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1
Balastos Electrónicos:Inversores Resonantes
José Marcos Alonso Álvarez
Mayo 1999
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2
Objetivos Conocer la estructura básica y parámetros que
caracterizan a un inversor resonante.
Conocer las configuraciones básicas de inversores
resonantes. Métodos de control y modos de
funcionamiento.
Metodología de análisis de inversores resonantes
operando en régimen permanente.
Características de comportamiento de algunos inversores
típicos.
Capacidad de selección de topologías
Conocer la metodología básica de análisis dinámico de
inversores resonantes.
Ejemplos de análisis dinámico
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3
Índice
Introducción
Topologías y Control de Inversores
Resonantes
Análisis Estático de Inversores Resonantes
Introducción al Análisis Dinámico de
Inversores Resonantes. Ejemplos
Bibliografía
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4
Aplicaciones
Alimentación de Lámparas [25-38]
Calentamiento por Inducción [14-16]
Soldadura por Arco Eléctrico [9, 10]
Equipos Ultrasónicos [11-13]
Procesos Electrostáticos [6-8]
Reguladores CC-CC Conmutados [17-24]
Fuente
Primaria
(CC)
Inversor
(CC-CA)
Carga
(CA)
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5
Parámetros Característicos
Onda Alterna de Salida (Tensión o Corriente):
1V
VD n
n Distorsión del armónico de orden n:
1001
22
3
2
2
V
VVVTHD n ......
(%)
Distorsión Armónica Total:
Factor de Distorsión del Armónico de orden n:nV
VDF n
n
1
Factor de Distorsión Total:
1001
32
2
V
n
V
TDF
n
...,(%)
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6
Diagrama de Bloques
Inversor Alimentado en Tensión
Fuente
PrimariaInversor A.F.
CircuitoResonante Carga
Transformador
A.F.
Circuitode
Control
E
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7
Fuente
PrimariaInversor A.F.
CircuitoResonante Carga
Transformador
A.F.
Circuitode
Control
I
Diagrama de Bloques
Inversor Alimentado en Corriente
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8
Topologías de Inversores
E
1
1
NNE
E
E/2
+
E E/2
PUSH-PULL ASIMÉTRICO
MEDIO PUENTE E PUENTE COMPLETOE
LC Serie LC Paralelo LCC Serie-Paralelo LCLC Serie-Paralelo
L C L
C
L Cs
Cp
C s
Cp L p
L s
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9
Inversor Push-Pull
T/2 T
t
B1
B2
NE
Io
Modo I Modo II Modo III Modo IV
Q1 ON
Q2 OFF
Q1 OFF
Q2 ON
D1 Q1 D2 Q2
UCE1
i C1
2E
T/2 T
f
fmax
i
i
Vo
i D1
E
1
1
N
D1
NE
-
+
MODO I
E
1
1
N
Q1
NE
-
+
MODO II
E
1
1
N
D2
NE
+
-
MODO III
E
1
1
N
Q2
NE
+
-
MODO IV
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10
Asimétrico y Medio Puente
E +
Q1D1
Q2D2
vO
iO
C
uC= E/2
T/2 T
t
iB1
iB2
E/2vO
iO
Modo I Modo II Modo III Modo IV
Q1 ON
Q2 OFF
Q1 OFF
Q2 ON
D1 Q1 D2 Q2
UCE1E
E/2Q1
D1
Q2D2 vO
iO
E/2
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11
Puente Completo
E
Q1D1
Q2D2
Q3D3
Q4D4
vO
iO
T/2 T
t
iB1
iB3
EvO
iO
Modo I Modo II Modo III Modo IV
Q1, Q2 ON
Q3, Q4 OFF
Q1, Q2 OFF
Q3, Q4 ON
D1-D2 Q1-Q2 D3-D4 Q3-Q4
UCE1E
iB2
iB4
UCE2
