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Copyright © 2005 Jose Martín Echeverría Ormaechea

CAPÍTULO 3

ETAPA DE POTENCIA

En el capítulo anterior se ha proporcionado una visión global acerca de los convertidores CA-CA así como de las diferentes tecnologías más ampliamente utilizadas para su desarrollo. El objetivo de este capítulo es la descripción de la etapa de potencia del convertidor de bajo coste objeto de estudio de la presente tesis doctoral así como de los cálculos que deben realizarse para un correcto dimensionamiento de dicha etapa.

Para ello se comienza describiendo de forma general la estructura de la etapa de potencia de un convertidor tensión frecuencia no regenerativo con configuración de bus intermedio para posteriormente describir cada una de sus etapas de forma individual.

Capítulo 3


3-2

3.1 INTRODUCCIÓN

Como ya se ha comentado anteriormente la etapa de potencia de un convertidor tensión frecuencia variable es la encargada de rectificar el sistema trifásico de tensiones de entrada, almacenar energía en forma de tensión continua en el bus intermedio y convertir dicha tensión continua mediante el empleo de un módulo inversor en un sistema trifásico de frecuencia y tensión ajustables en función de la velocidad de giro que se desea obtener en el dispositivo electromagnético conectado a la salida.

Desde un punto de vista general la etapa de potencia de un convertidor con circuito intermedio funcionando en modo tensión puede divid irse en los siguientes módulos.

FILTRODE

ENTRADARECTIFICADOR

CO

ND

EN

SA

DO

RE

S

CH

OP

PE

R

INVERSOR

CARGA DE LOSCONDENSADORES

DRIVER

AIS

LAM

IEN

TO

ELE

CT

RIC

O

DETECTORSOBRETENSIÓN

CIRCUITO INTERMEDIO

Figura 3.1 Diagrama de bloques de la etapa de potencia

Con el fin de reducir la emisión electromagnética y las posibles perturbaciones que pudieran ocasionarse a cualquier otro dispositivo conectado a la misma alimentación trifásica que el convertidor, es necesario implementar un sistema eficaz de filtrado a la entrada del mismo. El dimensionamiento de este filtro dependerá en gran medida del diseño de la etapa de potencia así como de la elección de los parámetros de funcionamiento del convertidor.

Dentro del circuito intermedio pueden distinguirse cuatro módulos claramente diferenciados. Por un lado, y teniendo en cuenta que el convertidor

Etapa de Potencia


3-3

está orientado a alimentar cargas en modo tensión, es necesario introducir un sistema de condensadores en el bus de continua que garantice la máxima estabilidad posible de la tensión proporcionada por el rectificador. En el momento de conectar el sistema, los condensadores se encontrarán completamente descargados por lo que , para evitar elevadas peticiones de corriente durante su carga, es necesario introducir un segundo bloque que en función de la tensión del bus de continua controle la corriente que circula por dicho bus en los instantes iniciales. El tercer módulo al que se hace referencia está encargado de medir en todo momento la tensión del circuito intermedio y comunicar dicho valor a la etapa de control de forma que se garantice el aislamiento eléctrico entre ambas etapas. La medición de la tensión de bus permite controlar la velocidad de carga de los condensadores del bus intermedio y garantiza que, en caso de que la carga eléctrica conectada al convertidor comience a trabajar en modo regenerativo, se evacue el exceso de energía mediante un cuarto módulo, consistente en un chopper, evitando de este modo aumentos peligrosos de la tensión con la que operan los condensadores. El circuito de frenado regenerativo o chopper consiste en la introducción de un elemento semiconductor de potencia que, en caso de detectarse un aumento de la tensión del bus de continua, conecte una resistencia de potencia en paralelo con los condensadores del citado bus con el fin de evacuar el exceso de energía. En caso de sustituir el rectificador no controlado por un inversor (topología típica de un inversor regenerativo) no sería necesario la inclusión de un chopper en el circuito intermedio dado que el exceso de energía podría ser devuelto a la red de alimentación. Sin embargo esta solución, a pesar de ser mejor desde un punto de vista energético, resulta más cara y complicada de controlar.

El inversor, que en el caso que nos ocupa está compuesto por seis conmutadores de potencia conectados en configuración de puente trifásico de Graetz, requiere un módulo intermedio denominado driver para la adecuación de los niveles de tensión de las señales PWM generadas por la etapa de control. Estas señales de control se aíslan eléctricamente de la etapa de potencia a través de una batería de opto acopladores.

Capítulo 3


3-4

A continuación se va a profundizar en cada uno de los módulos anteriormente descritos comentando los criterios que se han seguido para su elección y dimensionamiento.

3.2 MÓDULO COMBINADO

Como se ha comentado anteriormente, el diseño y funcionamiento de los convertidores de frecuencia requiere el empleo de semiconductores de potencia. Este tipo de dispositivos funcionan como interruptores y por lo tanto alternan entre dos posibles estados:

• Posición de bloqueo o corte. El semiconductor no permite el paso de la corriente eléctrica y bloquea las tensiones aplicadas al mismo.

• Posición de conducción también llamada saturación. El semiconductor permite el paso de corriente eléctrica y la caída de tensión entre sus extremos depende de la tecnología de fabricación.

En un interruptor ideal sería deseable lograr las siguientes características de funcionamiento:

• Pequeña intensidad de fuga cuando el semiconductor se encuentra en su estado de bloqueo.

• Capacidad de bloquear elevadas tensiones.

• Alta capacidad de conducción de corriente eléctrica en el estado de conducción.

• Pequeña caída de tensión en el estado de conducción.

• Alta velocidad de conmutación con el fin de limitar al máximo las pérdidas que se producen durante dichas conmutaciones.

• Elevada inmunidad del dispositivo semiconductor ante variaciones abruptas tanto de la tensión como de la corriente (dv/dt y di/dt).

• Pequeñas tensiones e intensidades de control para reducir al máximo la potencia requerida para el control del dispositivo.

Etapa de Potencia


3-5

En los dispositivos que pueden encontrarse en el mercado, la tecnología empleada en su fabricación alejará su comportamiento más o menos respecto de las características anteriormente mencionadas. En general puede afirmarse que las características más importantes a la hora de seleccionar el tipo de semiconductor son las siguientes:

• Tensión de utilización. Esta tensión dependerá directamente de la potencia del convertidor tensión frecuencia desarrollado. En general, la tensión de bloqueo del dispositivo deberá ser por lo menos el doble que la tensión nominal a la que se verá sometido durante su funcionamiento nominal.

• Intensidad nominal de empleo. La tecnología de fabricación del semiconductor fijará en gran medida su capacidad para trabajar en paralelo con otros dispositivos idénticos y por lo tanto la capacidad de transmitir corriente eléctrica.

• Tiempos de conmutación. En general todos los dispositivos semiconductores precisan mayores tiempos para pasar del estado de conducción al estado de corte que viceversa. Esta característica asimétrica en el disparo de los mismos exigirá la introducción un tiempo muerto, dead time, mayor o menor en función del tipo de dispositivo seleccionado.

• Velocidad de conmutación. Como se ha comentado en el capítulo anterior con el fin de disminuir el contenido de armónicos a la salida del convertidor es conveniente aumentar la frecuencia de conmutación, dado que de este modo se distribuyen dichos armónicos alrededor de la frecuencia de conmutación y sus múltiplos, siendo fácilmente filtrados por el filtro pasa bajo formado por las bobinas del motor.

• Corriente de fuga mientras el dispositivo permanece en estado de bloqueo. Posteriormente se comprobará la importancia de este parámetro a la hora de dimensionar los circuitos de disparo de los semiconductores en el caso de que se seleccione la técnica de bootstrap a la hora de implementar el driver. Una alta corriente

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de fuga producirá una elevada descarga de los condensadores de bootstrap por lo que éstos deberán sobredimensionarse.

• Caída de tensión durante la conducción. Las pérdidas en todo dispositivo semiconductor pueden ser divididas en dos tipos claramente diferenciados. Por un lado, las pérdidas por conmutación que se producen durante el cambio de estado de los semiconductores y que, por lo tanto, serán directamente proporcionales a la frecuencia de trabajo de la onda portadora. Por otro lado, las pérdidas por conducción, que serán iguales a la caída de tensión en el dispositivo multiplicada por la corriente que circula por el mismo. Por lo tanto, a mayor caída de tensión mayores pérdidas por conmutación a corriente constante.

• Potencia de control. Cuanto menores sean los requerimientos de potencia para conmutar el semiconductor, más sencillo y barato resultará el sistema electrónico necesario para realizarla.

3.2.1 EVOLUCIÓN DE LOS COMPONENTES DE POTENCIA

La historia de la electrónica de potencia comenzó en el año 1900 con la introducción del rectificador de arco de mercurio [48]. Posteriormente, aparecieron el rectificador de tanque metálico, el rectificador de tubo al alto vacío de rejilla controlada, el ignitrón, el fanotrón y el tiratrón. Este tipo de dispositivos precursores de los actuales dispositivos semiconductores se aplicaron en dispositivos orientados al control y gestión de la energía eléctrica hasta la década de 1950.

