RESPUESTO R La SECUENCIR R - ,,

4 .o0 O z 3.00

J - E 2 . 0 0 a

1.0

o .o0 0 . 0 40 .0 80 .o

1 I EMPO

RESPUESIR R LO SECUENCIR 8 -

4 .o0 O 2 3.00 J ,. I: 2.00 a

1 .o

0 .00 0 . 0

T I EHPO

-i . O 0

80.0

xiii

Apéndice A

CORRELRCION C R [ < S R + > + < S A - > ]

-50{T3-7-T7 m w r ? ~7-7-4-50 80 .0

T I EMPO 0.0 40.0

sunn DE CORREL~~CIONES

300 ' I ~ - a g 150

c 100- O

50

O

-50 -50 o .o 40 . O 80.0

TIEMPO

CORRELfiCION CB t C < S B + > + < S E I - > ]

T I EHPO

CORRELRCION LOGRRITMICA

xiv

Apéndice A

FUNCI (IN EXI’I INCNCI~I., C u R R E L a c I o N NomaLxzaoa

a 1 . 0 I .o I

.so g 0.80 0.50

0 . 4 0

0.20 .20

. O 0 -0.50 0.00 1 I EHPO 1 I EHPO

ERROíi OCL SISTEHG

1 .so

a I o 5 c O o O > O - l.i_i- _c

0.00

- 0 . so 80 .o -0 .so o .o 40 .o

T I LMPCJ

L B I T S : 32

N 3 R O H . : 1

FRCJX. : 1000

PJINEGL : 2 5 4 . 9 7

P L O G . : 24.06

S/R <de> : 4 9 . 6 2 5 8

Tau <RC> : 0.0001

xv

Apéndice A

7 7 . O 0

-2 , ! i i l ~ , r , - , - d - 2 .50

1 I EMPO o .o 4 0 . 0 80'.0

-3 .o0 -4 .o0 ' 0 . 0 40.0 80 .0

7 I EMPO

x v i

Apéndice A

RIIIOO S A * RUIDO S A -

2.509 2 . 5 0

11lIIOO S R .

1 I LMl'0

RIIIOO SR

-2 . so -+--2. so 0 . 0 4 0 . 0 80 .0

T l E H P O ' .

81 -3.00+"- 0 . 0 40 .0

1 1 EMPO

2.1111

1 . 0 1 I

I) , I J I J

. I . l I

.-2 . 00

-3.00 O

1

xvii

Apéndice A

1 I EMPO

CORRELOCION LOCRRI 1MICCl

- l s . o ~ ~ o d - l s . o 0 .o 80.0

xviii

Apéndice A

FUNCI ON ExPnNk:Nc I ai.