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12
Control de la Potencia de Salida
Control de la Tensión Continua de Entrada
Control por Frecuencia de Conmutación
Control por Deslizamiento de Fase
Control por Modulación de Anchura de Pulso
(PWM)
Control por Modulación de Densidad de
Pulsos (PDM)
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13
Variación de la Tensión de Entrada
AC Inversor
AC Control Inversor
Control InversorE
Potencias Altas
Baja respuesta
Dinámica
Potencias Bajas-
Medias
Alta Respuesta
Dinámica
Baja Tensión
Alta respuesta
Dinámica
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14
Frecuencia de Conmutación
E/2Q1
D1
Q2D2 vO
iO
E/2
L
C Carga
XL = 2fL
XC = 1/(2fC)
La tensión y corriente en la carga dependen de la
frecuencia de conmutación
Fácil implementación
Problemas de ruido y de optimización de magnéticos
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15
Deslizamiento de Fase
E
Q1D1
Q2
D2
Q3
D3
Q4
D4
vO
iOA
B
v
Av
B
T/2 T
t
iB1
iB2
E vO
iO
D1 Q1
t
iB3
iB4
t
tEv
Bv
A
E
Q4
D1
D2 Q2
D3
Q2
D3
D4Q3Q4
D1
Q4
D T/2 (1-D) T/2
t
t
t
Funcionamiento a
frecuencia fija
Baja distorsión de la
onda de salida
Distorsión mínima para
D=0.73
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16
Deslizamiento de Fase
E
1
1
N
Q1 D1Q2
D2iB2 iB1
iO
E
1
1
N
Q3D3
Q4
D4iB4 iB3
vO2
vO1
vO
vO1
vO2
Vm
2Vm
Vm
vO
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17
Modulación de Anchura de PulsoTc
T
Tc<< T
Vp
v1vo
t
t
vmE/2
E/2
Q1
Q2
D1
D2
v1FILTRO
A.F.vo
Comparación de una onda modelo con otra triangular
Posterior filtrado de los armónicos superiores
El valor instantáneo medio de la onda de salida es
proporcional a la onda modelo (amplificador conmutado)
Habitualmente: Tc > 9 T
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18
Formas de Onda PWM
t(-) t(+)
E/2 v1
(t) = vo (t)
v1(t)
vm (t)=Vm sen tVp
+
-
Tc
tmE
V
tvEtvtv a
p
mO sen
2
)(
2)()( 1
Factor de modulación de amplitud: ma = Vm / Vp
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19
Distribución de Armónicos
1 mf
mf+2 m
f+4m
f -2
mf-4
jmf
jmf +kjmf -k
............
...Filtrado
Factor de modulación de frecuencia: mf = fc / f
Frecuencia de los armónicos superiores:
fkjmf fh )(
Para j par, k impar
Para j impar, k par
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20
Modulación de Densidad de Pulsos [7]
iO
vA
v
Modo I Modo II Modo I Modo II Modo I Modo II Modo I Modo III Modo I Modo II Modo I
E
Q1
D1
Q2D2
Q3
D3
Q4 D4
vO
iOE
Q1D1
Q2D2
Q3D3
Q4D4
vO
iO
E
Q1
D1
Q2
D2Q3
D3
Q4D4
vO
iO
E
Q1D1
Q2
D2
Q3
D3
Q4 D4
vO
iO
AB
A
B
AB
AB
Circuito Inversor Modo I
Modo II Modo III
B
vO
Amplio margen de control de la potencia de salida
Gran precisión
Aplicación en alimentación de procesos electrostáticos
Densidad de pulsos: 3/4
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21
Modos de Funcionamiento En función del desfase entre tensión (Vo) y
corriente (Io) se tienen diferentes modos de
funcionamiento:
Conmutación a Tensión Cero (ZVS)
Conmutación a Corriente Cero (ZCS)
Conmutación Mixta (ZVS-ZCS). Sólo en inversores en
puente completo con control de fase.