La primera de las revoluciones electrónicas comienza en 1948 con la invención del transistor de silicio en los Bell Telephone Laboratories por los investigadores Bardeen, Brattain y Schockley. La mayor parte de los dispositivos que actualmente se están empleando parten de esta invención.

La aparición en 1958 de los primeros dispositivos PNPN comerciales (tiristores) marca el inicio de la actual evolución de la electrónica de potencia. Desde entonces se han introducido nuevas tecnologías con el fin de controlar

Etapa de Potencia


3-7

grandes cantidades de energía con una eficiencia cada vez mayor. En los siguientes apartados se describen con detalle este tipo de dispositivos.

Capítulo 3


3-8

3.2.1.1 Dispositivos no controlables

El principal componente de los módulos rectificadores no controlables es el diodo de potencia.

Un diodo conduce cuando el voltaje de su ánodo es más alto que el de su cátodo, siendo la caída de voltaje directa de un diodo (VFM) de potencia muy baja, típicamente entre 0.5 y 1.2 V. Si el voltaje de cátodo es más alto que el voltaje de ánodo, se dice que el diodo está en modo de bloqueo.

P

N

J1

A (Ánodo)

K (Cátodo)

A (Ánodo)

K (Cátodo)

Figura 3.2 Diagrama de bloques y esquemático de un diodo

El fenómeno físico de la semiconductividad está basado en el desplazamiento de portadores de carga los cuales tienen velocidades muy altas en su movimiento, aunque finitas. Por ello, las dos transiciones entre los estados de conducción y bloqueo no pueden ser instantáneas. Las características dinámicas de los diodos en rectificadores operando a frecuencias industriales tienen una relevancia pequeña, pero en aquellos casos en los que la frecuencia aumenta hasta unos 50 kHz (por ejemplo en los diodos de rueda libre que se colocan en paralelo con los elementos de conmutación) , éstos han de tenerse en cuenta. Al proceso de paso del estado de conducción al de bloqueo se le llama recuperación inversa del diodo.

Etapa de Potencia


3-9

En la Figura 3.3 se representa la evolución de las intensidades y tensiones durante la fase de recuperación de un diodo. En la curva superior puede observarse la evolución de la intensidad ánodo cátodo a la que se le suele designar como intensidad anódica iA. La disminución de esta corriente diA/dt está determinada por el circuito sobre el que actúa el diodo y condiciona en gran medida el proceso de recuperación inversa. La tensión inversa VR(DC) aparece al terminar el tiempo de almacenamiento o tal-d. El tiempo tc, que es el tiempo que necesita la corriente para anularse, se denomina tiempo de caída. La suma de ambos tiempos trr recibe el nombre de tiempo de recuperación inversa (del inglés, reverse recovery time).

cdalrr ttt += − [ 3.1 ]

El proceso inverso, es decir, el paso del estado de bloqueo al estado de conducción es mucho menos crítico. Está caracterizado por el tiempo de recuperación directa trd (del inglés, direct recovery time). Antes de aparecer la caída de tensión directa propia de la conducción, aproximadamente de 1 a 2 V., ocurre un breve pico de tensión denominado pico de recuperación directa. En la Figura 3.1 VAK representa la tensión aplicada entre el ánodo y el cátodo del diodo.

Las principales características que se deben tener en cuenta a la hora de seleccionar los diodos son los siguientes. En el estado de bloqueo el diodo presenta unos valores máximos que puede tolerar tales como:

• VRRM Tensión de pico inversa repetitiva.

• VRSM Tensión de pico inversa no repetitiva. (Transitoria)

• IRRM Valor de pico para la intensidad de fugas con VRRM

Las características en sentido directo o de conducción son las siguientes:

• IF(AV) Intensidad directa media. Medida mediante un semiciclo de corriente de 50 ó 60 Hz de onda senoidal. con una temperatura del diodo constante.

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• IF(RMS) Intensidad directa eficaz. Medida mediante un semiciclo de corriente de 50 ó 60 Hz de onda senoidal con una temperatura del diodo constante.

• IFSM Intensidad directa instantánea máxima. Medida no repetitiva realizada mediante una semionda senoidal de 50 ó 60 Hz.

t

t

i

V

VFM

VR(DC)

ta tc

t rr

I r /2

r /2I

qr

di /dtAA

A Kl-d

Figura 3.3 Características de recuperación inversa del diodo

Las curvas características dependen de la temperatura de la unión semiconductora por lo que será especialmente importante prestar una especial atención al diseño del sistema de refrigeración.

Los diodos de potencia que pueden encontrarse en el mercado son principalmente de tres tipos: de uso general, de alta velocidad (también

Etapa de Potencia


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llamados de recuperación rápida) y los Schottky. Los diodos de uso general están disponibles para bloquear tensiones de hasta 3000 V y permitir la circulación de corrientes de hasta 3500 A con tiempos de recuperación inversa superiores a los 20 µs. Los diodos de recuperación rápida cuentan con unos niveles de tensión y corriente algo inferiores con tiempos de recuperación inversa que varía entre 100 y 5000 ns. Los diodos Schottky están constituidos por una unión metal-semiconductor en lugar de la unión convencional semiconductor-semiconductor y cuentan con tensiones umbrales (tensión directa a partir de la cual el diodo conduce) mucho menores que los diodos de uso general y los de recuperación rápida. Su velocidad de conmutación es equiparable a la de los diodos de recuperación rápida. Tanto los diodos de recuperación rápida como los diodos Schottky son esenciales para la interrupción de los convertidores de potencia a altas frecuencias.

3.2.1.2 Dispositivos semicontrolables y controlables

Se denominan dispositivos semicontrolables aquéllos que aceptan señales de control para pasar del estado de bloqueo al estado de conducción, pero en los que el paso inverso está determinado bien por la red de alimentación, bien por la carga. Dentro de esta categoría se agrupan los SCR (del inglés, Silicon Controled Rectifier) o tiristores.

Por el contrario se denominan dispositivos controlables o de conmutación propia aquéllos que permiten su activación y desactivación a través de su entrada de control. Dentro de esta categoría se agrupan los GTO, transistores MOSFET, transistores BJT (del inglés, Bipolar Junction Transistor) y los IGBTs entre otros.

3.2.1.2.1 Tiristor

Este dispositivo es conocido también como rectificador de silicio controlado o SCR. Se presentó en 1956 aunque no se fabricó de forma comercial hasta dos años más tarde. Históricamente se trata de uno de los dispositivos más importantes en la electrónica de potencia ya que se han empleado de forma masiva.

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Se trata de un dispositivo de cuatro capas de estructura PNPN con tres uniones PN. Cuenta con tres terminales: ánodo, cátodo y compuerta (Figura 3.4). Cuando el voltaje del ánodo se hace positivo con respecto al cátodo, las uniones J1 y J3 se encuentran polarizadas de forma directa o positiva. La unión J2 se encuentra polarizada de forma inversa y sólo fluirá una pequeña corriente de fuga del ánodo al cátodo. Si dicho voltaje directo aumenta por encima de un determinado valor conocido como tensión directa de ruptura, la zona J2 entrará en ruptura y se producirá un gran movimiento libre de portadores a través de las tres uniones, que provocará una corriente directa elevada desde el ánodo hacia el cátodo. Esta corriente deberá ser mayor que un determinado valor conocido como corriente de enganche con el fin de mantener la cantidad requerida de flujo de portadores a través de la unión. De lo contrario , al reducirse el voltaje del ánodo al cátodo, el dispositivo volverá al estado de bloqueo.

G(Compuerta)

P

N

P

N

J1

J2

J3

A (Ánodo)

K (Cátodo)

A (Ánodo)

K (Cátodo)

G(Compuerta)

Figura 3.4 Diagrama de bloques y s ímbolo del tiristor

Una vez que el tiristor se encuentra activado se comporta como un diodo en conducción, ya que a partir de ese momento se pierde todo el control sobre el dispositivo. Así, el tiristor seguirá conduciendo hasta que la corriente que circula de ánodo a cátodo baje por debajo de un valor mínimo conocido como corriente de mantenimiento. A partir de ese instante se forma una región de agotamiento en la unión J2 y el tiristor pasará directamente al estado de bloqueo.

Etapa de Potencia


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Una forma de activar el tiristor sin necesidad de emplear elevadas tensiones directas consiste en conectarlo a una pequeña tensión entre el ánodo y el cátodo (polarización positiva del tiristor) e introducir simultáneamente un pulso de corriente a través de la señal de compuerta. Nuevamente, una vez disparado se depende de las características del circuito en el que ha sido introducido el tiristor para que deje de conducir.

Durante el diseño de circuitos de potencia empleando tiristores se deben tener en cuenta las siguientes consideraciones:

• La señal de compuerta debe eliminarse después de activarse el tiristor. Una señal continua en la compuerta aumentaría la pérdida de potencia en dicha unión.