$ 0.80 W 0 0.60

0 . 4 0 0.40

11.20 0 . 2 0

I1 . I M J 0 . 0 40 .o 00.0

T I EnPo

ERROR DEL S I S l E I U I

1 I EHPO

L . E l T S : 32

N-PROH. : I

FRC-TX. : ioon I'JINEnL : 270.01

PJOG. : 24.31

S / R <dB> : 27.9626

Tau <RC> : o.oooi

r I Enw

x i x

- -1.. ----------- -_ - -- - -- ---------- _-

Apéndice A

-1.0 o .o 40.0

T I EHPO

n F s P u E s i n CI LR SCCUENCICI e t

- 1 .o o .o

5.00

4 .00

3 I-

n

0 . ( J O

€"."O

-I.O]-------.J o o .o 4 0 .o 80 .o T I EnPO

RESPtIESICI CI L A SECUENCIA R -

5 . 0 o 3 E" . I10

xx

Apéndice A

R 2.50

- 2 .5o j I

RUIDO SI?+

2.504 12.50

-3 .00- C..n,,r.l-n”-”-”-.-3 40 .O 8n .o . (10 0 . 0 1 I EMPO

xxi

Apéndice A

%5<1 3001 t30U 2 S O

a I

z Y c 100 O

O

'7mrmr-m -50 4 0 ; O 80.0 0 . 0

I I EMPO

T I EMPO

-30. O o &- .o 40.0 e o ~ n 1 I EnPo

xxi i

Apéndice A

1 . 4 0 I . 4 0

a - p o on W 8 0.60

0 . 4 0 .40 a

0.20 .20

0 .0 41) n 1 I L niw

ERROR DEL SlSlEMn

1 I EnPO

-0 ,so~mmrrrr,mnn",,rnmrmf -0.51) 0 .0 4 0 . 0 80 .0

T 1 EMlW

L E I T S : 32

NJROM. : 10

FRC-TX . : 1000

PJINERL : 257.59

P l O G . : 2 4 . 1 1

S / R < d B > : 4 5 . 8 5 8 2

TRU <RC> : 0.0001

xxiii

Apéndice A

5 . 0 0

4 .on

:I . 1 1 0

a , 0 1 1

1 .o

0 . 1111 3

T IEMPO

nEsPUCSlA Q LQ SECUENCIQ I3

a C :I .UIJ I

J

O E :: . I l l1

I . o

u.oo 1 I EnPo

1 I EMPO

5 .o0

1 . I J U

: 1 . l 1 0

i ! 00

1 .II

u . o 1 1 o

xxiv

Apéndice A

-500

TI EHPO

CORRELRCION LOORRITMICR

;.!o I

x x v

Apéndice A

FUNCION EXPONENCIAL

a

'o 0 .60 o

O .40

0 .20

o .o0

.20

1 I EMPO

ERROR DEL SlSTEMñ

CORRELRCION N O R M ñ L I Z ~ O A

- T I EMPO

LJ31TS : 128

NJ'ROM. : 1

FRCJX. : 1000

PJINEñL : 1021.60

PJOG. : 30.09

S/R <de) : 49.7599

T ñ U <RC> : 0.0002

-0 .50 L T T ~ - O . O 1 0 2 0 3 0 50

T 1 EMPO

xxvi

Apéndice F

Reforzador de Es una bandera para indicar el entrada lleno estado del reforzador de entrada

Reforzador de Es una bandera salida vacío estado del ref0

Habilita a DO para salir.

Tabla No. 4.1. Descripción de las terminales del SIO.

xxvii

i/ Apéndice F

Bits

O

1

3 , 2

Símbolo Función

interno.

se esta usando.

frecuencia1 de carga y SY.

ASY si O, S Y es externo. si 1, SY es

BC Si O, ICK se esta usando. Si es 1, OCK

SLEN Estos bits seleccionan la tasa

O 0 - xx O1 - 8 10 - 1 6 11 - 32

4

5

7 , 6

8

9

11,lO

Si O, quita error de sanidad. Si 1, coloca error de sanidad.

II-- 12 I SAN I

AIC Si O , el reloj ICK es externo. Si 1, el reloj ICK es interno.

AIL Si O, el reloj ILD es externo. Si 1, el reloj ILD es interno.

ILEN Estos bits especifican la longitud de l o s datos serie de entrada

O0 - xx O1 - 8 10 - 16 11 - 3 2

AOC si O, OCK es externo. si 1, OCK es interno.

AOL Si O , OLD es externo. Si 1, OLD es interno.

OLEN Estos bits especifican la longitud de los datos serie de salida

O 0 - xx O1 - 8 10 - 16 11 - 32

15 - 13

Tabla No. 4.2. Formato del registro IOC

DMA[2-O] Diferentes formas de entradas y salidas del DMA desde O00 a 111.

xxviii

Apéndice F

Símbolo

PDBO-PDBJ

PABO-PAB2

PEN

PGN

PWN

Nombre Descripción

Duct0 de datos Ducto de datos bidireccional de a paralelo bits para interconectarse conbun

Ducto de Direccionamiento de tres bits del

paralelo una porción de los registros PAR,

microprocesador.

direcciones microprocesador. PAB selecciona

PDR y EMR.

Habilitación PEN habilita la escritura o de escritura del PDB.

interconexión

Habilitación PGN habilita al PDB para la

datos al microprocesador del registro PI0 seleccionado.

de lectura salida de .datos y permite leer

Habilitación PWN habilita a l o s registros del de escritura PI0 para escritura del

microorocesador.

Interrupción Esta señal se puede usar como una I del orocesador interruwción al microorocesador. 11 PINT

PDF Llenado de PDF se activa cuando se escribe datos paralelo en el PDR y se desactiva cuando

se lee el PDR por el DSP32 o el microprocesador.

DJ D6

sc1 SCO

Tabla No. 4 . 4 . Formato de la palabra de control.

D5 D4 D3 D2 D1 DO

RL1 RLO M2 M 1 MO BCD

xxix

sc1

O

O

1

1

1

SCO Función.

O Selección del Contador O

1 Selección del Contador 1

O Selección del Contador 2

1 Ilegal

O

1

O

1

xxx

O Ilegal

O LeerICargar solo el octeto más

1 LeerICargar solo el octeto menos

1 LeerICargar primero el octeto menos

. significante

significante

significante y después el octeto más significante

O

O

X

X

1

1

O O Modo O

O 1 Mode 1

1 O Modo 2

1 1 Modo 3

O O Modo 4

O 1 Modo 5

Apéndice F

O

1

Contador Binario de 16 bits

Contador de ( 4 decadas ) BCD

Tabla No. 4.8. Selección del tipo de contador.

X 1

O 1

O 1

Inválido - Salidas en alta impedancia. Retiene la señal e inicializa la

conversión.

Pone los reforzadores de salida en alta impedancia una vez que la conversión ha

concluido.

1

1

1 Coloca los bits más significativos en

1 Inhibe el inicio de conversión.

el ducto de datos.

Tabla No. 4.9. Formato de control del ADS7800.

1

X

xxxi

1 Inválido - Salidas en alta impedancia. O Conversión en progreso. Salidas en alta

impedancia. Nueva conversión inhibida hasta que la presente conversión haya

concluido.

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