El modo de funcionamiento afecta a:
Las conmutaciones de los interruptores
La cantidad de energía reactiva manejada por el
inversor
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22
E vO
iO
D1 Q1Q4
D1D2 Q2
D3Q2
D3D4
Q3Q4
D1Q4
Conmutación a Tensión Cero (ZVS)
Q1
Q3
D1
D3
Q1
Q3
D1
D3
iO iO
Los transistores entran en
conducción con tensión cero
Los diodos salen de conducción
de forma natural (inversión de la
corriente)
Sólo hay pérdidas en la salida de
conducción de los transistores
Util para MOSFET
0
+E
0
+E
Q1
Q3
D1
D3
iO
0
+E
Q1
Q3
D1
D3
iO
0
+E
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23
EvO
iO
Q1 Q1D4
D1D2Q2
Q3D2
D3D4
Q3Q4
Q1D4
Conmutación a Corriente Cero (ZCS)
Q1
Q3
D1
D3
Q1
Q3
D1
D3
iO iO
Los diodos son polarizados
inversamente. Cortocircuitos
puntuales.
Necesidad de diodos rápidos y
tiempo muerto elevado
La salida de conducción de los
transistores se produce sin
pérdidas (natural)
Util para IGBTs.
0
+E
0
+E
Q1
Q3
D1
D3
Q1
Q3
D1
D3
iO iO
0
+E
0
+E
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24
EvO
iO
Q4 Q1D1
Q3D2Q2
Q2D3
Q4D1
Q3Q4
Q1D4
Conmutación Mixta (ZVS-ZCS)
Aparece en el puente completo operando con control
de fase y ciclo de trabajo reducido.
Una rama trabaja (Q1-Q3) con conmutación a tensión
cero y la otra (Q2-Q4) con conmutación a corriente
cero.
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25
Balance de EnergíavO
D1 Q1
Q4
D1
D2 Q2
D3
Q2
+
-
iO
vO
Q1 Q1
D4
D1
D2Q2
Q3
D2
+
-
iO
Q1 Q1
D4 Q2
Q2
D2
iO
vO
+
MODO ZVS MODO ZCS
MODO MIXTO ZVS-ZCS
Energía
Reactiva
No maneja
Energía
Reactiva
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26
Efecto de la FrecuenciaTensión
Corriente Inductiva
Mixto
ZVS
ZCS
La frecuencia afecta al desfase entre la tensión y corriente resonante
A frecuencias altas las componentes inductivas predominan sobre las capacitivas (modo ZVS)
A frecuencias bajas predominan las componentes capacitivas frente a las inductivas (modo ZCS)
A frecuencias intermedias se tiene el modo mixto
Corriente
Capacitiva
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27
Efecto del Ciclo de Trabajo
ZVS
Mixto
ZCS
Mixto
Al variar el ciclo de trabajo la frecuencia permanece constante
Para ciclos de trabajo reducidos aparece el modo de funcionamiento mixto (ZVS-ZCS)
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28
Análisis Estático
Dos métodos de análisis:
Método 1: [28]
Se plantean y resuelven las ecuaciones diferenciales en cada modo topológico de funcionamiento.
La solución de régimen permanente se obtiene aplicando las condiciones de contorno.