• Mientras el tiristor esté con polarización inversa, no se debe introducir señales en la gate. De lo contrario, el tiristor puede fallar debido a una corriente de fuga incrementada.

• El ancho de pulso de la señal de disparo debe ser mayor que el tiempo requerido para que la corriente del ánodo se eleve al valor de la corriente de enganche. En la práctica, se requiere una anchura de pulso de disparo mayor que el tiempo de activación del tiristor.

• Introducción de inductancias en serie para la limitación de la di/dt. Los tiristores requieren un tiempo mínimo para dispersar la conducción de la corriente de forma uniforme a través de sus tres uniones. Si la velocidad de elevación de la corriente a través del ánodo es muy alta en comparación con la velocidad de dispersión aparecerán puntos internos de calentamiento, por lo que el dispositivo podrá fallar debido a temperaturas excesivas.

• En caso de que la carga sea altamente inductiva se deberá colocar una red RC en paralelo con el tiristor para protegerlo contra el dv/dt generado durante las conmutaciones.

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Durante los últimos años han surgido elementos de conmutación basados en la topología del tiristor con el fin de compensar algunas de sus limitaciones. Dentro de esta familia de semiconductores cabe señalar los siguientes:

• Tiristores de conmutación rápida. Uno de los princ ipales problemas que plantean los tiristores a la hora de ser empleados en convertidores tensión frecuencia que emplean varios pulsos de conmutación por ciclo es su baja velocidad de conmutación. Para resolver este problema se han desarrollado los llamados tiristores inversores, en los que se ha reducido la velocidad de desactivación hasta los 10 µs en término medio.

• Tiristores de desactivación por compuerta. GTO. Este tipo de dispositivos se activan mediante una señal positiva en la gate y se desactivan mediante una señal negativa en la misma. El principal problema que presentan es la complicación que requieren los circuitos de control dado que el valor de la corriente negativa que se precisa para su desactivación es elevado.

• Tiristores de triodo bidireccional o TRIAC (del inglés, Triode AC). Un TRIAC puede conducir en ambas direcciones y normalmente se emplean en el control de fase de corriente alterna.

• Tiristores de conducción inversa. Se trata de un tiristor con un diodo antiparalelo incorporado con el fin de soportar el flujo de corriente inversa debida a cargas inductivas. Este tipo de dispositivos cuentan con unas tensiones de bloqueo inverso muy reducidas (en torno a los 40 V) por lo que su empleo se ve restringido a aplicaciones muy específicas.

• Tiristores de inducción estática o SITH (del inglés, Static Induction Thyristor). Desde el punto de vista de sus características dinámicas el SITH se acerca mucho a las características de un transistor MOSFET dado que se activan y desactivan mediante tensiones aplicadas en la gate . Su principal problema es que con la tecnología actual, este dispositivo es

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extremadamente sensible a su proceso de fabricación por lo que pequeñas variaciones en el mismo pueden producir cambios de importancia en sus características.

• Tiristores controlados por luz o LASRC (del inglés, Laser activated SRC). Este tipo de dispositivos se activa mediante radiación directa provocada con luz sobre el disco de silicio. Los LASRC se utilizan principalmente en aplicaciones de alto voltaje y corriente, dado que ofrecen total aislamiento eléctrico entre la fuente de disparo luminoso y el dispositivo de conmutación que puede llegar a flotar a un potencial tan elevado como varios cientos de kilovoltios.

• Tiristores controlados por MOS. Un tiristor controlado por MOS (MCT) combina las características de un tiristor regenerativo de cuatro capas y una estructura de compuerta MOS. Este tipo de dispositivos cuenta con una baja caída de tensión en conducción, un tiempo de activado rápido (típicamente 0.4 µs), un tiempo de desconexión rápido (típicamente 1.25 µs para un MCT de 300 A y 500 V), bajas pérdidas de conmutación, una baja capacidad de bloqueo de voltaje inverso y una alta impedancia de entrada de compuerta lo que simplifica mucho los circuitos de excitación. Por otro lado, es posible conectarlos de forma eficiente en paralelo con lo que es posible aumentar la corriente global que proporciona un sistema basado en MCTs.

3.2.1.2.2 Transistor bipolar de potencia o BJT

Se trata del primer semiconductor controlable y su desarrollo permitió la construcción de los primeros amplificadores de electrónica de estado sólido. En el campo de la electrónica de potencia, este componente se emplea como interruptor controlable en vez de hacerlo como amplificador.

Desde el punto de vista de la capacidad del dispositivo para manejar tensiones y corrientes las prestaciones de los transistores de potencia son mucho más modestas que las de los tiristores. Uno de sus principales problemas radica en su comportamiento NTC (del inglés, Negative Temperature Coefficient)

Capítulo 3


3-16

frente a la temperatura. Este comportamiento hace que al conectar en paralelo dos transistores bipolares, si por diferencias en la fabricación por uno de ellos circula más corriente que por el otro, el que más se calienta disminuye su resistencia entre colector y emisor por lo que provoca un aumento automático de la corriente. Este fenómeno puede llevar a la destrucción de uno de los dispositivos.

Al mismo tiempo, este tipo de dispositivos se controla mediante la introducción de forma permanente de una cierta corriente a través de su base. Esta corriente resulta ser proporcional a la corriente que circula por el colector y a la ganancia del transistor que no suele ser demasiado elevada. Esto obliga a que las potencias de los circuitos de control de la base tengan que ser relativamente elevadas para garantizar los disparos. Para resolver este inconveniente sin que desaparezcan las ventajas del transistor de potencia, se usan asociaciones de transistores acoplados en conexión darlington. En este tipo de montajes se coloca un transistor auxiliar en el camino base emisor del transistor de potencia para que la ganancia global del sistema sea el producto de las ganancia de cada uno de los transistores, y de esta forma se reduzca la intensidad necesaria para su control.

Desde el punto de vista de su comportamiento dinámico en las transiciones entre corte y saturación o viceversa hay que señalar que se admiten frecuencias de conmutación superiores a las del tiristor, pudiendo llegar a conmutar sin ningún problema inc luso con frecuencias de 10 ó 20 kHz. Los tiempos a tener en cuenta en cualquier análisis transitorio de este tipo de dispositivos son los siguientes:

• Tiempo de retardo (tr). Tiempo transcurrido entre el inicio de la excitación de la base y la llegada de la intensidad del colector al 10 % de su valor final.

• Tiempo de subida (ts). Tiempo transcurrido para que la intensidad de colector pase del 10 al 90 % de su valor final.

• Tiempo de excitación (te). Suma de los dos anteriores. Un valor típico puede ser de unos 2 µs.

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• Tiempo de almacenamiento (tal-BJT). Tiempo que transcurre desde que se deja de excitar la base hasta que la intensidad del colector cae al 90 % de su valor inicial. Un valor medio podría ser de unos 6 µs.

• Tiempo de caída (tc). Tiempo que transcurre hasta que la intensidad de colector baja del 90 % al 10 %. Un valor medio podría ser de unos 2 µs.

• Tiempo de apagado (ta). Suma de los dos tiempos anteriores.

En la Figura 3.5 se muestran gráficamente los tiempos anteriormente comentados.

ordende

corte

t=0 seexcita la

base

90% ic nom

10% ic nom

tr

ts

tc

tal- BJT

Figura 3.5 Características de conmutación del BJT

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3.2.1.2.3 Transistor MOSFET

Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por tensión, que requiere una pequeña corriente de entrada para activarse. La velocidad de conmutación es muy elevada, reduciéndose los tiempos de conmutación al orden de los nanosegundos.

El primer transistor MOSFET fue desarrollado a comienzos de los años 70. Este dispositivo que empleaba una tecnología de canal Vertical no fue comercialmente viable debido a la alta densidad de campo eléctrico que se concentraba en el canal de conducción, el cual afectaba a la fiabilidad del mismo. Estos problemas se solucionaron con la aparición de las tecnologías MOS (del inglés, Metal Oxide Semiconductor) de doble difusión DMOS (del inglés, Double Diffused MOSFET), proceso que actualmente todavía se emplea para fabricar la mayoría de los transistores MOSFET de potencia y los IGBTs. Con esta tecnología es posible controlar la longitud del canal en un rango por debajo de la micra empleando diferentes ciclos de calentamiento durante su fabricación. Además, el control del proceso se realiza sin necesidad de emplear las extremadamente caras herramientas de impresión de alta resolución que son usuales en las tecnologías de integración de componentes VLSI (del inglés, Very Large Scale Integration). De esta forma es posible integrar de forma barata millones de celdas DMOS conectadas en paralelo con un índice de funcionamiento post-integración superior al 70 %. En la Figura 3.6 puede verse la estructura típica de un transistor de potencia MOSFET con tecnología DMOS

Etapa de Potencia


3-19

Drain (D)

N-

N+

N N

G a t e ( G )

Dra in (D)

Figura 3.6 Estructura básica del transistor MOSFET de tecnología DMOS

Si se aplica una tensión positiva entre los terminales gate y source, el campo eléctrico aplicado atraerá los electrones del substrato P, y los acumulará en la superficie por debajo de la capa de óxido de la gate. Si la tensión VGS es mayor o igual a un valor conocido como voltaje de umbral (VT) se acumulará un número suficiente de electrones para formar un canal virtual N y la corriente fluirá del drenaje a la fuente. Si se trata de un MOSFET tipo enriquecimiento de canal P, las polaridades de las tensiones y las corrientes se invierten. En los MOSFET tipo agotamiento existe un canal previo ya generado con lo que en los dispositivos de canal N la aplicación de una tensión VGS positiva lo enriquece mientras que una negativa lo empobrece.

Mediante el empleo de esta estructura, se ha logrado reducir la resistencia que aparece cuando el dispositivo se encuentra activado desde los 0.7 µ? m2 de los años 80 a los 0.06 µ? m2 en la actualidad.

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En la Figura 3.7 se muestran los tiempos a tener en cuenta durante la activación y la desactivación de este tipo de dispositivos.

t

t

ordende

corte

t=0 seexcita la

gate

VT

td(on) d(off)

t c

VGSP

VGS

ts

Figura 3.7 Características de conmutación del MOSFET

El retraso de la activación o td(on) es el tiempo requerido para cargar la capacidad de entrada al nivel de tensión VT que es conocido como tensión umbral de disparo del transistor MOSFET. El tiempo de elevación (ts) es el tiempo de carga de la gate desde el nivel de umbral hasta un 90% de la tensión máxima de trabajo de la gate Este voltaje suele ser representado mediante el acrónimo VGSP . La capacidad de entrada está formada por el dióxido de silicio como dieléctrico y los contactos metálicos de los terminales gate y source. El tiempo de retraso en la desactivación o td(off), es el tiempo requerido para que la capacidad de entrada se descargue desde el voltaje de sobre excitación de la gate hasta la región de estrechamiento del canal. La tensión aplicada entre los terminales gate y source VGS debe reducirse de forma significativa antes de que la tensión aplicada al canal VDS comience a elevarse. El tiempo de abatimiento tc es el tiempo que se requiere para que se descargue la capacidad de entrada desde la región de estrechamiento del canal hasta el voltaje del umbral. Si VGS es menor que VT el transistor se desactiva.

Los tiempos habituales de conmutación para un transistor MOSFET de potencia son los siguientes:

Etapa de Potencia


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ns 180 ; ns 630 ; ns 850 ; ns 130 )()( ==== coffdsond tttt

Este tipo de dispositivos cuenta con una gran facilidad a la hora de conectarlos en paralelo debido a su característica de funcionamiento PTC (del inglés, Positive Temperatura Coefficient). En caso de que aumente la corriente que circula por alguno de los dispositivos, automáticamente aumenta su resistencia debido al aumento de la temperatura, con lo que se limita automáticamente dicha deriva de corriente.

Desde el punto de vista de la máxima tensión de bloqueo hay que señalar que la caída de tensión cuando el dispositivo se encuentra activado es proporcional a la máxima tensión que es capaz de bloquear. Este comportamiento limita en cierta medida el empleo de este tipo de dispositivos en aquellas aplicaciones en las que la tensión del bus de continua es relativamente alta dado que aumentan las perdidas por conducción.

La última innovación en la fabricación de este tipo de dispositivos ha sido la aparición de la estructura UMOS (del inglés, U channel MOSFET). Este tipo de dispositivos permiten integrar el mismo número de celdas que en la tecnología DMOS con la ventaja de que se elimina la resistencia aportada por la unión del transistor JFET. De esta forma es posible acercarse un poco más a la resistencia límite teórica del propio silicio, llegando a valores de 0.01 µ? m2 diminuyendo en gran medida las pérdidas por conducción de los dispositivos.

3.2.1.2.4 IGBT

Un IGBT combina las ventajas de las tecnologías BJT y MOSFET dado que presenta la alta impedancia de entrada de los MOSFET, manteniendo las bajas pérdidas de conducción de los BJT. Desde su primera descripción a principios de 1980 ([49] , [50]) el IGBT se ha convertido en uno de los dispositivos más empleados en campo de la electrónica de potencia de media y baja tensión, al ofrecer equilibrio entre la velocidad de conmutación, la caída de tensión en conducción y [51] robustez.

Esta topología de semiconductor de potencia puede encontrarse en el mercado en dos diferentes tecnologías de fabricación:

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• Tecnología plana en sus versiones non punchthrough y punchthrough [52].

• Tecnología “Trench”, en sus versiones non punchthrough y punchthrough [52]-[53].

La tecnología trench se corresponde aproximadamente con la cuarta generación de IGBTs que han ido surgiendo desde comienzo de la década de 1980, presenta una menor caída de tensión en el estado de conducción frente a las tecnologías planares, al mismo tiempo que reduce la posibilidad de que se enclave el dispositivo debido al tiristor parásito, por lo que es posible el paso de mayores densidades de corriente. Por desgracia, una mayor densidad de corriente implica la necesidad de aumentar el exceso de carga del condensador de gate por lo que el rendimiento de los dispositivos trench durante la conmutación es menor. Recientes investigaciones ([54], [55]) han demostrado que el rendimiento en la conmutación de los IGBTs fabricados según la tecnología trench puede aumentarse o disminuirse en función de la estructura interna del mismo. La Figura 3.8 muestra la estructura básica de un transistor IGBT.

Se puede comprobar como la sección transversal del IGBT es idéntica a la de un MOSFET de tecnología DMOS (ver Figura 3.6) excepto en el substrato P+. Sin embargo, el rendimiento del IGBT es más cercano al de un BJT que al de un MOSFET. Esto se debe al substrato P+, que es el responsable de la inyección de portadores minoritarios en la región N.

Etapa de Potencia


3-23

Emisor (E)

N

P+

N N

Gate (G)

N+

Colector (C)

Figura 3.8 Estructura básica del transistor IGBT

Si se comparan el IGBT y el MOSFET, en general se puede decir que el IGBT es capaz de trabajar con tensiones y corrientes más elevadas pero a una frecuencia de trabajo inferior. Esta reducción en el margen de las frecuencias de trabajo se debe a que en los IGBTs aumenta mucho el tiempo requerido para que la capacidad de entrada se descargue desde el voltaje de sobre excitación de la gate hasta la región de estrechamiento del canal td(off). Sin embargo en general son capaces de trabajar a una mayor frecuencia que la recomendada por el límite de las pérdidas por conmutación.

Desde el punto de vista de la conexión en paralelo, los IGBTs han demostrado ser eficaces a la hora de conectarlos en paralelo con el fin de aumentar la corriente total absorbida por el sistema.

3.2.2 ELEMENTOS DE POTENCIA SELECCIONADOS

En la Tabla 3.1 puede verse un resumen muy general de las características de los semiconductores controlados expuestos en los apartados anteriores. Es necesario tener en cuenta que probablemente en algunos casos los valores

Capítulo 3


3-24

expuestos [74] sean superados por los dispositivos más recientes sobre todo en aquellos dispositivos que están en constante evolución como por ejemplo los GTO y los IGBT.

Tabla 3.1 Resumen de características de semiconductores controlados.

Tiristor GTO BJT MOSFET IGBT

Tensión de trabajo (V) 5000 3500 1400 500 1800

Capacidad de bloqueo de

tensión

Muy alta Alta Media Baja Alta

Intensidad nominal máxima (A) 5000 3000 300 100 400

Potencia consumida durante el

control del dispositivo.

Muy alta Alta Media Baja Media

Caída tensión directa (V) 1 a 2 1 a 2 3 5

Máx frecuencia conmutación

(Hz)

500 2000 3000 250000 20000

Velocidad de conmutación Baja Media Media Muy alta Alta

Facilidad de control Baja Alta Alta Muy alta Muy alta

Dado que se ha decidido que el módulo rectificador tenga una configuración no controlable con el fin de reducir el coste y la complejidad del sistema, deberá estar compuesto por diodos de potencia. Por su parte, la elección de los interruptores de la etapa inversora está condicionada por la tensión de trabajo del bus de continua. Dado que la alimentación del motor se realiza mediante un sistema trifásico de 400 V, el bus intermedio del convertidor estará sometido a una tensión media de unos 566 V. Por otro lado en el caso de alimentar motores eléctricos, es necesario prever hasta qué nivel de tensión se va a permitir que aumente dicho bus intermedio durante los

Etapa de Potencia


3-25

frenados regenerativos. Cuanto mayor sea el aumento de dicha tensión, mas rápidamente se extraerá energía del sistema mecánico. En concreto se ha decidido permitir que la tensión del bus alcance los 900 V por lo que se dimensionarán los semiconductores de potencia para que puedan bloquear tensiones de 1200 V como mínimo. El transistor MOSFET no cumple estos requerimientos de tensión de bloqueo, mientras que el tiristor puede ser descartado por su baja velocidad de conmutación. Por lo tanto, las posibles alternativas a la hora de seleccionar los interruptores de la etapa inversora se reducen al IGBT y al transistor bipolar.