Válido para obtener respuestas transitorias
Método 2: [18, 26, 27, 29-31]
Se emplea la teoría del desarrollo en serie de Fourier
Solución tan precisa como se desee
En principio sólo es válido para obtener la solución de régimen permanente
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29
Método 1: Ejemplo
E/2
E/2
u(t)i(t)
L
R
u(t) Ri(t)E/2
u(t) Ri(t)E/2
2)(
)()(
EtRi
dt
tdiLti
Modo M0: 0<t<T/2
Modo M1: T/2<t<T
2)(
)()(
EtRi
dt
tdiLti
Condición de
Régimen
Permanente:
i(0)= - i(T/2)
L
tR
eR
Ei
R
Eti
2)0(
2)(
L
RTt
eR
ETi
R
Eti
)2/(
2)2/(
2)(
E/2
E/2R
u(t)
i(t)L1/R1
L2/R2
L1/R1 > L2/R2L
TR
L
TR
e
e
R
ETii
2
2
1
1
2)2/()0(
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30
Método 2: Desarrollo de Fourier
vg
CIRCUITO
FILTRO = vg1
CIRCUITO
FILTRO
()+ ... +R
vgnCIRCUITO
FILTRO
( )
R + ...n
v(t) v (t)1 v (t)n
R
(LINEAL)
1
1 )(...)(...)()( tvtvtvtv in
Se obtiene el desarrollo en serie de Fourier de la onda alterna de entrada al circuito tanque
Fácilmente implementable en ordenador
No apto para circuitos no lineales
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31
Estudio General [27]
Ve
CIRCUITOFILTRO
(LINEAL)
RVs
IsIe
IB + V= A V SSE
SSE ID + VC= I
Parámetros de
Transmisión Carga
Resistiva
I R= V SS
B + R A
R=
V
V
E
S
B + AR
D + C R=
V
I
E
E
Ve RVs
IsIe...
Z1
Z2
Z3
Z4
Z2n-1
Z2n
1Z
ZZ Z + 1=
1Z
01
10
Z1 = [A]
1-i 2
1- i 2-1
i 21- i 2n
i1-i 2
1- i 2n
1=i 1
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32
Análisis Comparativo
LC Serie LC Paralelo LCC Serie-Paralelo
Ve
Ie
Vs
IsL Cs
L
Cp
L Cs
CpVe
Ie
Vs
Is
Ve
Ie
Vs
Is
VBASE ZBASE BASE
LC-SERIE VE SCL / 1/ LCS
LC-PARALELO VE L CP/ 1/ LCP
LCC VE )/()( PSPS CCCCL + )/()(/1 PSPS CCCCL +
VALORES BASE
MS=VS/VBASE Tensión de salida normalizada
Je=Ie/IBASE Corriente de entrada normalizada
= /BASE Frecuencia angular normalizada
Q=R/ZBASE Carga normalizada
NOMENCLATURA:
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33
1-
Q
1 + 1
1 = | M |
2
2S
S
1- + Q
1= | J |
2
2S
e
Q
1-
arctg - = S
e
)1-( + Q
1 = | M |
22
2P
2S
)1 -( Q +
Q + 1 = | J | 222
P2
22P
e
1- Q arctg -
Q
1-arctg = P
P
e
( )1- 1
+ -1
- Q
1
1 = | M |
2 2
2
2
2SP
s
-1 = si -1
-
1-
Qarctg -
Q
-arctg
-1 = < si 180 + -1
-
1-
Qarctg -
Q
-arctg
=
C
2SP
SP
C
2SP
SP
e
Resumen de Características
( )
2/1
2
2SP
2
2
SP
e
1- Q
+ -1
-
Q1
= J
LC SERIE
LC PARALELO
LCC SERIE-PARALELO
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34
Circuito LC Serie
Tensión de salida igual o inferior a la tensión de entrada
Alta distorsión para valores elevados de la carga
Corriente de entrada elevada en torno a la frecuencia de resonancia
Modo ZVS por encima de resonancia y ZCS por debajo.
FD 3
(a)
(b)
(a)
(b)
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35
Circuito LC Paralelo
(a)
(b)
FD3
(a)
(b)
Ganancia de tensión superior a la unidad
Comportamiento como fuente de corriente a la frecuencia de reso-nancia natural:
I = VBASE/ZBASE
Baja distorsión en la tensión de salida
Frontera entre modos ZVS y ZCS:
Q
1- 1= 0)=(/
2P
e
Existe si QP>1
Si QP<1 Siempre ZVS
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36
Circuito LCC
(a)
(b)
FD3
(a)
(b)
Comportamiento intermedio entre LC serie y LC paralelo
Ganancia de tensión superior a la unidad
Comportamiento como fuente de corriente a la frecuencia de resonan-cia natural:
I = VBASE/( ZBASE )
Baja distorsión en la tensión de salida
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37
Análisis DinámicoMétodo de Promediado Generalizado [40, 45]
Útil para el modelado de todo tipo de convertidores de
potencia.