Ya se ha comentado anteriormente que durante los últimos años el IGBT ha despertado el interés de la mayor parte de los diseñadores de etapas de potencia en régimen conmutado. Este fenómeno, unido al hecho de que en general las topologías empleadas en la mayor parte de los dispositivos de potencia están basadas en el semipuente y en el inversor trifásico de Graetz, ha llevado a los fabricantes de semiconductores de potencia a ofrecer módulos compactos en los que se integran dichos componentes de potencia ya interconectados entre sí.

Las principales ventajas de recurrir a uno de estos módulos integrados, son:

• Mayor facilidad para realizar el montaje final del convertidor debido a que todos los componentes de potencia se encuentran encapsulados juntos.

• Reducción del coste del dispositivo final al evitarse la realización de complicados cableados entre los distintos componentes de potencia.

• Una mayor eficacia en la disipación térmica de energía dado que el usuario final únicamente debe preocuparse por la unión mecánica del equivalente a un único componente al disipador térmico.

• Facilidad para que, en el montaje final, las conexiones con las gate de los IGBTs sean lo más cortas posible con el fin de evitar la aparición de inductancias parásitas en el circuito.

Capítulo 3


3-26

El último avance que se ha producido en el campo de los IGBTs ha sido la evolución de este tipo de módulos integrados con el objetivo final de reducir el coste de desarrollo de los inversores. Fruto de esta evolución son los PIM (del inglés, Power Integrated Module). En este tipo de dispositivos cada fabricante cuenta con sus propias configuraciones, pudiendo integrar:

• El rectificador trifásico no controlado.

• Resistencias NTC para el control de la temperatura de los elementos de potencia.

• Shunts integrados para el cálculo de la corriente eléctrica que circula por las fases de salida.

• Un IGBT para el accionamiento del circuito recuperador de la energía regenerada.

• Un tiristor para el accionamiento del circuito de carga controlada del condensador del circuito intermedio.

• Drivers para la adecuación de las señales de control a los niveles de tensión y corriente necesarios para el disparo de las gate.

• Protecciones contra sobreintensidades, caídas de tensión, desaturación de los componentes de potencia, cortocircuitos a la salida, etc.

• En algunos casos se ha propuesto la posibilidad de integrar dentro del propio PIM un microprocesador o un DSP (del inglés, Digital Signal Processor) en el que poder introducir el control de todo el sistema. Esta última solución implica que el PIM en sí mismo constituye el convertidor tensión frecuencia siendo únicamente necesario conectarle los condensadores del bus de continua e instalarlo en el disipador térmico. En el momento de escribir esta memoria da la impresión de que esta última posibilidad no ha arraigado en el mercado debido, entre otros motivos, al hecho de que obliga a emplear un microprocesador determinado en el que las ingenierías encargadas del diseño de electrónica de potencia no tienen experiencia , o bien que no

Etapa de Potencia


3-27

cumple con los requerimientos de potencia de cálculo o de cantidad de memoria necesarios para todas las aplicaciones. Por otro lado, en caso de avería sería necesario cambiar todo el módulo, con lo que se incrementa de forma notable el coste de mantenimiento del sistema.

Para la implementación de los módulos rectificador e inversor del convertidor (ver Figura 3.1) se ha decidido emplear un único PIM del fabricante SEMIKRON. Se trata de uno de los componentes de la familia MiniSKiiP 3, en concreto el SKiiP 31 NAB 12 T11. Este dispositivo integra dentro del mismo encapsulado un puente rectificador trifásico, un puente inversor trifásico de IGBTs en tecnología NPT (del ingés, Non PunchThrough) con el fin de reducir la caída de tensión en el estado de conducción, un IGBT extra con el fin de implementar el circuito de recuperación de energía regenerada o Chopper y un sensor de temperatura NTC.

Posteriores avances en el desarrollo de este producto han ido encaminados a la sustitución de los IGBTs por otros de tecnología Trench modificada con el fin de reducir todavía más la caída de tensión y reducir el tamaño de cada uno de los mismos.

Figura 3.9 Modulo de potencia SKiiP31 NAB 12 T11

Una de las principales ventajas de emplear el IPM seleccionado reside en su peculiar sistema de conexiones por presión. Este sistema, en el que no es

Capítulo 3


3-28

necesario realizar soldaduras, garantiza que en ningún caso los componentes internos del módulo de potencia puedan sufrir daños debido a las elevadas temperaturas que se producen durante el montaje del módulo en el circuito impreso. Por otro lado se simplifica en gran medida el montaje y desmontaje del módulo en caso de ser necesario proceder a su sustitución.

Figura 3.10 Corte transversal del SKiiP31 NAB 12 T11

En la Figura 3.10 puede observarse el método de montaje del módulo de potencia en el convertidor de frecuencia. En la parte inferior de color azul se representa el disipador de aluminio encargado de garantizar la correcta disipación de temperaturas del sistema. Sobre el disipador se sitúa el substrato cerámico sobre el que se han instalado los elementos de potencia. Este substrato cerámico garantiza una resistencia térmica de interconexión muy baja , a pesar de lo cual se monta sobre el disipador empleando pasta conductora térmica. Las

Etapa de Potencia


3-29

conexiones eléctricas entre los diferentes componentes se realizan mediante hilos de cobre soldados mediante ultrasonidos y protegidos de las vibraciones mecánicas mediante la inmersión de todo el sistema en una silicona aislante. Por otro lado, las conexiones eléctricas con el circuito impreso se realizan mediante unos contactos de presión que sobresalen por la parte superior del módulo de potencia. En caso de que la corriente sea elevada, se colocan varios conectores de presión en paralelo. La correcta conexión entre los pads del circuito impreso (en verde en la figura) y los contactos de presión se garantiza mediante una tapa que presiona al circuito impreso en el lado opuesto al módulo de potencia. La presión de contacto se ajusta mediante uno o varios tornillos. Con el fin de aprovechar al máximo el espacio, la parte interior de la tapa cuenta con una serie de huecos en los que pueden colocarse componentes electrónicos en formato de montaje superficial.

3.2.3 CIRCUITO AUXILIAR PARA EL CONTROL DE LOS ELEMENTOS DE POTENCIA

Como ya se ha comentado anteriormente el módulo inversor está compuesto por seis dispositivos totalmente controlables dispuestos en tres parejas, cada una de las cuales recibe el nombre de semipuente. Cada uno de dichos semipuentes es el encargado de conformar una de las tres tensiones de salida del convertidor.

De los dos dispositivos de conmutación que conforman el semipuente, se debe prestar una especial atención al superior debido a la dificultad que existe a la hora de proporcionarle la tensión de disparo en la gate. El problema consiste en que es necesario mantener una tensión VGE de aproximadamente 15 V a pesar de que la tensión de emisor del dispositivo superior varía en función del instante en el que se considera la medición de dicha tensión.

3.2.3.1 Sistemas de alimentación múltiple

Los sistemas de alimentación múltiple basan su funcionamiento en emplear cuatro fuentes de alimentación con salidas aisladas entre sí con el fin de generar las señales de alimentación de los seis IGBTs que conforman el puente de Graetz y los seis drivers individuales necesarios para controlar dichos IGBTs. Una de las fuentes de alimentación proporciona la tensión de alimentación de

Capítulo 3


3-30

los tres drivers conectados con los IGBTs situados en la parte inferior de los semipuentes del sistema Graetz, mientras que cada una de las otras tres fuentes de alimentación alimentan a los drivers de cada uno de los IGBTs superiores.

Dado que esta solución aumenta en gran medida el coste final del inversor, algunos fabricantes están fabricando componentes que integren las cuatro fuentes de alimentación en un único componente. La Figura 3.11 muestra una posible solución para obtener, a partir de una tensión alterna de 380 V cuatro fuentes de alimentación de 15 V empleando componentes de MOTOROLA.

SMD

35V

SMD

R+ (P4)

R165K1

SMD

+DCDC1 (P1)

+ C833uF

+C12

400uF

+ C1133uF

+

C1340uF

30 mA

30 mA

30 mA

100 mA

IC3

M57140-01

1

2

3

4

5

67

8

9

1 0

1 1

1 2

1 3

1 4

+INPUT1

+INPUT2

+INPUT3

-INPUT1

-INPUT2

-INPUT3COM4

15V-4

COM3

15V-3

COM2

15V-2

COM-1

15V-1

-DCDC2 (P1)

BUS- (P1,3,4)

+DCDC3 (P1)

Alim+ (P3,4)

-DCDC3 (P1)

+DCDC2 (P1)

D12 1N4007

-DCDC1 (P1)

100VIC2

M57120L

1 1

1 2

7

1

6

5

2

INPUT1

INPUT2

T P

GND1

PWM POWER

OUTPUT

GND-2

+DCDC4 (P1)

+ C1033uF

R182K

Alim- (P3,4)

+ C933uF

R155K1

R175K1

-DCDC4 (P1)

100V

35VSMD

35V

35V

Figura 3.11 Alimentación en sistemas de drivers de alimentación múltiple

Dado que las cuatro fuentes de salida son independientes entre sí, es posible conectar los pines 9, 11 y 13 del dispositivo M57140-01 directamente a los emisores de los IGBTs superiores a pesar de que la tensión de dichos puntos permanece flotante en todo momento.