Permite el modelado de convertidores que presentan formas
de onda con alto rizado o incluso alternas
Se basa en el empleo del desarrollo en serie exponen-cial de
Fourier.
Se emplean como variables de estado los coeficientes del
desarrollo en serie de Fourier.
El orden del modelo y su precisión son proporcionales al
número de armónicos del desarrollo en serie considerados.
También se conoce como Método de Promediado
Multifrecuencia [45].
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38
Desarrollo de Fourier (Repaso)
Una onda x(t) que verifica las condiciones de Dirichlet puede
expresarse de la forma siguiente:
k
tjk
kex)t(x Donde:
T
0
jk
kde)(x
T
1x
Los coeficientes son complejos y están relacionados con
los coeficientes de la serie trigonométrica de la forma
siguiente:
kx
1
kk0 tksenbtkcosaa2
1)t(x
knkn xIm2bxRe2a
( ) ( )kkkkkk00jba
2
1xjba
2
1xa
2
1x
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39
Metodología de Estudio
k
)Tt(jk
ke)t(x)Tt(x
El método se basa en aproximar la onda x(t) en el intervalo
(t-T, t] por medio de la serie exponencial de Fourier:
Donde:
T
2 ( T,0
de)Tt(xT
1)t(x
)Tt(jkT
0k
Los coeficientes son las variables de estado del modelo
A partir de ellos pueden obtenerse las evoluciones temporales
El orden del modelo es igual al doble del número de coeficientes
considerado, ya que éstos son complejos
kx
Real
Aprox.
Onda Continua Onda Alterna
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40
Operaciones Básicas
Diferenciación en el tiempo:
)t(xjk)t(xdt
d)t(x
dt
dk
kk
Convolución:
i
iikk)t(y)t(x)t(y)t(x
Suma: )t(y)t(x)t(y)t(xkkk
Producto por un escalar: )t(xa)t(xakk
Si es variable esta fórmula es sólo una aproximación
Buena aproximación si las variaciones de la frecuencia
son lentas
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41
En muchos casos el modelado implica la obtención
de los coeficientes de Fourier de una función escalar
f:
En la mayoría de los casos es imposible obtener una
expresión explícita para estos coeficientes.
Una aproximación es el empleo de la función descriptora [43, 44]
Para funciones polinómicas pueden obtenerse empleando la
propiedad de convolución.
kn21 )x,,x,x(f ( )knk2k1 x,,x,xh =
Problema de Modelado:
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42
Aplicación al Modelado en el Espacio de EstadosModelo de un convertidor:
)t(u),t(xf)t(xdt
d
)t(u),t(xg)t(y
)t(x Vector de variables de estado
)t(u Vector de excitación
)t(y Vector de variables de salida
Aplicación del método de Fourier:
k
k
)t(u),t(xf)t(xdt
d
kk
)t(u),t(xg)t(y kk
)t(u),t(xg)t(y
( )kkk
u,xfxjkxdt
d
Simplificación: En algunos casos pueden conocerse directamente las variables de
salida a partir de las nuevas variables de estado:
)t(u),t(xh)t(ykk
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43
Caso Particular: Sistemas Lineales Invariantes
Modelo del convertidor: )t(uB)t(xA)t(xdt
d
Aplicación del método de Fourier:
kkk
)t(uB)t(xA)t(xdt
d
Diferenciación
en el tiempo
kkkkuBxAxjkx
dt
d
Modelo en el Espacio de Estado:
( )kkk
uBxAIjkxdt
d
Nueva Matriz de Estado
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44
( )k0
1
0k0 uBAIjkx
Régimen PermanenteCondición de Reg. Permanente: 0x
dt
dk
Aplicando la condición al modelo, se obtiene:
Modelado Dinámico
Se introducen perturbaciones en el modelo:
ˆ0
k0kuu kk0k
xxx
Las perturbaciones provocan
variaciones en las vbles. de estado
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45
Modelado Dinámico (Cont.)
Se introducen las perturbaciones en el modelo:
( ) ( )( )( )k0
kk00kk0 uBxxAIˆjkxx
dt
d
( )k0
k0
kxIˆjkxAIjkx
dt
d
Condición de reg. permanente
Se aplica la transformada de Laplace:
( )k0k0k
xI)s(jk)s(xAIjk)s(xs
( ) k0
1
0k xIjkAIjks
)s(
)s(x
De forma análoga pueden obtenerse otras funciones de transferencia.
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46
Ejemplo: Inversor LC Paralelo
E
E
L
C R
Q1D1
Q2 D2
L
C Ru(t)
i (t)
u (t)c
Circuito Equivalente
Modelo Exacto
)t(uL
1)t(u
L
1)t(i
dt
dC
)t(uRC
1)t(i
C
1)t(u
dt
dCC
Vector de Estado: TC )t(u),t(i)t(x
Excitación: ( )tsensgnE)t(u
Modelo Aproximado (1er Armónico)
Vector de Estado:
Excitación:
T1C11
u,ix
E2ju
1
L
E2ju
L
1iji
dt
d1C11
1C11C ujRC
1i
C
1u
dt
d
( ))t(ievol)t(y1 ( ))t(uevol)t(y C2 )t(i2)t(y11 )t(u2)t(y
1C2
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47
También puede obtenerse el modelo en el plano real:
Modelo en el Plano Real
)t(jx)t(x)t(i 211 )t(jx)t(x)t(u 431C
E
0
0
L/2
0
x
x
x
x
RC/1C/10
RC/10C/1
L/100
0L/10
x
x
x
x
dt
d
4
3
2
1
4
3
2
1
2
2
2
11 xx2y 2
4
2
32 xx2y
Modelo de Gran
Señal en el
Plano Real
Ejemplo concreto: Frecuencia de conmutación: 20 kHz
Inductancia: 4.15 mH
Condensador: 15 nF
Carga: 212 Ohmios
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48
Modelo de Gran Señal: Resultados
0 100 200 300 400 5000
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
110
y 2k
uk
k
0 100 200 300 400 500
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
k
uk
200
y1
k
MathCAD: PSpice:
0s 100us 200us 300us 400us 500us
Timeabs(v(4,1)) v(1)
100V
80V
60V
40V
20V
0V
**** Simulacion de un inversor resonante LC paralelo ****Date/Time run: 01/18/99 17:47:10 Temperature: 27.0
0s 100us 200us 300us 400us 500us
Timev(1)/200 abs(i(LR))
500m
400m
300m
200m
100m
0
**** Simulacion de un inversor resonante LC paralelo ****Date/Time run: 01/18/99 17:47:10 Temperature: 27.0
Corriente:
Tensión:
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49
Régimen Permanente
( )k0
1
0k0 uBAIjkx
10
1
0
0
10C
10u
0
L/1
RC/1jC/1
L/1j
u
i
Resolviendo:( )RLCRjL
RCj1E2i
2
00
0
10
1R
LjLC
/E2ju
02
0
10C
Teniendo en cuenta que:100 ij2I
10C0C uj2U
Se obtienen las evoluciones senoidales de corriente y
tensión:
( ) LjLC1R
RCj1E4I
0
2
0
00
( )R
LjLC1
1E4U
02
0
0
Que lógicamente coinciden con las soluciones obtenidas mediante la
aproximación con el armónico fundamental.
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50
Modelo Dinámico
Ejemplo: Obtención de la función)s(E
)s(u)s(G Cpico
ue
Perturbación: )4..1i(xxxEEE i0ii0
Introduciendo la perturbación y linealizando:
E
0
0
L/2
0
x
x
x
x
RC/1C/10
RC/10C/1
L/100
0L/10
x
x
x
x
dt
d
4
3
2
1
0
0
0
0
4
3
2
1
( )2201102
20
2
10
1 xxxxxx
2y
( )4403302
40
2
30
2 xxxxxx
2y
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51
Modelo Dinámico (Cont.)