3.2.3.2 Técnica Bootstrap

La tensión Vbs (diferencia de tensión existente entre los pines Vb y Vs en el driver orientado a emplear la técnica bootstrap) provee la energía necesaria para controlar el estado de funcionamiento del IGBT superior. Esta fuente de alimentación precisa contar con una tensión de salida comprendida entre 10 y 20 V para poder garantizar que puede activarse en todo momento el IGBT superior. Algunos dispositivos incluyen un sistema para la detección de

Etapa de Potencia


3-31

tensiones inferiores a la necesaria con el fin de evitar que se intente activar el IGBT superior con tensiones inferiores a la mínima. Este tipo de protecciones impide que los IGBTs trabajen fuera del estado de saturación y por lo tanto disipando una cantidad excesiva de energía.

El mantener una tensión Vbs constante presenta la dificultad añadida de que la tensión Vs es variable (en la mayoría de los casos se trata de una señal cuadrada de alta frecuencia que varía aproximadamente entre cero voltios y la tensión del bus de continua). Una de las técnicas empleadas para integrar esta fuente de alimentación flotante recibe el nombre de técnica bootstrap. Esta fuente de alimentación está formada por un diodo y un condensador conectados tal y como puede verse en la Figura 3.12.

bootstrap resistor

bootstrap diode

Vcc

DC-

VCC VB

VS

D1

DIODE

DC+

bootstrapcapacitor

D1

DIODE

Figura 3.12 Circuito de bootstrap

Dicho condensador se carga siempre que Vs se conecta a tierra a través del IGBT inferior absorbiendo energía de la fuente de alimentación Vcc. Dicha energía se emplea para proporcionar la corriente necesaria para activar el IGBT superior al mismo tiempo que mantiene la tensión necesaria para que dicho

Capítulo 3


3-32

transistor no deje de trabajar en saturación. Esta técnica tiene la ventaja de ser barata y sencilla de implementar, pero cuenta con algunas limitaciones ya que el duty cycle y el tiempo que se puede mantener el transistor superior conduciendo dependen de la cantidad de energía que se almacena en el condensador de bootstrap. En caso de ser necesarios grandes tiempos en ON o grandes duty cycles, será preciso contemplar la posibilidad de emplear circuitos basados en bombas de corriente para la carga del condensador.

3.2.3.2.1 Dimensionamiento del condensador de bootstrap

Un condensador de bootstrap correctamente dimensionado permitirá mantener en todo momento una tensión Vbs lo suficientemente estable como para poder disparar con garantías el IGBT superior de su correspondiente semipuente. Los parámetros que influyen en la disminución de la tensión Vbs son los siguientes:

• Carga necesaria para activar los IGBTs (QG)

• Intensidad de fuga desde la gate al emisor de un IGBT (ILK_GE)

• Intensidad de carga flotante (IQBS)

• Intensidad de fuga flotante (ILK)

• Intensidad de fugas en el diodo bootstrap (ILK_DIODE)

• Intensidad del diodo en estado ON (IDS-)

• Carga requerida para activar los desplazamientos internos (QLS)

• Intensidad de fuga del condensador de bootstrap (ILK_CAP)

• Duración de la activación del IGBT (THON)

Durante la carga del condensador pueden darse tres situaciones diferentes en función del valor que adopta la corriente de salida del semipuente ILOAD. En las siguientes expresiones VFM representa la caída de tensión directa en el diodo bootstrap, VFP la caída de tensión directa en el diodo de rueda libre del IGBT inferior y Vcc la tensión de alimentación del driver.

Caso 1: ILOAD < 0; La corriente de salida circula por el IGBT inferior haciendo que la tensión VCEon sea relevante. Siendo VCEon la caída de tensión que

Etapa de Potencia


3-33

aparece entre el emisor y el colector de un IGBT cuando se encuentra activado.

CEonFMccbs VVVV −−= [ 3.2 ]

Caso 2: ILOAD = 0; VCEon no debe tenerse en cuenta dado que por el IGBT inferior no circula corriente.

FMccbs VVV −= [ 3.3 ]

Caso 3: ILOAD > 0; La corriente de salida circula por el diodo de rueda libre del IGBT inferior por lo que al sumar la tensión VFP en este caso la tensión Vbs es mayor que en los casos 1 y 2.

FPFMccbs VVVV +−= [ 3.4 ]

De las expresiones anteriores se comprueba que el peor caso desde el punto de vista de la carga del condensador de bootstrap se da para corrientes de carga negativas, por lo que se deberá tener en cuenta el término de la caída de tensión en el IGBT inferior.

La tensión almacenada en el condensador variará entre un valor máximo, que se produce cuando el IGBT inferior se encuentra activado, y un valor mínimo, justo antes de volver a activar dicho IGBT. A la hora de dimensionar el condensador deberá tenerse en cuenta que dicho mínimo siempre deberá ser superior a la mínima tensión de gate necesaria para que el IGBT superior trabaje en saturación VBSUV-, por lo que a la hora de calcular la caída de tensión en el condensador de bootstrap se sumará siempre un término VGEmin elegido en función de las características del módulo de potencia , que siempre cumplirá la siguiente expresión:

−> BSUVGE VV min [ 3.5 ]

Teniendo en cuenta lo anteriormente comentado puede expresarse la caída de tensión en el condensador bootstrap como:

CEonGEFccbs VVVVV −−−=∆ min [ 3.6 ]

Por otro lado la carga total necesaria para disparar el IGBT superior puede expresarse como:

Capítulo 3


3-34

( ) HONDSCAPLKDIODELKLKQBSGELKLSGtotal TIIIIIIQQQ −+++++++= ___ [ 3.7 ]

Una vez conocida la caída de tensión y la carga requerida al condensador puede calcularse su capacidad:

BS

totalBOOT V

QC

∆=min [ 3.8 ]

En caso de que el diseño exija trabajar con THON elevadas, el valor de la capacidad obtenida de las expresiones hasta ahora mostradas será lo suficientemente elevada como para justificar el empleo de condensadores electrolíticos. Este tipo de condensadores cuentan con una ESR (del inglés, equivalent series resistance) apreciable que debe tenerse en cuenta a la hora de calcular la capacidad mínima ya que dicha resistencia parásita forma un divisor resistivo al estar en serie con la resistencia RBOOT (en la Figura 3.12 la resistencia RBOOT recibe el nombre de resistencia de bootstrap) provocando en la primera carga del condensador de bootstrap un pulso en la tensión Vbs. Este salto de tensión y su variación con el tiempo dVbs/dt deben ser limitados necesariamente.

Los fabricantes de los drivers suelen recomendar que el ESR cumpla la siguiente relación:

3≤+ cc

BOOT

VRESR

ESR [ 3.9 ]

Una posible solución de compromiso para reducir el ESR a la vez que se implementan capacidades elevadas es el combinar en paralelo condensadores electrolíticos y pequeños condensadores cerámicos, dado que el primero de ellos garantiza el mantener la tensión Vbs deseada, mientras que el segundo evita las variaciones bruscas de la tensión durante la conexión de este tipo de sistemas.

3.2.3.2.2 Dimensionamiento de la resistencia de bootstrap

La resistencia RBOOT colocada en serie con el diodo de bootstrap limita la corriente inicial de carga del condensador de bootstrap. Por ello,

Etapa de Potencia


3-35

necesariamente no puede tener un valor demasiado elevado dado que aumentaría en gran medida el valor de la constante de tiempo de carga del condensador. Así, dicha constante de tiempo debe ser lo suficientemente pequeña para permitir cargas de dicho condensador incluso con tiempos de activación del IGBT inferior muy pequeños.

3.2.3.2.3 Dimensionamiento del diodo de bootstrap

El diodo de bootstrap debe ser capaz de bloquear la suma de la tensión del bus de continua y la máxima tensión alcanzada por el condensador de bootstrap. Por otro lado, es conveniente que su tiempo de recuperación tr r sea lo menor posible con el fin de permitir cargas del condensador de bootstrap con tiempos de activación del IGBT inferior muy pequeños.

3.2.3.2.4 Dimensionamiento de las resistencias de gate

La velocidad de conmutación de los IGBTs puede ser controlada mediante el correcto dimensionamiento de las resistencias que controlan sus corrientes de activación y de desactivación. Estas resistencias se colocan en serie con la gate y en el presente trabajo se corresponderán con las siglas RGon y RGoff, respectivamente. A continuación se va a describir un método aproximado para calcular dichas resistencias teniendo en cuenta las resistencias equivalentes que presenta el driver a la salida, siendo RDRp y RDRn las resistencias del canal p y n de los transistores de salida integrados dentro del mismo. La Figura 3.13 muestra la nomenclatura empleada en los siguientes apartados siendo *

GEV la

tensión de meseta del IGBT al mismo tiempo que QGC y QGE representan respectivamente la carga de gate-colector y gate-emisor.

Capítulo 3


3-36

Figura 3.13 Nomenclatura

Resistencia de Activación desde el punto de vista del tiempo de disparo

En cualquier IGBT se define el tiempo de disparo tsw como el tiempo necesario para alcanzar el final de la tensión de meseta. Durante este intervalo de tiempo es necesario proporcionar al dispositivo una carga eléctrica Qgc+Qge. Este nivel de carga exigirá proporcionar una corriente media Iavg que responde aproximadamente a la siguiente expresión

sw

GEGCavg t

QQI

+= [ 3.10 ]

Teniendo en cuenta que la resistencia total que presenta la gate es igual a

avg

gecctotal I

VVR

*−= [ 3.11 ]

Donde

Etapa de Potencia


3-37

DSGonDRptotal RRRR ++= [ 3.12 ]

Siendo RDRp la resistencia que presenta el transistor canal P integrado en la salida del driver al proporcionar corriente a la gate de su IGBT. Es decir, la resistencia que presenta el driver entre su alimentación y su salida al activar la gate del IGBT. Por su parte RGon representa la resistencia de limitación de corriente en la gate que se quiere incluir y RDS es la resistencia de limitación de corriente durante las cargas del bootstrap que en ocasiones se coloca en serie con el condensador de bootstrap como puede verse en la Figura 3.12.

Comprobación de que la resistencia de activación calculada no genera en la gate variaciones de tensión superiores a las que el fabricante aconseja.

Una vez fijada la resistencia RGon en función del tiempo deseado en el que se quiere que se active el IGBT, se deberá comprobar que dicha resistencia no provoca una dVout/dt excesivamente grande en la salida. Esta variación de la tensión con el tiempo es también función de la capacidad que existe entre la gate y el colector del IGBT CGC. Por lo que suele aceptarse la siguiente relación:

dtdV

C

VVR

outGC

GEcctotal

*−=

[ 3.13 ]

La máxima dVout/dt suele recogerse de las especificaciones técnicas del IGBT considerado.

Resistencia de desactivación desde el punto de vista de la reducción del dVout/dt

A pesar de que la tónica general a la hora de dimensionar la resistencia de desconexión del IGBT es colocar una resistencia de la mitad de valor que la de activación, es conveniente comprobar nuevamente que con dicha resistencia la variación de la tensión a la salida no supera los valores especificados por el fabricante siguiendo la siguiente expresión aproximada.

Capítulo 3


3-38

DSDRnout

GC

GEGoff RR

dtdV

C

VR −−=

*

[ 3.14 ]

Siendo RDRn la resistencia que presenta el driver entre la salida y su referencia cuando se desconecta el IGBT y RDS la resistencia de limitación de la corriente de carga de los condensadores bootstrap que en ocasiones se coloca en serie con el condensador de bootstrap.

3.2.3.3 Driver seleccionado

El driver seleccionado para la construcción del regulador tensión frecuencia variable ha sido el IR2233. Se trata de un driver trifásico que emplea la tecnología bootstrap. Se ha empleado esta tecnología dado que resulta mucho más económica al precisar únicamente una sola fuente de alimentación.

Sus entradas lógicas son compatibles con salidas CMOS (del inglés, Complementary metal oxide semiconductor) y LSTTL (del inglés, Low power Schottky Transistor-Transistor Logic ) por debajo de 2.5 V. Cuenta con un amplificador operacional con el fin de facilitar la implementación de retroalimentaciones analógicas de la corriente del puente a través de resistencias Shunt. Permite además desconectar todas las salidas mediante la activación de una entrada digital.

En caso de producirse un error lo notifica a través de una señal digital empleando lógica inversa. Los errores que discrimina pueden ser una sobrecorriente o una caída de tensión en la fuente de alimentación de los bootstrap. Esta característica es especialmente útil dado que permite evitar los problemas de desaturación de los IGBTs.

Finalmente, los tiempos de propagación de todas las señales han sido sincronizados con el fin de garantizar un correcto funcionamiento en sistemas con frecuencias de conmutación muy elevadas, al mismo tiempo que permite trabajar con MOSFET canal N e IGBTs con tensiones en el bus intermedio por encima de los 1200 V.

Etapa de Potencia


3-39

En la Figura 3.14 pueden verse los valores obtenidos para las resistencias de activación y desactivación de los IGBTs así como la resistencia de limitación de carga del condensador bootstrap para el caso particular del circuito presentado en el presente trabajo de investigación.

+ C162.2 uF

+15 Vp

R1 10R 5%

D2BYT11

C56.8 uF

D4BZX55C15

W

+15 Vp

R3 10R 5%

R2 5R11 5%

Gate High3

D15 1N4148

Figura 3.14 Detalle de uno de los circuitos de disparo

Se observa cómo se ha introducido un diodo Schotcky de alta velocidad como diodo de bootstrap (D2) con el fin de garantizar en todo momento una elevada velocidad de bloqueo de las sobretensiones que puedan acontecer en la parte de potencia , y proteger de este modo la fuente de alimentación de 15 V. Con el fin de separar las resistencias de gate encargadas de trabajar en los ciclos de encendido y apagado, se ha colocado un diodo en serie cono la resistencia de apagado R2, de forma que la corriente de carga circule por la resistencia R1 y la de descarga por R2. Por otro lado, y dado que la capacidad de bootstrap necesaria es muy elevada, se han introducido dos condensadores en paralelo uno de los cuales es cerámico con un muy pequeño valor de ESR, tal y como se ha comentado en los apartados anteriores.

Como protección adicional se ha añadido un diodo Zener de 15 V en la gate del IGBT, dado que de esta forma se protege la salida del driver, se recoge la corriente generada por variaciones bruscas de la tensión del colector y se logra mantener la tensión gate-emisor siempre bajo control. Esta protección es especialmente importante durante la desconexión del IGBT inferior en caso de

Capítulo 3


3-40

producirse un cortocircuito, ya que la tensión del emisor de dicho IGBT puede llegar a bajar por debajo de la referencia debido a las inductancias parásitas de los cables del propio bus, según se puede ver en la Figura 3.15.

Figura 3.15 Protección Zener de la gate del IGBT

La resistencia R3 se coloca con el fin de limitar la corriente de carga de los condensadores de bootstrap. Está demostrado que la principal causa de averías en el driver está producida por una petición excesiva de corriente durante las conmutaciones de los IGBTs inferiores. Esta resistencia (normalmente llamada RDS) debe tenerse en cuenta a la hora de calcular las resistencias de activación y desactivación de los IGBTs por lo que aparece en las fórmulas tal y como se ha considerado en los apartados anteriores.

Por último, la Figura 3.16 muestra el esquema eléctrico de conexión del driver IR2233 dentro de la etapa de potencia.

Etapa de Potencia


3-41

D6BYT11

D12BZX55C15

D15 1N4148

U1

ir2233

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

28

27

26

25

24

23

22

21

20

19

18

17

16

15

ITRIP

FLT-CLR

CAO

CA-

CA+

SD

VSS

COM

LO3

LO2

LO1

VS3

HO3

VB3

FAULT

LIN3

LIN2

LIN1

HIN3

HIN2

HIN1

VCC

VB1

HO1

VS1

VB2

HO2

VS2

+15 Vp

D5BZX55C15

R14 5R11 5%

D4BZX55C15

R33100K 5%

R6 10R 5%

R16 10R 5%

+ C172.2 uF

R8 5R11 5%

Gate Low3

C56.8 uF

D15 1N4148

Gate High3

W

R151K 5%

D10 1N4148

R121K 5%

Gate Low1

Gate Low2

+ C182.2 uF

R32100K 5%

+ C162.2 uF

C136.8 nF

SW1 Switch 2A/250V

1

32

R13 10R 5%

D9BYT11

SW3 Switch 2A/250V

1

32

Power IGBT Low1

+15 Vp

Power IGBT Low3

R2 5R11 5%

D2BYT11

C156.8 nF

Gate High3

C76.8 uF

V

D13 1N4148

C146.8 nF

D14BZX55C15

+15 Vp

R17 5R11 5%

R26100K 5%

Power IGBT High2

R7 10R 5%

R4 10R 5%

Power IGBT High3

D8BZX55C15

R1 10R 5%

Power IGBT Low2

D7 1N4148

R10 10R 5%

SW2 Switch 2A/250V

1

32

R3 10R 5%

D11 1N4148

+5 Vp

Gate High3

R9 10R 5%

U

+15 Vp

R181K 5%

C66.8 uF

D16BZX55C15

R11 5R11 5%

Power IGBT High1

R5 5R11 5%

Figura 3.16 Esquema de conexión del IR2233

Puede observarse que se han instalado tres filtros pasa baja a la salida de las señales PWM correspondientes a los tres IGBTs inferiores. Estos filtros no son necesarios para el correcto funcionamiento del convertidor pero, dado que van a ser empleados diferentes sistemas de modulación, permiten comprobar que las señales generadas cumplen las condiciones necesarias para poder controlar los IGBTs.