Aplicando la transformada de Laplace:
)s(E
0
0
L/2
0
RC/1sC/10
RC/1s0C/1
L/10s
0L/1s
)s(x
)s(x
)s(x
)s(x1
0
0
0
0
4
3
2
1
)s(xx)s(xxi
2)s(y 220110
10
1
)s(xx)s(xxu
2)s(y 440330
10C
2
Finalmente habría que despejar: y2(s)/ E(s)
La obtención de una solución explícita resulta bastante tedioso.
Fácilmente implementable en programas de ordenador
(ver Apéndice B)
Modelo
Dinámico de
Pequeña
Señal
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52
w
1 103
1 104
1 105
1 106200
100
0
100
200
w
20
1 103
1 104
1 105
1 10660
40
20
0
ue R=1000
R=500
R=212
G
ueG
180
R=1000
R=500
R=212
Respuesta Dinámica
)s(E
)s(u)s(G Cpico
ue
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53
Operación en Bucle Cerrado
110
3
110
4
110
5
110
640
0
40
200
0
200
dB
180
GradosGH
1 0.5 0 0.5 1 1.5
1.5
1
0.5
0
0.5
ImGH( )
ReGH( )
5 4 3 2 1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
15
10
5
0
5
ImGH( )
ReGH( )
110
3
110
4
110
5
110
6
40
0
40
GH
200
0
200
dB Grados
)s(Guerk)s(R REFu
ReguladorProporcional
Kr=2 Sistema Estable Kr=15 Sistema Inestable
Sistema
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54
Propuesta de EjercicioModelado de un convertidor CC-CC Resonante
E
E
L C
Q1 D1
Q2
D2
Vo
L
Cu(t)
i (t)u (t)c
Vo
)tsinsgn(E)isgn(VuL
1i
dt
dOC
iC
1u
dt
dC
2jEe
2Vu
L
1iji
dt
di
O1C11
11C1C iC
1uju
dt
d
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55
Se ha presentado la estructura básica de un inversor
resonante y los parámetros que lo caracterizan
Estudio de la metodología de análisis estático de
inversores resonantes
Se ha realizado un análisis comparativo de tres circuitos
resonantes típicos
Metodología general de análisis estático y dinámico de
convertidores de potencia, fácilmente aplicable a
inversores resonantes
Se han realizado ejemplos de análisis dinámico de
inversores resonantes
Resumen y Conclusiones
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56
Actividades Complementarias Simulación con PSpice de diferentes topologías de inversores
resonantes.
Obtención de características estáticas de inversores con otros
circuitos resonantes diferentes a los expuestos.
Diseño de un inversor resonante para una aplicación concreta.
Montaje y ensayo de un inversor en el laboratorio. Por ejemplo
para alimentación de una lámpara fluorescente.
Obtención de otras funciones de transferencia para el inversor
resonante LC paralelo.
Realización de simulaciones con PSpice del inversor LC en bucle
cerrado con diferentes reguladores y comparación con resultados
teóricos.
Modelado de otros convertidores (CC-CC PWM, CC-CC resonantes,
etc.)
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57
BibliografíaLIBROS
[1] J. A. Gualda, S. Martínez, P. M. Martínez; "ELECTRÓNICA INDUSTRIAL:
TÉCNICAS DE POTENCIA", 2ª edición, Marcombo, 1992.
[2] N. Mohan, T.M. Undeland, W. P. Robbins; “POWER ELECTRONICS.
CONVERTERS, AAPLICATIONS AND DESIGN”. John Wiley and Sons, Inc. 2ª
Edición. 1995.
[3] M. H. Rashid; “POWER ELECTRONICS. CIRCUITS, DEVICES AND
APPLICATIONS”. Prentice Hall. 2ª Edición. 1993.
[4] B. W. Williams; “POWER ELECTRONICS. DEVICES, DRIVERS APPLICATIONS
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