3.3 CIRCUITO DE TENSIÓN INTERMEDIO

Como puede verse en la Figura 3.1 el circuito de tensión intermedio está formado por tres elementos claramente diferenciados. Por un lado los condensadores de potencia para la estabilización del bus, el circuito de carga controlada de dichos condensadores y finalmente la electrónica necesaria para que la tensión del bus de continua no sobrepase valores peligrosos.

Capítulo 3


3-42

Los condensadores seleccionados deben poder soportar la tensión del bus de continua por lo que se han colocado dos condensadores electrolíticos en serie con una capacidad cada uno de 450 µF y una tensión nominal de 450 V. Dado que no se ha considerado necesario introducir reactancias inductivas en el circuito intermedio, no es necesario hacer cálculos adicionales para limitar la oscilación de la tensión del bus debido a efectos resonantes.

3.3.1 CARGA CONTROLADA DE LOS CONDENSADORES

En condiciones normales de funcionamiento del convertidor, en el instante en el que se conecta el sistema trifásico de tensiones, los condensadores de estabilización del bus de continua suelen estar completamente descargados, por lo que es necesario, controlar de alguna forma la elevada corriente de carga que demandarán de la fuente de alimentación. Para ello se ha colocado en serie con dichos condensadores tres resistencias NTC de 10 ? cada una de ellas, como puede verse en la Figura 3.17.

Una vez alcanzada una tensión umbral en los condensadores de estabilización del bus de continua, dichas resistencias deben ser cortocircuitadas mediante un relé. Dicho relé es controlado mediante el puerto analógico digital de un DSP o con un comparador analógico con histéresis en caso de que el dispositivo de control carezca de convertidor analógico digital. Con el fin de garantizar el adecuado aislamiento eléctrico entre las etapas de control y de potencia del convertidor, la señal de activación del relé se aísla mediante un optoacoplador digital.

Etapa de Potencia


3-43

BUS -

Q7

2N2222A

RELAY2

T9AS1D12-12

43

12

t

10-NTCNTC3

+C34450uF

R351K

SMD

t

10-NTCNTC2

+C33450uF

RE

LE-N

TC (P

4)

SMD

R59470K

C24100nF

+5V-P

GND-C

+12V-P

D111N4148

450V

450V

1W

1W

U15

HCPL0201

23

567

8

ANCAT

GND

VEVo

VCC

50VC22 10 nF

SMD

BUS +

SMD

GND-PR60470K

t10-NTCNTC1

R34 3K3

Figura 3.17 Circuito de carga controlada del b us de continua

En caso de emplear un DSP y por lo tanto medir la tensión del bus de continua mediante el convertidor analógico digital, es necesario optoacoplar dicha señal analógica mediante un optoacoplador lineal como se muestra en la Figura 3.18

VDC (P1)

+15 Vc

GNDp

Pin 4 U12 C38

100nF

-

+

U12A

TLC27L2CP

3

21

84

+15 Vp

GNDp

R6268K

R6418K

C33

100nF

R6339K

U13

IL300

1234 5

6781

234 5

678VDCINPUT (P7)

GNDp

Pin 8 U12

no smd

ponmelo cerca, cerca de los pines

+12 Vp

R61 430R

Figura 3.18 Circuito para el optoacoplado de la tensión del bus de continua

Capítulo 3


3-44

3.3.2 ELECTRÓNICA PARA LA LIMITACIÓN DEL BUS DE CONTINUA

Puede verse en la Figura 3.9 cómo cada uno de los IGBTs del módulo de potencia tiene colocado en antiparalelo un diodo de rueda libre. Estos seis diodos forman una estructura de puente rectificador trifásico, por lo que en caso de que el motor induzca tensiones superiores a las de la fuente durante los frenados regenerativos, aparece un flujo de energía desde la salida del convertidor hacia el bus de continua. Dado que una de las limitaciones de los elementos de potencia es la tensión máxima de bloqueo, no se debe permitir que dicho valor de tensión aumente por encima de dicha tensión máxima.

Dada la importancia de este sistema de seguridad se ha considerado necesario implementarla de forma independiente al sistema generador de señales PWM que finalmente se emplee.

Etapa de Potencia


3-45

R2210K 5%

C922 nF

U3

IR2103

1

23

4

5

6

7

8

VCC

HINLIN

COM

LO

VS

HO

VB

C1110 nF

R1910K 5%

C10100 nF

R301K 5%

R231K 5%

R27 250R 5%

R2425K1%

R29 5R11 5%

DC+

D18 1N4148

U2

LMC6462

1

2

3

4

8

7

6

5

out A

A-

A+

Vss

Vcc

out B

B-

B+

D17 BZX55C5V6

C12100 nF

+15 Vp

R25 1M 5%

+15 Vp

R28 10R 5%

R20 10K 5%

R2110K 5%

Gate IGBT Chopper

D19BZX55C15

Figura 3.19 Electrónica para la limitación de la tensión del bus de continua

Como puede verse en la Figura 3.19 la tensión del bus de continua se capta a través de un divisor de tensiones resistivo compuesto por las resistencias R25 y R21. Este puente resistivo divide la tensión de entrada aproximadamente en un factor de 100. Mediante un comparador con histéresis se genera un pulso entre 0 y 5 V cada vez que la tensión del bus de continua supera la referencia fijada. Esta señal de control se introduce en un driver para lograr los niveles de tensión y corriente necesarios para gobernar el IGBT de frenado que el fabricante SEMIKRON ha incorporado en el mismo encapsulado. Mediante este conmutador se conecta en paralelo con los condensadores del bus intermedio una resistencia de potencia convenientemente dimensionada en función del tipo de carga electromecánica que se controle mediante el convertidor de frecuencia.

Capítulo 3


3-46

3.4 PROTECCIONES EMPLEADAS EN EL CONVERTIDOR DE FRECUENCIA

Por diseño, los convertidores de frecuencia llevan asociados protecciones con el fin de limitar las sobretensiones, sobreintensidades y las variaciones muy fuertes de tensión y de intensidad. A pesar de que debido a que uno de los objetivos del presente trabajo de investigación es estudiar el comportamiento de los convertidores con el fin de minimizar alguna de estas protecciones, se van a nombrar todas las protecciones que pueden ser implementadas.

3.4.1 PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES

Este tipo de fenómenos son más peligrosos en el lado de la red de alimentación y por lo tanto en el lado del rectificador. Para protegerse de este tipo de problemas, suele ser habitual conectar dispositivos cortocircuitables por sobretensión (varistores) entre las fases de alimentación según una configuración en triángulo.

Para la protección de los semiconductores ante aumentos bruscos de la tensión aplicada el módulo de potencia ya tiene integrados diodos de rueda libre y en el Apartado 3.3.2 se ha comentado el sistema de limitación de dicha tensión del bus de continua.

3.4.2 PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES

Analizando en detalle la estructura del convertidor de frecuencia es posible distinguir tres posibles defectos debidos a aumentos bruscos de la corriente eléctrica.

• Cortocircuito a la salida del rectificador. Un cortocircuito a la salida del rectificador provocará una elevada circulación de corriente a través de los diodos debido a que la única impedancia que la limita es la propia impedancia de la red. Este tipo de defectos se previenen instalando en el armario eléctrico donde se vaya a colocar el convertidor fusibles de protección extrarrápidos o bien un magnetotérmico convenientemente tarado.

Etapa de Potencia


3-47

• Cortocircuito en bornes del motor. En este caso la sobrecorriente es de menor importancia que en el supuesto anterior dado que se encuentra limitada por la suma de las impedancias de la red y la impedancia del bus intermedio. Para evitar problemas en los semiconductores se coloca un fusible de protección en serie con el bus intermedio de forma que en caso de aumentar la corriente por el mismo de forma no controlada se interrumpa la conexión entre el rectificador y el inversor. Hay que tener mucho cuidado a la hora de dimensionar este fusible , ya que durante la primera conexión del convertidor con los condensadores descargados la corriente que circula por el bus intermedio es varias veces superior a la nominal en función del tipo de control de carga de los condensadores que se implemente.

• Semiconductor de potencia cortocircuitado. En caso de que se produzca este tipo de sobreintensidad en uno de los diodos, la actuación es similar al primer supuesto, mientras que si se produce en el inversor se asemejará al segundo supuesto.

3.4.3 PROTECCIÓN FRENTE A CAÍDAS DE TENSIÓN EN LA RED DE ALIMENTACIÓN.

Este tipo de fenómeno únicamente es peligroso cuando el convertidor trabaja en modo regenerador por lo que no es relevante en el caso que nos ocupa. En caso de tratarse de un convertidor no regenerativo una caída de la tensión de alimentación únicamente provoca la pérdida de energía en el convertidor y por lo tanto su incapacidad para controlar de forma adecuada la carga.

capitulo3.scrpdf

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